JP2005005767A - 信号変換器 - Google Patents
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Abstract
【課題】振幅制御及びバイアス制御を簡素化する信号変換器を提供する。
【解決手段】デジタル入力信号を光変調信号に変換して出力するために、光変調器2に前記デジタル入力信号の振幅を制御した信号電力と前記デジタル入力信号のバイアスを制御したバイアス電力とを供給する信号変換器において、周波数fのパイロット信号を前記バイアス電力に重畳するパイロット信号重畳部25と、出力された光変調信号の一部を受光してモニタ信号として取り出すモニタ部15と、このモニタ信号から周波数fに関するズレ信号を取り出して前記デジタル入力信号の振幅制御に帰還する第1の帰還系26と、モニタ信号から2倍周波数2fに関するズレ信号を取り出して前記バイアス電力に帰還する第2の帰還系27とを備えた。
【選択図】 図1
【解決手段】デジタル入力信号を光変調信号に変換して出力するために、光変調器2に前記デジタル入力信号の振幅を制御した信号電力と前記デジタル入力信号のバイアスを制御したバイアス電力とを供給する信号変換器において、周波数fのパイロット信号を前記バイアス電力に重畳するパイロット信号重畳部25と、出力された光変調信号の一部を受光してモニタ信号として取り出すモニタ部15と、このモニタ信号から周波数fに関するズレ信号を取り出して前記デジタル入力信号の振幅制御に帰還する第1の帰還系26と、モニタ信号から2倍周波数2fに関するズレ信号を取り出して前記バイアス電力に帰還する第2の帰還系27とを備えた。
【選択図】 図1
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、デジタル入力信号を光変調信号に変換して出力する信号変換器に係り、特に、振幅制御及びバイアス制御を簡素化する信号変換器に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
電気的なデジタル信号を光変調信号に変換する信号変換器の光変調手段として、公知の光変調器(例えば、LN変調器)が用いられる。この種の光変調器は、強度が一定な連続光に対して強度変調をかける。この強度変調を与える電力として、入力されたデジタル信号(デジタル入力信号)に比例した信号電力と、直流からなるバイアス電力とがある。これら信号電力及びバイアス電力には、出力された光変調信号がデジタル入力信号に対してリニアであって歪みのない光変調信号となるための適正な値がある。
【0003】
従来技術では、信号電力及びバイアス電力を適正な値にするための構成として図7に示す回路を備えている。即ち、図7の信号変換器は、強度が一定な連続光を発生する光源1と、光変調器2と、デジタル入力信号を増幅して信号電力を供給するドライバ3と、周波数fのパイロット信号を発生する発振器4と、ドライバ3の出力(又は振幅モニタ端子)からの振幅モニタ信号のフィードバックに応じた直流電圧を発生するDC電圧源5と、その直流電圧とパイロット信号とを重畳してドライバ3の振幅コントロール端子に供給する加算器6と、光変調器2から出力された光変調信号の一部を分岐するスプリッタ7と、分岐された光変調信号の一部を受光するモニタフォトダイオード(モニタPD)8と、モニタPD8の受光電力を増幅してモニタ信号を得るモニタアンプ9と、モニタ信号にパイロット信号を掛け合わせるミキサ10と、その掛け合わせ信号から高周波成分(交流成分)を除去して低周波成分(直流成分)をモニタ位相信号として取り出すローパスフィルタ11と、そのモニタ位相信号を一方の入力とし他方の入力をGNDに接続しモニタ位相信号がGNDレベルになるようバイアス電力を制御する差動アンプ12と、この差動アンプ12から出力されたバイアス電力とドライバ3から出力された信号電力の交流成分とを重畳して光変調器2に印加する変調電力印加器(バイアスT)13とからなる。
【0004】
図示のように、ドライバ3、DC電圧源5、加算器6のループにより、振幅コントロールのための帰還系14が構成されている。また、スプリッタ7、モニタPD8、モニタアンプ9により、出力された光変調信号の一部を受光してモニタ信号として取り出すモニタ部15が構成されている。そして、差動アンプ12、バイアスT13、光変調器2、モニタ部15、ミキサ10、ローパスフィルタ11のループにより、バイアスコントロールのための帰還系16が構成されている。
【0005】
図7の信号変換器では、デジタル入力信号を増幅するドライバ3の振幅コントロール端子に周波数fのパイロット信号を入力し、光変調器2へ供給する信号電力の振幅を制御する。帰還系14においてドライバ3の振幅モニタ信号が一定になるようにDC電圧源5の直流電圧を制御することで信号電力が制御される。ただし、光変調器2において最適振幅を得るためには、帰還系14の諸元を初期調整することが必要になる。
【0006】
バイアス電力を自動的に最適点に制御するために、光変調器2から出力された光変調信号の一部をスプリッタ7で分岐してモニタPD8で受光する。受光電力をモニタアンプ9で増幅したモニタ信号とパイロット信号とをミキサ10で掛け合わせ、ローパスフィルタ11で直流成分であるモニタ位相信号を取り出す。このモニタ位相信号を他方の入力がGNDに接続された差動アンプ12に入力することで、モニタ位相信号がGNDレベルになるよう自動的にバイアス電力が制御される。
