JP2005005767A

JP2005005767A - 信号変換器

Info

Publication number: JP2005005767A
Application number: JP2003163661A
Authority: JP
Inventors: Masanori Ogura; 正紀小椋
Original assignee: Hitachi Cable Ltd
Current assignee: Hitachi Cable Ltd
Priority date: 2003-06-09
Filing date: 2003-06-09
Publication date: 2005-01-06
Also published as: US7031042B2; US20050068600A1

Abstract

【課題】振幅制御及びバイアス制御を簡素化する信号変換器を提供する。
【解決手段】デジタル入力信号を光変調信号に変換して出力するために、光変調器２に前記デジタル入力信号の振幅を制御した信号電力と前記デジタル入力信号のバイアスを制御したバイアス電力とを供給する信号変換器において、周波数ｆのパイロット信号を前記バイアス電力に重畳するパイロット信号重畳部２５と、出力された光変調信号の一部を受光してモニタ信号として取り出すモニタ部１５と、このモニタ信号から周波数ｆに関するズレ信号を取り出して前記デジタル入力信号の振幅制御に帰還する第１の帰還系２６と、モニタ信号から２倍周波数２ｆに関するズレ信号を取り出して前記バイアス電力に帰還する第２の帰還系２７とを備えた。
【選択図】図１

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、デジタル入力信号を光変調信号に変換して出力する信号変換器に係り、特に、振幅制御及びバイアス制御を簡素化する信号変換器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
電気的なデジタル信号を光変調信号に変換する信号変換器の光変調手段として、公知の光変調器（例えば、ＬＮ変調器）が用いられる。この種の光変調器は、強度が一定な連続光に対して強度変調をかける。この強度変調を与える電力として、入力されたデジタル信号（デジタル入力信号）に比例した信号電力と、直流からなるバイアス電力とがある。これら信号電力及びバイアス電力には、出力された光変調信号がデジタル入力信号に対してリニアであって歪みのない光変調信号となるための適正な値がある。
【０００３】
従来技術では、信号電力及びバイアス電力を適正な値にするための構成として図７に示す回路を備えている。即ち、図７の信号変換器は、強度が一定な連続光を発生する光源１と、光変調器２と、デジタル入力信号を増幅して信号電力を供給するドライバ３と、周波数ｆのパイロット信号を発生する発振器４と、ドライバ３の出力（又は振幅モニタ端子）からの振幅モニタ信号のフィードバックに応じた直流電圧を発生するＤＣ電圧源５と、その直流電圧とパイロット信号とを重畳してドライバ３の振幅コントロール端子に供給する加算器６と、光変調器２から出力された光変調信号の一部を分岐するスプリッタ７と、分岐された光変調信号の一部を受光するモニタフォトダイオード（モニタＰＤ）８と、モニタＰＤ８の受光電力を増幅してモニタ信号を得るモニタアンプ９と、モニタ信号にパイロット信号を掛け合わせるミキサ１０と、その掛け合わせ信号から高周波成分（交流成分）を除去して低周波成分（直流成分）をモニタ位相信号として取り出すローパスフィルタ１１と、そのモニタ位相信号を一方の入力とし他方の入力をＧＮＤに接続しモニタ位相信号がＧＮＤレベルになるようバイアス電力を制御する差動アンプ１２と、この差動アンプ１２から出力されたバイアス電力とドライバ３から出力された信号電力の交流成分とを重畳して光変調器２に印加する変調電力印加器（バイアスＴ）１３とからなる。
