JP5845127B2

JP5845127B2 - 受信装置及びプログラム

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Publication number: JP5845127B2
Application number: JP2012077719A
Authority: JP
Inventors: 慎悟朝倉; 研一村山; 誠田口; 拓也蔀; 澁谷　一彦; 一彦澁谷
Original assignee: Japan Broadcasting Corp
Current assignee: Japan Broadcasting Corp
Priority date: 2012-03-29
Filing date: 2012-03-29
Publication date: 2016-01-20
Anticipated expiration: 2032-03-29
Also published as: JP2013207750A

Description

本発明は、ＯＦＤＭ信号を受信する受信装置及びプログラムに関するものである。

日本の地上デジタル放送方式であるＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Services Digital Broadcasting - Terrestrial）は、固定受信機向けにハイビジョン放送（又は複数標準画質放送）を実現している。次世代の地上デジタル放送方式では、従来のハイビジョンに変わり、３Ｄハイビジョン放送やハイビジョンの１６倍の解像度を持つスーパーハイビジョンなど、さらに情報量の多いサービスを提供することが求められている。

そこで、無線によるデータ伝送容量を拡大するための手法として、複数の送受信アンテナを用いてＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）伝送を行うＭＩＭＯシステムが提案されている。ＭＩＭＯシステムでは、空間分割多重（ＳＤＭ：Space Division Multiplexing）や、時空間符号（ＳＴＣ：Space Time Codes）が行われる。ＳＤＭの実現例としては、水平偏波及び垂直偏波の両偏波を同時に用いる偏波ＭＩＭＯ方式などが提案されている。

また、デジタル伝送の誤り訂正能力を向上させるための手法として、ターボ符号やＬＤＰＣ（Low Density Parity Check）符号が提案されている。これらの符号の復号処理は、対数尤度比（ＬＬＲ：Log Likelihood Ratio)と呼ばれるパラメータを用いて、各ビットが０又は１である確率推定を基本原理としている。対数尤度比は受信信号の信号点とマッピング上の候補点とのユークリッド距離、及び各キャリアシンボルの雑音分散の推定値から算出される。誤り訂正能力を向上させるためには、復号過程において対数尤度比をできるだけ正確に求める必要があるが、そのためには、対数尤度比の算出に用いられる雑音分散をできるだけ正確に推定することが重要となる。雑音分散は、受信した信号の信号点と理想信号点のユークリッド距離の２乗から推定できることが知られている（例えば、特許文献１参照）。

特開２００８−３５４４２号公報

雑音分散は、本来あるべきＩＱ座標上の理想信号点と実際に観測した受信信号の信号点とのずれを意味し、変調誤差比（ＭＥＲ：Modulation Error Ratio）を求めて逆数を取ることで得られる。これは、帯域内平均電力を１とする正規化係数を乗じているためである。データ信号のＭＥＲは、キャリアシンボルの雑音が大きい場合に本来あるべきシンボル点を誤って定めてしまう可能性があるが、ＢＰＳＫ変調された信号は他の変調方式で変調された信号よりも誤る可能性が低い。そのため、一般的に、ＡＣ（Auxiliary Channel）信号、ＴＭＣＣ（Transmission and Multiplexing Configuration Control）信号といったＢＰＳＫ変調された信号を用いて雑音分散を算出する。

雑音分散はガウス分布に従うため、推定のためにはなるべくサンプル数を多く取ることが望ましいが、１ＯＦＤＭシンボル当たりのＡＣ、ＴＭＣＣ信号の数は少ないため、十分な精度を確保することができないという問題があった。そこで、複数のＯＦＤＭシンボルを用いて雑音分散を推定することが考えられるが、移動受信においては短い間隔で伝搬路が時間変動し、固定受信においても伝搬路が常に静的とは限らないため、常に雑音分散の時間平均をとるとかえって所要ＣＮが劣化してしまうという問題があった。

かかる事情に鑑みてなされた本発明の目的は、受信状況に応じて最適な値の雑音分散を算出でき、ＢＥＲ（Bit Error Rate）特性を改善することが可能な受信装置、及びプログラムを提供することにある。

上記課題を解決するため、本発明に係る受信装置は、ＯＦＤＭ信号を受信する受信装置であって、受信したＯＦＤＭ信号を直交復調処理及びフーリエ変換処理して、複素ベースバンド信号を生成する入力処理部と、前記複素ベースバンド信号に含まれる既知のパイロット信号を抽出し、該抽出したパイロット信号を用いて各キャリアの伝送路応答を算出する伝送路応答算出部と、前記伝送路応答を用いて前記複素ベースバンド信号から送信信号の推定値を生成するＭＩＭＯ検出部と、前記伝送路応答から、雑音分散の算出に用いるＯＦＤＭシンボルのシンボル区間を決定するシンボル区間決定部と、前記シンボル区間内における前記送信信号の推定値を用いて、ＯＦＤＭシンボルの雑音分散を算出する雑音分散算出部と、前記雑音分散及び前記送信信号の推定値を用いて、送信された各ビットの尤度比を算出する尤度比算出部と、前記尤度比を用いて、送信されたビットの推定値を復号する誤り訂正復号部と、を備え、前記シンボル区間決定部は、前記伝送路応答の並列伝送路成分の位相差を算出する位相差検出部を有し、前記位相差が１８０度に近づくほど前記シンボル区間が長くなるように決定することを特徴とする。

