CN102638298B - 发射机及在ofdm无线通信***实施空间频率区块编码的方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种发射机，该发射机包括：多个发射天线；被配置成产生第一信道编码数据流的电路；其中所述电路被进一步配置成在生成空间频率区块编码(SFBC)编码数据的所述第一信道编码数据流上执行SFBC编码；其中所述电路被进一步配置成将矩阵应用至所述SFBC编码数据，以将所述SFBC编码数据映射至所述发射天线；其中所述矩阵将权重应用至所述SFBC编码数据；以及其中所述电路被进一步配置成将所述被映射的SFBC编码数据作为正交频分复用(OFDM)的信号来通过多个次载波传送。

Description

发射机及在OFDM无线通信***实施空间频率区块编码的方法

本申请是申请号为200580027388.3、申请日为2005年8月11日、名称为“正交分频多工无线通信***中实施空间频率区块编码方法及装置”的中国发明专利申请的分案申请。

技术领域

本发明涉及无线通信***。更特别地，本发明涉及用于在正交频分复用(OFDM)无线通信***中实施空间频率区块编码(SFBC)的方法及装置。

背景技术

OFDM为数据被分割为多个较小流，且各流使用具有小于全部可用传输带宽的带宽的次载波来传送的数据传输方案。OFDM效率视这些彼此正交的次载波而定。该次载波彼此并不干扰，而各运载一部份总用户数据。

OFDM***具有优于其他无线通信***的优点。当用户数据被分割为不同次载波所运载的流时，各次载波上的有效数据速率非常小。因此，符号持续期间非常长。大符号持续期间可容许较大延迟展开。也就是说，其并不被多路严重影响。因此，OFDM符号能够容许延迟展开而不需要复杂的接收机设计。然而，典型无线***需要复杂信道等化方案来对抗多路衰落。

OFDM另一优点为发射机及接收机处的正交次载波的产生可通过使用反向快速傅立叶变换(IFFT)及快速傅立叶变换(FFT)引擎来达成。因为IFFT及FFT实施为人熟知，所以OFDM可被轻易实施而不需复杂的接收机。

多输入多输出(MIMO)涉及发射机及接收机使用一个以上天线的无线传送及接收方案类型。MIMO***利用空间分集或空间复用并改善信噪比(SNR)及增加产出。

SFBC为用于传送邻近次载波而非连续时隙中的相同次载波上的空间分集编码的符号的方案。SFBC可避免空间时间区块编码中的快速时间变异问题。然而，组合发生的次载波上的信道必须恒定。

发明内容

本发明涉及用于在正交频分复用(OFDM)无线通信***中实施空间频率区块编码(SFBC)的方法及装置。本发明可应用至封闭回路模式及开放回路模式。在封闭回路模式中，功率负载及固有波束成形以信道状态信息(CSI)为基础来执行。信道编码数据流被复用为两个或更多数据流。功率负载以每个被复用的数据流上的CSI为基础来执行。SFBC编码被执行于每个被配对的次载波的数据流上。随后，固有波束成形以该CSI为基础来执行以计算多个发射天线上的固有波束。功率负载可被执行于两个或更多SFBC编码区块或各固有波束上。另外，功率负载可针对弱固有模式被执行跨越次载波或次载波群组。

本发明提供一种发射机，该发射机包括：多个发射天线；被配置成产生第一信道编码数据流的电路；其中所述电路被进一步配置成在生成空间频率区块编码(SFBC)编码数据的所述第一信道编码数据流上执行SFBC编码；其中所述电路被进一步配置成将矩阵应用至所述SFBC编码数据，以将所述SFBC编码数据映射至所述发射天线；其中所述矩阵将权重应用至所述SFBC编码数据；以及其中所述电路被进一步配置成将所述被映射的SFBC编码数据作为正交频分复用(OFDM)的信号来通过多个次载波传送。

本发明还提供一种发射机，该发射机包括：多个发射天线；被配置成产生信道编码数据流的信道编码器；被耦合至所述信道编码器的复用器，所述复用器被配置成将所述信道编码数据流复用成多个数据流；多个空间频率区块编码(SFBC)编码器，每个SFBC编码器被配置成通过针对被传送的每 个数据速率对次载波上的所述数据流中对应的一个数据流进行编码；以及被配置成使用预处理矩阵来将每个次载波映射至所述发射天线中的对应的一个发射天线的电路。

