JP2000224855A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ回路 - Google Patents
Ｄｃ−ｄｃコンバータ回路Info
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- JP2000224855A JP2000224855A JP11019672A JP1967299A JP2000224855A JP 2000224855 A JP2000224855 A JP 2000224855A JP 11019672 A JP11019672 A JP 11019672A JP 1967299 A JP1967299 A JP 1967299A JP 2000224855 A JP2000224855 A JP 2000224855A
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- turned
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、入出力絶縁
型としながら、主スイッチ素子の零電圧スイッチングを
可能とする。 【解決手段】 ブリッジ回路11の主スイッチ素子群のう
ち直流電源を短絡する位置にある２個の主スイッチ素子
Q1,Q3をオンさせることにより、インダクタ16に電流が
流れてエネルギーが蓄積される。その蓄積エネルギー
は、対角位置にある２個の主スイッチ素子Q2,Q3をオン
させることにより出力トランス12の一次巻線に一次電流
を流して放出され、次に、別の短絡位置にある２個の主
スイッチ素子Q2,Q4がオンしてインダクタ16に再びエネ
ルギーが蓄積され、その後に、別の対角位置にある２個
の主スイッチ素子Q1,Q4が前述とは一次電流の向きが逆
向きになるようにオンされる。また、対角位置にある２
個の主スイッチ素子のターンオンに先立ち補助スイッチ
素子QAがターンオンされ、補助巻線18のリアクトルエネ
ルギーを利用してそれらの主スイッチ素子の電荷が引き
抜かれることになり、零電圧スイッチングが行われる。
型としながら、主スイッチ素子の零電圧スイッチングを
可能とする。 【解決手段】 ブリッジ回路11の主スイッチ素子群のう
ち直流電源を短絡する位置にある２個の主スイッチ素子
Q1,Q3をオンさせることにより、インダクタ16に電流が
流れてエネルギーが蓄積される。その蓄積エネルギー
は、対角位置にある２個の主スイッチ素子Q2,Q3をオン
させることにより出力トランス12の一次巻線に一次電流
を流して放出され、次に、別の短絡位置にある２個の主
スイッチ素子Q2,Q4がオンしてインダクタ16に再びエネ
ルギーが蓄積され、その後に、別の対角位置にある２個
の主スイッチ素子Q1,Q4が前述とは一次電流の向きが逆
向きになるようにオンされる。また、対角位置にある２
個の主スイッチ素子のターンオンに先立ち補助スイッチ
素子QAがターンオンされ、補助巻線18のリアクトルエネ
ルギーを利用してそれらの主スイッチ素子の電荷が引き
抜かれることになり、零電圧スイッチングが行われる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ゼロ電圧及びゼロ
電流スイッチングの実現によって損失低減を図ったＤＣ
−ＤＣコンバータ回路に関する。
電流スイッチングの実現によって損失低減を図ったＤＣ
−ＤＣコンバータ回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】この種のＤＣ−ＤＣコンバータ回路は、
高周波障害が少ないという利点があり、いわゆるソフト
スイッチングレギュレータとも呼ばれて、近年、技術開
発が盛んである。その一例として、社団法人電子情報通
信学会発行の「信学技報」に掲載されたものを説明す
る。これは図１２に示すように、主スイッチ素子Ｑ1 の
コレクタ・エミッタ間に共振コンデンサＣr 及び逆向き
のダイオードＤ2 を並列接続すると共に、補助スイッチ
素子ＱＡ2 、トランスＴ1 及び補助インダクタＬ2の直
列回路を並列接続してなり、トランスＴの二次側はダイ
オードＤ3 を介して出力ラインに接続した構成である。
高周波障害が少ないという利点があり、いわゆるソフト
スイッチングレギュレータとも呼ばれて、近年、技術開
発が盛んである。その一例として、社団法人電子情報通
信学会発行の「信学技報」に掲載されたものを説明す
る。これは図１２に示すように、主スイッチ素子Ｑ1 の
コレクタ・エミッタ間に共振コンデンサＣr 及び逆向き
のダイオードＤ2 を並列接続すると共に、補助スイッチ
素子ＱＡ2 、トランスＴ1 及び補助インダクタＬ2の直
列回路を並列接続してなり、トランスＴの二次側はダイ
オードＤ3 を介して出力ラインに接続した構成である。
【０００３】この回路構成では、主スイッチ素子Ｑ1 が
オン状態で主インダクタＬ1 に電流ＩL が流れてエネル
ギーが蓄積される。主スイッチ素子Ｑ1 をオフさせる
と、電流ＩL にて主スイッチ素子Ｑ1 の寄生容量を含む