さらに、本発明に係る受信装置において、前記シンボル区間決定部は、前記伝送路応答を逆フーリエ変換して得られる遅延プロファイルから希望波と遅延波を検出してＤＵ比を算出するＤＵ比検出部を有し、前記ＤＵ比が０ｄＢに近づくほど前記シンボル区間が長くなるように決定することを特徴とする。

さらに、本発明に係る受信装置は、ＯＦＤＭ信号を受信する受信装置であって、受信したＯＦＤＭ信号を直交復調処理及びフーリエ変換処理して、複素ベースバンド信号を生成する入力処理部と、前記複素ベースバンド信号に含まれる既知のパイロット信号を抽出し、該抽出したパイロット信号を用いて各キャリアの伝送路応答を算出する伝送路応答算出部と、前記伝送路応答を用いて前記複素ベースバンド信号から送信信号の推定値を生成するＭＩＭＯ検出部と、前記伝送路応答から、雑音分散の算出に用いるＯＦＤＭシンボルのシンボル区間を決定するシンボル区間決定部と、前記シンボル区間内における前記送信信号の推定値を用いて、ＯＦＤＭシンボルの雑音分散を算出する雑音分散算出部と、前記雑音分散及び前記送信信号の推定値を用いて、送信された各ビットの尤度比を算出する尤度比算出部と、前記尤度比を用いて、送信されたビットの推定値を復号する誤り訂正復号部と、を備え、前記シンボル区間決定部は、前記伝送路応答を逆フーリエ変換して得られる遅延プロファイルから希望波と遅延波を検出してＤＵ比を算出するＤＵ比検出部を有し、前記ＤＵ比が０ｄＢに近づくほど前記シンボル区間が長くなるように決定することを特徴とする。

さらに、本発明に係る受信装置において、前記シンボル区間決定部は、前記受信したＯＦＤＭ信号のキャリア総本数が少ないほど、前記シンボル区間が長くなるように決定することを特徴とする。

さらに、本発明に係る受信装置は、ＯＦＤＭ信号を受信する受信装置であって、受信したＯＦＤＭ信号を直交復調処理及びフーリエ変換処理して、複素ベースバンド信号を生成する入力処理部と、前記複素ベースバンド信号に含まれる既知のパイロット信号を抽出し、該抽出したパイロット信号を用いて各キャリアの伝送路応答を算出する伝送路応答算出部と、前記伝送路応答を用いて前記複素ベースバンド信号から送信信号の推定値を生成するＭＩＭＯ検出部と、前記伝送路応答から、雑音分散の算出に用いるＯＦＤＭシンボルのシンボル区間を決定するシンボル区間決定部と、前記シンボル区間内における前記送信信号の推定値を用いて、ＯＦＤＭシンボルの雑音分散を算出する雑音分散算出部と、前記雑音分散及び前記送信信号の推定値を用いて、送信された各ビットの尤度比を算出する尤度比算出部と、前記尤度比を用いて、送信されたビットの推定値を復号する誤り訂正復号部と、を備え、前記シンボル区間決定部は、前記受信したＯＦＤＭ信号のキャリア総本数が少ないほど、前記シンボル区間が長くなるように決定することを特徴とする。

また、上記課題を解決するため、本発明に係るプログラムは、コンピュータを、上記受信装置として機能させることを特徴とする。

本発明によれば、受信状況に応じて最適な値の雑音分散を算出でき、ＢＥＲ特性を改善することができるようになる。

本発明の一実施形態に係る受信装置の構成例を示すブロック図である。本発明の一実施形態に係る受信装置における第１の態様のシンボル区間決定部の構成例を示すブロック図である。本発明の一実施形態に係る受信装置における第２の態様のシンボル区間決定部の構成例を示すブロック図である。ヌルパイロット信号が挿入されたＯＦＤＭ信号の例を示す図である。本発明の一実施形態に係る受信装置における伝送路応答算出部の伝送路応答の算出について説明する図である。伝送路応答の変動例を示す図である。本発明の一実施形態に係る受信装置における雑音分散算出部の構成例を示すブロック図である。本発明の一実施形態に係る受信装置における帯域雑音分散算出部による処理を説明する図である。本発明の一実施形態に係る受信装置によるＢＥＲ特性のシミュレーション結果を示すグラフである。本発明の一実施形態に係る受信装置において消失させるキャリアについて説明する図である。

以下、本発明の実施形態について、図面を参照して詳細に説明する。以下の説明において、添え字のｉはＯＦＤＭ信号のキャリア番号を意味する。また、本実施形態では、送信アンテナ数２、受信アンテナ数２の２×２ＭＩＭＯシステムにおける受信装置を例に説明する。

図１は、本発明の一実施形態に係る受信装置の構成例を示すブロック図である。図１に示すように、受信装置１は、受信アンテナ１１（１１−１及び１１−２）と、入力処理部１２（１２−１及び１２−２）と、伝送路応答算出部１３と、ＭＩＭＯ検出部１４と、第１周波数デインターリーブ部１５と、シンボル平均区間決定部１６と、雑音分散算出部１７と、第２周波数デインターリーブ部１８と、尤度比算出部１９と、ビットデインターリーブ部２０と、誤り訂正復号部２１と、を備える。なお、受信装置１に対応する送信装置が周波数方向にインターリーブ処理しない場合には、受信装置１は第１周波数デインターリーブ部１５、及び第２周波数デインターリーブ部１８を備える必要はなく、受信装置１に対応する送信装置がビット方向にインターリーブ処理しない場合には、受信装置１はビットデインターリーブ部２０を備える必要はない。

