CN101163988B - 用于tof-pet的数字硅光电倍增管 - Google Patents

用于tof-pet的数字硅光电倍增管 Download PDF

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Abstract

辐射检测器(10)包括检测器像素(22)阵列，每个检测器像素(22)包括检测器单元(50，50’，50”)阵列。每个检测器单元包括在击穿区域偏压的光电二极管(52)和与光电二极管耦合的数字电路(54，54’，54”)，该数字电路被配置为输出静态下的第一数字值和响应光电二极管的光子检测的第二数字值。数字触发电路(60，60’，60”，84)被配置为响应所选数目的一个或多个检测器单元从第一数字值转变为第二数字值而输出指示积分时间周期开始的触发信号。读出数字电路(66，82)累加检测器单元阵列的检测器单元的在积分时间周期中从第一数字态到第二数字态的多次转变的计数。

Description

用于TOF-PET的数字硅光电倍增管
技术领域
下面涉及辐射检测领域。特别涉及一种用于正电子发射层析X射线摄影法(PET)，特别是飞行时间法(TOF)PET的高速辐射检测器，将在下面有详细的参考描述。然而，下面更一般涉及一种用于单光子发射计算机层析X射线摄影法(SPECT)、计算机层析X射线摄影法(CT)等的辐射检测器，以及涉及一种用于其它应用例如天文学的高速辐射检测器。
背景技术
在常规PET中，将放射性药物用于病人或其它成像主体。放射性药物产生发射正电子的辐射衰变事件，该正电子在电子-正电子消灭事件中在与周围成像主体的电子快速相互作用之前移动非常短的距离以产生两个相对定向的伽马射线。伽马射线通过围绕成像主体的辐射检测器进行检测，作为两个基本上同时的限定其间的响应线(LOR)的辐射检测事件。一般，辐射检测器包括响应每个伽马射线检测产生光的脉冲或闪烁的闪烁器，和与闪烁器光学耦合、将光脉冲转换为相应的电信号的光电倍增管(PMT)阵列。在一些PET扫描仪中，PMT由产生与光脉冲的强度成比例的模拟电流的光电二极管代替。
尽管伽马射线被“基本上同时”检测，但是如果两个包含的辐射检测器之一比另一个辐射检测器更接近于电子-正电子消灭事件，那么在两个辐射检测事件之间存在小的时间差。由于伽马射线以光速传播，因此检测之间的该时间差一般大约在几个钠秒或更小。在TOF-PET中，辐射检测器以足够高的速度操作以能够测量该小的飞行时间差，其然后用于定位沿LOR的电子-正电子消灭事件。
因此，对于TOF-PET，辐射检测器应当具有次钠秒的时间分辨率。PMT通常足够快以进行TOF-PET成像；然而，PMT体积大，要求高电压偏压，并且不是很好地适合于对于高分辨率需要的小像素尺寸。常规光电二极管对于TOF-PET足够快，但是缺乏内部放大，导致差的信噪比。为了利用常规光电二极管得到足够的信号，一般使用信号敏感放大器来积分信号，这限制了带宽。也可以使用雪崩光电二极管；然而，雪崩光电二极管一般遭受高噪声电平和高温度以及增益中的偏压敏感度。
为了解决这些困难，例如在下述文章中已经提出了硅光电倍增管(SiPM)检测器：E.A.Georgievskya et al.，“The solid state siliconphotomultiplier for a wide range of applications”，17th Int’l Conf.onPhotoelectronics and Night Vision Devices，Proceedings of SPIE vol.5126(2003)；Golovin et al.，“Novel type of avalanche photodetector with Geigermode operation”，Nuclear Instruments&Methods in Physical Research A，volume 518，pages 560-64(2004)。这些SiPM检测器使用在击穿区域偏压并且平行互连的小雪崩光电二极管的像素化(pixelated)阵列。输出是以受限的Geiger模式操作的平行互连雪崩光电二极管的电流的模拟总和。SiPM检测器中的每个检测的光子将约106电子添加到SiPM的输出电流。响应光子检测的Geiger放电很快，提供有助于精确的时间测量的信号的陡的上升边。能量和时间分辨率以1/sqrt(N)换算，其中N是点火(firing)单元的数目。
SiPM器件具有一些缺点。由光子检测产生的模拟电流受到偏压，操作温度，和临界的电路参数例如熄灭电阻值的影响。这些因素可以改变每个光子检测产生的模拟电流，从而限制SiPM的能量分辨率。模拟配置还具有的缺点在于产生高的暗计数以及允许有故障的雪崩光电二极管，从而基本上限制了检测器器件的制造产量。
下面考虑克服了上述限制和其它方面的改善的设备和方法。
发明内容
