CN101154994A

CN101154994A - 光发送器

Info

Publication number: CN101154994A
Application number: CN200710104840.2A
Authority: CN
Inventors: 田中俊毅; 星田刚司; 中岛久雄; 秋山祐一
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 2006-09-29
Filing date: 2007-05-22
Publication date: 2008-04-02
Also published as: US20080080872A1; US8145069B2; EP1906564A1; JP2008092172A; JP5405716B2; EP1906564B1

Abstract

本发明涉及光发送器。从DQPSK信号源输出信号Data1和Data2。输出的信号被输入到差分输出的调制器驱动器1和2。从驱动器1和2向调制器施加驱动信号，从而输出经调制的光。光耦合器20对调制器输出进行分路，而功率监测器21检测经分路的光的功率。将检测结果传送至振幅控制单元22。振幅控制单元22调节驱动器1和驱动器2的振幅，以使功率监测器21的检测结果可以为最大。

Description

光发送器

技术领域

本发明涉及光通信***中的光发送器。

背景技术

近年来，随着对40Gbit/s的下一代光传输***的需求的不断增加，需要传输距离以及频率利用效率等同于10Gbit/s的***。作为实现的方式，已经积极地研究了在频率利用效率、光信噪比耐受性以及非线性耐受性方面优于常规上应用于10Gb/s或低于10Gb/s的***的NRZ调制***(不归零码)的多种***(双二进制(duobinary)、CS-RZ(载波抑制归零码)、DPSK(差分相移键控)、DQPSK(差分四相相移键控)等)。

尤其是，所述DQPSK调制***使用一种频率的光来同时传输两种相位调制的数字信号。在这种***中，脉冲重复频率可以是数据传输速率(例如，40Gbit/s)的一半(例如，20GHz)。因此，信号频谱宽度可以是常规的NRZ调制***等的信号频谱宽度的一半，并在频率利用效率、波长色散耐受性、设备传输特性等方面具有优越性。因此，在光传输***的领域中，特别是在数据传输速率超过40Gbit/s的高速光传输***中，这种调制***得到广泛研究以进行实施。

在用于实现高速光传输***的光发送器中，使用马赫-曾德尔型LN调制器(非专利文献1)。使用这些单元的光传输***中的传输单元需要用于该传输单元的部件的稳定技术，以使光传输信号稳定。

例如，用于该传输单元的部件的稳定技术可以是自动偏压控制(ABC)电路，以防止传输信号因在陆地或海底作为实际应用***工作的***中采用的NRZ调制***中的LN调制器的漂移而劣化(专利文献1等)。在NRZ和RZ调制***中，包括这样的调制单元，即，所述调制单元用于利用LN调制器的驱动电压-光强度特性的峰值到谷值或谷值到峰值，来以振幅为Vπ的电信号进行调制。在CS-RZ调制***、光双二进制调制***、DPSK调制***、以及DQPSK调制***中，包括这样的调制单元，即，所述调制单元用于利用驱动电压-光强度特性的峰值、谷值和峰值，来以振幅为2×Vπ(Vπ表示将调制器的相位改变π的电压)的电信号进行调制。

图1示出了通过Vπ电信号驱动来实现LN调制器偏压控制的构造。图2示出了通过Vπ电信号驱动来实现LN调制器偏压控制的构造。

在图1示出的偏压控制装置(1)中，从激光器二极管10发出的光被输入到马赫-曾德尔(MZ)型调制器11，经强度调制，接着被输入到光耦合器12。在光耦合器12中，一部分光被分路，并由光电二极管13接收。光电二极管13将光信号转化为电信号，并将其传递经过电放大器14，接着输入到同步检测单元15。同步检测单元15接收来自振荡器的低频f0的振荡波，并检测来自电放大器14的信号的同步性。同步检测结果被从同步检测单元15输入到偏压提供电路16。偏压提供电路16基于该同步检测结果进行偏压控制。由振荡器18振荡产生的低频f0与电信号输入Q一起被输入到调制器驱动器17，产生了通过将低频f0叠加在输入信号Q上而获得的驱动信号，并且该驱动信号被作为驱动信号施加至马赫-曾德尔型调制器11。

图1中所示的(2)示出了MZ型调制器的输入电信号和特性。状态A是偏压的最佳状态，而(b)和(c)表示当偏置电压偏移时MZ型调制器的特性。在(a)至(c)的偏压状态中，当把通过对频率为f0的低频信号进行振幅调制而获得的信号输入给所述输入电信号时，获得由图1中所示的(3)表示的经调制的光信号。在最佳状态A中，频率为f0的低频分量不会出现在经调制的光信号中。另一方面，当(b)和(c)的偏置电压偏移时，频率为f0的低频分量出现在经调制的光信号中。状态(b)和(c)可以通过使低频分量的相位相差180°而彼此区分开。