入力処理部１２は、受信装置１に対応する送信装置から送信されるＯＦＤＭ信号を、受信アンテナ１１を介して受信し、受信したＯＦＤＭ信号を直交復調処理及びフーリエ変換処理して、複素ベースバンド信号を生成する。図１に示すように、入力処理部１２は、ＧＩ除去部１２１（１２１−１及び１２１−２）と、フーリエ変換部１２２（１２２−１及び１２２−２）と、パイロット信号抽出部１２３（１２３−１及び１２３−２）と、を備える。

ＧＩ除去部１２１は、受信したＯＦＤＭ信号を直交復調処理してベースバンド信号を生成し、Ａ／Ｄ変換によりデジタル信号を生成する。続いて、ＧＩ除去部１２１は、ガードインターバルを除去して有効シンボル信号を抽出する。そして、有効シンボル信号をフーリエ変換部１２２に出力する。

フーリエ変換部１２２は、ＧＩ除去部１２１により抽出された有効シンボル信号に対して、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform：高速フーリエ変換）処理を施して周波数領域の複素ベースバンド信号ｙ_ｉ１，ｙ_ｉ２生成する。そして、複素ベースバンド信号ｙ_ｉ１，ｙ_ｉ２をパイロット信号抽出部１２３、及びＭＩＭＯ検出部１４に出力する。つまり、フーリエ変換部１２２−１は、受信アンテナ１１−１から受信したＯＦＤＭ信号をＦＦＴ処理して複素ベースバンド信号ｙ_ｉ１を生成し、パイロット信号抽出部１２３−１、及びＭＩＭＯ検出部１４に出力する。フーリエ変換部１２２−２は、受信アンテナ１１−２から受信したＯＦＤＭ信号をＦＦＴ処理して複素ベースバンド信号ｙ_ｉ２を生成し、パイロット信号抽出部１２３−２、及びＭＩＭＯ検出部１４に出力する。

パイロット信号抽出部１２３は、ＦＦＴ部１２２により生成された複素ベースバンド信号ｙ_ｉ１，ｙ_ｉ２に含まれる既知のパイロット信号を抽出する。そして、パイロット信号を伝送路応答算出部１３に出力する。

伝送路応答算出部１３は、パイロット信号抽出部１２３により抽出されたパイロット信号を用いて伝送路応答Ｈ_ｉを算出する。そして、伝送路応答Ｈ_ｉをＭＩＭＯ検出部１４、シンボル区間決定部１６、及び雑音分散算出部１７に出力する。伝送路応答算出部１３は、パイロット信号の振幅応答を時間方向に１次補間することにより、復号対象となるシンボルの伝送路応答Ｈ_ｉを算出する。

２×２ＭＩＭＯ伝送の伝送路応答Ｈ_ｉは
と表すことができる。伝送路応答Ｈの各要素ｈ_ｉ１１，ｈ_ｉ１２，ｈ_ｉ２１，ｈ_ｉ２２は複素数であり、ｈ_ｉ１１は送信アンテナ＃１から受信アンテナ＃１への伝送路の状態を表し、ｈ_ｉ１２は送信アンテナ＃２から受信アンテナ＃１への伝送路の状態を表し、ｈ_ｉ２１は送信アンテナ＃１から受信アンテナ＃２への伝送路の状態を表し、ｈ_ｉ２２は送信アンテナ＃２から受信アンテナ＃２への伝送路の状態を表す。ここで、ｈ_ｉ１１，ｈ_ｉ２２が並列伝送路成分であり、ｈ_ｉ１２，ｈ_ｉ２１が干渉成分となる。

ＭＩＭＯ検出部１４は、フーリエ変換部１２２により生成された複素ベースバンド信号ｙ_ｉ１，ｙ_ｉ２、及び伝送路応答算出部１３により算出された伝送路応答Ｈ_ｉを用いて、ＺＦ（Zero Forcing）、ＭＭＳＥ（Minimum Mean Squared Error）などの既知の手法により、複数の受信アンテナ１１により受信したデータストリームを分離して送信信号の推定値ｘ＾_ｉ１，ｘ＾_ｉ２を生成する。そして、送信信号の推定値ｘ＾_ｉ１，ｘ＾_ｉ２を第１周波数デインターリーブ部１５及び雑音分散算出部１７に出力する。

第１周波数デインターリーブ部１５は、ＭＩＭＯ検出部１４により生成された送信信号の推定値ｘ＾_ｉ１，ｘ＾_ｉ２に対し、周波数方向にデインターリーブ処理を行う。そして、デインターリーブ処理された送信信号の推定値ｘ＾_ｉ１，ｘ＾_ｉ２を尤度比算出部１９に出力する。周波数方向のデインターリーブ処理とは、受信装置１に対応する送信装置の周波数インターリーブ部により周波数方向に並べ替えられたデータを、元の順序に戻す処理である。

受信装置１は、復号に必要な尤度比を算出するために、受信したＯＦＤＭ信号の雑音分散を算出する必要がある。第１周波数デインターリーブ部１５によりデインターリーブ処理されたデータキャリアから帯域全体の雑音分散を算出してもよいが、より精度の高い雑音分散を算出するには、後述するように、データキャリアでないキャリアシンボルを用いて帯域全体の雑音分散を推定する必要がある。したがって、図１に示す受信装置１では、雑音分散算出部１７を、第１周波数デインターリーブ部１５と尤度比算出部１９との間ではなく、第１周波数デインターリーブ部１５の前に配置している。