根据一个方面，公开了检测器像素与将辐射粒子转换为光脉冲的闪烁器结合使用。提供检测器单元阵列。每个检测器单元包括在击穿区域偏压的光电二极管和与光电二极管耦合的数字电路。数字电路被配置为输出静态下的第一数字值和响应光电二极管的光子检测的第二数字值。数字触发电路被配置为响应所选数目的一个或多个检测器单元从第一数字值转变为第二数字值而输出指示积分时间周期开始的触发信号。读出数字电路累加检测器单元阵列的检测器单元的在积分时间周期中从第一数字态到第二数字态的多次转变的计数。
在一些实施例中，数字时标电路被配置为输出与计数相关的数字时标。数字时标基于触发信号相对于时间参考信号的时间。
根据另一方面，辐射检测器包括在之前已经陈述的闪烁器和检测器像素阵列，其布置为响应所接收的辐射来接收由闪烁器产生的光脉冲。
根据另一方面，公开了一种飞行时间法正电子发射层析X射线摄影法(TOF-PET)成像***。布置如之前两段所述的多个辐射检测器以检测从成像区域发射的伽马射线。伽马射线对检测电路通过两个辐射检测器识别两个基本同时的伽马射线检测。响应线处理器确定连接两个伽马射线检测的空间响应线。飞行时间处理器基于两个基本同时的伽马射线检测之间的时间差，定位沿响应线的正电子-电子消灭事件。
根据另一方面，结合将辐射粒子转换为光脉冲的闪烁器执行一种方法。响应通过数字电路在击穿区域偏压的光电二极管的光子检测，数字电路从第一数字值切换到第二数字值以限定切换事件。响应与多个所述光电二极管相关的所选数目的一个或多个所述切换事件，产生表示积分时间周期开始的触发信号。与多个所述光电二极管相关的切换事件的计数在积分时间周期中累加。
在一些实施例中，该方法进一步包括产生与积分时间周期中累加相关的数字时标。数字时标基于产生触发信号和参考时间信号的时间。
根据另一方面，公开了一种辐射检测器，包括执行之前段落中所述的方法的闪烁器和电路。
一个优点在于对于TOF-PET，单光子发射计算机层析X射线摄影法(SPECT)，发射计算机层析X射线摄影法(CT)，天文学和其它应用提供高数据率辐射检测。
另一优点在于提供数字辐射检测器输出。
另一优点在于提供数字时标检测器输出。
另一优点在于提供改进的空间检测器分辨率。
另一优点在于改进的检测器器件制造产量，对于温度，偏压和处理参数具有低的敏感度。
对于本领域的技术人员而言，许多附加的优点和好处将在阅读下面详细描述以后变得显而易见。
附图说明
本发明可以具体化为多个元件和这些元件的布置，以及多个处理操作和这些处理操作的布置。附图仅是用于说明优选实施例并且不打算构造为限制本发明。
图1概略示出了使用高速像素化(pixelated)数字辐射检测器的TOF-PET***。
图2概略示出了图1的TOF-PET***的像素化数字辐射检测器之一的截面图。
图3示出了像素化数字辐射检测器的检测器单元之一的总电路图。
图4A示出了检测器单元之一的一个实施例的更详细的电路图。
图4B示出了检测器单元之一的另一实施例的更详细的电路图。
图5示出了像素化数字辐射检测器的一个像素的电路图。
图6示出了像素化数字辐射检测器之一的电路图。
图7示出了像素化数字辐射检测器的一个物理布局实施例的截面图，其中光电二极管限定光电二极管层，数字电路配置在与光电二极管层分离并且电耦合的数字电路层中。
图8示出了像素化数字辐射检测器的另一物理布局实施例的透视图，其中光电二极管限定光电二极管层，数字电路配置在散布在光电二极管中的光电二极管层中。
图9示出了变形器件的感光区域的平面图，该器件包括像素化数字辐射检测器区域和附加的比例光电二极管，其在光子通量足够高以饱和像素化数字辐射检测器区域时产生模拟光电流。
图10示出了用于对于包括模拟电路的检测器的有缺陷单元禁用过程的第一阶段的测量安排的示例性例子。
图11示出了一个成像计数器单元的框图。
图12示出了传感器框图。
图13示出了包含用于禁用的保险丝的光电检测器。
具体实施方式
参考图1，飞行时间法正电子发射层析X射线摄影法(TOR-PET)扫描仪8包括布置成观察成像区域12的多个辐射检测器10。在图1中，多个辐射检测器10以沿轴向的检测器的多个环布置；然而，可以使用辐射检测器的其它布置。此外，要理解的是，用图解法示出了多个辐射检测器10；典型地，辐射检测器容纳在扫描仪8的外壳14中，从而从外部是不可见的，并且典型地，辐射检测器的每个环包括成百或成千的辐射检测器。在一些PET扫描仪中，仅提供辐射检测器的单个环，在其它扫描仪中，提供辐射检测器的两个、三个、四个、五个或更多的环。应当理解，可以使用检测头代替图中所示的检测器环结构。TOF-PET扫描仪8包括将病人或其它成像主体定位在成像区域12中的床16或其它支撑物。任选地，床16沿通常横向于辐射检测器10的环的轴向方向线性移动，以有助于三维成像数据的采集。附加地或可替换地，成像主体可以保持固定，多个辐射检测器环用于采集三维TOF-PET成像数据。在又一实施例中，仅提供单环检测器，成像主体保持固定，以及所得到的图像为二维。