【0007】
【特許文献1】
特許第2642499号公報
【0008】
【発明が解決しようとする課題】
従来の信号変換器では、光変調器2において最適振幅を得るためには、帰還系14の諸元を初期調整することが必要になる。この初期調整は信号変換器の光出力を外部測定装置で測定しながら、帰還系14の部品交換或いはツマミ調整などを繰り返し行うものである。こうした、初期調整が信号変換器の量産性を低下させると共にコスト削減の障害となっていた。
【0009】
そこで、本発明の目的は、上記課題を解決し、振幅制御及びバイアス制御を簡素化する信号変換器を提供することにある。
【0010】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために本発明は、デジタル入力信号を光変調信号に変換して出力するために、光変調器に前記デジタル入力信号の振幅を制御した信号電力と前記マッハツェンダ型光変調器のバイアス電圧とを供給する信号変換器において、周波数fのパイロット信号を前記バイアス電圧に重畳するパイロット信号重畳部と、出力された光変調信号の一部を受光してモニタ信号として取り出すモニタ部と、このモニタ信号から周波数fに関するズレ信号を取り出して前記デジタル入力信号の振幅制御に帰還する第1の帰還系と、モニタ信号から2倍周波数2fに関するズレ信号を取り出して前記バイアス電力に帰還する第2の帰還系とを備えたものである。
【0011】
前記第1の帰還系は、前記パイロット信号と前記モニタ信号とを掛け合わせるミキサと、そのミキサの出力から低周波成分を前記ズレ信号として取り出すローパスフィルタと、そのローパスフィルタの出力と基準値との差を前記振幅制御に帰還する差動アンプとからなってもよい。
【0012】
前記第2の帰還系は、前記パイロット信号の定倍周波数を発生する発振器と、この発振器の出力と前記モニタ信号とを掛け合わせるミキサと、そのミキサの出力から低周波成分を定倍周波数に関するズレ信号として取り出すローパスフィルタと、そのローパスフィルタの出力と基準値との差を前記バイアス電力に帰還する差動アンプとからなってもよい。
【0013】
前記第2の帰還系は、前記パイロット信号の周波数を発生する発振器と、この発振器の出力に含まれる高調波を抽出するバンドパスフィルタと、この高調波と前記モニタ信号とを掛け合わせるミキサと、そのミキサの出力から低周波成分を定倍周波数に関するズレ信号として取り出すローパスフィルタと、そのローパスフィルタの出力と基準値との差を前記バイアス電力に帰還する差動アンプとからなってもよい。
【0014】
前記第2の帰還系は、前記パイロット信号と前記モニタ信号とを掛け合わせるミキサと、そのミキサの出力に含まれる高調波を抽出するバンドパスフィルタと、その高調波と前記パイロット信号とを掛け合わせるミキサと、そのミキサの出力から低周波成分を定倍周波数に関するズレ信号として取り出すローパスフィルタと、そのローパスフィルタの出力と基準値との差を前記バイアス電力に帰還する差動アンプとからなってもよい。
【0015】
前記第2の帰還系は、前記パイロット信号と前記モニタ信号とを掛け合わせるミキサと、そのミキサの出力から周波数f成分を抽出するバンドパスフィルタと、その高調波と前記パイロット信号とを掛け合わせるミキサと、そのミキサの出力から低周波成分を定倍周波数に関するズレ信号として取り出すローパスフィルタと、そのローパスフィルタの出力と基準値との差を前記バイアス電力に帰還する差動アンプとからなってもよい。
【0016】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の一実施形態を添付図面に基づいて詳述する。
【0017】
図1に示されるように、本発明に係る信号変換器は、強度が一定な連続光を発生する光源1と、マッハツェンダ型光変調器2と、デジタル入力信号を増幅して信号電力を供給するドライバ3と、周波数fのパイロット信号を発生する発振器4と、マッハツェンダ型光変調器2から出力された光変調信号の一部を分岐するスプリッタ7と、分岐された光変調信号の一部を受光するモニタフォトダイオード(モニタPD)8と、モニタPD8の受光電力を増幅してモニタ信号を得るモニタアンプ9と、モニタ信号にパイロット信号を掛け合わせるミキサ17と、その掛け合わせ信号から高周波成分(交流成分)を除去して低周波成分(直流成分)を周波数fに関するズレ信号(以下、fズレ信号という)として取り出すローパスフィルタ18と、そのfズレ信号を一方の入力とし他方の入力をGNDに接続しfズレ信号がGNDレベルになるようドライバ3の振幅コントロール端子への出力を制御する差動アンプ19と、2倍周波数2fの内部参照用信号を発生する発振器20と、この内部参照用信号をモニタ信号に掛け合わせるミキサ21と、その掛け合わせ信号から高周波成分(交流成分)を除去して低周波成分(直流成分)を第2次モニタ位相信号として取り出すローパスフィルタ22と、その2倍周波数2fに関するズレ信号(以下、2fズレ信号という)を一方の入力とし他方の入力をGNDに接続し2fズレ信号がGNDレベルになるようバイアス電力を制御する差動アンプ23と、この差動アンプ23の出力に発振器4からの周波数fのパイロット信号を加算する加算器24と、このパイロット信号が含まれたバイアス電力とドライバ3から出力された信号電力の交流成分とを重畳して光変調器2に印加する変調電力印加器(バイアスT)13とからなる。