シンボル区間決定部１６は、伝送路応答算出部１３により算出された伝送路応答Ｈ_ｉから、雑音分散の算出に用いるＯＦＤＭシンボルのシンボル区間Ｌを決定する。そして、シンボル区間Ｌを雑音分散算出部１７に出力する。シンボル区間決定部１６の詳細については後述する。

雑音分散算出部１７は、シンボル区間決定部１６により決定されたシンボル区間Ｌ内における、ＭＩＭＯ検出部１４により生成された送信信号の推定値ｘ＾_ｉ１，ｘ＾_ｉ２を用いて、受信したＯＦＤＭ信号の雑音分散σ_ｉ１ ^２，σ_ｉ２ ^２を算出する。そして、雑音分散σ_ｉ１ ^２，σ_ｉ２ ^２を第２周波数デインターリーブ部１８に出力する。雑音分散算出部１７の詳細については後述する。

第２周波数デインターリーブ部１８は、雑音分散算出部１７により算出された雑音分散σ_ｉ１ ^２，σ_ｉ２ ^２に対し、デインターリーブ処理を行う。そして、デインターリーブ処理された雑音分散σ_ｉ１ ^２，σ_ｉ２ ^２を尤度比算出部１９に出力する。

尤度比算出部１９は、第１周波数デインターリーブ部１５によりデインターリーブ処理された送信信号の推定値ｘ＾_ｉ１，ｘ＾_ｉ２と、第２周波数デインターリーブ部１８から入力される雑音分散σ_ｉ１ ^２，σ_ｉ２ ^２とを用いて、受信信号の尤度比λを算出する。そして、尤度比λをビットデインターリーブ部２０に出力する。尤度比λは誤り訂正符号の各ビットについて算出されるものであり、受信信号の確率的な信頼度情報を表す。なお、尤度比λとしては、一般的に対数尤度比（ＬＬＲ）が用いられる。

対数尤度比λは、ｂ＝０となる尤度関数とｂ＝１となる尤度関数の比の対数で表される。つまり、対数尤度比λは、送信信号の推定値ｘ＾_ｉ、及び雑音分散σ_ｉ ^２を用いて、次式（１）により求められる。ｄ_１ ^２，ｄ_０ ^２は理想信号点と送信信号の推定値ｘ_ｉ＾の信号点との間の２乗ユークリッド距離である。

ビットデインターリーブ部２０は、尤度比算出部１９により算出された尤度比λに対し、ビット方向にデインターリーブ処理を行う。そして、デインターリーブ処理された尤度比λを、誤り訂正復号部２１に出力する。ビット方向のデインターリーブ処理とは、受信装置１に対応する送信装置のビットインターリーブ部によりビット方向に並べ替えられたデータを、元の順序に戻す処理である。

なお、受信装置１に対応する送信装置が時間インターリーブ部により時間方向にもインターリーブ処理を行う場合には、受信装置１は、更に時間デインターリーブ部（図示せず）を備える。この時間デインターリーブ部は、尤度比λを時間方向にデインターリーブ部処理し、送信装置の時間インターリーブ部により時間方向に並べ替えられたデータを元の順序に戻す。

誤り訂正復号部２１は、ビットデインターリーブ部２０によりデインターリーブ処理された尤度比λを用いて、誤り訂正符号（ＬＤＰＣ符号やターボ符号）の復号を行い、送信装置から送信されたビットの推定値を出力する。

［シンボル区間決定部］
次に、シンボル区間決定部１６の詳細について説明する。シンボル区間決定部１６は、送路応答算出部１３により算出された伝送路応答Ｈ_ｉから、雑音分散の算出に用いるＯＦＤＭシンボルのシンボル区間Ｌを決定する。シンボル区間Ｌの具体的な決定方法として、以下に２つの態様を説明する。

図２は、第１の態様のシンボル区間決定部１６−１の構成例を示すブロック図である。図２に示すように、第１の態様のシンボル区間決定部１６−１は、ＤＵ比検出部１６１と、位相差検出部１６２と、シンボル区間設定部１６３−１と、を備える。

ＤＵ比検出部１６１は、伝送路応答算出部１３により算出された伝送路応答Ｈ_ｉを逆フーリエ変換して得られる遅延プロファイルから希望波と遅延波を検出し、ＤＵ比を算出する。そして、ＤＵ比をシンボル区間設定部１６３−１に出力する。

位相差検出部１６２は、伝送路応答算出部１３により算出された伝送路応答Ｈ_ｉの並列伝送路成分（ｈ_ｉ１１，ｈ_ｉ２２）の位相差を算出する。そして、位相差をシンボル区間設定部１６３−１に出力する。なお、４×２ＭＩＭＯシステムの場合についても同様に並列伝送路成分位相差を算出する。例えば送信アンテナＴｘ１，３が水平偏波のＯＦＤＭ信号を送信し、送信アンテナＴｘ２，４が垂直偏波のＯＦＤＭ信号を送信し、送信アンテナＴｘ１，２で第１の送信所を構成し、送信アンテナＴｘ３，４で第２の送信所を構成し、受信アンテナＲｘ１が水平偏波のＯＦＤＭ信号を受信し、受信アンテナＲｘ２が垂直偏波のＯＦＤＭ信号を受信する４×２ＭＩＭＯシステムの場合、位相差検出部１６２は、並列伝送路成分（ｈ_ｉ１１，ｈ_ｉ２２）の位相差、及び並列伝送路成分（ｈ_ｉ１３，ｈ_ｉ２４）の位相差を算出する。