在TOF-PET成像开始之前，将适当的放射性药物用于病人或其它成像主体。放射性药物包括经历发射正电子的放射性衰变事件的放射性物质。正电子快速与成像主体附近的电子消灭。所得到的正电子-电子消灭事件产生两个相对定向的伽马射线，其具有511keV的能量。伽马射线以光束即3×108米/秒传播。由于成像区域12一般具有约两米或更小的直径或其它特性尺寸，因此对于伽马粒子从正电子-电子消灭事件的位置到多个辐射检测器10的检测器之一的飞行时间是约几个钠秒或更少。从而，两个相对定向的伽马射线基本上同时入射到两个辐射检测器。
继续参考图1和另外参考图2，每个辐射检测器10包括在伽马射线入射到闪烁器20时产生光闪烁或光脉冲的闪烁器20。光脉冲通过整体(或单片)配置在硅基底24上的检测器像素22阵列接收。如将描述的那样，检测器像素22是输出值的数字检测器像素，该值包括光子计数的数字表示(在图1中表示为“计数”)和指示相应于闪烁事件的光脉冲由检测器像素22何时检测的时标的数字表示(在图1中表示为“时标”)。此外，多个辐射检测器10输出索引信息，包括例如检测器索引(在图1中表示为“n检测器”)，其指示哪一个辐射检测器10输出辐射检测事件，和检测器像素索引(在图1中表示为“k像素”)，其指示该辐射检测器的哪个或哪些检测器像素检测相应于辐射检测事件的光脉冲。选择闪烁器20以对于511keV伽马射线的高制动功率提供闪烁脉冲的快速时间衰变。一些适当的闪烁器材料是LSO，LYSO，MLS，LGSO，LaBr和其混合物。应当理解，也可以使用其它闪烁器材料。尽管图2示出了闪烁器20为单晶体，但是也可以使用阵列晶体。另外，任选的平面光导管26可以***在闪烁器20和检测器像素22之间以提高闪烁光脉冲的光子通过检测器像素22的透射。闪烁器20和任选的光导管26任选地嵌入在将闪烁光向像素22引导的反射涂层28中。
继续参考图1，涉及辐射检测事件的数字数据通过进行选定数据处理的预处理器30进行处理。例如，如果闪烁事件通过多个检测器像素检测，那么预处理器30可以使用Anger逻辑或其它处理来识别每个辐射检测事件的空间坐标r以及估计所检测的辐射粒子的能量。所得到的每个辐射检测事件的空间和能量信息存储在事件缓冲器32中。在其它实施例中，将闪烁器层划分为闪烁器瓦片(tile)，其尺寸相应于检测器像素，每个检测器像素与单个闪烁器瓦片光学耦合。例如，每个闪烁器瓦片可以包括类似于反射涂层28的反射涂层，以将闪烁光子引导到耦合的像素。
伽马射线对检测电路34处理辐射检测事件以识别基本同时的伽马射线检测对，其属于相应的电子-正电子消灭事件。该处理可以包括例如能量开窗(即，在配置在约511keV的选定能量过滤窗口外抛弃辐射检测事件)和符合检测电路(即，通过大于选定的时间过滤间隔，抛弃时间上彼此分离的辐射检测事件对)。
当识别伽马射线对时，响应线(LOR)处理器38处理属于两个伽马射线检测事件的空间信息(例如，利用通过预处理器30计算的分别通过空间坐标r1和r2表示的两个事件)，以识别连接两个伽马射线检测的空间响应线(LOR)。由于通过正电子-电子消灭事件发射的两个伽马射线相对地空间定向，因此知道电子-正电子消灭事件在LOR上的某处发生。
在TOF-PET中，辐射检测器10具有足够高的时间分辨率以检测两个“基本同时”的伽马射线检测之间的飞行时间差。飞行时间处理器40分析两个伽马射线检测事件的时间(在图1中表示为“t1”和“t2”)之间的时间差以沿LOR定位正电子-电子消灭事件。对于大数量的正电子-电子消灭事件累加的结果是一组组织投影42。重建处理器44利用任何适当的重建算法将该组组织投影42重建为重建图像，例如为过滤的反向投影或具有校正的迭代反向投影。所得到的重建图像存储在图像存储器46中，并且可以在用户界面48上显示，印刷，存储，通过内部网或因特网上交流，或其它方式的使用。在所示实施例中，用户界面48还使得放射科医师或其它用户可以控制TOF-PET扫描仪8；在其它实施例中，可以提供分离的控制器或控制计算机。
参考图3，辐射检测器10的每个像素22包括检测器单元50的阵列；图3示出了一个这种检测器单元50的总电路图。光电二极管52在击穿区域偏压并且用作对于数字化电路54的输入。数字化电路54的输出56具有相应于静态的第一数字值，并且响应光电二极管52的光子检测转变为第二数字值。当检测闪烁脉冲的第一光子时，输出56从第一数字值到第二数字值的切换启动集电极开路触发线驱动器60，其使得触发信号应用于公共的触发线或总线62。触发信号又启动光子计数器/FIFO缓冲器66(其中FIFO＝“先进，先出”)，其对由触发信号启动的积分时间周期中数字化电路54从第一数字值到第二数字值的切换进行计数。在一些其它实施例中，采集启动线67启动光子计数器66。可以是有源或无源的猝熄电路70限制通过光电二极管52的电流并配置为有助于偏压电路从第二数字值转变回到第一数字值。从而，如果检测器单元50在积分时间周期终止之前熄灭回到静止的第一数字值，那么检测器单元50可以计数大于一个光子。存储在光子计数器/FIFO缓冲器66中的最终计数经由数字总线68存取。