在图2中所示的(1)中，与图1中示出的(1)中相同的组件被赋以相同的标号，在此省略对其的说明。在图2中示出的(1)中，使用双MZ型光调制器，并且分别通过驱动器17-1和17-2把电信号输入Q、电信号输入

施加至两个分路波导中的对应一个。在这种情况下，偏置电压在频率为f0的低频下改变，从而检测到所获得的光信号的振幅的波动。如图2中示出的(2)和(3)所示，在获得最佳偏置电压的A处，在输出的光信号中没有出现f0分量。然而，当偏置电压偏移时，在输出的光信号中出现了f0分量。(b)和(c)可以通过f0分量的相位差而彼此区分开。因此，除了用于驱动调制器的驱动信号的振幅为2×Vπ，以及没有叠加低频信号，而是对偏置电压自身进行调制之外，图2基本上与图1相同。

在驱动信号的振幅或偏压上叠加了频率为f0的控制信号。接着，当偏压从最佳值偏移时，f0分量出现在检测信号中。由于f0分量的相位根据从最佳偏压点起的偏移方向而翻转，因此可以检测出偏压偏移的方向。

此外，LN调制器的驱动振幅是确定光发送器质量的另一参数。没有具体给出将驱动振幅控制为Vπ或2×Vπ的方法。在本***中，没有专门进行控制，然而装置的单元变化被认为是容限，或者在初始调节时观测高速光信号的波形，由此执行所述调节。然而，后者需要用于监测高速光信号的波形的测量单元，而且所需的调节***是昂贵的。

专利文献2公开了一种用于检测输出光的光频率改变量的光频率改变量检测装置，以及一种用于调节光调制器的驱动条件以使光频率的波动量可以为最佳的装置。

专利文献3公开了通过相位比较电路进行的驱动振幅和相位之间的调节，和一种用于最小化待提供至传输光信号的光波长啁啾(chirp)的相位比较电路。

〔非专利文献1〕Magazine FUJITSU，54，4，p314-322(2003年7月)

〔专利文献1〕日本特开平No.3-251815

〔专利文献2〕日本特开平No.11-30517

〔专利文献3〕日本特开No.2002-23124

图3A和图3B示出了以驱动振幅为Vπ和2×Vπ的电信号进行调制的构造的示例。

图3A示出了利用驱动振幅Vπ的情况，而图3B示出了利用驱动振幅2×Vπ的情况。各调制***中包括的Vπ及2×Vπ的驱动部分的构造没有改变。在各调制***中，当由于电信号驱动***的变化、随着时间的劣化、以及温度的变化而产生从最佳驱动振幅(驱动振幅的电平)的偏移时，光信号的传输质量劣化了。因此，需要用于监测从电信号驱动振幅的最佳点的偏移以及控制电驱动信号振幅的构造。

图4A和图4B是使用相对于驱动振幅计算信号质量劣化的示例的说明图。图4A示出了在所述计算中使用的DQPSK光发送器。从DQPSK信号源输出的信号Data1和Data2由驱动器1和2放大，并驱动调制器。图4B示出了信号质量相对于驱动振幅劣化的计算结果。信号质量的劣化量(Q损失)在Vπ附近为最低，而且信号质量因驱动振幅偏离调制器的Vπ附近而劣化。当编码方法是多值方法时，相比于编码方法是二进制方法，会更显著地出现这种趋势。由于常规上使用二进制编码方法，在多值编码方法中可以排除在允许范围内的信号劣化。

如上所述，为了抑制信号质量的劣化，必需调节或控制各驱动器的驱动振幅以将其设定在各调制器的Vπ附近。特别是，当光发送器具有多个用于驱动调制器(它们在使用诸如RZ-DPSK、RZ-DQPSK等的多值调制时是使用差分相位调制器的多个马赫-曾德尔型调制器)的驱动器时，调节是非常困难的。因此，需要一种简单的调节/控制方法。

然而，还不存在任何用于满足上述需要的设备。而且，如上对“背景技术”的描述，存在一种偏压控制方法，但是不管驱动信号振幅量是多少，控制信号的f0频率分量总是为0(零)。因此，所述偏压控制方法不能应用于驱动信号的振幅控制。

发明内容

本发明的目的在于提供一种具有光调制器控制机构以精确地防止信号劣化的光发送器。

根据本发明的光发送器为这样一种光发送器，其具有用于控制待提供给光调制器的驱动信号的振幅的构造，所述光发送器包括：光检测装置，其用于检测所述光调制器的输出光信号，并且获得关于光信号的强度的信息；以及振幅调节装置，其用于根据所述关于光信号的强度的信息，调节待提供给所述光调制器的驱动信号的振幅。

根据本发明，可以降低从用于驱动马赫-曾德尔型调制器的驱动器的驱动振幅的最佳值(Vπ附近)起因电信号驱动***的变化、随着时间的劣化以及温度变化而导致的偏移(驱动振幅的电平)，并且可以抑制传输信号的质量劣化。