【0018】
図示のように、本発明では、周波数fのパイロット信号をバイアス電力に重畳するパイロット信号重畳部25が設けられている。また、スプリッタ7、モニタPD8、モニタアンプ9により、出力された光変調信号の一部を受光してモニタ信号として取り出すモニタ部15が構成されている。さらに、差動アンプ23、ドライバ3、バイアスT13、光変調器2、モニタ部15、ミキサ17、ローパスフィルタ18のループにより、モニタ信号から周波数f成分を取り出してデジタル入力信号の振幅制御に帰還する第1の帰還系26が構成されている。また、差動アンプ23、パイロット信号重畳部25、バイアスT13、マッハツェンダ型光変調器2、モニタ部15、ミキサ21、ローパスフィルタ22のループにより、モニタ信号から2倍周波数2f成分を取り出してバイアス電力に帰還する第2の帰還系27が構成されている。
【0019】
図1に示した本発明の信号変換器では、周波数fのパイロット信号をバイアス電力に含めて光変調器2に供給することで、マッハツェンダ型光変調器2から出力される光変調信号のバイアス点(デジタル信号による上下のピークの中間点)を変動させる。この光変調信号の一部をスプリッタ7で分岐してモニタPD8で受光する。受光電力をモニタアンプ9で増幅したモニタ信号と周波数fのパイロット信号とをミキサ17で掛け合わせ、ローパスフィルタ18で直流成分であるfズレ信号を取り出す。このfズレ信号を他方の入力がGNDに接続された差動アンプ19に入力することで、fズレ信号がGNDレベルになるよう自動的にドライバ3の出力振幅、即ち、信号電力が制御される。
【0020】
一方、ミキサ21ではモニタ信号と2倍周波数2fの内部参照用信号とを掛け合わせ、ローパスフィルタ22で直流成分である2fズレ信号を取り出す。この2fズレ信号を他方の入力がGNDに接続された差動アンプ23に入力することで、2fズレ信号がGNDレベルになるよう自動的にバイアス電力(パイロット信号は含まない)が制御される。これにより、バイアス点が最適点となる。
【0021】
図2から図6に、LN変調器(MZ変調器)である光変調器2における入力電圧と出力パワーとの関係を示す入出力特性波形と共に、図1に示した信号変換器の各部(A)〜(E)の信号波形を示す。即ち、(A)は光変調器2の変調電力入力端の波形、(B)光変調信号の一部を分岐した光波形、(C)はモニタPD8の受光電力の波形、(D)は差動アンプ23に入力される2fズレ信号の波形、(E)は差動アンプ19に入力されるfズレ信号の波形である。各波形の横軸は時間、縦軸は電圧又は光強度である。
【0022】
図2は、ドライバ3の出力振幅が最適振幅Vπで、バイアス点が最適点にある場合である。図2(A)に示されるように変調電力はデジタル信号による上のピークを包絡した波形とデジタル信号による下のピークを包絡した波形とが同じ位相で現れている。これはパイロット信号が含まれたバイアス電力とドライバ3からの信号電力の交流成分とを重畳したからである。図2(B)に示されるように光変調信号はデジタル信号による上のピークを包絡した波形(周期1/2f)とデジタル信号による下のピークを包絡した波形(周期1/2f)とがほぼ逆位相で現れている。モニタPD8は応答が遅いために高周波であるデジタル信号成分を実質的にカットするので、図2(B)の平均波形となる信号を出力する。ここでは、図2(B)で上のピークが高いときには下のピークが低いというように、上下のピークが時間的にほぼ同時に増減逆の変化をするので、図2(C)に示されるようにモニタPD8の受光電力の波形はほぼ直流である。これにより、図2(D)に示されるようにミキサ21で2倍周波数2fの内部参照用信号を掛け合わせた後、ローパスフィルタ22で高周波をカットした2fズレ信号は0電位直流となる。また、図2(E)に示されるようにミキサ17で周波数fのパイロット信号を掛け合わせた後、ローパスフィルタ18で高周波をカットしたfズレ信号は0電位直流となる。
【0023】
ここで、図2(B)の波形が周期1/2fで変化するのは、ドライバ3の出力振幅が最適振幅Vπで、バイアス点が最適点にあるからである。具体的には、光変調器2の入出力特性波形の変曲点において、図2(A)に示した変調電力印加器13からのデジタル入力信号の電圧変化が入力電圧軸上で左右の変化となるため、光変調器2の出力変化はパイロット信号の2倍の変化となる。
【0024】
図3は、ドライバ3の出力振幅が最適振幅Vπ未満で、バイアス点が最適点にある場合である。ここでは、図3(B)に示されるように光変調信号はデジタル信号による上のピークを包絡した波形(周期1/f)とデジタル信号による下のピークを包絡した波形(周期1/f)とがほぼ同位相で現れている。つまり上のピークが高いときには下のピークも高いというように、上下のピークが時間的にほぼ同時に増減方向が同じ増減変化をするので、図3(C)に示されるようにモニタPD8の受光電力の波形は周波数fの変化をする。図3(D)の波形は0電位直流となるが、図3(E)波形は0電位より大きい直流となる。
【0025】
図3(D)の波形が0電位直流となるのは、次のメカニズムに拠る。図3(C)の出力と2倍周波数2fの内部参照用信号とをミキサ21により積算するので、ミキサ21の出力は、
で表される。この出力は、高周波なのでローパスフィルタ22でカットされて0電位直流となる。
【0026】
図3(E)波形が0電位より大きい直流となるのは、次のメカニズムに拠る。図3(C)の出力と周波数fのパイロット信号とをミキサ17により積算するので、ミキサ17の出力は、