光电二极管52在Geiger模式类型的操作中适当偏压。当光电二极管52被击穿时，大量的电荷(例如，在一些光电二极管中每次接收的检测为约106电子)通过雪崩击穿过程产生。该电荷主要通过猝熄电路70运输，该电路具有一般为几百千欧姆的有效电阻以限制流过光电二极管52的电流。利用从而受限的电流，保持在光电二极管52中的电荷空间分布以减小光电二极管52的雪崩区域中的电场。该屏蔽抑制雪崩作用并使得剩余的载流子通过漂移运输到雪崩/耗尽区域外，促成光电二极管52的恢复。一般，光电二极管52包括在边缘周围的保护环(未示出)，其防止在光电二极管52的边缘处的雪崩击穿。保护环结构适当地起作用就象普通的反偏压PN二极管一样，其内部场对于雪崩击穿太低而不能发生雪崩击穿。
参考图4A，描述一个示例实施例检测器单元50’的更详细电路图。该实施例包括具体化为熄灭电阻的无源猝熄电路70’。在光子检测时，光电二极管52的结击穿，电流开始流过光电二极管52和熄灭电阻70’。该电流引起在电阻70’上的电压降，从而降低变换器输入上的电位。相对于VDD的电压差应当足够大以将变换器输出驱动到“高”状态。变换器的切换特性可以通过调节晶体管宽度而最优化。当光电二极管52从击穿恢复时，变换器输出自动返回到“低”状态。
继续参考图4A，检测器单元50’进一步提供禁止逻辑电路74，其不完全断开有缺陷的检测器单元，但是防止有缺陷的检测器单元产生错误的触发脉冲。有缺陷的检测器单元将产生过量的电流，其被考虑在触发确认电路(稍后描述)中。当利用检测器单元50’时，触发线62经由上拉电阻(未在图4A中示出)约束到“高电平”。以该方式，来自所有检测器单元50’的触发脉冲被一起逻辑“或”，触发线62通过检测第一光子的该检测器单元被下拉。
参考图4B，描述另一个示例实施例检测器单元50”的更详细电路图，该检测器单元包括有源猝熄电路70”以加速光电二极管52的结电容的放电以返回到静止电平，从而减少光电二极管52的恢复时间。期望更短的恢复时间以导致更高的灵敏度，因为当给定的检测器单元50”快速恢复时，它更可能在积分时间周期期间计数大于一个的光子，同样期望更短的恢复时间以导致检测器单元50”的更高动态范围和更好的能量分辨率。如果使用分级触发网络，光子计数器66通过触发线62或专用线启动，该线通过检测第一光子的该检测器单元被下拉，以及该线通过对于积分时间周期的主要像素逻辑(未在图4B中示出)被抑制。由光子计数器66累加的检测光子的数目在触发线62或专用读出线的上升边缘上从光子计数器66转移到缓冲器或其它数字存储器(未在图4B中示出)中。随后，计数器66例如通过触发线62上的反向和延迟信号的低电平自动复位，准备下一次闪烁脉冲检测事件。在该布置中，积分时间周期之间的空载时间可以与缓冲器转移时间加上计数器66的复位时间一样少，其在一些实施例中期望对于CMOS设备小于一钠秒。图4B的检测器单元50”还包括禁止逻辑电路74，其防止来自有缺陷的检测器单元的错误触发。
参考图5，辐射检测器10的每个像素22包括检测器单元50的二维阵列和相关的像素电平数字像素逻辑电路80。对于像素22的数字读出电路包括像素电平数字采集和读出电路82和在检测器单元电平处的相关电路。
参考图3和5，每个检测器单元50的数字化电路54提供基于阈值的二进制数字输出，其指示该检测器单元的光电二极管52是否已经进入击穿。当光电二极管52处于其静态时，数字电路54输出第一二进制值，当光电二极管电流超过指示光子检测的阈值时转变到第二二进制值。每个光电二极管52的信号从而在检测器单元50的电平处被数字化。读出通过像素电平逻辑电路进行，该电路对检测器单元的数字转变进行计数以产生指示所检测光子数目的数字像素输出。与如在模拟SiPM中那样对模拟光电二极管电流求和以产生模拟像素输出相比，图3和5的数字和计数方法对偏压变化、操作温度变化，猝熄电路70的元件中的容错度等的敏感度小得多。只要这些副作用不引起阈值数字电路54的错误切换或遗漏切换，那么它们通常不影响检测器单元50的能量分辨率。
在一些读出方法中，利用对于检测器单元50阵列的行和列的地址译码器，像在标准的存储块中那样检测器单元50被寻址。该解决方案提供单元数据的顺序读出，在该情况下，像素电平读出电路82可以是简单的数字累加器。在其它读出方法中，单元行被平行读出，每行具有其自己的用于部分和的累加器，并且部分和被添加在平行加法树中。在又一读出方法中，加法器包含在检测单元中，因此整行的和在时钟输出该数据时得到，行的和从该行中最后一个检测器单元中读出。由于在后面的读出方法中的求和可以流水线作业，因此读出结构是快速的，允许短的读出间隔。
如果检测器单元电平光子计数器66或像素电平读出电路82的计数器可能饱和，那么计数器不应当允许回转。例如，从0.......15计数的四位计数器不应当允许从15增加返回到0。通过避免回转，当计数器读到其最高值(例如，对于四位计数器而言15)时，可以检测像素22的饱和。避免回转的位的数目只取决于最小预期的单元恢复时间和最大长度的积分周期。当积分窗口是设计参数时，单元恢复时间具有统计特性，这是因为光子检测概率是单元恢复期间缓慢上升的过电压的函数。然而，在有效熄灭的单元中，最小恢复时间由单稳态触发器延时限定。从而，在该情况下，有可能设计计数器足够宽以避免溢出。数字总线68可以是并行或串行总线，取决于空间和时间约束。