附图说明

图1示出了以驱动Vπ电信号实现LN调制器偏压控制的构造；

图2示出了在驱动2×Vπ电信号时的LN调制器偏压控制的构造；

图3A和图3B示出了以驱动振幅为Vπ和2×Vπ的电信号进行调制的构造的示例；

图4A和图4B是计算信号质量劣化的示例的说明图；

图5示出了用于实施本发明的第一方式；

图6A至图6C示出了光发送器的驱动振幅和光功率之间的关系以说明本发明的原理；

图7A至图7C示出了用于实施本发明的第一方式的效果；

图8示出了用于实施本发明的第二方式；

图9示出了用于实施本发明的第三方式；

图10示出了用于实施本发明的第四方式；

图11示出了用于实施本发明的第五方式；

图12示出了用于实施本发明的第六方式；

图13A至图13C示出了用于实施本发明的第七方式(针对驱动振幅Vπ)；

图14是示出驱动信号振幅和检测到的f0信号分量变化之间的关系以说明用于实施本发明的第七方式的原理的图(1)；

图15A至图15C是示出驱动信号振幅和检测到的f0信号分量变化之间的关系以说明用于实施本发明的第七方式的原理的图(2)；

图16A和图16B示出了用于实施本发明的第七方式的仿真结果；

图17A和图17B示出了用于实施本发明的第八方式(针对驱动振幅2×Vπ)；

图18是示出驱动信号振幅和检测到的2×f0信号分量变化之间的关系以说明用于实施本发明的第八方式的原理的图(1)；

图19A和图19B是示出驱动信号振幅和检测到的f0信号分量变化之间的关系以说明用于实施本发明的第八方式的原理的图(2)；

图20A和图20B示出了用于实施本发明的第八方式的仿真结果；

图21A和图21B示出了用于实施本发明的第九方式；

图22A至图22C示出了用于实施本发明的第十方式；

图23A和图23B示出了作为图21A所示构造的操作原理的驱动信号振幅、检测到的f0信号分量变化、以及检测到的2×f0信号分量变化之间的关系，以说明用于实施本发明的第七方式的原理；

图24A至图24C示出了作为图22A所示构造的操作原理的驱动信号振幅、检测到的f0信号分量变化、以及检测到的2×f0信号分量变化之间的关系，以说明用于实施本发明的第七方式的原理；

图25A至图25C示出了对根据用于实施本发明的第九和第十方式的操作的仿真结果；

图26A至图26C示出了根据用于实施本发明的第十一方式用于提供偏移量的构造的示例；

图27示出了用于实施本发明的第十二方式，其示出了将本发明应用于RZ-DQPSK***的传输单元的构造；

图28示出了用于实施本发明的第十三方式，其示出了用于进行驱动信号振幅控制和LN调制器DC偏压控制的构造；

图29A和图29B示出了根据用于实施本发明的第十三方式的控制的流程；

图30示出了当使用不同波长的多个低频信号时叠加低频信号的构造的示例；以及

图31示出了当使用不同波长的多个低频信号时用于监测叠加低频信号的过程的监测单元的构造的示例。

具体实施方式

在本发明中，在具有光调制器(其设有一个或更多个光调制单元)和多个用于驱动所述光调制器的电驱动电路的光发送器中，对驱动电路的输出振幅进行反馈控制或调节，使得在光发送器的输出端子处监测到的光输出功率可以为最大。

另外，在具有光调制器(其设有一个或更多个光调制单元)和多个用于驱动所述光调制器的电驱动电路的光发送器中，对以下电驱动信号振幅进行反馈控制或调节，即，所述电驱动信号振幅对应于利用低频导频信号来检测监测信号分量变化并以马赫-曾德尔型LN调制器的偏压-光强度特性中的峰值、谷值以及峰值的对应于2×Vπ的电驱动信号振幅进行调制的调制***，和以马赫-曾德尔型LN调制器的偏压-光强度特性中的峰-谷或谷-峰的对应于Vπ的电驱动信号振幅进行调制的调制***。

本发明实现了对使用2×Vπ的调制单元的驱动振幅最佳点的控制，所述驱动振幅最佳点常规上并不作为驱动振幅使用。而且，由于所述功能可通过与应用于LN调制器偏压控制的构造基本相同的构造来实现，需要驱动振幅控制和DC偏压控制的诸如RZ-DQPSK调制单元等的调制单元可以共享一控制监测单元，从而可以最小化用于所述控制的设备的添加，并且可以实现体积小且成本低的构造。