共振コンデンサＣr が定電流充電されるから、主スイッ
チ素子Ｑ1 の主回路電圧（コレクタ・エミッタ間電圧）
が比較的ゆっくりと立ち上がることになり、主スイッチ
素子Ｑ1 のターンオフ時のスイッチング損失は極めて少
なくなる。また、主スイッチ素子Ｑ1 のターンオフ後に
は主インダクタＬ1 に蓄積されたエネルギーがダイオー
ドＤ1 を通して負荷に放出され、そして、次に主スイッ
チ素子Ｑ1 をターンオンさせる直前に補助スイッチ素子
Ｑ2 がターンオンされる。すると、主インダクタＬ1 か
らの電流ＩL の一部が補助インダクタＬ2 、トランスＴ
の一次巻線及び補助スイッチ素子Ｑ2 を通って分流し始
めると共に、主スイッチ素子Ｑ1 の寄生容量及び共振コ
ンデンサＣr に蓄積された電荷がＬ2 ，Ｔ，Ｑ2 のルー
トで放電する。このとき、補助スイッチ素子Ｑ2 に流れ
る電流は共振電流となって徐々に立ち上がるから、補助
スイッチ素子Ｑ2 におけるスイッチング損失も極めて少
ない。そして、主スイッチ素子Ｑ1 の主回路間電圧が零
となったところで主スイッチ素子Ｑ1 にゲート信号を与
えることで零電圧スイッチング（ＺＶＳ）動作を行わせ
る。また、補助スイッチ素子Ｑ2 は、ここに流れる共振
電流が零になった後にターンオフするゼロ電流スイッチ
ング（ＺＣＳ）動作が行われる。
オン状態で主インダクタＬ1 に電流ＩL が流れてエネル
ギーが蓄積される。主スイッチ素子Ｑ1 をオフさせる
と、電流ＩL にて主スイッチ素子Ｑ1 の寄生容量を含む
共振コンデンサＣr が定電流充電されるから、主スイッ
チ素子Ｑ1 の主回路電圧（コレクタ・エミッタ間電圧）
が比較的ゆっくりと立ち上がることになり、主スイッチ
素子Ｑ1 のターンオフ時のスイッチング損失は極めて少
なくなる。また、主スイッチ素子Ｑ1 のターンオフ後に
は主インダクタＬ1 に蓄積されたエネルギーがダイオー
ドＤ1 を通して負荷に放出され、そして、次に主スイッ
チ素子Ｑ1 をターンオンさせる直前に補助スイッチ素子
Ｑ2 がターンオンされる。すると、主インダクタＬ1 か
らの電流ＩL の一部が補助インダクタＬ2 、トランスＴ
の一次巻線及び補助スイッチ素子Ｑ2 を通って分流し始
めると共に、主スイッチ素子Ｑ1 の寄生容量及び共振コ
ンデンサＣr に蓄積された電荷がＬ2 ，Ｔ，Ｑ2 のルー
トで放電する。このとき、補助スイッチ素子Ｑ2 に流れ
る電流は共振電流となって徐々に立ち上がるから、補助
スイッチ素子Ｑ2 におけるスイッチング損失も極めて少
ない。そして、主スイッチ素子Ｑ1 の主回路間電圧が零
となったところで主スイッチ素子Ｑ1 にゲート信号を与
えることで零電圧スイッチング（ＺＶＳ）動作を行わせ
る。また、補助スイッチ素子Ｑ2 は、ここに流れる共振
電流が零になった後にターンオフするゼロ電流スイッチ
ング（ＺＣＳ）動作が行われる。
【０００４】この構成では、各スイッチ素子Ｑ1 ，Ｑ2
がＺＶＳ，ＺＣＳ動作を行うから、スイッチング損失を
抑えて高効率化及び低ノイズ化を図ることができるとい
う利点がある。
がＺＶＳ，ＺＣＳ動作を行うから、スイッチング損失を
抑えて高効率化及び低ノイズ化を図ることができるとい
う利点がある。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】ところが、上記構成で
は、入出力が非絶縁状態となっているから、安全上好ま
しくない。この点に関しては、上記の昇圧型コンバータ
に絶縁型コンバータを縦列接続することも考えられる
が、それでは２つのコンバータを同時に制御しなくては
ならないため、回路が複雑化すると共に、効率及び信頼
性の低下をもたらすこともある。
は、入出力が非絶縁状態となっているから、安全上好ま
しくない。この点に関しては、上記の昇圧型コンバータ
に絶縁型コンバータを縦列接続することも考えられる
が、それでは２つのコンバータを同時に制御しなくては
ならないため、回路が複雑化すると共に、効率及び信頼
性の低下をもたらすこともある。
【０００６】そこで、本発明は、入出力絶縁型にできて
安全性が高く、しかも効率に優れたＤＣ−ＤＣコンバー
タ回路を提供することを目的とする。
安全性が高く、しかも効率に優れたＤＣ−ＤＣコンバー
タ回路を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段及びその作用】上記目的を
達成するため、請求項１の発明は、４個の主スイッチ素
子をフルブリッジ型に接続すると共に対角位置にある主
スイッチ素子間に接続された出力トランスを備えたブリ
ッジ回路と、直流電源から前記ブリッジ回路への電力供
給回路に介在されたインダクタと、前記ブリッジ回路の
主スイッチ素子群のうち前記直流電源を短絡する位置に
ある２個の主スイッチ素子をオンさせ、その後に対角位
置にある２個の主スイッチ素子をオンさせることにより
前記出力トランスの一次巻線に一次電流を流す動作をそ
の一次電流の向きが交互に逆向きに変化するように各主
スイッチ素子のスイッチング動作を制御するスイッチン
グ制御回路と、前記出力トランスの二次巻線に接続され
て負荷に直流電流を供給する整流回路とを備えたＤＣ−