【０００４】
図示のように、ドライバ３、ＤＣ電圧源５、加算器６のループにより、振幅コントロールのための帰還系１４が構成されている。また、スプリッタ７、モニタＰＤ８、モニタアンプ９により、出力された光変調信号の一部を受光してモニタ信号として取り出すモニタ部１５が構成されている。そして、差動アンプ１２、バイアスＴ１３、光変調器２、モニタ部１５、ミキサ１０、ローパスフィルタ１１のループにより、バイアスコントロールのための帰還系１６が構成されている。
【０００５】
図７の信号変換器では、デジタル入力信号を増幅するドライバ３の振幅コントロール端子に周波数ｆのパイロット信号を入力し、光変調器２へ供給する信号電力の振幅を制御する。帰還系１４においてドライバ３の振幅モニタ信号が一定になるようにＤＣ電圧源５の直流電圧を制御することで信号電力が制御される。ただし、光変調器２において最適振幅を得るためには、帰還系１４の諸元を初期調整することが必要になる。
【０００６】
バイアス電力を自動的に最適点に制御するために、光変調器２から出力された光変調信号の一部をスプリッタ７で分岐してモニタＰＤ８で受光する。受光電力をモニタアンプ９で増幅したモニタ信号とパイロット信号とをミキサ１０で掛け合わせ、ローパスフィルタ１１で直流成分であるモニタ位相信号を取り出す。このモニタ位相信号を他方の入力がＧＮＤに接続された差動アンプ１２に入力することで、モニタ位相信号がＧＮＤレベルになるよう自動的にバイアス電力が制御される。
【０００７】
【特許文献１】
特許第２６４２４９９号公報
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
従来の信号変換器では、光変調器２において最適振幅を得るためには、帰還系１４の諸元を初期調整することが必要になる。この初期調整は信号変換器の光出力を外部測定装置で測定しながら、帰還系１４の部品交換或いはツマミ調整などを繰り返し行うものである。こうした、初期調整が信号変換器の量産性を低下させると共にコスト削減の障害となっていた。
【０００９】
そこで、本発明の目的は、上記課題を解決し、振幅制御及びバイアス制御を簡素化する信号変換器を提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために本発明は、デジタル入力信号を光変調信号に変換して出力するために、光変調器に前記デジタル入力信号の振幅を制御した信号電力と前記マッハツェンダ型光変調器のバイアス電圧とを供給する信号変換器において、周波数ｆのパイロット信号を前記バイアス電圧に重畳するパイロット信号重畳部と、出力された光変調信号の一部を受光してモニタ信号として取り出すモニタ部と、このモニタ信号から周波数ｆに関するズレ信号を取り出して前記デジタル入力信号の振幅制御に帰還する第１の帰還系と、モニタ信号から２倍周波数２ｆに関するズレ信号を取り出して前記バイアス電力に帰還する第２の帰還系とを備えたものである。
【００１１】
前記第１の帰還系は、前記パイロット信号と前記モニタ信号とを掛け合わせるミキサと、そのミキサの出力から低周波成分を前記ズレ信号として取り出すローパスフィルタと、そのローパスフィルタの出力と基準値との差を前記振幅制御に帰還する差動アンプとからなってもよい。
【００１２】
前記第２の帰還系は、前記パイロット信号の定倍周波数を発生する発振器と、この発振器の出力と前記モニタ信号とを掛け合わせるミキサと、そのミキサの出力から低周波成分を定倍周波数に関するズレ信号として取り出すローパスフィルタと、そのローパスフィルタの出力と基準値との差を前記バイアス電力に帰還する差動アンプとからなってもよい。