依据本发明，具有或没有信道信息反馈的强力信道估计可被提供于所有信道条件中，而低复杂性在发射机及接收机处被实现。此外，可度量解可以使用任何天线配置，且向后兼容性被提供具有802.11a/g的增强性能。

附图说明

图1为实施封闭回路模式的OFDM-MIMO***的方块图。

图2为实施开放回路的***的方块图。

图3为描述功率负载的发射机的方块图。

图4为示例性功率负载及两对模式间的适应性调制及编码映射的图示。

图5示出了用于功率/比特负载的次载波群组配对的示例。

具体实施方式

下文中，术语“站”(STA)包含但不限于用户设备、无线发射/接收单元、固定的或移动的订户单元、寻呼机、或可操作于无线环境中的任何其他类型的设备。下文中涉及的术语“存取点”(AP)包含但不限于节点B、基站、站点控制器、或无线环境中的任何其他类型的接口设备。

本发明将参考附图做进行描述，其中遍及全文的相同数字符号代表相同元件。应注意，本发明中提供的图示为高级功能方块图，而由该功能方块所实施的功能或多或少可通过方块来实施。本发明的特征可被并入集成电路(IC)，或被配置于包含多个互连组件的电路中。

本发明的实施方式提供可实施SFBC MIMO编码的发射机及接收机匹配滤波器。实施方式还提供发射机信道预编码及同信道分解功能一样的接收 机天线处理。

***操作具有两种模式：封闭回路及开放回路。封闭回路被使用于信道状态信息(CSI)可用于发射机时。开放回路被使用于CSI不可用时。变异可被用于到可提供分集利益的固有STA的传输。

在封闭回路模式中，CSI被用来通过分解及对角化信道矩阵及发射机处的预编码来创建虚拟独立信道。被给定的TGn信道的固有值展开，本发明使用在信道预编码器的输入处的发射机中的空间频率正交MIMO编码以降低数据速率的代价来增加强固性。MIMO中的任何编码方案均必须处理分集对复用增益置换。预期具有最适合于特定信道统计的置换方案。SFBC是因低移动性及长信道相干时间而被选择。此方案允许较MMSE接收机来说为简单的接收机实施。组合解可促成大范围上的较高产出。本发明的实施方式可允许每次载波功率/比特负载，并经由信道状态反馈的封闭回路操作来维持持续强固链接。另一潜在利益是其可轻易度量发射机及接收机处的任何数量的天线。

CSI可通过来自接收机的反馈或经由开发信道相互性来在发射机处被获得。信道相互性用于主TDD基础***。在这种情况下，发射机及接收机可独立估计及分解该信道。当信噪比很高而导致降低反馈带宽负载时，信道更新速率可被降低。潜伏要求及反馈数据速率对固有值的固有频率非选择性通常并不明显。

封闭回路模式需校准发射机来补偿上行链路及下行链路方向的被估计信道的振幅及相位差。此不常被达成于如STA连结期间或应用控制下，且可使用信道相互性来估计两端的信道。此外，每固有波束的CQI(或SNR)被反馈至发射机来支援适应性速率控制。

图1为实施封闭回路模式的OFDM-MIMO***100的方块图。***100包含发射机110及接收机130。发射机110包含信道编码器112，复用器114， 功率负载单元116，多个SFBC编码单元118，多个串联并联(S/P)转换器120，多个固有波束成形器122，多个IFFT单元124，及多个发射天线(未示出)。信道编码器112优选地根据从接收机130发送的信道质量指示符(CQI)来编码数据。该CQI被用来确定每次载波或次载波群组的编码速率及调制方案。编码数据流被复用器114复用为两个或更多数据流。

各数据流的发射功率等级是以反馈为基础通过功率负载单元116来调整。功率负载单元116针对各固有波束的数据速率来调整功率等级以平衡所有固有波束(或次载波)上的总发射功率，其将被详细解释如下。

SFBC编码单元118执行数据流上的SFBC编码。SFBC编码针对每个被传送的数据速率在固有波束及次载波上被达成。固有波束及次载波配对被选择来确保独立信道。OFDM符号被执行于K个次载波上。为了容纳SFBC，次载波被分割为L对次载波(或次载波群组)。各组次载波的带宽应小于信道的相干带宽。然而，当组合固有波束成形时，此限制因固有波束频率迟钝而被放松。