マルチパス波が存在する場合、特定のキャリアの受信電力の落ち込み（ディップ）が生じる。受信電力が所定値以下のキャリアは伝送特性が極端に劣化するため、そのようなキャリアは両アンテナ成分とも消失させ、消失キャリアとする（復調データをヌルとする）必要がある。ディップは、ＤＵ比検出部１６１により検出されたＤＵ比が０ｄＢに近づくほど大きくなるため、消失キャリアの本数が増加する。また、図１０に示すように、位相差検出部１６２により算出された位相差が１８０度に近づくほど（位相差が所定の値よりも大きくなると）、両アンテナ間でディップが生じる周波数がずれるため、消失キャリアの本数が増加する。図１０は、受信電力が所定値以下となるディップが生じる場合の消失キャリアを示す図である。図１０（ａ）は並列伝送路成分の位相差が０度の場合の消失キャリアを示しており、図１０（ｂ）は並列伝送路成分の位相差が１８０度の場合の消失キャリアを示している。図１０に示すように、並列伝送路成分の位相差が１８０度の場合には、並列伝送路成分の位相差が０度の場合と比べて、消失キャリアの本数は２倍となる。すなわち、ＤＵ比が０ｄＢに近づき、位相差が１８０度に近づくほど、消失させるキャリアの本数が増加することとなる。

そのため、シンボル区間設定部１６３−１は、消失させるキャリアの本数が多くなった場合に雑音分散の算出に用いるキャリアシンボルのサンプル数を確保するために、ＤＵ比検出部１６１により算出されたＤＵ比が０ｄＢに近づくほど、かつ、位相差検出部１６２により算出された位相差が１８０度に近づくほど、シンボル区間Ｌが長くなるように決定する。

また、ＯＦＤＭ信号のキャリア総本数Ｉが少ないほど、雑音分散の算出に用いるキャリアシンボルのサンプル数が少なくなる。そのため、シンボル区間設定部１６３−１は、ＯＦＤＭ信号のキャリア総本数Ｉが少ないほど、シンボル区間Ｌが長くなるように決定する。

シンボル区間設定部１６３−１は、予めＤＵ比及び位相差とシンボル区間Ｌとを対応付けたシンボル区間テーブルを記憶し、シンボル区間テーブルを参照してシンボル区間Ｌを決定するようにしてもよい。シンボル区間テーブルの例を表１に示す。

また、表１に示すシンボル区間テーブルでは、受信装置１がテレビ受信装置のような固定受信の場合と、携帯電話のような移動受信装置の場合とでシンボル区間を区別しており、移動受信装置の場合のシンボル区間を固定受信装置の場合のシンボル区間よりも短くしている。これは、移動受信装置の場合には、受信信号の時間変動が大きく、シンボル区間を長くするとかえって雑音分散の推定精度が低くなるためである。

なお、シンボル区間Ｌは任意の帯域ごとに決定することができる。例えば、シンボル区間ＬをＯＦＤＭ信号の帯域全体で一律に決定してもよいし、セグメントごとに決定してもよいし、パイロット信号の周波数方向の周期で決定してもよい。

次に、第２の態様のシンボル区間決定部１６について説明する。図３は、第２の態様のシンボル区間決定部１６−２の構成例を示すブロック図である。図３に示すように、第２の態様のシンボル区間決定部１６−２は、伝送路応答変動検出部１６４と、シンボル区間設定部１６３−２と、を備える。

ここで、水平、垂直両偏波を用いた偏波ＭＩＭＯ伝送において、受信装置側で偏波を分離するために、水平偏波、垂直偏波で送信するＯＦＤＭ信号に挿入されるパイロット信号の挿入パターンを相違させる技術が提案されている。例えば、村山,”-次世代地上放送に向けた伝送技術-スーパーハイビジョンの地上放送を目指して-”,映像情報メディア学会技術報告,Vol.34,No.36,pp37-40,2010にて提案されている技術では、ＯＦＤＭ信号に、従来のパイロット信号（ＳＰ信号）に加え、ヌルパイロット信号を挿入している。ヌルパイロット信号は、無変調の振幅０の信号である。本実施形態では、ＯＦＤＭ信号にヌルパイロット信号が挿入されている場合を例に、第２の態様のシンボル区間決定部１６−２の処理について説明する。

図４は、ヌルパイロット信号が挿入されたＯＦＤＭ信号を示す図である。図４（ａ）は水平偏波用、図４（ｂ）は垂直偏波用のＯＦＤＭ信号であり、図中の丸印はデータ信号、二重丸印はパイロット信号（ＳＰ信号）、丸の中に×が付された印はヌルパイロット信号を意味する。この例では、ＩＳＤＢ−Ｔが採用している、キャリア方向に１２キャリア周期、シンボル方向に４シンボル周期の配置パターンは変更せずに、水平偏波と垂直偏波でヌルパイロット信号を交互に挿入している。

図５は、伝送路応答算出部１３によるヌルパイロット信号が挿入されたＯＦＤＭ信号の伝送路応答Ｈ_ｉの算出について説明する図である。伝送路応答算出部１３は、復号対象となるシンボルに対して、時間方向に前後７シンボル内のパイロット信号の伝送路応答を算出して記憶し、パイロット信号の振幅応答を時間方向に１次補間することにより、復号対象シンボルの伝送路応答Ｈ_ｉを算出する。