ＤＣコンバータ回路において、前記インダクタに補助巻
線を設けると共に、補助スイッチ素子を前記補助巻線及
びダイオードと共に直列にして前記ブリッジ回路の前記
直流電源を短絡する位置にある２個の主スイッチ素子に
並列接続し、前記主スイッチ素子のターンオンに先立ち
前記補助スイッチ素子をオンさせることにより前記補助
巻線のリアクトルエネルギーを利用して前記主スイッチ
素子の電荷を引き抜くようにしたところに特徴を有す
る。
達成するため、請求項１の発明は、４個の主スイッチ素
子をフルブリッジ型に接続すると共に対角位置にある主
スイッチ素子間に接続された出力トランスを備えたブリ
ッジ回路と、直流電源から前記ブリッジ回路への電力供
給回路に介在されたインダクタと、前記ブリッジ回路の
主スイッチ素子群のうち前記直流電源を短絡する位置に
ある２個の主スイッチ素子をオンさせ、その後に対角位
置にある２個の主スイッチ素子をオンさせることにより
前記出力トランスの一次巻線に一次電流を流す動作をそ
の一次電流の向きが交互に逆向きに変化するように各主
スイッチ素子のスイッチング動作を制御するスイッチン
グ制御回路と、前記出力トランスの二次巻線に接続され
て負荷に直流電流を供給する整流回路とを備えたＤＣ−
ＤＣコンバータ回路において、前記インダクタに補助巻
線を設けると共に、補助スイッチ素子を前記補助巻線及
びダイオードと共に直列にして前記ブリッジ回路の前記
直流電源を短絡する位置にある２個の主スイッチ素子に
並列接続し、前記主スイッチ素子のターンオンに先立ち
前記補助スイッチ素子をオンさせることにより前記補助
巻線のリアクトルエネルギーを利用して前記主スイッチ
素子の電荷を引き抜くようにしたところに特徴を有す
る。
【０００８】この構成によれば、スイッチング制御回路
がブリッジ回路の主スイッチ素子群のうち直流電源を短
絡する位置にある２個の主スイッチ素子をオンさせるこ
とにより、ブリッジ回路への電力供給回路に介在された
インダクタに電流が流れてエネルギーが蓄積される。そ
の蓄積エネルギーは、スイッチング制御回路がブリッジ
回路の対角位置にある２個の主スイッチ素子をオンさせ
ることにより出力トランスの一次巻線に一次電流を流し
て放出され、次に、別の短絡位置にある２個の主スイッ
チ素子がオンしてインダクタに再びエネルギーが蓄積さ
れ、その後に、別の対角位置にある２個の主スイッチ素
子が前述とは一次電流の向きが逆向きになるようにオン
されるため、結局、出力トランスに交互に逆向きの電流
が流れ、これが二次巻線から整流回路を通して負荷に供
給される。
がブリッジ回路の主スイッチ素子群のうち直流電源を短
絡する位置にある２個の主スイッチ素子をオンさせるこ
とにより、ブリッジ回路への電力供給回路に介在された
インダクタに電流が流れてエネルギーが蓄積される。そ
の蓄積エネルギーは、スイッチング制御回路がブリッジ
回路の対角位置にある２個の主スイッチ素子をオンさせ
ることにより出力トランスの一次巻線に一次電流を流し
て放出され、次に、別の短絡位置にある２個の主スイッ
チ素子がオンしてインダクタに再びエネルギーが蓄積さ
れ、その後に、別の対角位置にある２個の主スイッチ素
子が前述とは一次電流の向きが逆向きになるようにオン
されるため、結局、出力トランスに交互に逆向きの電流
が流れ、これが二次巻線から整流回路を通して負荷に供
給される。
【０００９】このとき、対角位置にある２個の主スイッ
チ素子のターンオンに先立ち補助スイッチ素子がターン
オンされるから、補助巻線のリアクトルエネルギーを利
用してそれらの主スイッチ素子の電荷が引き抜かれるこ
とになり、零電圧スイッチングが行われる。
チ素子のターンオンに先立ち補助スイッチ素子がターン
オンされるから、補助巻線のリアクトルエネルギーを利
用してそれらの主スイッチ素子の電荷が引き抜かれるこ
とになり、零電圧スイッチングが行われる。
【００１０】また、請求項２の発明は、請求項１のもの
において、スイッチング制御回路がブリッジ回路の各主
スイッチ素子をＰＷＭ制御する構成としたところに特徴
を有する。さらに、請求項３の発明は、請求項１又は２
のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、ブリッジ回路の主ス
イッチ素子群のうち直流電源を短絡する位置にある２個
の主スイッチ素子間にリンギング防止用コンデンサを設
けたところに特徴を有し、主スイッチ素子の開閉に伴う
出力トランスの漏れインダクタンスの影響によるリンギ
ングが抑制される。
において、スイッチング制御回路がブリッジ回路の各主
スイッチ素子をＰＷＭ制御する構成としたところに特徴
を有する。さらに、請求項３の発明は、請求項１又は２
のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、ブリッジ回路の主ス
イッチ素子群のうち直流電源を短絡する位置にある２個
の主スイッチ素子間にリンギング防止用コンデンサを設
けたところに特徴を有し、主スイッチ素子の開閉に伴う
出力トランスの漏れインダクタンスの影響によるリンギ