区块编码所使用的次载波群组对被单独考虑。以下为被应用至OFDM符号的Alamouti型SFBC的示例：

$S=\left[\begin{array}{cc}{s}_1& {-s}_2^{*}\\ s_2& s_1^{*}\end{array}\right]$

一旦SFBC编码单元118建构用于所有次载波的OFDM符号，则编码区块被S/P转换器120复用且输入至固有波束成形器122。固有波束成形器122将固有波束分配至发射天线。IFFT单元124将频域中的数据转换为时域中的数据。

接收机130包含多个接收天线(未示出)，多个FFT单元132，固有波束成形器134，SFBC解码单元136，组合器138，信道解码器144，信道估计器140，CSI生成器142及CQI生成器146。

FFT单元132将接收到的样本转换为频域，且固有波束成形器134、SFBC解码单元136及信道解码器144执行被实施于发射机110处的反向操作。组合器138使用最大比率组合(MRC)来组合SFBC解码结果。

信道估计器140使用被传送自发射机的训练序列来产生信道矩阵，并通过单值分解(SVD)或固有值分解来将该信道矩阵分解为每次载波(或每次载波群组)的两波束成形单一矩阵U及V(U用于传送，而V用于接收)及对角矩阵D。CSI生成器142从信道估计结果中产生CSI，而CQI生成器以该解码结果为基础来产生CQI。CSI及CQI被发回发射机110。

nT发射天线及nR接收天线间的信道矩阵H可被写为如下：

信道矩阵H通过SVD被分解如下：

H＝UDV^H，

其中U及V为单一矩阵，且D为对角矩阵。U∈C^nR×nR而V∈C^nT×nT。随后，针对传送符号向量s，传送预编码被简单执行如下：

x＝Vs(被传送的信号)。

被接收的信号变成如下：

y＝HVs+n，

其中n为被引进信道中的噪声。接收机通过使用匹配滤波器来完成该分解：

V^HH^H＝V^HVD^HU^H＝D^HU^H。

在一般化固有波束的信道增益之后，传送符号s的估计变成

$\hat{s}={\mathrm{\αD}}^H{U}^H\mathrm{HVs}+\mathrm{\η}$

$=s+\mathrm{\η}$

s不必执行连续干扰消除或MMSE型针测器即可被检测。D^HD为通过跨越对角的H的固有值来形成的对角矩阵。因此，一般化因子α＝D^-2。U为HH^H的固有向量，V为HH^H的固有向量，且D为H的单一值对角矩阵(HH^H的固有值平方根)。

图2为依据本发明实施开放回路模式的***200的方块图。***200包含发射机210及接收机230。在开放回路模式中，发射机210中的空间频率编码及空间展开的组合不需CSI即可提供分集。当操作固有802.11a/gSTA时，此方案的变异可被使用。

发射机210包含信道编码器212，复用器214，功率负载单元216，多个SFBC编码单元218，多个串联并联转换器220，波束成形器网络(BFN)222，多个IFFT单元224，及多个发射天线226。如同在封闭回路模式中，信道编码器212使用CQI来确定每次载波或次载波群组的编码速率及调制。被编码的数据流被复用器214复用为两个或更多个数据流。

在开放回路中，固有波束成形器被波束成形器网络(BFN)222取代。BFN 222形成空间中的N个波束，其中N为天线226的数量。该波束通过BFN矩阵操作被伪随机建构。被用于SFBC编码的独立次载波群组被传送于个别波束上。

针对固有支援，SFBC编码可能不被执行。经由波束排列的替代分集被执行，其可改善分集并因此改善固有802.11a/g设备的性能。

接收机230包含接收天线231，FFT单元232，BFN 234，SFBC解码及组合单元236及信道解码器238。FFT单元232将在时域中的接收到的信号转换为频域中的信号。SFBC解码及组合单元236解码及组合被接收自次载波群组/固有波束的符号，并使用先前星罗尺寸知识将其从并联转换至串联。符号使用MRC来被组合。信道解码器238解码该被组合的符号并产生CQI。

功率负载的第一实施方式被解释如下。空间处理为空间频率编码及固有波束成形的组合。此被执行来给予SFBC承受的冗余增益及固有波束成形器所提供的空间复用间的最佳妥协。功率负载方案跨越信道矩阵的固有模式来操作。然而，SFBC也引进无论因编码器内部交叉操作所引起的输入功率负载为何，编码器的输出均具有相同功率负载的限制。

图3为描绘述功率负载的发射机110的方块图。图3例示了4×4情况作为示例，而功率负载方案的第一实施方式将参考4×4情况来解释。然而，应注意，该4×4情况可被扩展为任何其他情况。