继续参考图5，数字像素逻辑电路80还包括触发数字电路84，触发确认电路85，和存储像素22的光子计数的输出缓冲器86。触发数字电路84访问参考时钟88(示出为电轨迹，其连接到未在图5中示出的适当的振荡器或其它计时装置)以为触发数字电路84提供时间差。触发数字电路84确定辐射检测事件在全程(例如扫描仪)时帧中的时标。扫描仪的所有像素22的触发数字电路模块84同时以优选小于100ps的精确度运行。参考信号88用于同步像素的触发数字电路模块84，给它们提供整个扫描仪的公共时基。在一些实施例中，积分时间周期是在触发信号产生处开始的固定的时间间隔。在其它实施例中，当新的计数率下降到阈值以下时，积分时间周期动态终止。
触发数字电路84也优选配置为输出与计数相关的数字时标(见图1)。数字时标基于检测来自闪烁脉冲的光子的第一个检测器单元50的触发线驱动器60输出的触发信号的时间。像素逻辑电路80任选地还包括数据校正寄存器和禁止时序驱动器。自动测试和校准电路87也任选地通过像素逻辑电路80实现。在一种测试/校准方法中，监视像素22的暗计数率(可能包括由闪烁器20的内在放射性产生的背景计数)。在另一测试/校准方法中，来自注入到检测器单元50中的测试电荷的外部激发用于测试和校准像素22。
继续参考图5，可以理解，由于暗电流，干扰，热激发等，有可能检测器单元50之一可以产生启动积分时间周期的非故意的触发信号。触发确认电路85确认触发信号，并且如果确定触发信号是错误的，则中断积分。在一种方法中，触发确认电路85分析流过像素22的偏压网络的电流。如果总电流在通过鉴别器或其它电路测量时对于选定的时间间隔(例如采集时间周期中的10钠秒)保持在某个电流阈值下，那么中断采集并且启动自动复位时序以准备下一次触发。如果电流超过电流阈值，那么鉴别器输出将上升到“高”电平并且继续采集。在一些实施例中，不利用固定的积分时间周期，使用偏压电流鉴别器的下降边缘来检测闪烁脉冲的末端以便改变积分时间周期使其基本上匹配采集间隔的末端。这可以抑制高计数率应用中的积累效应。另一适当的方法使用下述事实：由于热触发脉冲通常不相关，因此在短时间窗口内两个热产生的触发脉冲的概率随着触发单元的距离降低。相反，闪烁脉冲应当横跨像素22的感光区域作用于检测器单元50。从而，触发确认电路85可以分析例如来自单独的检测器单元50的触发脉冲，并且如果两个远距离的线产生选定时间窗口内的触发信号，确认触发信号。也可以使用对于触发确认的其它方法，例如使用具有可调鉴别器的电流传感器，设置在高于单光子电平的触发阈值处。
在一些其它实施例中，通过采集启动线67触发计数器66。如果存在与正电子-电子消灭事件不相关的高背景光子通量，那么对于第一光子的触发可能是有问题的。该背景可以是例如闪烁器的次要缓慢衰变方式的结果。在这样的情况下，检测器单元频繁点火，增加像素的空载时间。为了提供更稳固的计数器启动，在检测器单元电平处(图3，4A或4B)，光子计数器通过单独的“采集启动”线67启动，在通过偏压网络的电流超过用户限定的触发电平时，通过第一光子检测时的像素逻辑电路(触发线下降)或通过触发确认电路85的鉴别器下拉该线67。该线限定积分窗口的长度并通过像素逻辑电路被驱动。在检测器像素电平处(图5)，触发确认电路85延伸以包括多路复用器89，其选择触发线62(对于单光子触发)或前沿鉴别器输出(对于多光子触发)作为对于数字变换器/触发确认电路的时间输入。触发确认电路85延伸以将“采集启动”信号67提供到检测器单元50，50’，50”。可替换地，如果不需要在单光子电平处的触发，那么如果选定数目的单元(触发线)同时变得有效，可以实行适当的逻辑电路以产生触发信号。该实行具有仅需要数字元件的实际优点。然而，在该情况下，仅统计限定阈值。在一些其它实施例中，集电极开路驱动器任选地从检测器单元中省略，在触发确认电路中使用变形的设计。
继续参考图5以及另外参考图6，像素22以二维阵列布置以限定像素化辐射检测器10的感光表面。图6所示的实施例使用像素读出，其中像素22的每行通过FIFO缓冲器90读出。输出缓冲器90每个包括三态输出缓冲器，允许数据在共享的数字数据总线92上转移。任选地，事件根据它们的时标通过行输出缓冲器90中的读出裁决以及通过输出缓冲器92的共享总线裁决进行分类，从而产生在时间上分类的事件数据流。该任选特征基本上简化了对于符合事件的查找。数据请求串级链适当地用于写入入口裁决。串级链和转移到用于转移脱离芯片(transferoff-chip)的辐射检测器输出缓冲器94。