ングが抑制される。
【００１１】
【発明の効果】以上述べたように、本発明のＤＣ−ＤＣ
コンバータ回路によれば、ブリッジ回路の各主スイッチ
素子は、零電圧スイッチング（ＺＶＳ）動作を行うか
ら、スイッチング損失を大幅に小さくすることができ、
効率の改善が可能である。また、ブリッジ回路に出力ト
ランスを備えるから、入出力絶縁型に構成されて安全性
が高いという利点がある。
コンバータ回路によれば、ブリッジ回路の各主スイッチ
素子は、零電圧スイッチング（ＺＶＳ）動作を行うか
ら、スイッチング損失を大幅に小さくすることができ、
効率の改善が可能である。また、ブリッジ回路に出力ト
ランスを備えるから、入出力絶縁型に構成されて安全性
が高いという利点がある。
【００１２】
【発明の実施の形態】以下、本発明を電気自動車の動力
用バッテリーを充電するための車載用充電装置に適用し
た一実施形態について説明する。全体の構成は、図１に
示すように、例えばＡＣ２００Ｖの家庭用電源１をコネ
クタ装置２を介して車両に接続するようになっており、
車両内には電磁波フィルタ３と、上記家庭用電源１から
の交流を整流する整流回路４と、本発明に係る昇圧型の
ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０が設けられており、その
出力によって車両に搭載された負荷に相当する動力用の
バッテリー５を充電するようになっている。
用バッテリーを充電するための車載用充電装置に適用し
た一実施形態について説明する。全体の構成は、図１に
示すように、例えばＡＣ２００Ｖの家庭用電源１をコネ
クタ装置２を介して車両に接続するようになっており、
車両内には電磁波フィルタ３と、上記家庭用電源１から
の交流を整流する整流回路４と、本発明に係る昇圧型の
ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０が設けられており、その
出力によって車両に搭載された負荷に相当する動力用の
バッテリー５を充電するようになっている。
【００１３】ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０の詳細は図
２に示してあり、例えばＭＯＳゲート入力型のバイポー
ラトランジスタからなる４個の主スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ
４をフルブリッジ型に接続したブリッジ回路１１が設け
られている。このブリッジ回路１１には高周波用の出力
トランス１２が備えられ、その一次巻線１２ｐは４個の
主スイッチ素子群のうち対角に位置するものの間に接続
され、二次巻線１２ｓには例えばダイオードをフルブリ
ッジ接続してなる整流回路１３が接続されている。その
整流回路１３の直流出力が平滑コンデンサ１４と共に前
記バッテリー５に接続されている。
２に示してあり、例えばＭＯＳゲート入力型のバイポー
ラトランジスタからなる４個の主スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ
４をフルブリッジ型に接続したブリッジ回路１１が設け
られている。このブリッジ回路１１には高周波用の出力
トランス１２が備えられ、その一次巻線１２ｐは４個の
主スイッチ素子群のうち対角に位置するものの間に接続
され、二次巻線１２ｓには例えばダイオードをフルブリ
ッジ接続してなる整流回路１３が接続されている。その
整流回路１３の直流出力が平滑コンデンサ１４と共に前
記バッテリー５に接続されている。
【００１４】図２においては入力側の前記整流回路４の
出力は直流電源１５として記号化してあり、その直流電
源１５からブリッジ回路１１への電力供給回路にはイン
ダクタ１６が直列に介在されている。
出力は直流電源１５として記号化してあり、その直流電
源１５からブリッジ回路１１への電力供給回路にはイン
ダクタ１６が直列に介在されている。
【００１５】そして、そのインダクタ１６にはコア１７
を共通にした補助巻線１８が巻回されており、その巻数
比（エネルギー蓄積用主巻線１６の巻数ｎ1／補助巻線
１８の巻数ｎ2）は、ここでは２／１としてある。上記
補助巻線１８は、インダクタ１６の主巻線に対して図示
の極性となるようにしてダイオード１９、補助インダク
タ２０及び補助スイッチ素子ＱＡと共に直列回路を構成
しており、その直列回路が前記ブリッジ回路１１の入力
回路間に接続されている。なお、上記補助スイッチ素子
ＱＡもＭＯＳゲート入力のバイポーラトランジスタから
なり、ダイオード１９と共に前記ブリッジ回路１１の各
主スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２に対して順方向の関係で並列
接続されている。なお、ブリッジ回路１１の主スイッチ
素子群のうち直流電源１５を短絡する位置にある２個の
主スイッチ素子Ｑ１，Ｑ３間にはリンギング防止用のコ
ンデンサ２１（例えば０．１〜０．４７μＦ程度）が設
けられている。そして、ブリッジ回路１１の各主スイッ
チ素子Ｑ１〜Ｑ４のゲートを制御するスイッチング制御