图5示出了用于实施本发明的第一方式。

在该方式中，使用马赫-曾德尔型调制器的发送器的示例是一使用DQPSK调制***的发送器，但是本发明不但可以应用于该调制***，还可以应用于其它调制***，如NRZ和RZ调制***以及CS-RZ调制***和双二进制光调制***，以及包括DPSK调制***的相位调制***等。从DQPSK信号源输出的信号Data1和Data2由驱动器1和驱动器2放大，从而驱动调制器。驱动器1和2被构造成执行差分操作。假设使调制器的相位可以改变π的电压是Vπ。从CW(连续波)源输出的光信号由调制器进行调制，并到达作为发送器的输出单元的光耦合器20。平均光功率由功率监测器21进行监测，并且监测的结果由振幅控制单元22在对驱动器1和2的输出进行控制以使得发送器的输出光功率可以为最大时使用。结果，驱动器1和2的驱动振幅被控制得使发送器的输出功率可以为最大。因此，驱动振幅接近于Vπ。

图6A至图6C示出了光发送器的驱动振幅和光功率之间的关系以用于说明本发明的原理。假设调制器的偏置电压是恒定的。图6A至图6C示出了相对于驱动振幅的相移状态、DQPSK调制波形、以及平均功率之间的关系。当驱动振幅低于或高于Vπ时，如图6A至6C所清楚示出的，平均功率低于驱动振幅是Vπ时的平均功率。因此，如果平均功率为最大，则驱动振幅可被调节成接近于Vπ。

当进行本发明的上述控制时，需要把调制器的偏置电压控制为最佳值，并且还需要在对偏置电压的控制充分稳定之后再控制驱动振幅。当对偏置电压的控制和对驱动振幅的控制一起进行时，需要基于分时方式执行对驱动振幅的控制和对偏置电压的控制，并且对驱动振幅的控制时段要比对偏置电压的控制时段长。当控制驱动器1和2的振幅时，可以按分时方式以更高的精度进行所述控制。

图7A至图7C示出了以上述构造进行控制的效果。如上文所说明的，使用DQPSK光发送器作为示例，来示出了光功率监测器相对于驱动振幅的值的计算结果。光信号在甚高传输速率下会发生振幅变化，但是光功率监测器检测平均光功率。图7A和图7B表明，驱动器1和2的驱动振幅在Vπ附近表示最大光功率。图7C示出了当横轴表示驱动器1的驱动振幅(与Vπ之比)，而纵轴表示驱动器2的驱动振幅(与Vπ之比)时发送器的输出光功率。显然当驱动器1和2呈现出值接近于Vπ时，光功率最大。因此，驱动器的驱动振幅可以通过监测光功率而被控制得接近于Vπ，并被设定为最大值。从而，可以减小由于驱动振幅或驱动器偏离Vπ附近而引起的信号质量劣化(Q损失)。

图8示出了本发明的第二实施例。当在偏置电压控制的状态下监测功率时，并且当将常规的***用于偏置电压控制时，偏置电压控制电路的叠加信号的频率分量变为噪声。因此，在该用于实施本发明的方式中，在使用低通滤波器去除会叠加在偏置电压等中的频率分量之后进行对驱动器1和2的输出控制。由于可以去除在偏置电压控制中的偏置电压控制信号分量，因此可以改善监测精度。

图9示出了用于实施本发明的第三方式。在该构造中，通过各个支路对功率进行监测，并且通过在各个支路中设定安装在发送器输出单元上的功率监测器20-1和20-2的各监测值来控制驱动器的驱动振幅。因此，对驱动器1和2的振幅控制可以同时进行。在这种情况时，如图8所示，通过低通滤波器23-1和23-2等去除了由偏压控制电路等叠加的频率分量。

图10示出了用于实施本发明的第四方式。在该构造中，通过衰减器1至4进行对驱动器1和2的振幅调节。在该构造中，由功率监测器21监测发送器输出在调制器的偏压控制状态下的光功率，并且由衰减控制器25控制与驱动器1和2的输出相连接的衰减器1至4的衰减量，使得发送器输出的光功率可以为最大。

图11示出了用于实施本发明的第五方式。在该构造中，DQPSK信号源输出Data1、

(Data1的倒相信号)、Data2、

(Data2的倒相信号)，并且所述输出由驱动器1至4放大，从而驱动调制器。功率监测器21监测发送器输出在调制器的偏压控制状态下的光功率，并且输出控制单元26控制驱动器1至4的输出，使得发送器输出的光功率可以为最大。

图12示出了用于实施本发明的第六方式。在该构造中，一个功率监测器21监测从多个发送器30-1至30-n输出的光功率，同时使用开关28对其进行切换，并且各个光发送器的驱动器基于该信息而被控制，使得各个光发送器输出的光功率可以为最大。在驱动器识别到各个光发送器的调制器的偏置电压被恒定控制的状态之后进行驱动器控制。即，当偏压控制确认单元29使用功率监测器21的检测单元来进行偏压控制，并且所述偏压呈现最佳值时，输出控制单元26控制驱动振幅。