【００１３】
前記第２の帰還系は、前記パイロット信号の周波数を発生する発振器と、この発振器の出力に含まれる高調波を抽出するバンドパスフィルタと、この高調波と前記モニタ信号とを掛け合わせるミキサと、そのミキサの出力から低周波成分を定倍周波数に関するズレ信号として取り出すローパスフィルタと、そのローパスフィルタの出力と基準値との差を前記バイアス電力に帰還する差動アンプとからなってもよい。
【００１４】
前記第２の帰還系は、前記パイロット信号と前記モニタ信号とを掛け合わせるミキサと、そのミキサの出力に含まれる高調波を抽出するバンドパスフィルタと、その高調波と前記パイロット信号とを掛け合わせるミキサと、そのミキサの出力から低周波成分を定倍周波数に関するズレ信号として取り出すローパスフィルタと、そのローパスフィルタの出力と基準値との差を前記バイアス電力に帰還する差動アンプとからなってもよい。
【００１５】
前記第２の帰還系は、前記パイロット信号と前記モニタ信号とを掛け合わせるミキサと、そのミキサの出力から周波数ｆ成分を抽出するバンドパスフィルタと、その高調波と前記パイロット信号とを掛け合わせるミキサと、そのミキサの出力から低周波成分を定倍周波数に関するズレ信号として取り出すローパスフィルタと、そのローパスフィルタの出力と基準値との差を前記バイアス電力に帰還する差動アンプとからなってもよい。
【００１６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の一実施形態を添付図面に基づいて詳述する。
【００１７】
図１に示されるように、本発明に係る信号変換器は、強度が一定な連続光を発生する光源１と、マッハツェンダ型光変調器２と、デジタル入力信号を増幅して信号電力を供給するドライバ３と、周波数ｆのパイロット信号を発生する発振器４と、マッハツェンダ型光変調器２から出力された光変調信号の一部を分岐するスプリッタ７と、分岐された光変調信号の一部を受光するモニタフォトダイオード（モニタＰＤ）８と、モニタＰＤ８の受光電力を増幅してモニタ信号を得るモニタアンプ９と、モニタ信号にパイロット信号を掛け合わせるミキサ１７と、その掛け合わせ信号から高周波成分（交流成分）を除去して低周波成分（直流成分）を周波数ｆに関するズレ信号（以下、ｆズレ信号という）として取り出すローパスフィルタ１８と、そのｆズレ信号を一方の入力とし他方の入力をＧＮＤに接続しｆズレ信号がＧＮＤレベルになるようドライバ３の振幅コントロール端子への出力を制御する差動アンプ１９と、２倍周波数２ｆの内部参照用信号を発生する発振器２０と、この内部参照用信号をモニタ信号に掛け合わせるミキサ２１と、その掛け合わせ信号から高周波成分（交流成分）を除去して低周波成分（直流成分）を第２次モニタ位相信号として取り出すローパスフィルタ２２と、その２倍周波数２ｆに関するズレ信号（以下、２ｆズレ信号という）を一方の入力とし他方の入力をＧＮＤに接続し２ｆズレ信号がＧＮＤレベルになるようバイアス電力を制御する差動アンプ２３と、この差動アンプ２３の出力に発振器４からの周波数ｆのパイロット信号を加算する加算器２４と、このパイロット信号が含まれたバイアス電力とドライバ３から出力された信号電力の交流成分とを重畳して光変調器２に印加する変調電力印加器（バイアスＴ）１３とからなる。
【００１８】