回路２２は次に述べるようにして各主スイッチ素子Ｑ１
〜Ｑ４をＰＷＭ制御によって開閉制御するようになって
おり、そのスイッチング周波数は例えば３５ｋＨｚに設
定してある。
を共通にした補助巻線１８が巻回されており、その巻数
比（エネルギー蓄積用主巻線１６の巻数ｎ1／補助巻線
１８の巻数ｎ2）は、ここでは２／１としてある。上記
補助巻線１８は、インダクタ１６の主巻線に対して図示
の極性となるようにしてダイオード１９、補助インダク
タ２０及び補助スイッチ素子ＱＡと共に直列回路を構成
しており、その直列回路が前記ブリッジ回路１１の入力
回路間に接続されている。なお、上記補助スイッチ素子
ＱＡもＭＯＳゲート入力のバイポーラトランジスタから
なり、ダイオード１９と共に前記ブリッジ回路１１の各
主スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２に対して順方向の関係で並列
接続されている。なお、ブリッジ回路１１の主スイッチ
素子群のうち直流電源１５を短絡する位置にある２個の
主スイッチ素子Ｑ１，Ｑ３間にはリンギング防止用のコ
ンデンサ２１（例えば０．１〜０．４７μＦ程度）が設
けられている。そして、ブリッジ回路１１の各主スイッ
チ素子Ｑ１〜Ｑ４のゲートを制御するスイッチング制御
回路２２は次に述べるようにして各主スイッチ素子Ｑ１
〜Ｑ４をＰＷＭ制御によって開閉制御するようになって
おり、そのスイッチング周波数は例えば３５ｋＨｚに設
定してある。
【００１６】次に、上記構成の作用を説明する。本回路
には、１スイッチング周期ＴＳの間にモード１〜モード
８の８つの動作モードが存在し、それらを順に図３〜図
１０の理想的に示した回路状態図に示す。図３に示すモ
ード１では、ブリッジ回路１１の主スイッチ素子群のう
ち直流電源１５を短絡する位置にある２個の主スイッチ
素子Ｑ１，Ｑ３が主スイッチ素子Ｑ３と共にターンオン
され、インダクタ１６を通じて直流電源１５が短絡され
てインダクタ１６にエネルギーが蓄積され、時刻ｔ１で
主スイッチ素子Ｑ１がオフされてモード２に遷移する。
この状態となると、インダクタ１６に逆電圧が発生する
から、直流電源１５の電圧との和が出力トランス１２の
一次巻線１２ｐに印加されることで一次電流ｉtr1 が流
れ、インダクタ１６に蓄積されたエネルギーが出力トラ
ンス１２及び整流回路１３を介して負荷であるバッテリ
ー５に供給される（図４参照）。
には、１スイッチング周期ＴＳの間にモード１〜モード
８の８つの動作モードが存在し、それらを順に図３〜図
１０の理想的に示した回路状態図に示す。図３に示すモ
ード１では、ブリッジ回路１１の主スイッチ素子群のう
ち直流電源１５を短絡する位置にある２個の主スイッチ
素子Ｑ１，Ｑ３が主スイッチ素子Ｑ３と共にターンオン
され、インダクタ１６を通じて直流電源１５が短絡され
てインダクタ１６にエネルギーが蓄積され、時刻ｔ１で
主スイッチ素子Ｑ１がオフされてモード２に遷移する。
この状態となると、インダクタ１６に逆電圧が発生する
から、直流電源１５の電圧との和が出力トランス１２の
一次巻線１２ｐに印加されることで一次電流ｉtr1 が流
れ、インダクタ１６に蓄積されたエネルギーが出力トラ
ンス１２及び整流回路１３を介して負荷であるバッテリ
ー５に供給される（図４参照）。
【００１７】そして、このモード２の終期に、主スイッ
チ素子Ｑ２，Ｑ３がオンしているうちに補助スイッチ素
子ＱＡが主スイッチＱ４，Ｑ１に先立ちターンオンして
図５に示すモード３に遷移する。ここでは、インダクタ
１６の補助巻線１８に発生している電圧が補助スイッチ
素子ＱＡに直列接続された補助インダクタ２０に印加さ
れ、電流はほぼ直線的に増加する。これにより、回路に
は図５に示す向きのｉＱＡ−ｉＬ１の電流が流れ、主ス
イッチ素子Ｑ１，Ｑ４に蓄えられている電荷が引き抜か
れる。また、主スイッチ素子Ｑ１，Ｑ４のＣ−Ｅ間電圧
が零まで達したときに補助インダクタにエネルギーが残
っていると、これらの主スイッチ素子Ｑ１，Ｑ４の寄生
ダイオードを通って電流が流れる。スイッチング制御回
路２２は、主スイッチ素子Ｑ４の電荷が全て引き抜かれ
てそのＣ−Ｅ間電圧が零となった後に主スイッチ素子Ｑ
４をターンオンさせるので、主スイッチ素子Ｑ４の零電
圧スイッチングが実現され、モード４に移行する。
チ素子Ｑ２，Ｑ３がオンしているうちに補助スイッチ素
子ＱＡが主スイッチＱ４，Ｑ１に先立ちターンオンして
図５に示すモード３に遷移する。ここでは、インダクタ
１６の補助巻線１８に発生している電圧が補助スイッチ
素子ＱＡに直列接続された補助インダクタ２０に印加さ
れ、電流はほぼ直線的に増加する。これにより、回路に
は図５に示す向きのｉＱＡ−ｉＬ１の電流が流れ、主ス
イッチ素子Ｑ１，Ｑ４に蓄えられている電荷が引き抜か
れる。また、主スイッチ素子Ｑ１，Ｑ４のＣ−Ｅ間電圧
が零まで達したときに補助インダクタにエネルギーが残
っていると、これらの主スイッチ素子Ｑ１，Ｑ４の寄生
ダイオードを通って電流が流れる。スイッチング制御回
路２２は、主スイッチ素子Ｑ４の電荷が全て引き抜かれ
てそのＣ−Ｅ間電圧が零となった後に主スイッチ素子Ｑ