参考图7和8，在一些实施例中，辐射检测器10的数字电路(例如数字偏压电路54，54’，54”，数字触发电路60，60’，60”，84，和读出数字电路66，82)通过配置在硅基底24上的CMOS电路限定。可以使用多个物理布局。在图7所示的垂直隔离的布局中，检测器单元50，50’，50”阵列的光电二极管52限定光电二极管层100，数字电路配置在与光电二极管层100分离并与光电二极管层100电耦合的CMOS数字电路层102中。在图8所示的可替换布局中，光电二极管52限定光电二极管层100’，CMOS数字电路(例如数字偏压电路54，54’，54”，数字触发电路60，60’，60”，84，和读出数字电路66，82)配置在散布在光电二极管中的光电二极管层100’中。
因为CMOS逻辑电路仅在切换状态时引起功率，因此仅辐射检测器10的通过时钟88连续有效定时的这些部分有助于基线功耗。由于像素22通过光电二极管52之一产生的触发信号启动，在静态中在击穿区域给该光电二极管加偏压，因此功耗取决于光子检测率，从而取决于接收的光子通量加上暗的计数率。像素22的功耗控制可以通过有意增加两次采集之间的各个像素的空载时间来实现。这可以根据像素的温度通过像素逻辑电路80自动进行。像素的温度可以通过温度传感器(未示出)直接测量或由像素22的暗计数率间接估计。
由于CMOS逻辑电路仅在切换状态时引起功率，因此总功耗可以通过在模拟设备上利用CMOS设备而显著减少。例如，在模拟设备的一些实施例中，每通道的功耗是30mW，芯片的总部分是162mW。对于更实际的设备，例如具有28,336通道或1890芯片的临床设备，功耗是不变的1156W。另一方面，对于CMOS设备，例如在此描述的多种设备的功耗具有两个不同的值，静态值和动态值。静态功耗是不存在计数因此不存在状态切换时需要的功率。它包括对于动态切换的逻辑电路的功率，因为逻辑电路必须准备好接收计数。动态功耗是检测器有效接收计数并因此切换状态时需要的功率。有效状态下的功耗取决于放射量；计数和状态切换越多，需要的功率越多。对于类似的1890芯片检测器的静态功耗是约10W或更小。动态功耗可以根据放射性(activity)改变，但是一般为约300W或更小。
如果光的闪烁脉冲产生足够高的光子通量，从而引起一个或多个像素22的基本上所有的检测器单元50，50’，50”在积分时间周期期间从第一数字态转变到第二数字态，可能出现问题。在该情况下，像素22饱和，实际的强度(即光子通量)不能正确测量。该饱和问题可以以多种方式解决。
在一种方法中，感光区域通过分为大量的较小光电二极管的光电二极管52来限定。每个光电二极管的减少区域减少它检测光子的似然性。更大总量的光电二极管提供对于光子通量更高的像素电平灵敏度，尽管它通常不完全补偿每个单元的减少区域。检测器单元应当具有一些分离以减少相邻的检测器单元之间的光学干扰。一般，当充满不透明材料的槽用于分离时，单元的分离约几个微米或更小。从而，增加单元数量通常将感光区域与单元的总区域的比例减少到一定程度。此外，增加检测器单元数量同时保持单元尺寸不变一般导致暗计数率的比例增加。
参考图9，在解决饱和问题的另一方法中，比例光电二极管110包括在感光区域中。比例光电二极管110大于用于数字检测的光电二极管52。当所述光子通量足够高，从而引起像素22的基本上所有的检测器单元50，50’，50”在积分时间周期期间从第一数字态转变到第二数字态时，比例光电二极管110配置为产生与入射到像素22上的光子通量成比例的模拟光电流。尽管为了制造简化，示出了沿像素22阵列的一侧，但是比例光电二极管110可以定位在相对于阵列的其它位置处，例如在阵列的中心或在阵列的角落处。此外，在一些实施例中，比例光电二极管110可以分布为多个较小的电互连的比例光电二极管，例如定位在像素22阵列的每个角落处的比例光电二极管。在图9的变形中，通过光电二极管52的第一个输出以检测光子的触发信号仍然适当地用于提供对于伽马射线检测事件的定时信息。从而，使用辐射检测器10输出的时标；然而，如果数字光电二极管52饱和，那么由比例光电二极管110产生的光电流用于指示光子通量强度而不是利用数字计数。比例光电二极管110可以是常规的PIN二极管，具有集成模拟或数字读出电路的雪崩光电二极管等。
像素化数字辐射检测器在此结合例子TOR-PET应用进行描述。然而，本领域技术人员很容易将公开的像素化数字辐射检测器用于其它应用，例如单光子发射计算机层析X射线摄影法(SPECT)成像，传输计算机层析X射线摄影法(CT)成像，天文学应用等。对于其中光电二极管52直接对辐射敏感的辐射检测应用，闪烁器20适当地从辐射检测器10中省略。
本领域技术人员应当理解，尽管大多数实施例已经结合数字电路进行了描述，但是本发明的部分可以结合模拟电路实现。例如，下面的描述提供一种在模拟电路***中禁止有缺陷单元的方法。这些实施例包含在本发明的范围中。