図示のように、本発明では、周波数ｆのパイロット信号をバイアス電力に重畳するパイロット信号重畳部２５が設けられている。また、スプリッタ７、モニタＰＤ８、モニタアンプ９により、出力された光変調信号の一部を受光してモニタ信号として取り出すモニタ部１５が構成されている。さらに、差動アンプ２３、ドライバ３、バイアスＴ１３、光変調器２、モニタ部１５、ミキサ１７、ローパスフィルタ１８のループにより、モニタ信号から周波数ｆ成分を取り出してデジタル入力信号の振幅制御に帰還する第１の帰還系２６が構成されている。また、差動アンプ２３、パイロット信号重畳部２５、バイアスＴ１３、マッハツェンダ型光変調器２、モニタ部１５、ミキサ２１、ローパスフィルタ２２のループにより、モニタ信号から２倍周波数２ｆ成分を取り出してバイアス電力に帰還する第２の帰還系２７が構成されている。
【００１９】
図１に示した本発明の信号変換器では、周波数ｆのパイロット信号をバイアス電力に含めて光変調器２に供給することで、マッハツェンダ型光変調器２から出力される光変調信号のバイアス点（デジタル信号による上下のピークの中間点）を変動させる。この光変調信号の一部をスプリッタ７で分岐してモニタＰＤ８で受光する。受光電力をモニタアンプ９で増幅したモニタ信号と周波数ｆのパイロット信号とをミキサ１７で掛け合わせ、ローパスフィルタ１８で直流成分であるｆズレ信号を取り出す。このｆズレ信号を他方の入力がＧＮＤに接続された差動アンプ１９に入力することで、ｆズレ信号がＧＮＤレベルになるよう自動的にドライバ３の出力振幅、即ち、信号電力が制御される。
【００２０】
一方、ミキサ２１ではモニタ信号と２倍周波数２ｆの内部参照用信号とを掛け合わせ、ローパスフィルタ２２で直流成分である２ｆズレ信号を取り出す。この２ｆズレ信号を他方の入力がＧＮＤに接続された差動アンプ２３に入力することで、２ｆズレ信号がＧＮＤレベルになるよう自動的にバイアス電力（パイロット信号は含まない）が制御される。これにより、バイアス点が最適点となる。
【００２１】
図２から図６に、ＬＮ変調器（ＭＺ変調器）である光変調器２における入力電圧と出力パワーとの関係を示す入出力特性波形と共に、図１に示した信号変換器の各部（Ａ）〜（Ｅ）の信号波形を示す。即ち、（Ａ）は光変調器２の変調電力入力端の波形、（Ｂ）光変調信号の一部を分岐した光波形、（Ｃ）はモニタＰＤ８の受光電力の波形、（Ｄ）は差動アンプ２３に入力される２ｆズレ信号の波形、（Ｅ）は差動アンプ１９に入力されるｆズレ信号の波形である。各波形の横軸は時間、縦軸は電圧又は光強度である。
【００２２】
図２は、ドライバ３の出力振幅が最適振幅Ｖπで、バイアス点が最適点にある場合である。図２（Ａ）に示されるように変調電力はデジタル信号による上のピークを包絡した波形とデジタル信号による下のピークを包絡した波形とが同じ位相で現れている。これはパイロット信号が含まれたバイアス電力とドライバ３からの信号電力の交流成分とを重畳したからである。図２（Ｂ）に示されるように光変調信号はデジタル信号による上のピークを包絡した波形（周期１／２ｆ）とデジタル信号による下のピークを包絡した波形（周期１／２ｆ）とがほぼ逆位相で現れている。モニタＰＤ８は応答が遅いために高周波であるデジタル信号成分を実質的にカットするので、図２（Ｂ）の平均波形となる信号を出力する。ここでは、図２（Ｂ）で上のピークが高いときには下のピークが低いというように、上下のピークが時間的にほぼ同時に増減逆の変化をするので、図２（Ｃ）に示されるようにモニタＰＤ８の受光電力の波形はほぼ直流である。これにより、図２（Ｄ）に示されるようにミキサ２１で２倍周波数２ｆの内部参照用信号を掛け合わせた後、ローパスフィルタ２２で高周波をカットした２ｆズレ信号は０電位直流となる。また、図２（Ｅ）に示されるようにミキサ１７で周波数ｆのパイロット信号を掛け合わせた後、ローパスフィルタ１８で高周波をカットしたｆズレ信号は０電位直流となる。
【００２３】