で表される。この出力がローパスフィルタ18で高周波カットされると右辺のcos(0)/2成分のみとなる。
【0027】
図4は、ドライバ3の出力振幅が最適振幅Vπより大で、バイアス点が最適点にある場合である。ここでは、図4(B)に示されるように光変調信号はデジタル信号による上のピークを包絡した波形(周期1/f)とデジタル信号による下のピークを包絡した波形(周期1/f)とがほぼ同位相で現れている。つまり上のピークが高いときには下のピークも高いというように、上下のピークが時間的にほぼ同時に増減方向が同じ増減変化をするので、図4(C)に示されるようにモニタPD8の受光電力の波形は周波数fの変化をする。ただし、図3(C)の場合とは逆相となる。図4(D)の波形は0電位直流となるが、図4(E)波形は0電位より小さい直流となる。
【0028】
図5は、ドライバ3の出力振幅が最適振幅Vπで、バイアス点が最適点より低い場合である。ここでは、図5(B)に示されるように光変調信号には、周波数f,2fの信号が乗った状態となる。周波数fについては、上のピークを包絡した波形と下のピークを包絡した波形とがほぼ逆位相となるので、光変調信号を平均すると周波数fの信号は消える。即ち、図5(C)に示されるようにモニタPD8の受光電力の波形は周波数2fとなる。よって、図5(D)の波形は0電位より大きい直流となり、図5(E)波形は0電位直流となる。
【0029】
ここで、図5(C)の波形に周波数2fの成分が現れるのは、光変調器2の入出力特性波形の非線形部分、即ち、山と谷の部分によって変調が行われるために高次の周波数成分が重畳されてしまうからである。
【0030】
図6は、ドライバ3の出力振幅が最適振幅Vπで、バイアス点が最適点より高い場合である。ここでは、図6(B)に示されるように光変調信号には、周波数f,2fの信号が乗った状態となる。周波数fについては、上のピークを包絡した波形と下のピークを包絡した波形とがほぼ逆位相となるので、光変調信号を平均すると周波数fの信号は消える。即ち、図6(C)に示されるようにモニタPD8の受光電力の波形は周波数2fとなる。ただし、図5(C)の場合とは逆相となる。よって、図6(D)の波形は0電位より小さい直流となり、図6(E)波形は0電位直流となる。
【0031】
図3から図6のいずれの場合においても、(D)及び(E)の波形はフィードバックにより限り無く0電位に近付けられるので、実際にこれらの波形を観測することは難しいが、回路の動作原理の説明のために誇張して示した。このフィードバックの結果、ドライバ3の出力振幅が最適振幅Vπからずれている場合も、バイアス点が最適点からずれている場合も、これらのずれが自動調整されて図2のように、ドライバ3の出力振幅が最適振幅Vπとなり、バイアス点が最適点となる。
【0032】
次に、本発明の他の実施形態を説明する。
【0033】
図8に示した信号変換器は、図1の信号変換器に対して点線枠28で囲んだ部分を変形したものである。点線枠28内だけを説明すると、主として周波数fの信号を発生する発振器4と、この発振器4の出力から周波数fの信号を取り出すためのローパスフィルタ29と、発振器4の出力から2次の高調波2fの信号を取り出すためのバンドパスフィルタ30とを有する。発振器4の出力には、周波数fの信号のほかに高調波も多少含まれている。そこで、ローパスフィルタ29では周波数f成分の信号のみを取り出し、パイロット信号として加算器24に与えると共にモニタ信号の周波数f成分をDC電圧に変換する基準信号としてミキサ17に与える。一方、バンドパスフィルタ30では2倍周波数2fの内部参照用信号を取り出し、モニタ信号の周波数2f成分をDC電圧に変換する基準信号としてミキサ21に与える。
【0034】
図9に示した信号変換器は、図1の信号変換器に対して点線枠31で囲んだ部分を変形したものである。発振器4の出力が4つに分岐されており、一つはパイロット信号として加算器24に与えられ、一つはモニタ信号の周波数f成分をDC電圧に変換する基準信号としてミキサ17に与えられる。残りの2つは、モニタ信号の周波数2f成分をDC電圧に変換するための2つの基準信号として点線枠31内のミキサ32及びミキサ33に与えられる。ミキサ32にはモニタ信号が入力されており、ミキサ32によりモニタ信号の周波数2f成分が周波数fの信号に変換され、周波数fのバンドパスフィルタ34で抽出され、アンプ35で増幅される。その増幅された信号がミキサ33によりDC電圧に変換され、ローパスフィルタ36で抽出される。
【0035】
図10に示した信号変換器は、図1の信号変換器に対して点線枠37で囲んだ部分を変形したものである。発振器4の出力が3つに分岐されており、一つはパイロット信号として加算器24に与えられ、一つはモニタ信号の周波数f成分をDC電圧に変換する基準信号兼モニタ信号の周波数2f成分を周波数fの信号に変換する基準信号としてミキサ38に与えられる。ミキサ38の出力が2つに分岐されており、ミキサ38の出力の一方は、DC電圧を取り出すためにローパスフィルタ39に入力され、他方は周波数f成分を取り出すためにバンドパスフィルタ40に入力される。ローパスフィルタ39で取り出されたDC電圧は図1と同様に差動アンプ19に入力される。バンドパスフィルタ40で取り出された周波数f成分は、アンプ41で増幅された後、前記3つに分岐した発振器4の出力の残りの一つと共にミキサ42に与えられる。ローパスフィルタ22以降は図1と同様である。