对于模拟电路***的有缺陷单元禁止方法可以包括两个分离的阶段，即传感阶段和校准阶段。在传感阶段期间，在不透光设置中以高于阈值的额定偏压电压给SiPM阵列或试验件(DUT)加偏压。半导体中的Geiger放电产生次要的可见光子，在结中平均每100,000电子大约3。从而，具有增益1,000,000的单元将产生约30个光量子。这些光子的平均波长为约1μm，由此使光子在被吸收前在硅中能移动大的距离。如果没有使用适当的屏蔽，那么这些光子的一些在相邻单元中引起击穿，通常称为光学干扰。其它光子可以逸出硅并且可以通过适当的单光子检测器进行检测。传感检测器必须是1∶1耦合到DUT单元。从而，传感检测器的触发率可以直接与各个单元的暗计数率相关。DUT的电荷脉冲的附加测量可以用于直接测量增益和其对于各个的DUT单元的变化。然而，为了收集足够的统计信息，这些测量很可能意味着测量时间的显著增加。
基于在传感阶段中获得的数据，激光光束将禁止有缺陷的单元。此外，如果需要，可以调节每像素的有效单元的数量以均衡像素的动态范围。在一些设备中，使用保险丝来禁止有缺陷单元。尽管保险丝将不希望地消耗附加区域，但是这可以通过将保险丝放置在保护环上方而最小化。另一替换为切断多电阻器本身。
用于第一阶段的测量安排的说明性例子在图10中示出。在图10中，单光子计数器阵列200利用准直器结构220 1∶1耦合到DUT 210。本领域技术人员应当理解，如果传感检测器具有与DUT相同的像素尺寸，那么邻近耦合可以用于增加***的灵敏度。单光子计数器阵列200必须具有显著较低的暗计数率，从而必须冷却下降到至少-50℃。单光子计数器阵列200中的每个检测器230通过由Geiger模式放电发射的光子触发。检测器指示通过下拉行和列的线以及启动脱出同步(hold-off)间隔以避免相同事件的两次计数的事件。必须将脱出同步间隔的长度调节到DUT的恢复时间。有源猝熄/再充电电路240可以用于得到很好限定的脱出同步间隔。附加的电路可以用于测量与事件的坐标相关的脉冲的电荷。一个成像计数器单元的框图在图11中示出，传感器框图在图12中示出。
增加DUT温度可以用于加速测量。在校准阶段中，像素暗计数率和增益数据用于选择将被禁止的单元子集。这可以是任何数目的有缺陷单元以及可以被禁止以提供均匀性的其它单元。为了实现该目的，激光器用于切断这些单元中的保险丝，如图13所示的变形检测器单元中所示。
不管使用数字还是模拟禁止过程，可以产生报告以允许用户确定多少单元将被禁止，因为它们被认为是有缺陷的。报告可以进一步提供禁止的有缺陷单元的位置。在一些实施例中，禁止的有缺陷单元的位置可以用于禁止其它单元。一般，这以一些种类的几何图案实现以允许关于检测器的更均匀的辐射检测。此外，响应手动输入或反馈，或其组合，其它单元的禁止可以是自动的。
由于空载单元损失的区域，所得到的硅光电倍增管阵列以降低的灵敏度为代价具有较低的暗计数率。动态范围的损耗可以通过将更多数目的较小尺寸的单元集成在像素中而提前解决。应当理解，保险丝设备可以结合数字电路使用。例如，保险丝可以用于校准，而数字电路用于计数检测。包含这些类型构思的其它实施例也通过本公开预期。
在其中不需要在单光子电平处触发的一些实施例中，可以使用前沿鉴别器来产生触发信号以及抑制暗计数。在其它实施例中，触发信号可以通过在触发线上施加逻辑操作来数字产生。例如，像素可以再分为两半或块，如果两半检测光子，那么仅产生触发信号。在这种实施例中，块的数目和尺寸可以调节以设置平均阈值和选择度。当然，可以实现其它类似的设计，包括但不限于相关像素块的其它几何形状和其它方式。
已经参考优选实施例描述了本发明。显然，基于阅读和理解前面的详细描述，可以产生变形和变化。打算把本发明看作是包括所有的这些变形和变化，只要它们在所附权利要求或其等同物的范围内。

Claims (22)

1.一种与将辐射粒子转换为光脉冲的闪烁器结合使用的检测器像素(22)，该检测器像素包括：
检测器单元(50，50’，50”)阵列，每个检测器单元包括在击穿区域偏压的光电二极管(52)和与光电二极管耦合的数字电路(54，54’，54”)，该数字电路被配置为输出静态下的第一数字值和响应光电二极管的光子检测的第二数字值；
数字触发电路(60，60’，60”，84)，配置为响应所选数量的一个或多个检测器单元从第一数字值转变为第二数字值，输出指示积分时间周期开始的触发信号；和
读出数字电路(66，82)，累加检测器单元阵列的检测器单元的在积分时间周期中从输出第一数字值到输出第二数字值的多次转变的计数。
2.根据权利要求1的检测器像素(22)，其中每个检测器单元(50，50’，50”)进一步包括：
猝熄电路(70，70’，70”)，配置为将检测器单元在光电二极管的光子检测后转变回到静态。
3.根据权利要求1的检测器像素(22)，进一步包括：
触发确认电路(85)，监视检测器像素(50，50’，50”)中的电流并响应中断判别来中断计数的累加。
4.根据权利要求1的检测器像素(22)，其中读出数字电路(66，82)包括：
与每个检测器单元(50，50’，50”)相关的缓冲器(66)，缓冲第二数字值；和
像素电平读出电路(82)，配置为顺序累加与具有第二数字值的检测器单元相关的缓冲器(66)以产生计数。