ここで、図２（Ｂ）の波形が周期１／２ｆで変化するのは、ドライバ３の出力振幅が最適振幅Ｖπで、バイアス点が最適点にあるからである。具体的には、光変調器２の入出力特性波形の変曲点において、図２（Ａ）に示した変調電力印加器１３からのデジタル入力信号の電圧変化が入力電圧軸上で左右の変化となるため、光変調器２の出力変化はパイロット信号の２倍の変化となる。
【００２４】
図３は、ドライバ３の出力振幅が最適振幅Ｖπ未満で、バイアス点が最適点にある場合である。ここでは、図３（Ｂ）に示されるように光変調信号はデジタル信号による上のピークを包絡した波形（周期１／ｆ）とデジタル信号による下のピークを包絡した波形（周期１／ｆ）とがほぼ同位相で現れている。つまり上のピークが高いときには下のピークも高いというように、上下のピークが時間的にほぼ同時に増減方向が同じ増減変化をするので、図３（Ｃ）に示されるようにモニタＰＤ８の受光電力の波形は周波数ｆの変化をする。図３（Ｄ）の波形は０電位直流となるが、図３（Ｅ）波形は０電位より大きい直流となる。
【００２５】
図３（Ｄ）の波形が０電位直流となるのは、次のメカニズムに拠る。図３（Ｃ）の出力と２倍周波数２ｆの内部参照用信号とをミキサ２１により積算するので、ミキサ２１の出力は、

で表される。この出力は、高周波なのでローパスフィルタ２２でカットされて０電位直流となる。
【００２６】
図３（Ｅ）波形が０電位より大きい直流となるのは、次のメカニズムに拠る。図３（Ｃ）の出力と周波数ｆのパイロット信号とをミキサ１７により積算するので、ミキサ１７の出力は、

で表される。この出力がローパスフィルタ１８で高周波カットされると右辺のｃｏｓ（０）／２成分のみとなる。
【００２７】
図４は、ドライバ３の出力振幅が最適振幅Ｖπより大で、バイアス点が最適点にある場合である。ここでは、図４（Ｂ）に示されるように光変調信号はデジタル信号による上のピークを包絡した波形（周期１／ｆ）とデジタル信号による下のピークを包絡した波形（周期１／ｆ）とがほぼ同位相で現れている。つまり上のピークが高いときには下のピークも高いというように、上下のピークが時間的にほぼ同時に増減方向が同じ増減変化をするので、図４（Ｃ）に示されるようにモニタＰＤ８の受光電力の波形は周波数ｆの変化をする。ただし、図３（Ｃ）の場合とは逆相となる。図４（Ｄ）の波形は０電位直流となるが、図４（Ｅ）波形は０電位より小さい直流となる。
【００２８】
図５は、ドライバ３の出力振幅が最適振幅Ｖπで、バイアス点が最適点より低い場合である。ここでは、図５（Ｂ）に示されるように光変調信号には、周波数ｆ，２ｆの信号が乗った状態となる。周波数ｆについては、上のピークを包絡した波形と下のピークを包絡した波形とがほぼ逆位相となるので、光変調信号を平均すると周波数ｆの信号は消える。即ち、図５（Ｃ）に示されるようにモニタＰＤ８の受光電力の波形は周波数２ｆとなる。よって、図５（Ｄ）の波形は０電位より大きい直流となり、図５（Ｅ）波形は０電位直流となる。
【００２９】
ここで、図５（Ｃ）の波形に周波数２ｆの成分が現れるのは、光変調器２の入出力特性波形の非線形部分、即ち、山と谷の部分によって変調が行われるために高次の周波数成分が重畳されてしまうからである。
【００３０】
図６は、ドライバ３の出力振幅が最適振幅Ｖπで、バイアス点が最適点より高い場合である。ここでは、図６（Ｂ）に示されるように光変調信号には、周波数ｆ，２ｆの信号が乗った状態となる。周波数ｆについては、上のピークを包絡した波形と下のピークを包絡した波形とがほぼ逆位相となるので、光変調信号を平均すると周波数ｆの信号は消える。即ち、図６（Ｃ）に示されるようにモニタＰＤ８の受光電力の波形は周波数２ｆとなる。ただし、図５（Ｃ）の場合とは逆相となる。よって、図６（Ｄ）の波形は０電位より小さい直流となり、図６（Ｅ）波形は０電位直流となる。
【００３１】