图13A至图13C示出了用于实施本发明的第七方式(针对驱动振幅Vπ)。在图13A中，与图1和图2中相同的构造被赋以相同的标号，在此省略对其的说明。在该构造中，低频导频信号f0叠加在Vπ调制器的DC偏压提供电路16上。通过监测检测信号中的f0分量并控制驱动信号振幅以使得该信号分量可以为最小，来获得最佳的驱动振幅。此时，假设DC偏压是LN调制器呈现大致最佳点的偏压。监测单元(12、13、14、以及36)包括：安装在LN调制器内部或外部的光电探测器(在下文中称为PD)13；电放大器14；必要情况下的带通滤波器(BPF)36，其以f0为中心频率；振幅控制单元(CPU等)35，其用于根据从其提取的信号进行驱动振幅调节。

如图13B和图13C所示，作为对f0分量进行监测的结果，驱动振幅偏移在最小强度点处为0。当同步检测特性为0时，驱动振幅偏移为0。

图14以及图15A至图15C示出了驱动信号振幅和检测到的f0信号分量变化之间的关系，以说明用于实施本发明的第七方式的原理。图14示出了驱动信号振幅呈现最佳值的情况。图14中部的曲线图示出了LN调制器的驱动电压-光强度特性。最佳点表示以使用所述特性的峰-谷或谷-峰的驱动信号振幅Vπ进行的调制。叠加导频信号f0，以使得可以改变DC偏压。此时，中央偏压值在峰-谷或谷-峰的中部为最佳值。当驱动信号振幅接近于LN调制器的Vπ时，在检测信号中产生了2×f0分量。

图15A示出了驱动信号振幅是比最佳值Vπ大的值(+Δ)的情况。

图15B示出了驱动信号振幅是比最佳值Vπ小的值(-Δ)的情况。当驱动振幅是Vπ+Δ或者驱动振幅是Vπ-Δ时，监测信号中不包括2×f0分量。图15C示出了针对驱动振幅偏移的f0监测信号和原始导频信号之间的同步检测结果。由于监测信号在最佳点处为0(零)，并且在最佳点之前或之后因相位变化而具有极性，因此可以在检查极性的同时确认偏移方向，并且可以对最佳点进行控制。根据监测信号的绝对值，通过进行控制以使得监测信号可以为最小，来把驱动振幅设定为最佳值。

图16B示出了根据用于实施本发明的第七方式的仿真结果。图16A示出了在所述仿真中使用的构造。在图16A中，与图13A中相同的组件被赋以相同的标号，在此省略对其的说明。图16B示出了仿真结果，并且示出了由监测单元(12、13、14以及16(可以设置或省略带通滤波器36))检测的f0监测分量的相对强度和相对于Vπ的驱动振幅偏移之间的关系。图16B示出了驱动振幅偏移为0，即驱动振幅接近于Vπ，则f0分量的相对强度基本为0。因此，通过控制驱动振幅以使得f0分量的监测强度可以接近于0(零)，来把驱动振幅设定为最佳的Vπ。

图17A和图17B示出了用于实施本发明的第八方式(针对驱动振幅2×Vπ)。在图17A中，与图2和图16A中相同的构造被赋以相同的标号，在此省略对其的说明。在该构造中，低频导频信号f0叠加在2×Vπ调制单元的DC偏压提供电路16上。通过对检测信号2×f0进行监测并控制驱动信号振幅以使得该信号分量可以为最大，来获得最佳驱动振幅。此时，假设DC偏压是LN调制器呈现大致最佳点的偏压。所述监测单元包括：安装在LN调制器内部或外部的光电探测器(在下文中称为PD)13；电放大器14；必要情况下的带通滤波器(BPF)37，其以2×f0为中心频率；控制单元(CPU等)(15、35)，其用于根据从其提取的信号进行驱动振幅调节。所述控制单元包括同步检测单元15和振幅控制单元35。同步检测单元15检测调制器的输出中的2×f0分量。振幅控制单元35控制驱动器17-1和17-2并且将驱动振幅设定为最佳值。在图17A示出的情况下，驱动振幅被设定为2×Vπ。图17B示出了2×f0分量强度与驱动振幅偏移之间的关系。如图17B所示，当2×f0分量是最大值时，驱动振幅偏移为0。

为了说明用于实施本发明的第八方式的原理，图18、图19A和图19B示出了驱动信号振幅和检测到的2×f0信号分量之间的变化关系。图18示出了驱动信号振幅是最佳值的情况。图18中部的曲线图示出了LN调制器的驱动电压-光强度特性。在使用所述特性的峰值、谷值以及峰值的驱动信号振幅2×Vπ下的调制是最佳点。叠加导频信号f0以改变LN偏压。此时，中央偏压值作为最佳值位于峰值、谷值以及峰值的中部。当驱动信号振幅2×Vπ与LN调制器的2×Vπ相匹配时，在检测到的信号中出现2×f0分量。图19A示出了驱动信号振幅高于最大值2×Vπ(+Δ)的情况，而图19B示出了驱动信号振幅低于所述值(-Δ)的情况。当驱动振幅为2×Vπ+Δ或2×Vπ-Δ时，监测信号不包含2×f0分量。因此，通过在监测信号中检测2×f0分量并调节驱动信号振幅以使得所述值可以为最大，来获得最佳的驱动信号振幅。