【0036】
【発明の効果】
本発明は次の如き優れた効果を発揮する。
【0037】
(1)振幅制御及びバイアス制御が簡素化される。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の一実施形態を示す信号変換器の回路図である。
【図2】図1の信号変換器の各部(A)〜(E)における信号波形を示す図である。
【図3】図1の信号変換器の各部(A)〜(E)における信号波形を示す図である。
【図4】図1の信号変換器の各部(A)〜(E)における信号波形を示す図である。
【図5】図1の信号変換器の各部(A)〜(E)における信号波形を示す図である。
【図6】図1の信号変換器の各部(A)〜(E)における信号波形を示す図である。
【図7】従来の信号変換器の回路図である。
【図8】本発明の他の実施形態を示す信号変換器の回路図である。
【図9】本発明の他の実施形態を示す信号変換器の回路図である。
【図10】本発明の他の実施形態を示す信号変換器の回路図である。
【符号の説明】
1 光源
2 光変調器
3 ドライバ
4 発振器
7 スプリッタ
8 モニタフォトダイオード(モニタPD)
9 モニタアンプ
13 変調電力印加器(バイアスT)
15 モニタ部
17 ミキサ
18 ローパスフィルタ
19 差動アンプ
20 発振器
21 ミキサ
22 ローパスフィルタ
23 差動アンプ
24 加算器
25 パイロット信号重畳部
26 第1の帰還系
27 第2の帰還系
【発明の属する技術分野】
本発明は、デジタル入力信号を光変調信号に変換して出力する信号変換器に係り、特に、振幅制御及びバイアス制御を簡素化する信号変換器に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
電気的なデジタル信号を光変調信号に変換する信号変換器の光変調手段として、公知の光変調器(例えば、LN変調器)が用いられる。この種の光変調器は、強度が一定な連続光に対して強度変調をかける。この強度変調を与える電力として、入力されたデジタル信号(デジタル入力信号)に比例した信号電力と、直流からなるバイアス電力とがある。これら信号電力及びバイアス電力には、出力された光変調信号がデジタル入力信号に対してリニアであって歪みのない光変調信号となるための適正な値がある。
【0003】
従来技術では、信号電力及びバイアス電力を適正な値にするための構成として図7に示す回路を備えている。即ち、図7の信号変換器は、強度が一定な連続光を発生する光源1と、光変調器2と、デジタル入力信号を増幅して信号電力を供給するドライバ3と、周波数fのパイロット信号を発生する発振器4と、ドライバ3の出力(又は振幅モニタ端子)からの振幅モニタ信号のフィードバックに応じた直流電圧を発生するDC電圧源5と、その直流電圧とパイロット信号とを重畳してドライバ3の振幅コントロール端子に供給する加算器6と、光変調器2から出力された光変調信号の一部を分岐するスプリッタ7と、分岐された光変調信号の一部を受光するモニタフォトダイオード(モニタPD)8と、モニタPD8の受光電力を増幅してモニタ信号を得るモニタアンプ9と、モニタ信号にパイロット信号を掛け合わせるミキサ10と、その掛け合わせ信号から高周波成分(交流成分)を除去して低周波成分(直流成分)をモニタ位相信号として取り出すローパスフィルタ11と、そのモニタ位相信号を一方の入力とし他方の入力をGNDに接続しモニタ位相信号がGNDレベルになるようバイアス電力を制御する差動アンプ12と、この差動アンプ12から出力されたバイアス電力とドライバ3から出力された信号電力の交流成分とを重畳して光変調器2に印加する変調電力印加器(バイアスT)13とからなる。
【0004】
図示のように、ドライバ3、DC電圧源5、加算器6のループにより、振幅コントロールのための帰還系14が構成されている。また、スプリッタ7、モニタPD8、モニタアンプ9により、出力された光変調信号の一部を受光してモニタ信号として取り出すモニタ部15が構成されている。そして、差動アンプ12、バイアスT13、光変調器2、モニタ部15、ミキサ10、ローパスフィルタ11のループにより、バイアスコントロールのための帰還系16が構成されている。
【0005】
図7の信号変換器では、デジタル入力信号を増幅するドライバ3の振幅コントロール端子に周波数fのパイロット信号を入力し、光変調器2へ供給する信号電力の振幅を制御する。帰還系14においてドライバ3の振幅モニタ信号が一定になるようにDC電圧源5の直流電圧を制御することで信号電力が制御される。ただし、光変調器2において最適振幅を得るためには、帰還系14の諸元を初期調整することが必要になる。
【0006】
バイアス電力を自動的に最適点に制御するために、光変調器2から出力された光変調信号の一部をスプリッタ7で分岐してモニタPD8で受光する。受光電力をモニタアンプ9で増幅したモニタ信号とパイロット信号とをミキサ10で掛け合わせ、ローパスフィルタ11で直流成分であるモニタ位相信号を取り出す。このモニタ位相信号を他方の入力がGNDに接続された差動アンプ12に入力することで、モニタ位相信号がGNDレベルになるよう自動的にバイアス電力が制御される。
【0007】
【特許文献1】
特許第2642499号公報
【0008】
【発明が解決しようとする課題】