伝送路応答変動検出部１６４は、伝送路応答算出部１３から、復号対象となるシンボルに対して時間方向に前後に所定のシンボル内の伝送路応答Ｈ_ｉを検出し、伝送路応答Ｈ_ｉの時間方向の変動量を検出する。そして、伝送路応答Ｈ_ｉの変動量をシンボル区間設定部１６３−２に出力する。変動量は復号対象となるシンボルの伝送路応答Ｈ_ｉを基準として他のシンボルの伝送路応答Ｈ_ｉとの差分量とする。伝送路応答算出部１３が、復号対象シンボルに対して前後７シンボル内のパイロット信号の伝送路応答Ｈ_ｉを常時記憶している場合には、この記憶されている伝送路応答Ｈ_ｉを用いることができる。

シンボル区間設定部１６３−２は、復号対象シンボルの伝送路応答Ｈ_ｉに対する変動量が閾値以下となる範囲のシンボル区間を、雑音分散を算出する際に用いるシンボル区間Ｌと決定する。図６は、伝送路応答Ｈ_ｉの変動例を示す図である。図６では、復号対象シンボルを含む前後７シンボルの伝送路応答Ｈ_ｉの変動を示している。図６（ａ）の場合、復号対象シンボルを含む前後７シンボル全てにおいて、変動量が閾値の範囲内であるため、復号対象シンボルの７シンボル前のシンボルから復号対象シンボルの７シンボル後のシンボルまでを雑音分散を算出する際に用い、シンボル区間Ｌを−７〜＋７とする。図６（ｂ）の場合、変動量が閾値の範囲内となる、復号対象シンボルの３シンボル前のシンボルから復号対象シンボルの３シンボル後のシンボルまでを雑音分散を算出する際に用い、シンボル区間Ｌを−３〜＋３とする。図６（ｃ）の場合、変動量が閾値の範囲内となる、復号対象シンボルの４シンボル前のシンボルから復号対象シンボルの１シンボル後のシンボルまでを雑音分散を算出する際に用い、シンボル区間Ｌを−４〜＋１とする。

なお、シンボル区間Ｌは任意の帯域ごとに決定することができる。例えば、シンボル区間ＬをＯＦＤＭ信号の帯域全体で一律に決定してもよいし、セグメントごとに決定してもよいし、パイロット信号の周波数方向の周期（図４に示す例では２４キャリア）で決定してもよい。

［雑音分散算出部］
次に、雑音分散算出部１７の詳細について説明する。雑音分散算出部１７は、シンボル区間決定部１６により決定されたシンボル区間Ｌ内における、ＭＩＭＯ検出部１４により生成された送信信号の推定値ｘ＾_ｉ１，ｘ＾_ｉ２を用いて、受信したＯＦＤＭ信号の雑音分散σ_ｉ１ ^２，σ_ｉ２ ^２を算出する。図７は、雑音分散算出部１７の構成例を示すブロック図である。雑音分散算出部１７は雑音分散推定部１７１と、帯域雑音分散算出部１７２と、キャリア雑音分散算出部１７３と、を備える。キャリア雑音分散算出部１７３は必須の構成部ではないが、キャリア雑音分散算出部１７３を備えることにより、より雑音分散の推定精度を向上させることができる。

雑音分散推定部１７１は、ＭＩＭＯ検出部１４により生成された各系統信号からキャリアシンボルの雑音分散を求める。そして、キャリアシンボルの雑音分散を帯域雑音分散算出部１７２に出力する。キャリアシンボルの雑音分散は、キャリアシンボルが本来あるべきＩＱ座標上の信号点と実際に観測したキャリアシンボルの信号点とのずれを意味し、変調誤差比を求めて逆数を取ることで得られる。これは、帯域内平均電力を１とする正規化係数を乗じているためである。ただし、データキャリアの変調誤差比（ＭＥＲ：Modulation Error Ratio）は、キャリアシンボルの雑音が大きい場合に本来あるべき信号点を誤って定めてしまう可能性がある。その点、ＢＰＳＫ変調されたＡＣ信号及びＴＭＣＣ信号は誤る可能性が低く、高精度で雑音分散の推定が期待できる。よって、雑音分散推定部１７１は、ＡＣ信号及びＴＭＣＣ信号の雑音分散を算出するのが好適である。ＡＣ，ＴＭＣＣ信号の推定値の信号点が（Ｉ_ｉ，Ｑ_ｉ）であり、ＢＰＳＫ変調されているＡＣ，ＴＭＣＣ信号の信号点が（Ｂ，０）及び（−Ｂ，０）であるとき、ＡＣ，ＴＭＣＣ信号の雑音分散σ_ｉＢ ^２は次式（２）により算出される。ここで、ＢはＡＣ，ＴＭＣＣ信号のブースト比であり、ＩＳＤＢ−Ｔの場合は４／３となる。ｍｉｎ（）は小さいほうの値を選択することを意味する。

また、図４に示すようにＯＦＤＭ信号にヌルパイロット信号が挿入されている場合には、ヌルパイロット信号のみの雑音分散を算出するか、あるいはＡＣ信号、ＴＭＣＣ信号、及びヌルパイロット信号の雑音分散を算出するのが好適である。ヌルパイロット信号の推定値の信号点が（Ｉ_ｉ，Ｑ_ｉ）であるとき、ヌルパイロット信号の雑音分散σ_ｉＮ ^２は次式（３）により算出される。