图20B示出了根据用于实施本发明的第八方式的仿真结果。图20A示出了在所述仿真中使用的构造，并且与图17A中相同的构造被赋以相同的标号。图20B示出了所述仿真结果，并且针对相对于2×Vπ的驱动振幅偏移示出了监测2×f0分量强度。如图20B所清楚地示出的，驱动振幅偏移接近于0，即，驱动振幅接近于2×Vπ，则2×f0分量的强度为最大。因此，可以通过控制驱动器17-1和17-2，以使得2×f0分量可以为最大，来把驱动振幅设定为最佳。

图21A和图21B示出了用于实施本发明的第九方式。图22A和图22B示出了用于实施本发明的第十方式。在图21A和图22A中，与图17A中相同的构造被赋以相同的标号，在此省略对其的说明。在该构造中，低频导频信号f0叠加在2×Vπ调制器(双MZ光调制器)的驱动信号上，从而可以改变驱动信号振幅。在如图21A示出的构造中，如图21B所示，对检测信号中的2×f0分量进行监测，并且控制驱动信号振幅，以使该信号分量可以为最大，由此获得最佳驱动振幅。在如图22A示出的构造中，如图22B和图22C所示，对检测信号中的f0分量进行监测，并且控制驱动信号振幅，以使得通过利用所述信号和导频信号进行同步检测而获得的结果可以接近于0(零)，由此获得最佳驱动振幅。另外，对检测信号中的f0分量进行监测，并控制驱动信号振幅，以使得所述值可以为最小。在图21A和图22A示出的各种情况中，假设LN调制器的DC偏压呈现最佳点。所述监测单元包括：安装在LN调制器内部或外部的光电探测器(在下文中称为PD)13；电放大器14；必要情况下的带通滤波器(BPF)37和37a，其以f0或2×f0为中心频率；控制单元(CPU等)(15、35)，其用于根据从其提取的信号进行驱动振幅调节。

图23A和图23B以及图24A至图24C示出了作为图21A所示构造和图22A所示构造的操作原理的驱动信号振幅、检测到的f0信号分量的变化、以及2×f0信号分量之间的关系，以说明用于实施本发明的第九和第十方式的原理。图23A和图23B示出了驱动信号振幅呈现最佳值的情况。图23A中部的曲线图示出了LN调制器的驱动电压-光强度特性。最佳点表示以使用所述特性的峰值、谷值以及峰值的驱动信号振幅2×Vπ进行的调制。叠加导频信号f0，从而可以改变驱动振幅。此时，中央偏压值是恒定的并且是最佳值，而不受导频信号影响。当驱动信号振幅接近于LN调制器的2×Vπ时，在检测信号中产生2×f0分量，而不包含f0分量。图23B示出了监测信号中的2×f0信号针对驱动振幅偏移的变化。因为监测信号在最佳点处为最大，所以可以将监测信号控制为最佳点。

图24A示出了驱动信号振幅高于最佳值2×Vπ(+Δ)的情况，而图24B示出了驱动信号振幅低于所述值(-Δ)的情况。当驱动振幅为2×Vπ+Δ或驱动振幅为2×Vπ-Δ时，在监测信号分量中不包括2×f0分量，而产生了f0分量(图中示出的检测信号f0)。由于f0分量表示驱动振幅2×Vπ+Δ与2×Vπ-Δ之间的反向相位，所以可以根据该相位信息检测出偏移进行的方向+Δ或-Δ。

图24C示出了相对于驱动振幅偏移的f0监测信号和原始导频信号的同步检测结果。监测信号在最佳点处为0(零)，并且因相位变化而在所述点之前和之后具有极性。因此，可以在监测极性的同时确认偏移方向，并且可以控制最佳点。根据监测信号的绝对值进行控制，以使得监测信号可以为最小，由此将驱动振幅设定为最佳值。

这样，可以对监测信号中的2×f0分量进行检测，并且调节驱动信号振幅，以使得该值可以为最大。另外，对监测信号中的f0分量进行检测，并且调节驱动信号振幅以将该值设定得基本上为0(零)，由此获得最佳的驱动信号振幅。

图25A至图25C示出了根据用于实施本发明的第九和第十方式的操作的仿真效果。

图25A示出了在所述仿真中使用的设备的构造。与图21A或图22A中相同的构造被赋以相同的标号。

图25B示出了随相对于Vπ的驱动振幅偏移而变的f0分量的强度。如图25B所清楚地示出的，f0分量在Vπ附近呈现最小值。图25C示出了随相对于Vπ的驱动振幅偏移而变的2×f0分量的强度。如图25C所清楚地示出的，显然2×f0分量的强度在Vπ附近为最大。