针对特定次载波k，四个数据流被映射至2对功率负载/适应性调制及编码(AMC)模式。也就是说，各对输入的调制顺序被选择为相同。此稍后被映射至固有模式配对。功率负载单元116的输出被施加至双2×2SFBC编码单元118，且随后被传送至固有波束成形器122。固有波束成形器122经由预处理将输入映射至信道的固有模式。

针对所有K个次载波，信道矩阵的固有值已知位于发射机。各固有模式的信道能量被定义如下：

${\mathrm{\α}}_i=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{\left|{\mathrm{\λ}}_{i,k}\right|}^2,$

其中λ_i，k为第k个次载波的信道的第i个固有值。两信号噪声信号加干扰比(SNIR)针对两个耦合的固有模式被定义如下：

${\mathrm{\β}}_{\mathrm{mod}1}=\underset{i=1}{\overset{M/2}{\mathrm{\Σ}}}{\left|{\mathrm{\α}}_i\right|}^2$ 及 ${\mathrm{\β}}_{\mathrm{mod}2}=\underset{i=M/2+1}{\overset{M/2}{\mathrm{\Σ}}}{\left|{\mathrm{\α}}_i\right|}^2$

其中M为固有模式数量。也就是说，固有模式被分组以使具有最大信道能量(或SNIR)的固有模式的一半位于一组中，而具有最弱信道能量的另一半位于另一组中。因此，谐波SNIR代表较强及较弱固有模式的总信道能量。信道能量为固有模式将有多强、并因此被运载于这些固有模式上的信号将有多强的指示。此信息被用来施加不同适应性调制及编码(AMC)和/或不同功率负载给随后被更详细解释的各半。被耦合的SNIR的分离被定义如下：

Δ_β＝β_mod1-β_mod2

在封闭回路操作期间，发射机110具有其可提取固有值及预处理矩阵自的目前CSI的知识。发射机110也从该CSI推论可被支援于链接、Rb中的数据速率。随后，给定的、可接受的CQI的功率负载为可每OFDM符号被发送的比特数与即将被各模式使用的调制类型间的最佳化。

如上所述，使用被计算用于固有模式i的信道能量，可被支援信道条件的最大比特速率被确定。因此，使用上述模式独立计算，可确定比特速率如何必须被分配于两对模式之间。图4为示例性功率负载及两对模式间的适应性调制及编码映射图示。此例中，特定次载波可被支援的比特速率为每OFDM符号的24比特。满足该比特速率的最低调制顺序在图4中被找出如虚线箭头所指示的。此例中，第一及第二模式(第一配对被耦合模式)将使用16正交振幅调制(QAM)，而第三及第四模式(第二配对被耦合模式)将使用256QAM。

注意，此映射被说明用于一个可接受的CQI及用于一个次载波。在替代MIMO配置的例子中，如2×4，2×2等，除了表入口中的比特总数被向下绘制代表传送能力且功率负载可被达成于单对模式之外，相同的功率负载方案可接受。

依据第二实施方式的功率负载方案被解释如下。每次载波的固有值(λ₁(k)＞λ₂(k)＞...＞λ_nT(k))被排序，而固有波束(E¹，E²，...，E^nT)通过针对所有次载波分组该相同排序的固有值被创建如下：

Eⁱ＝{λ_i(1)，λ_i(2)，...，λ_i(k)}，i＝1，2，...，nT，

其中，K为次载波的数量，nT为发射天线的数量，而λ_i(j)为第j个次载波的第i个固有值。NT为偶数。

每固有波束的固有值的平均被计算如下：

${\mathrm{\λ}}_{\mathrm{av}}^i=\frac{1}{K}\underset{j=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\λ}}_i\left(j\right),$ i＝1，2，...，nT。

固有波束被配对来创建Almouti空间频率区块，如{E¹，E²}₁，{E³，E⁴}₂，...，{E^2i-1，E²ⁱ}_i...{E^nT-1，E^nT}_nT/2。然而，若一对SNR大于SNR_max，则该对第二对固有波形被具有次低固有值平均的固有波束取代，直到其SNR小于或等于SNR_min为止。

$\mathrm{SNR}\left(i\right)=({\mathrm{\λ}}_{\mathrm{av}}^i+{\mathrm{\λ}}_{\mathrm{av}}^{i+1})/{\mathrm{\σ}}_n^2,$

其中 为噪声变异，SNR_min为服务品质所需最高数据速率的最小所需SNR。此步骤被重复直到所有固有波束均被配对为止。图5示出了功率/比特负载的次载波群组配对的示例。