帯域雑音分散算出部１７２は、シンボル区間決定部１６により決定されたシンボル区間Ｌ内のＯＦＤＭ信号について、雑音分散推定部１７１により算出されたキャリアシンボルの雑音分散の平均値を帯域雑音分散σ^−２として算出する。図８は、帯域雑音分散算出部１７２による処理を説明する図である。雑音分散推定部１７１がＡＣ，ＴＭＣＣ信号の雑音分散σ_ｉＢ ^２を算出する場合には、帯域雑音分散算出部１７２は、図８（ａ）に示すように、シンボル区間Ｌ（この例では、Ｌ＝−４〜＋４）内におけるＡＣ，ＴＭＣＣ信号の雑音分散σ_ｉＢ ^２の平均値σ^−２を算出する。

雑音分散推定部１７１がヌルパイロット信号の雑音分散σ_ｉＮ ^２を算出する場合には、帯域雑音分散算出部１７２は、図８（ｂ）に示すように、シンボル区間Ｌ（この例では、Ｌ＝−４〜＋４）内におけるヌルパイロット信号の雑音分散σ_ｉＮ ^２の平均値σ^−２を算出する。

キャリア雑音分散算出部１７３は、伝送路応答算出部１３により算出された伝送路応答Ｈ_ｉから求まる重み付け行列Ｗ_ｉを用いて、帯域雑音分散算出部１７２により算出された帯域雑音分散σ^−２に対してキャリアごとの重み付けを行い、キャリアごとの雑音分散σ_ｉ ^２を算出する。各キャリアにおける重みＷ_ｉは、Ｈ_ｉ ^ＨＨ_ｉ ^−１と表せる。重みＷ_ｉの算出等の詳細は、例えば、大鐘・小川、「わかりやすいＭＩＭＯシステム技術」、オーム社、ｐ.101を参照されたい。各キャリアの重み付け成分は、この対角成分で表せる。これを全キャリアで正規化し、帯域雑音分散σ^−２に乗算することで重み付けを行うことができる。なお、キャリア雑音分散算出部１７３を備えない場合には、第２周波数デインターリーブ部１８は不要となる。

図９は、２×２のＭＩＭＯシステムにおいて、従来の受信装置によるＢＥＲ特性と本発明の受信装置１によるＢＥＲ特性の比較結果を示すグラフである。ここでは、遅延量１２０μｓ、ＤＵ比０ｄＢ、位相差１８０度のマルチパス波が存在する状況を想定してシミュレーションを行っている。図中の四角印でプロットされた線はシンボル区間Ｌ＝１（雑音分散の時間平均をとらない従来の受信装置）の場合、三角印でプロットされた線はシンボル区間Ｌ＝２の場合、×印でプロットされた線はシンボル区間Ｌ＝３の場合、＊印でプロットされた線はシンボル区間Ｌ＝５の場合、丸印でプロットされた線はシンボル区間Ｌ＝１０の場合、＋印でプロットされた線はシンボル区間Ｌ＝１５の場合のＢＥＲ特性である。

シミュレーション条件は、変調方式を１０２４ＱＡＭ、符号化率を３／４、ガードインターバル比を１／８、sum-product復号法による繰り返し回数を２０回とし、その他のＦＦＴサイズなどはＩＳＤＢ−Ｔのモード３に準拠している。図９に示すシミュレーション結果から、本発明によればＢＥＲ＝１．００×１０^−７となるＣＮ比を所要ＣＮ比としたときに、雑音分散をシンボル区間Ｌ内の時間平均とすることにより、ＢＥＲ特性が向上していることが分かる。

このように、受信装置１は、シンボル区間決定部１６により、伝送路応答Ｈ_ｉから雑音分散の算出に用いるＯＦＤＭシンボルのシンボル区間Ｌを決定し、雑音分散算出部１７により、シンボル区間Ｌ内の送信信号の推定値ｘ＾_ｉ１，ｘ＾_ｉ２を用いてＯＦＤＭシンボルの雑音分散σ_１ ^２，σ_２ ^２を算出するため、受信状況に応じてシンボル区間Ｌの長さを可変とすることできる。かくして、受信装置１によれば、最適な値の雑音分散を算出することができ、ＢＥＲ特性を改善することができるようになる。

なお、上述した受信装置１として機能させるためにコンピュータを好適に用いることができ、そのようなコンピュータは、受信装置１の各機能を実現する処理内容を記述したプログラムを、当該コンピュータの記憶部に格納しておき、当該コンピュータのＣＰＵによってこのプログラムを読み出して実行させることで実現することができる。

上述の実施形態は、代表的な例として説明したが、本発明の趣旨及び範囲内で、多くの変更及び置換ができることは当業者に明らかである。したがって、本発明は、上述の実施形態によって制限するものと解するべきではなく、特許請求の範囲から逸脱することなく、種々の変形や変更が可能である。例えば、上述の実施形態では、２×２ＭＩＭＯシステムにおける受信装置を例に説明したが、アンテナ数はこれに限定されるものではなく、４×２ＭＩＭＯシステムなど、あらゆるアンテナ数のＭＩＭＯシステムにおける受信装置において本発明を適用することができる。また、ＳＩＳＯ伝送システムにおける受信装置においても本発明を適用することができ、その場合には位相差検出部１６２は不要となる。