在上述用于实施本发明的方式中，同步检测单元可以利用监测信号并且根据所述控制信息来进行调节，以使得驱动振幅可以是最佳点，控制单元给出偏移量以为了操作而偏移驱动振幅的最佳点。

图26A示出了根据用于实施本发明的第十一方式用于提供偏移量的构造的示例。在图26A中，与图21A和图22A中相同的组件被赋以相同的标号。

在用于实施本发明的第十一方式中，对光发送器输出的光功率进行监测，并且根据该信息而改变偏移量。为此，把从PD 13的输出输入至偏移量可变单元40，偏移量可变单元40用于提供一要向振幅控制单元35提供的信号，该信号用于调节偏移量。在该构造中，偏移量由光功率值确定。然而，还存在另一种提前增加固定偏移量的方法。如图26B和图26C所示，f0分量为最小时的点以及同步检测特性是0时的点的驱动振幅偏移，与Vπ值相差了偏移量α。还可以在控制单元中执行偏移量可变单元40的功能。

图27示出了应用于RZ-DQPSK***的传输单元的本发明的构造，作为用于实施本发明的第十二方式。在该示例中，将图22A示出的本发明的构造应用于DQPSK调制单元，而将图13A示出的本发明的构造应用于RZ调制单元。在该示例中，光源10、包括波导和移相单元(π/2)的相位调制单元、以及用于调制为RZ脉冲的强度调制器11a，是主要的组件。在这些组件中，用于实施本发明的本方式被应用于DQPSK调制单元的上部支路和下部支路(I支路和Q支路)。上部支路和下部支路各以使用LN调制器的驱动电压-光强度的特性的峰值、谷值以及峰值的2×Vπ进行电信号驱动，从而可以通过应用本发明来控制驱动振幅的最佳点，由此保持传输信号的质量。在该示例中，图27示出了应用图22A和图13A中所示构造的示例。可以应用其中一种构造，也可以应用任一其它构造。即，所应用的构造并不限于上面所列出的那些。

当存在多个诸如图27所示的RZ-DQPSK调制***的控制目标时，

·使用同一频率的低频信号作为导频信号，并且进行分时控制。

·使用多个不同波长的低频信号作为导频信号，并且进行同时控制。

·使用多个不同波长的低频信号作为导频信号，并且结合进行分时控制和同时控制。

在LN调制器中，操作点的偏压偏移因DC漂移或温度漂移而产生。因此，必需持续设定偏置电压的最佳值以补偿该偏移。

如下所述，监测电路单元可以共用于电信号振幅控制和LN调制器偏压控制。

图28示出了同时进行驱动信号振幅控制和LN调制器DC偏压控制的构造，作为用于实施本发明的第十三方式。在图28中，与图27中相同的构造被赋以相同的标号，在此省略对其的说明。驱动信号振幅控制和DC偏压控制都基于以下原理，在利用导频信号f0的控制中对监测信号的f0分量进行检测，并且进行所述控制，使得所述分量可以接近于0(零)。因此，控制单元的功能是相同的。在这种情况下存在六个控制目标，即，两个用于DQPSK调制单元进行驱动信号振幅控制的点，两个用于LN调制器DC偏压控制的点，一个用于RZ调制单元进行驱动信号振幅控制的点，以及一个用于LN调制器DC偏压控制的点。除了图28示出的对六个部分使用一种频率来进行分时控制的方法之外，还单独使用多个具有不同波长的低频信号或与分时控制相结合进行了同时控制。

图29A和图29B示出了根据用于实施本发明的第十三方式的控制的流程。图29A示出了用于说明在图28中示出的构造中的控制顺序的数字。图29B为该过程的流程图。在进行所述控制的过程中，必需在驱动信号振幅控制中把DC偏压设置为最佳点。因此，需要首先进行偏压控制，接着进行驱动信号振幅控制。

下面参照图29B进行说明。首先，在步骤S10中，对DQPSK的I支路的偏置电压进行控制。接着，在步骤S11中，对Q支路的偏置电压进行控制。在步骤S12中，对DQPSK的π/2移相单元的偏压进行控制，随后对RZ调制器的偏压进行控制(步骤S13)。在重复多次偏置电压控制后，所述偏置电压变得稳定(步骤S14)，对DQPSK的I支路的驱动振幅进行控制(步骤S15)，接着对Q支路的驱动振幅进行控制(步骤S16)。接下来，对RZ调制器的驱动振幅进行控制(步骤S17)。接着，再次启动偏置电压控制。在本说明书中，RZ调制器的输出由用于所述控制监测器的PD来监测，然而也可以对DQPSK调制器和RZ调制器的输出应用控制监测器，以在各调制器中执行偏压控制和接下来的驱动信号振幅控制。在这个流程图中，如果不必考虑在例如***重新启动时对主信号的影响，则控制顺序不受限制。上述仅仅是构造和控制***的示例，而本发明不限于以上的描述。在图27和图28中，可以交换DQPSK调制器和RZ调制器的连接顺序。