従来の信号変換器では、光変調器2において最適振幅を得るためには、帰還系14の諸元を初期調整することが必要になる。この初期調整は信号変換器の光出力を外部測定装置で測定しながら、帰還系14の部品交換或いはツマミ調整などを繰り返し行うものである。こうした、初期調整が信号変換器の量産性を低下させると共にコスト削減の障害となっていた。
【0009】
そこで、本発明の目的は、上記課題を解決し、振幅制御及びバイアス制御を簡素化する信号変換器を提供することにある。
【0010】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために本発明は、デジタル入力信号を光変調信号に変換して出力するために、光変調器に前記デジタル入力信号の振幅を制御した信号電力と前記マッハツェンダ型光変調器のバイアス電圧とを供給する信号変換器において、周波数fのパイロット信号を前記バイアス電圧に重畳するパイロット信号重畳部と、出力された光変調信号の一部を受光してモニタ信号として取り出すモニタ部と、このモニタ信号から周波数fに関するズレ信号を取り出して前記デジタル入力信号の振幅制御に帰還する第1の帰還系と、モニタ信号から2倍周波数2fに関するズレ信号を取り出して前記バイアス電力に帰還する第2の帰還系とを備えたものである。
【0011】
前記第1の帰還系は、前記パイロット信号と前記モニタ信号とを掛け合わせるミキサと、そのミキサの出力から低周波成分を前記ズレ信号として取り出すローパスフィルタと、そのローパスフィルタの出力と基準値との差を前記振幅制御に帰還する差動アンプとからなってもよい。
【0012】
前記第2の帰還系は、前記パイロット信号の定倍周波数を発生する発振器と、この発振器の出力と前記モニタ信号とを掛け合わせるミキサと、そのミキサの出力から低周波成分を定倍周波数に関するズレ信号として取り出すローパスフィルタと、そのローパスフィルタの出力と基準値との差を前記バイアス電力に帰還する差動アンプとからなってもよい。
【0013】
前記第2の帰還系は、前記パイロット信号の周波数を発生する発振器と、この発振器の出力に含まれる高調波を抽出するバンドパスフィルタと、この高調波と前記モニタ信号とを掛け合わせるミキサと、そのミキサの出力から低周波成分を定倍周波数に関するズレ信号として取り出すローパスフィルタと、そのローパスフィルタの出力と基準値との差を前記バイアス電力に帰還する差動アンプとからなってもよい。
【0014】
前記第2の帰還系は、前記パイロット信号と前記モニタ信号とを掛け合わせるミキサと、そのミキサの出力に含まれる高調波を抽出するバンドパスフィルタと、その高調波と前記パイロット信号とを掛け合わせるミキサと、そのミキサの出力から低周波成分を定倍周波数に関するズレ信号として取り出すローパスフィルタと、そのローパスフィルタの出力と基準値との差を前記バイアス電力に帰還する差動アンプとからなってもよい。
【0015】
前記第2の帰還系は、前記パイロット信号と前記モニタ信号とを掛け合わせるミキサと、そのミキサの出力から周波数f成分を抽出するバンドパスフィルタと、その高調波と前記パイロット信号とを掛け合わせるミキサと、そのミキサの出力から低周波成分を定倍周波数に関するズレ信号として取り出すローパスフィルタと、そのローパスフィルタの出力と基準値との差を前記バイアス電力に帰還する差動アンプとからなってもよい。
【0016】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の一実施形態を添付図面に基づいて詳述する。
【0017】
図1に示されるように、本発明に係る信号変換器は、強度が一定な連続光を発生する光源1と、マッハツェンダ型光変調器2と、デジタル入力信号を増幅して信号電力を供給するドライバ3と、周波数fのパイロット信号を発生する発振器4と、マッハツェンダ型光変調器2から出力された光変調信号の一部を分岐するスプリッタ7と、分岐された光変調信号の一部を受光するモニタフォトダイオード(モニタPD)8と、モニタPD8の受光電力を増幅してモニタ信号を得るモニタアンプ9と、モニタ信号にパイロット信号を掛け合わせるミキサ17と、その掛け合わせ信号から高周波成分(交流成分)を除去して低周波成分(直流成分)を周波数fに関するズレ信号(以下、fズレ信号という)として取り出すローパスフィルタ18と、そのfズレ信号を一方の入力とし他方の入力をGNDに接続しfズレ信号がGNDレベルになるようドライバ3の振幅コントロール端子への出力を制御する差動アンプ19と、2倍周波数2fの内部参照用信号を発生する発振器20と、この内部参照用信号をモニタ信号に掛け合わせるミキサ21と、その掛け合わせ信号から高周波成分(交流成分)を除去して低周波成分(直流成分)を第2次モニタ位相信号として取り出すローパスフィルタ22と、その2倍周波数2fに関するズレ信号(以下、2fズレ信号という)を一方の入力とし他方の入力をGNDに接続し2fズレ信号がGNDレベルになるようバイアス電力を制御する差動アンプ23と、この差動アンプ23の出力に発振器4からの周波数fのパイロット信号を加算する加算器24と、このパイロット信号が含まれたバイアス電力とドライバ3から出力された信号電力の交流成分とを重畳して光変調器2に印加する変調電力印加器(バイアスT)13とからなる。
【0018】