図３から図６のいずれの場合においても、（Ｄ）及び（Ｅ）の波形はフィードバックにより限り無く０電位に近付けられるので、実際にこれらの波形を観測することは難しいが、回路の動作原理の説明のために誇張して示した。このフィードバックの結果、ドライバ３の出力振幅が最適振幅Ｖπからずれている場合も、バイアス点が最適点からずれている場合も、これらのずれが自動調整されて図２のように、ドライバ３の出力振幅が最適振幅Ｖπとなり、バイアス点が最適点となる。
【００３２】
次に、本発明の他の実施形態を説明する。
【００３３】
図８に示した信号変換器は、図１の信号変換器に対して点線枠２８で囲んだ部分を変形したものである。点線枠２８内だけを説明すると、主として周波数ｆの信号を発生する発振器４と、この発振器４の出力から周波数ｆの信号を取り出すためのローパスフィルタ２９と、発振器４の出力から２次の高調波２ｆの信号を取り出すためのバンドパスフィルタ３０とを有する。発振器４の出力には、周波数ｆの信号のほかに高調波も多少含まれている。そこで、ローパスフィルタ２９では周波数ｆ成分の信号のみを取り出し、パイロット信号として加算器２４に与えると共にモニタ信号の周波数ｆ成分をＤＣ電圧に変換する基準信号としてミキサ１７に与える。一方、バンドパスフィルタ３０では２倍周波数２ｆの内部参照用信号を取り出し、モニタ信号の周波数２ｆ成分をＤＣ電圧に変換する基準信号としてミキサ２１に与える。
【００３４】
図９に示した信号変換器は、図１の信号変換器に対して点線枠３１で囲んだ部分を変形したものである。発振器４の出力が４つに分岐されており、一つはパイロット信号として加算器２４に与えられ、一つはモニタ信号の周波数ｆ成分をＤＣ電圧に変換する基準信号としてミキサ１７に与えられる。残りの２つは、モニタ信号の周波数２ｆ成分をＤＣ電圧に変換するための２つの基準信号として点線枠３１内のミキサ３２及びミキサ３３に与えられる。ミキサ３２にはモニタ信号が入力されており、ミキサ３２によりモニタ信号の周波数２ｆ成分が周波数ｆの信号に変換され、周波数ｆのバンドパスフィルタ３４で抽出され、アンプ３５で増幅される。その増幅された信号がミキサ３３によりＤＣ電圧に変換され、ローパスフィルタ３６で抽出される。
【００３５】
図１０に示した信号変換器は、図１の信号変換器に対して点線枠３７で囲んだ部分を変形したものである。発振器４の出力が３つに分岐されており、一つはパイロット信号として加算器２４に与えられ、一つはモニタ信号の周波数ｆ成分をＤＣ電圧に変換する基準信号兼モニタ信号の周波数２ｆ成分を周波数ｆの信号に変換する基準信号としてミキサ３８に与えられる。ミキサ３８の出力が２つに分岐されており、ミキサ３８の出力の一方は、ＤＣ電圧を取り出すためにローパスフィルタ３９に入力され、他方は周波数ｆ成分を取り出すためにバンドパスフィルタ４０に入力される。ローパスフィルタ３９で取り出されたＤＣ電圧は図１と同様に差動アンプ１９に入力される。バンドパスフィルタ４０で取り出された周波数ｆ成分は、アンプ４１で増幅された後、前記３つに分岐した発振器４の出力の残りの一つと共にミキサ４２に与えられる。ローパスフィルタ２２以降は図１と同様である。
【００３６】
【発明の効果】
本発明は次の如き優れた効果を発揮する。
【００３７】
（１）振幅制御及びバイアス制御が簡素化される。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態を示す信号変換器の回路図である。
【図２】図１の信号変換器の各部（Ａ）〜（Ｅ）における信号波形を示す図である。
【図３】図１の信号変換器の各部（Ａ）〜（Ｅ）における信号波形を示す図である。
【図４】図１の信号変換器の各部（Ａ）〜（Ｅ）における信号波形を示す図である。