４をターンオンさせるので、主スイッチ素子Ｑ４の零電
圧スイッチングが実現され、モード４に移行する。
【００１８】このモード４では、主スイッチ素子Ｑ１，
Ｑ２，Ｑ４がオンしているが、直流電源１５を短絡する
位置にある２個の主スイッチ素子Ｑ２，Ｑ４が直列にオ
ンしていることによってインダクタ１６にエネルギーが
蓄積されるが、補助スイッチ素子ＱＡに直列接続された
ダイオード１９にアノード電流ｉＱＡが流れている点が
モード１と異なる（図６参照）。このアノード電流ｉＱ
Ａは急速に減少し、これが零になった時点（時刻ｔ４）
でダイオード１９はターンオフし、モード５に移行す
る。
Ｑ２，Ｑ４がオンしているが、直流電源１５を短絡する
位置にある２個の主スイッチ素子Ｑ２，Ｑ４が直列にオ
ンしていることによってインダクタ１６にエネルギーが
蓄積されるが、補助スイッチ素子ＱＡに直列接続された
ダイオード１９にアノード電流ｉＱＡが流れている点が
モード１と異なる（図６参照）。このアノード電流ｉＱ
Ａは急速に減少し、これが零になった時点（時刻ｔ４）
でダイオード１９はターンオフし、モード５に移行す
る。
【００１９】モード５では、図７に示すようにインダク
タ１６を通じて直流電源１５が短絡されているため、イ
ンダクタ１６にエネルギーが蓄積され、時刻ｔ５にて主
スイッチ素子Ｑ２がオフされることでモード６に移行す
る。モード６の状態では、モード２と同様にインダクタ
１６に逆電圧が発生するが、スイッチング制御回路２２
は主スイッチ素子Ｑ１，Ｑ４をオンさせているから、直
流電源１５の電圧とインダクタ１６の逆起電力との和
は、出力トランス１２の一次巻線１２ｐにモード２とは
逆向きに印加されて逆向きの一次電流ｉｐが流れる（図
８参照）。
タ１６を通じて直流電源１５が短絡されているため、イ
ンダクタ１６にエネルギーが蓄積され、時刻ｔ５にて主
スイッチ素子Ｑ２がオフされることでモード６に移行す
る。モード６の状態では、モード２と同様にインダクタ
１６に逆電圧が発生するが、スイッチング制御回路２２
は主スイッチ素子Ｑ１，Ｑ４をオンさせているから、直
流電源１５の電圧とインダクタ１６の逆起電力との和
は、出力トランス１２の一次巻線１２ｐにモード２とは
逆向きに印加されて逆向きの一次電流ｉｐが流れる（図
８参照）。
【００２０】モード６の終期に、モード３の場合と同様
に、主スイッチ素子Ｑ１，Ｑ４がオンしているうちに補
助スイッチ素子ＱＡが主スイッチＱ２，Ｑ３に先立ちタ
ーンオンして図９に示すモード７に遷移し、モード３の
場合と同様にして主スイッチ素子Ｑ２，Ｑ３に蓄えられ
ている電荷が引き抜かれる。そして、スイッチング制御
回路２２は、主スイッチ素子Ｑ３の電荷が全て引き抜か
れてそのＣ−Ｅ間電圧が零となった後に主スイッチ素子
Ｑ３をターンオンさせて零電圧スイッチングを行ってモ
ード８に移行し、モード４と同様にダイオード１９がタ
ーンオンしてモード１に戻り、以下、モード１〜８の遷
移を繰り返す。
に、主スイッチ素子Ｑ１，Ｑ４がオンしているうちに補
助スイッチ素子ＱＡが主スイッチＱ２，Ｑ３に先立ちタ
ーンオンして図９に示すモード７に遷移し、モード３の
場合と同様にして主スイッチ素子Ｑ２，Ｑ３に蓄えられ
ている電荷が引き抜かれる。そして、スイッチング制御
回路２２は、主スイッチ素子Ｑ３の電荷が全て引き抜か
れてそのＣ−Ｅ間電圧が零となった後に主スイッチ素子
Ｑ３をターンオンさせて零電圧スイッチングを行ってモ
ード８に移行し、モード４と同様にダイオード１９がタ
ーンオンしてモード１に戻り、以下、モード１〜８の遷
移を繰り返す。
【００２１】このように本実施形態によれば、補助スイ
ッチ素子ＱＡによって主スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４の零電
圧スイッチングを行わせることができ、併せて、その補
助スイッチ素子ＱＡは零電流スイッチングを行わせるこ
とができるので、高効率化及び入力力率の改善が可能で
ある。しかも、ブリッジ回路１１は出力トランス１２を
備えるから、入出力絶縁型となり安全性が高い。また、
本実施形態では特に、２個の主スイッチ素子Ｑ１，Ｑ３
間に小容量のコンデンサ２１を設けているから、出力ト
ランス１２の漏れインダクタンスの影響による主スイッ
チ素子Ｑ１〜Ｑ４のＣ−Ｅ間電圧波形のリンギングを抑
えることができる。
ッチ素子ＱＡによって主スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４の零電
圧スイッチングを行わせることができ、併せて、その補
助スイッチ素子ＱＡは零電流スイッチングを行わせるこ
とができるので、高効率化及び入力力率の改善が可能で
ある。しかも、ブリッジ回路１１は出力トランス１２を
備えるから、入出力絶縁型となり安全性が高い。また、
本実施形態では特に、２個の主スイッチ素子Ｑ１，Ｑ３
間に小容量のコンデンサ２１を設けているから、出力ト
ランス１２の漏れインダクタンスの影響による主スイッ
チ素子Ｑ１〜Ｑ４のＣ−Ｅ間電圧波形のリンギングを抑
えることができる。
【００２２】本発明は上記記述及び図面によって説明し