図示のように、本発明では、周波数fのパイロット信号をバイアス電力に重畳するパイロット信号重畳部25が設けられている。また、スプリッタ7、モニタPD8、モニタアンプ9により、出力された光変調信号の一部を受光してモニタ信号として取り出すモニタ部15が構成されている。さらに、差動アンプ23、ドライバ3、バイアスT13、光変調器2、モニタ部15、ミキサ17、ローパスフィルタ18のループにより、モニタ信号から周波数f成分を取り出してデジタル入力信号の振幅制御に帰還する第1の帰還系26が構成されている。また、差動アンプ23、パイロット信号重畳部25、バイアスT13、マッハツェンダ型光変調器2、モニタ部15、ミキサ21、ローパスフィルタ22のループにより、モニタ信号から2倍周波数2f成分を取り出してバイアス電力に帰還する第2の帰還系27が構成されている。
【0019】
図1に示した本発明の信号変換器では、周波数fのパイロット信号をバイアス電力に含めて光変調器2に供給することで、マッハツェンダ型光変調器2から出力される光変調信号のバイアス点(デジタル信号による上下のピークの中間点)を変動させる。この光変調信号の一部をスプリッタ7で分岐してモニタPD8で受光する。受光電力をモニタアンプ9で増幅したモニタ信号と周波数fのパイロット信号とをミキサ17で掛け合わせ、ローパスフィルタ18で直流成分であるfズレ信号を取り出す。このfズレ信号を他方の入力がGNDに接続された差動アンプ19に入力することで、fズレ信号がGNDレベルになるよう自動的にドライバ3の出力振幅、即ち、信号電力が制御される。
【0020】
一方、ミキサ21ではモニタ信号と2倍周波数2fの内部参照用信号とを掛け合わせ、ローパスフィルタ22で直流成分である2fズレ信号を取り出す。この2fズレ信号を他方の入力がGNDに接続された差動アンプ23に入力することで、2fズレ信号がGNDレベルになるよう自動的にバイアス電力(パイロット信号は含まない)が制御される。これにより、バイアス点が最適点となる。
【0021】
図2から図6に、LN変調器(MZ変調器)である光変調器2における入力電圧と出力パワーとの関係を示す入出力特性波形と共に、図1に示した信号変換器の各部(A)〜(E)の信号波形を示す。即ち、(A)は光変調器2の変調電力入力端の波形、(B)光変調信号の一部を分岐した光波形、(C)はモニタPD8の受光電力の波形、(D)は差動アンプ23に入力される2fズレ信号の波形、(E)は差動アンプ19に入力されるfズレ信号の波形である。各波形の横軸は時間、縦軸は電圧又は光強度である。
【0022】
図2は、ドライバ3の出力振幅が最適振幅Vπで、バイアス点が最適点にある場合である。図2(A)に示されるように変調電力はデジタル信号による上のピークを包絡した波形とデジタル信号による下のピークを包絡した波形とが同じ位相で現れている。これはパイロット信号が含まれたバイアス電力とドライバ3からの信号電力の交流成分とを重畳したからである。図2(B)に示されるように光変調信号はデジタル信号による上のピークを包絡した波形(周期1/2f)とデジタル信号による下のピークを包絡した波形(周期1/2f)とがほぼ逆位相で現れている。モニタPD8は応答が遅いために高周波であるデジタル信号成分を実質的にカットするので、図2(B)の平均波形となる信号を出力する。ここでは、図2(B)で上のピークが高いときには下のピークが低いというように、上下のピークが時間的にほぼ同時に増減逆の変化をするので、図2(C)に示されるようにモニタPD8の受光電力の波形はほぼ直流である。これにより、図2(D)に示されるようにミキサ21で2倍周波数2fの内部参照用信号を掛け合わせた後、ローパスフィルタ22で高周波をカットした2fズレ信号は0電位直流となる。また、図2(E)に示されるようにミキサ17で周波数fのパイロット信号を掛け合わせた後、ローパスフィルタ18で高周波をカットしたfズレ信号は0電位直流となる。
【0023】
ここで、図2(B)の波形が周期1/2fで変化するのは、ドライバ3の出力振幅が最適振幅Vπで、バイアス点が最適点にあるからである。具体的には、光変調器2の入出力特性波形の変曲点において、図2(A)に示した変調電力印加器13からのデジタル入力信号の電圧変化が入力電圧軸上で左右の変化となるため、光変調器2の出力変化はパイロット信号の2倍の変化となる。
【0024】
図3は、ドライバ3の出力振幅が最適振幅Vπ未満で、バイアス点が最適点にある場合である。ここでは、図3(B)に示されるように光変調信号はデジタル信号による上のピークを包絡した波形(周期1/f)とデジタル信号による下のピークを包絡した波形(周期1/f)とがほぼ同位相で現れている。つまり上のピークが高いときには下のピークも高いというように、上下のピークが時間的にほぼ同時に増減方向が同じ増減変化をするので、図3(C)に示されるようにモニタPD8の受光電力の波形は周波数fの変化をする。図3(D)の波形は0電位直流となるが、図3(E)波形は0電位より大きい直流となる。
【0025】
図3(D)の波形が0電位直流となるのは、次のメカニズムに拠る。図3(C)の出力と2倍周波数2fの内部参照用信号とをミキサ21により積算するので、ミキサ21の出力は、
で表される。この出力は、高周波なのでローパスフィルタ22でカットされて0電位直流となる。
【0026】
図3(E)波形が0電位より大きい直流となるのは、次のメカニズムに拠る。図3(C)の出力と周波数fのパイロット信号とをミキサ17により積算するので、ミキサ17の出力は、
で表される。この出力がローパスフィルタ18で高周波カットされると右辺のcos(0)/2成分のみとなる。