5.根据权利要求1的检测器像素(22)，其中读出数字电路(66，82)包括：
与每个检测器单元相关的累加器(66)，每个累加器配置为累加相关的检测器单元在积分时间周期中从输出第一数字值到输出第二数字值的转变；和
加法电路(82)，在积分时间周期的末端处对存储在累加器中的值求和以产生计数。
6.根据权利要求1的检测器像素(22)，其中数字触发电路(60，60’，60”，84)包括：
数字时标电路(84)，配置为输出与计数相关的数字时标，数字时标基于触发信号相对于时间参考信号(88)的时间。
7.根据权利要求1的检测器像素(22)，进一步包括：
比例光电二极管(110)，配置为产生与入射到检测器像素(22)上的光子通量成比例的模拟光电流；
数字时标电路(84)，连接到检测器单元(50，50’，50”)阵列以产生基于指示光子通量接收时间的触发信号的时间的时标。
8.一种辐射检测器(10)，包括：
闪烁器(20)；和
根据权利要求1的检测器像素(22)阵列，布置成响应接收的辐射接收闪烁器产生的光脉冲。
9.根据权利要求8的辐射检测器(10)，其中像素(22)阵列整体配置在公共的硅基底(24)上。
10.根据权利要求9的辐射检测器(10)，其中(i)检测器单元(50，50’，50”)阵列的光电二极管(52)限定光电二极管层(100)，和(ii)数字电路(54，54’，54”)、数字触发电路(60，60’，60”，84)和读出数字电路(66，82)限定与光电二极管层分离并与光电二极管层电耦合的数字电路层(102)。
11.根据权利要求9的辐射检测器(10)，其中(i)检测器单元(50，50’，50”)阵列的光电二极管(52)限定光电二极管层(100’)，和(ii)数字电路(54，54’，54”)、数字触发电路(60，60’，60”，84)和读出数字电路(66，82)配置在散布在光电二极管(52)中的光电二极管层(100’)中。
12.根据权利要求9的辐射检测器(10)，其中数字电路(54，54’，54”)、数字触发电路(60，60’，60”，84)和读出数字电路(66，82)是CMOS电路。
13.根据权利要求9的辐射检测器(10)，进一步包括：
也整体配置在公共的硅基底(24)上的多路复用电路(90，92，94)，该多路复用电路数字多路复用由检测器像素(50，50’，50”)的读出数字电路(66，82)产生的计数以产生数字辐射检测器输出信号。
14.根据权利要求1的辐射检测器(10)，其中数字触发电路(60，60’，60”，84)配置为输出一个触发信号，该触发信号表示响应单个检测器单元从第一数字值转变为第二数字值的积分时间周期开始。
15.根据权利要求1的辐射检测器(10)，其中数字触发电路(60，60’，60”，84)配置为输出一个触发信号，该触发信号表示响应多个检测器单元从第一数字值转变为第二数字值、产生超过选定触发电流电平的电流的积分时间周期开始。
16.一种飞行时间法正电子发射层析X射线摄影法(TOF-PET)成像***，包括：
多个如权利要求8所述的辐射检测器(10)，设置成检测从成像区域(12)发射的伽马射线；
伽马射线对检测电路(34)，伽马射线对检测电路(34)通过两个辐射检测器识别两个基本同时的伽马射线检测；
响应线处理器(38)，响应线处理器(38)确定连接两个伽马射线检测的空间响应线；和
飞行时间处理器(40)，飞行时间处理器(40)基于两个基本同时的伽马射线检测之间的时间差，定位沿响应线的正电子-电子消灭事件。
17.一种结合将辐射粒子转换为光脉冲的闪烁器执行的方法，该方法包括：
响应通过在击穿区域偏压的光电二极管(52)的光子检测，将数字电路(54，54’，54”)从第一数字值切换到第二数字值，该切换限定切换事件；
响应与多个所述光电二极管相关的所选数量的一个或多个所述切换事件，产生表示积分时间周期开始的触发信号；和
累加与多个所述光电二极管(52)相关的切换事件在积分时间周期中的计数。
18.根据权利要求17的方法，进一步包括：
在切换事件后，使光电二极管(52)熄灭返回到相应于第一数字值的静态。
19.根据权利要求17的方法，进一步包括：
监视累加；和
响应由监视确定的中断判别的发生，中断累加。
20.根据权利要求17的方法，进一步包括：
产生与积分时间周期中累加相关的数字时标，数字时标基于触发信号和参考时间信号的产生时间。
21.根据权利要求20的方法，进一步包括：
重复表示积分时间周期开始的触发信号的产生、在积分时间周期中计数的累加、以及与计数相关的数字时标的产生以产生多个计数，每个计数具有相关的数字时标；和
根据它们相关的数字时标分类计数以产生在时间上分类的事件数据流。
22.根据权利要求17的方法，进一步包括：
当所述光子通量足够高以使得所有的光电二极管(52)参与到积分时间周期期间的切换事件中时，利用一个单独的比例光电二极管(110)产生与光子通量成比例的模拟光电流。
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