た実施の形態に限定されるものではなく、例えば次のよ
うに変形して実施することもでき、これらも本発明の技
術的範囲に属する。 （１）上記実施形態では各スイッチ素子をＭＯＳゲート
入力型のバイポーラトランジスタにより構成したが、Ｍ
ＯＳＦＥＴやベース入力型のバイポーラトランジスタに
より構成してもよいことは勿論である。
た実施の形態に限定されるものではなく、例えば次のよ
うに変形して実施することもでき、これらも本発明の技
術的範囲に属する。 （１）上記実施形態では各スイッチ素子をＭＯＳゲート
入力型のバイポーラトランジスタにより構成したが、Ｍ
ＯＳＦＥＴやベース入力型のバイポーラトランジスタに
より構成してもよいことは勿論である。
【００２３】（２）入力力率の改善のためには、インダ
クタ及び負荷に流れる電流をモニタして交流電圧と相似
になるような電流が流れるようにブリッジ回路の４個の
主スイッチ素子のスイッチングを制御してもよく、この
機能は汎用の力率改善用制御ＩＣにより容易に実現する
ことができる。
クタ及び負荷に流れる電流をモニタして交流電圧と相似
になるような電流が流れるようにブリッジ回路の４個の
主スイッチ素子のスイッチングを制御してもよく、この
機能は汎用の力率改善用制御ＩＣにより容易に実現する
ことができる。
【図１】本発明を電気自動車の車載用充電器に適用した
一実施形態を示すブロック図
一実施形態を示すブロック図
【図２】本発明の実施形態を示すＤＣ−ＤＣコンバータ
回路の回路図
回路の回路図
【図３】同実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ回路のモー
ド１の状態を示す回路状態図
ド１の状態を示す回路状態図
【図４】同じくモード２の状態を示す回路状態図
【図５】同じくモード３の状態を示す回路状態図
【図６】同じくモード４の状態を示す回路状態図
【図７】同じくモード５の状態を示す回路状態図
【図８】同じくモード６の状態を示す回路状態図
【図９】同じくモード７の状態を示す回路状態図
【図１０】同じくモード８の状態を示す回路状態図
【図１１】各部の電圧／電流波形図
【図１２】従来のＤＣ−ＤＣコンバータの一例を示す回
路図
路図
５…バッテリー（負荷） １０…ＤＣ−ＤＣコンバータ回路 １１…ブリッジ回路 １２…出力トランス １３…整流回路 １４…平滑コンデンサ １５…直流電源 １６…インダクタ １７…鉄心 １８…補助巻線 １９…ダイオード ２０…補助インダクタンス ２１…リンギング防止用コンデンサ ２２…スイッチング制御回路 Ｑ１〜Ｑ４…主スイッチ素子 ＱＡ…補助スイッチ素子ＱＡ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 中村 秀司 京都市南区吉祥院西ノ庄猪之馬場町１番地 日本電池株式会社内 Ｆターム(参考） 5H730 AA14 AA18 AS01 BB23 BB27 BB57 BB66 CC04 DD02 EE04 EE07 FG01
Claims (3)
- 【請求項１】 ４個の主スイッチ素子をフルブリッジ型
に接続すると共に対角位置の主スイッチ素子間に接続さ
れた出力トランスを備えたブリッジ回路と、直流電源か
ら前記ブリッジ回路への電力供給回路に介在されたイン
ダクタと、前記ブリッジ回路の主スイッチ素子群のうち
前記直流電源を短絡する位置にある２個の主スイッチ素
子をオンさせ、その後に対角位置にある２個の主スイッ
チ素子をオンさせることにより前記出力トランスの一次
巻線に一次電流を流す動作をその一次電流の向きが交互
に逆向きに変化するように各主スイッチ素子のスイッチ
ング動作を制御するスイッチング制御回路と、前記出力
トランスの二次巻線に接続されて負荷に直流電流を供給
する整流回路とを備えたＤＣ−ＤＣコンバータ回路にお
いて、 前記インダクタに補助巻線を設けると共に、補助スイッ
チ素子を前記補助巻線及びダイオードと共に直列にして
前記ブリッジ回路の前記直流電源を短絡する位置にある
２個の主スイッチ素子に並列接続し、前記主スイッチ素
子のターンオンに先立ち前記補助スイッチ素子をオンさ
せることにより前記補助巻線のリアクトルエネルギーを
利用して前記主スイッチ素子の電荷を引き抜くことを特
徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ回路。 - 【請求項２】 前記スイッチング制御回路は、前記ブリ
ッジ回路の各主スイッチ素子をＰＷＭ制御することを特
徴とする請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ回路。 - 【請求項３】 前記ブリッジ回路の主スイッチ素子群の
うち前記直流電源を短絡する位置にある２個の主スイッ
チ素子間にリンギング防止用コンデンサを設けたことを
特徴とする請求項１又は２記載のＤＣ−ＤＣコンバータ