各对固有波束的数据速率通过针对给定品质映射一对SNR至该数据速率来确定。所需SNR可被调整用于所有固有波束配对以补偿测量误差并使总发射功率恒定。

每次载波的每对固有波束的加权向量可被计算如下：

$w_k(i,j)=\sqrt{\frac{\mathrm{SNR}\left(i\right){\mathrm{\σ}}_n^2}{{2\mathrm{\λ}}_i\left(j\right)}},$

其中，i为第i对固有波束，而j为第j个次载波。

除了第一或第二实施方式之外，依据第三实施方式，另一功率负载针对弱固有模式被施加跨越次载波或次载波群组。也就是说，替代被施加至所有固有模式的功率负载，该功率负载亦可仅被施加至较弱者，因此可从功率负载获利最多。该例中，这些不被功率负载的固有模式仍可具有SFBC或其他编码，或者可具有不同AMC个别设置，而被功率负载的这些固有模式共享相同的AMC设置。同时，信道的固有模式永远被从最强至最弱排序功率。通过配对类似功率的固有模式这一方式可改善信道的功率负载。

空间处理方案可配置至任何接收及发射天线组合。视各侧的天线数量， SFBC及固有波束成形选择组合被使用。下表摘录所支援的各种配置和可应用至各情况的空间处理及功率负载的状态。

表1

虽然本发明的特征及元件被以特定组合的方式说明于较佳实施方式中，但各特征及元件可被单独使用而不需较佳实施方式的其他特征及元件，或有或无本发明其他特征及元件的各种组合中。

Claims (10)

1.一种发射机，该发射机包括：

多个发射天线；

电路，被配置成接收信道质量信息(CQI)，其中所述CQI以每个正交频分复用(OFDM)次载波群组为基础而被接收；

其中所述电路被进一步配置成在开放回路模式中在信道编码数据流上执行空间频率区块编码(SFBC)编码，其中所述信道编码数据流基于所接收的CQI而被生成，且其中使用多个OFDM次载波对来执行所述SFBC编码，其中使用OFDM符号的OFDM次载波对进行SFBC编码的部分所述信道编码数据流独立于使用所述OFDM符号的其他OFDM次载波对进行SFBC编码的其他部分所述信道编码数据流而被SFBC编码；以及

其中所述电路被进一步配置成使用所述多个发射天线将所述SFBC编码数据作为OFDM信号来通过所述多个OFDM次载波对传送。

2.根据权利要求1所述的发射机，其中当工作在所述开放回路模式时，接收所述OFDM符号的接收机设备并不将信道状态信息(CSI)提供给所述发射机。

3.根据权利要求1所述的发射机，其中，使用OFDM次载波对进行SFBC编码的每一部分所述信道编码数据流通过使用Alamouti型SFBC编码而被编码。

4.根据权利要求1所述的发射机，其中，所述电路被进一步配置成基于所接收的CQI，以每一OFDM次载波群组为基础选择用于所述信道编码数据流的编码速率及调制类型。

5.根据权利要求1所述的发射机，其中，所述发射机是基站。

6.一种用于在正交频分复用(OFDM)无线通信***中实施空间频率区块编码的方法，该方法包括：

接收信道质量信息(CQI)，其中所述CQI以每个OFDM次载波群组为基础而被接收；

在开放回路模式中在所述信道编码数据流上执行空间频率区块编码(SFBC)编码，其中所述信道编码数据流基于所接收的CQI而被生成，其中使用多个OFDM次载波对来执行所述SFBC编码，其中使用OFDM符号的OFDM次载波对进行SFBC编码的部分所述信道编码数据流独立于使用所述OFDM符号的其他OFDM次载波对进行SFBC编码的其他部分所述信道编码数据流而被SFBC编码；以及

使用多个发射天线将所述SFBC编码数据流作为OFDM信号来通过所述多个OFDM次载波对传送。

7.根据权利要求6所述的方法，其中当工作在所述开放回路模式时，接收所述OFDM符号的接收机设备并不提供信道状态信息(CSI)。

8.根据权利要求6所述的方法，其中，使用OFDM次载波对进行SFBC编码的每一部分所述信道编码数据流通过使用Alamouti型SFBC编码而被编码。

9.根据权利要求6所述的方法，进一步包括：

基于所接收的CQI，以每一OFDM次载波群组为基础选择用于所述信道编码数据流的编码速率及调制类型。

10.根据权利要求6所述的方法，其中，该方法由基站执行。