图30示出了当使用具有不同波长的多个低频信号时，叠加低频信号的构造的示例，而图31示出了用于监测叠加信号的监测单元的构造的示例。当叠加不同波长的信号时，如图30中的18a所示，可以针对各连接来切换多条连接线，所述连接可以通过图30中的18b所示的低频发生器实现，并且可以应用如图30中的18c所示的变频发生器。此外，这些功能可以通过控制单元来构造并实现。所述变频发生器例如可以是VCO等。当使用带通滤波器来对不同波长的叠加信号进行监测时，多条与相应带通滤波器连接的连接线可以被如图31中的37-1所示地进行切换，可以连接至如图31中的37-2所示的多个滤波器，并且可以与如图31中的37-3所示的中频(central frequency)变频滤波器一起使用。所述中频变频滤波器例如可以利用MEMS技术来制造。

驱动振幅的波动同偏置电压的波动相比更可能具有较长的周期。因此，要持续进行偏置电压控制。然而，具有在***操作过程中在较长周期上进行驱动振幅控制或仅在***启动时进行所述控制的方法。特别是，由于不必考虑在***启动时对主信号的影响，所以放大了要叠加在主信号上的导频信号的振幅，以改善所述控制的灵敏度。当***启动时，通过功率计测量光功率以调节驱动振幅，或者放大导频信号的振幅以通过改善所述控制的精度来缩短收敛时间，随后减小导频信号的振幅以最小化导频信号对主信号的影响，由此，相比于偏置电压控制以更长的周期进行驱动振幅控制。

Claims

1.一种光发送器，所述光发送器具有用于控制待提供给光调制器的驱动信号的振幅的构造，所述光发送器包括：

光检测单元，其检测所述光调制器的输出光信号，并且获得关于光信号的强度的信息；和

振幅调节单元，其根据所述关于光信号的强度的信息，调节待提供给所述光调制器的驱动信号的振幅。

2.根据权利要求1所述的光发送器，所述光发送器进一步包括：

偏压控制单元，其控制针对所述光调制器的偏置电压。

3.根据权利要求1所述的光发送器，其中：

所述关于光信号的强度的信息为所述光信号的平均强度；并且

所述振幅调节单元调节待提供给所述光调制器的驱动信号的振幅，以使得所述平均强度可以为最大。

4.根据权利要求1所述的光发送器，所述光发送器进一步包括：

低频调制单元，其为所述光调制器提供除通过主信号的驱动信号进行的调制之外附加的通过低频信号对光强度的调制，其中

所述振幅调节单元基于从光信号中提取对应于所述低频信号分量的分量的结果，调节待提供给所述光调制器的驱动信号的振幅。

5.根据权利要求4所述的光发送器，其中

所述振幅调节单元调节待提供给所述光调制器的驱动信号的振幅，以使得所述光信号中的与所述低频信号具有相同频率的分量可以接近于0。

6.根据权利要求4所述的光发送器，其中

所述振幅调节单元调节待提供给所述光调制器的驱动信号的振幅，以使得所述光信号中的频率为所述低频信号的频率的两倍的分量可以接近于0。

7.根据权利要求4所述的光发送器，其中

为从所述光信号中提取对应于所述低频信号分量的分量，利用了同步检测，该同步检测利用来自低频信号的振荡器源的信号。

8.根据权利要求4所述的光发送器，其中

所述低频调制单元通过改变所述光调制器的偏置电压来调制光强度。

9.根据权利要求4所述的光发送器，其中

所述低频调制单元通过在所述光调制器的驱动信号上叠加低频信号来调制光强度。

10.根据权利要求4所述的光发送器，其中

所述低频调制单元对一个或更多个频率的低频信号执行分时复用。

11.根据权利要求4所述的光发送器，其中

所述低频调制单元叠加多个频率的低频信号，并调制光信号。

12.根据权利要求10或11所述的光发送器，其中

在调节所述光发送器的不同部分时，使用各种频率的低频信号。

13.根据权利要求1所述的光发送器，所述光发送器进一步包括：

多个光调制器，其中

所述振幅调节单元被设置为共用于各光调制器。

14.根据权利要求1所述的光发送器，其中

所述振幅调节单元提供作为控制单元输入级的函数或控制单元的内部单元的函数的针对监测信号的偏移量，并对包括所述光发送器的光传输***的整体性能执行优化。

15.根据权利要求1所述的光发送器，其中

所述光调制器为马赫-曾德尔型光调制器。

16.一种用于与光发送器一起使用的控制方法，所述光发送器具有用于控制待提供给光调制器的驱动信号的振幅的构造，所述控制方法包括以下步骤：

检测所述光调制器的输出光信号，并且获得关于光信号的强度的信息；和

根据所述关于光信号的强度的信息，调节待提供给所述光调制器的驱动信号的振幅。