回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11019672A JP2000224855A (ja) | 1999-01-28 | 1999-01-28 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11019672A JP2000224855A (ja) | 1999-01-28 | 1999-01-28 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000224855A true JP2000224855A (ja) | 2000-08-11 |
Family
ID=12005741
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11019672A Pending JP2000224855A (ja) | 1999-01-28 | 1999-01-28 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2000224855A (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8199544B2 (en) | 2007-09-01 | 2012-06-12 | Brusa Elektronik Ag | Zero-voltage switching power converter |
| JP2012120294A (ja) * | 2010-11-30 | 2012-06-21 | Daihen Corp | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| JP2014053992A (ja) * | 2012-09-05 | 2014-03-20 | Shindengen Electric Mfg Co Ltd | 充電装置 |
| CN108120893A (zh) * | 2016-11-30 | 2018-06-05 | 丰田自动车株式会社 | 短路故障检测设备 |
| EP3847742A4 (en) * | 2018-09-03 | 2022-08-31 | Milspec Technologies Pty Ltd | DC CURRENT CONVERTER FOR A VEHICLE ALTERNATOR |
| JP2022543287A (ja) * | 2019-08-05 | 2022-10-11 | ロベルト・ボッシュ・ゲゼルシャフト・ミト・ベシュレンクテル・ハフツング | 直流電圧コンバータおよび直流電圧コンバータの動作方法 |
-
1999
- 1999-01-28 JP JP11019672A patent/JP2000224855A/ja active Pending
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8199544B2 (en) | 2007-09-01 | 2012-06-12 | Brusa Elektronik Ag | Zero-voltage switching power converter |
| JP2012120294A (ja) * | 2010-11-30 | 2012-06-21 | Daihen Corp | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| JP2014053992A (ja) * | 2012-09-05 | 2014-03-20 | Shindengen Electric Mfg Co Ltd | 充電装置 |
| CN108120893A (zh) * | 2016-11-30 | 2018-06-05 | 丰田自动车株式会社 | 短路故障检测设备 |
| EP3847742A4 (en) * | 2018-09-03 | 2022-08-31 | Milspec Technologies Pty Ltd | DC CURRENT CONVERTER FOR A VEHICLE ALTERNATOR |
| JP2022543287A (ja) * | 2019-08-05 | 2022-10-11 | ロベルト・ボッシュ・ゲゼルシャフト・ミト・ベシュレンクテル・ハフツング | 直流電圧コンバータおよび直流電圧コンバータの動作方法 |
| JP7291850B2 (ja) | 2019-08-05 | 2023-06-15 | ロベルト・ボッシュ・ゲゼルシャフト・ミト・ベシュレンクテル・ハフツング | 直流電圧コンバータおよび直流電圧コンバータの動作方法 |
| US11764695B2 (en) | 2019-08-05 | 2023-09-19 | Robert Bosch Gmbh | DC-DC converter and method for operating a DC-DC converter |
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Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7423 Effective date: 20060112 |