このように、本発明は、ＯＦＤＭ信号を受信する受信装置に有用である。

１受信装置
１１受信アンテナ
１２入力処理部
１３伝送路応答算出部
１４ＭＩＭＯ検出部
１５第１周波数デインターリーブ部
１６，１６−１，１６−２シンボル区間決定部
１７雑音分散算出部
１８第２周波数デインターリーブ部
１９尤度比算出部
２０ビットデインターリーブ部
２１誤り訂正復号部
１２１−１，１２１−２ＧＩ除去部
１２２−１，１２２−２フーリエ変換部
１２３−１，１２３−２パイロット信号抽出部
１６１ＤＵ比検出部
１６２位相差検出部
１６３−１，１６３−２シンボル区間設定部
１７１雑音分散推定部
１７２帯域雑音分散算出部
１７３キャリア雑音分散算出部

Claims

ＯＦＤＭ信号を受信する受信装置であって、
受信したＯＦＤＭ信号を直交復調処理及びフーリエ変換処理して、複素ベースバンド信号を生成する入力処理部と、
前記複素ベースバンド信号に含まれる既知のパイロット信号を抽出し、該抽出したパイロット信号を用いて各キャリアの伝送路応答を算出する伝送路応答算出部と、
前記伝送路応答を用いて前記複素ベースバンド信号から送信信号の推定値を生成するＭＩＭＯ検出部と、
前記伝送路応答から、雑音分散の算出に用いるＯＦＤＭシンボルのシンボル区間を決定するシンボル区間決定部と、
前記シンボル区間内における前記送信信号の推定値を用いて、ＯＦＤＭシンボルの雑音分散を算出する雑音分散算出部と、
前記雑音分散及び前記送信信号の推定値を用いて、送信された各ビットの尤度比を算出する尤度比算出部と、
前記尤度比を用いて、送信されたビットの推定値を復号する誤り訂正復号部と、
を備え、
前記シンボル区間決定部は、前記伝送路応答の並列伝送路成分の位相差を算出する位相差検出部を有し、
前記位相差が１８０度に近づくほど前記シンボル区間が長くなるように決定することを特徴とする受信装置。
前記シンボル区間決定部は、前記伝送路応答を逆フーリエ変換して得られる遅延プロファイルから希望波と遅延波を検出してＤＵ比を算出するＤＵ比検出部を有し、
前記ＤＵ比が０ｄＢに近づくほど前記シンボル区間が長くなるように決定することを特徴とする、請求項１に記載の受信装置。
ＯＦＤＭ信号を受信する受信装置であって、
受信したＯＦＤＭ信号を直交復調処理及びフーリエ変換処理して、複素ベースバンド信号を生成する入力処理部と、
前記複素ベースバンド信号に含まれる既知のパイロット信号を抽出し、該抽出したパイロット信号を用いて各キャリアの伝送路応答を算出する伝送路応答算出部と、
前記伝送路応答を用いて前記複素ベースバンド信号から送信信号の推定値を生成するＭＩＭＯ検出部と、
前記伝送路応答から、雑音分散の算出に用いるＯＦＤＭシンボルのシンボル区間を決定するシンボル区間決定部と、
前記シンボル区間内における前記送信信号の推定値を用いて、ＯＦＤＭシンボルの雑音分散を算出する雑音分散算出部と、
前記雑音分散及び前記送信信号の推定値を用いて、送信された各ビットの尤度比を算出する尤度比算出部と、
前記尤度比を用いて、送信されたビットの推定値を復号する誤り訂正復号部と、
を備え、
前記シンボル区間決定部は、前記伝送路応答を逆フーリエ変換して得られる遅延プロファイルから希望波と遅延波を検出してＤＵ比を算出するＤＵ比検出部を有し、
前記ＤＵ比が０ｄＢに近づくほど前記シンボル区間が長くなるように決定することを特徴とする、請求項１又は２に記載の受信装置。
前記シンボル区間決定部は、前記受信したＯＦＤＭ信号のキャリア総本数が少ないほど、前記シンボル区間が長くなるように決定することを特徴とする、請求項１から３のいずれか一項に記載の受信装置。
ＯＦＤＭ信号を受信する受信装置であって、
受信したＯＦＤＭ信号を直交復調処理及びフーリエ変換処理して、複素ベースバンド信号を生成する入力処理部と、
前記複素ベースバンド信号に含まれる既知のパイロット信号を抽出し、該抽出したパイロット信号を用いて各キャリアの伝送路応答を算出する伝送路応答算出部と、
前記伝送路応答を用いて前記複素ベースバンド信号から送信信号の推定値を生成するＭＩＭＯ検出部と、
前記伝送路応答から、雑音分散の算出に用いるＯＦＤＭシンボルのシンボル区間を決定するシンボル区間決定部と、
前記シンボル区間内における前記送信信号の推定値を用いて、ＯＦＤＭシンボルの雑音分散を算出する雑音分散算出部と、
前記雑音分散及び前記送信信号の推定値を用いて、送信された各ビットの尤度比を算出する尤度比算出部と、
前記尤度比を用いて、送信されたビットの推定値を復号する誤り訂正復号部と、
を備え、
前記シンボル区間決定部は、前記受信したＯＦＤＭ信号のキャリア総本数が少ないほど、前記シンボル区間が長くなるように決定することを特徴とする受信装置。
コンピュータを、請求項１から５のいずれか一項に記載の受信装置として機能させるためのプログラム。