【図５】図１の信号変換器の各部（Ａ）〜（Ｅ）における信号波形を示す図である。
【図６】図１の信号変換器の各部（Ａ）〜（Ｅ）における信号波形を示す図である。
【図７】従来の信号変換器の回路図である。
【図８】本発明の他の実施形態を示す信号変換器の回路図である。
【図９】本発明の他の実施形態を示す信号変換器の回路図である。
【図１０】本発明の他の実施形態を示す信号変換器の回路図である。
【符号の説明】
１光源
２光変調器
３ドライバ
４発振器
７スプリッタ
８モニタフォトダイオード（モニタＰＤ）
９モニタアンプ
１３変調電力印加器（バイアスＴ）
１５モニタ部
１７ミキサ
１８ローパスフィルタ
１９差動アンプ
２０発振器
２１ミキサ
２２ローパスフィルタ
２３差動アンプ
２４加算器
２５パイロット信号重畳部
２６第１の帰還系
２７第２の帰還系

Claims

デジタル入力信号を光変調信号に変換して出力するために、光変調器に前記デジタル入力信号の振幅を制御した信号電力とマッハツェンダ型光変調器のバイアス電圧とを供給する信号変換器において、周波数ｆのパイロット信号を前記バイアス電圧に重畳するパイロット信号重畳部と、出力された光変調信号の一部を受光してモニタ信号として取り出すモニタ部と、このモニタ信号から周波数ｆに関するズレ信号を取り出して前記デジタル入力信号の振幅制御に帰還する第１の帰還系と、モニタ信号から２倍周波数２ｆに関するズレ信号を取り出して前記バイアス電力に帰還する第２の帰還系とを備えたことを特徴とする信号変換器。
前記第１の帰還系は、前記パイロット信号と前記モニタ信号とを掛け合わせるミキサと、そのミキサの出力から低周波成分を前記ズレ信号として取り出すローパスフィルタと、そのローパスフィルタの出力と基準値との差を前記振幅制御に帰還する差動アンプとからなることを特徴とする請求項１記載の信号変換器。
前記第２の帰還系は、前記パイロット信号の定倍周波数を発生する発振器と、この発振器の出力と前記モニタ信号とを掛け合わせるミキサと、そのミキサの出力から低周波成分を定倍周波数に関するズレ信号として取り出すローパスフィルタと、そのローパスフィルタの出力と基準値との差を前記バイアス電力に帰還する差動アンプとからなることを特徴とする請求項１又は２記載の信号変換器。
前記第２の帰還系は、前記パイロット信号の周波数を発生する発振器と、この発振器の出力に含まれる高調波を抽出するバンドパスフィルタと、この高調波と前記モニタ信号とを掛け合わせるミキサと、そのミキサの出力から低周波成分を定倍周波数に関するズレ信号として取り出すローパスフィルタと、そのローパスフィルタの出力と基準値との差を前記バイアス電力に帰還する差動アンプとからなることを特徴とする請求項１又は２記載の信号変換器。
前記第２の帰還系は、前記パイロット信号と前記モニタ信号とを掛け合わせるミキサと、そのミキサの出力に含まれる高調波を抽出するバンドパスフィルタと、その高調波と前記パイロット信号とを掛け合わせるミキサと、そのミキサの出力から低周波成分を定倍周波数に関するズレ信号として取り出すローパスフィルタと、そのローパスフィルタの出力と基準値との差を前記バイアス電力に帰還する差動アンプとからなることを特徴とする請求項１又は２記載の信号変換器。
前記第２の帰還系は、前記パイロット信号と前記モニタ信号とを掛け合わせるミキサと、そのミキサの出力から周波数ｆ成分を抽出するバンドパスフィルタと、その高調波と前記パイロット信号とを掛け合わせるミキサと、そのミキサの出力から低周波成分を定倍周波数に関するズレ信号として取り出すローパスフィルタと、そのローパスフィルタの出力と基準値との差を前記バイアス電力に帰還する差動アンプとからなることを特徴とする請求項１又は２記載の信号変換器。