【0027】
図4は、ドライバ3の出力振幅が最適振幅Vπより大で、バイアス点が最適点にある場合である。ここでは、図4(B)に示されるように光変調信号はデジタル信号による上のピークを包絡した波形(周期1/f)とデジタル信号による下のピークを包絡した波形(周期1/f)とがほぼ同位相で現れている。つまり上のピークが高いときには下のピークも高いというように、上下のピークが時間的にほぼ同時に増減方向が同じ増減変化をするので、図4(C)に示されるようにモニタPD8の受光電力の波形は周波数fの変化をする。ただし、図3(C)の場合とは逆相となる。図4(D)の波形は0電位直流となるが、図4(E)波形は0電位より小さい直流となる。
【0028】
図5は、ドライバ3の出力振幅が最適振幅Vπで、バイアス点が最適点より低い場合である。ここでは、図5(B)に示されるように光変調信号には、周波数f,2fの信号が乗った状態となる。周波数fについては、上のピークを包絡した波形と下のピークを包絡した波形とがほぼ逆位相となるので、光変調信号を平均すると周波数fの信号は消える。即ち、図5(C)に示されるようにモニタPD8の受光電力の波形は周波数2fとなる。よって、図5(D)の波形は0電位より大きい直流となり、図5(E)波形は0電位直流となる。
【0029】
ここで、図5(C)の波形に周波数2fの成分が現れるのは、光変調器2の入出力特性波形の非線形部分、即ち、山と谷の部分によって変調が行われるために高次の周波数成分が重畳されてしまうからである。
【0030】
図6は、ドライバ3の出力振幅が最適振幅Vπで、バイアス点が最適点より高い場合である。ここでは、図6(B)に示されるように光変調信号には、周波数f,2fの信号が乗った状態となる。周波数fについては、上のピークを包絡した波形と下のピークを包絡した波形とがほぼ逆位相となるので、光変調信号を平均すると周波数fの信号は消える。即ち、図6(C)に示されるようにモニタPD8の受光電力の波形は周波数2fとなる。ただし、図5(C)の場合とは逆相となる。よって、図6(D)の波形は0電位より小さい直流となり、図6(E)波形は0電位直流となる。
【0031】
図3から図6のいずれの場合においても、(D)及び(E)の波形はフィードバックにより限り無く0電位に近付けられるので、実際にこれらの波形を観測することは難しいが、回路の動作原理の説明のために誇張して示した。このフィードバックの結果、ドライバ3の出力振幅が最適振幅Vπからずれている場合も、バイアス点が最適点からずれている場合も、これらのずれが自動調整されて図2のように、ドライバ3の出力振幅が最適振幅Vπとなり、バイアス点が最適点となる。
【0032】
次に、本発明の他の実施形態を説明する。
【0033】
図8に示した信号変換器は、図1の信号変換器に対して点線枠28で囲んだ部分を変形したものである。点線枠28内だけを説明すると、主として周波数fの信号を発生する発振器4と、この発振器4の出力から周波数fの信号を取り出すためのローパスフィルタ29と、発振器4の出力から2次の高調波2fの信号を取り出すためのバンドパスフィルタ30とを有する。発振器4の出力には、周波数fの信号のほかに高調波も多少含まれている。そこで、ローパスフィルタ29では周波数f成分の信号のみを取り出し、パイロット信号として加算器24に与えると共にモニタ信号の周波数f成分をDC電圧に変換する基準信号としてミキサ17に与える。一方、バンドパスフィルタ30では2倍周波数2fの内部参照用信号を取り出し、モニタ信号の周波数2f成分をDC電圧に変換する基準信号としてミキサ21に与える。
【0034】
図9に示した信号変換器は、図1の信号変換器に対して点線枠31で囲んだ部分を変形したものである。発振器4の出力が4つに分岐されており、一つはパイロット信号として加算器24に与えられ、一つはモニタ信号の周波数f成分をDC電圧に変換する基準信号としてミキサ17に与えられる。残りの2つは、モニタ信号の周波数2f成分をDC電圧に変換するための2つの基準信号として点線枠31内のミキサ32及びミキサ33に与えられる。ミキサ32にはモニタ信号が入力されており、ミキサ32によりモニタ信号の周波数2f成分が周波数fの信号に変換され、周波数fのバンドパスフィルタ34で抽出され、アンプ35で増幅される。その増幅された信号がミキサ33によりDC電圧に変換され、ローパスフィルタ36で抽出される。
【0035】
図10に示した信号変換器は、図1の信号変換器に対して点線枠37で囲んだ部分を変形したものである。発振器4の出力が3つに分岐されており、一つはパイロット信号として加算器24に与えられ、一つはモニタ信号の周波数f成分をDC電圧に変換する基準信号兼モニタ信号の周波数2f成分を周波数fの信号に変換する基準信号としてミキサ38に与えられる。ミキサ38の出力が2つに分岐されており、ミキサ38の出力の一方は、DC電圧を取り出すためにローパスフィルタ39に入力され、他方は周波数f成分を取り出すためにバンドパスフィルタ40に入力される。ローパスフィルタ39で取り出されたDC電圧は図1と同様に差動アンプ19に入力される。バンドパスフィルタ40で取り出された周波数f成分は、アンプ41で増幅された後、前記3つに分岐した発振器4の出力の残りの一つと共にミキサ42に与えられる。ローパスフィルタ22以降は図1と同様である。
【0036】
【発明の効果】
本発明は次の如き優れた効果を発揮する。
【0037】
(1)振幅制御及びバイアス制御が簡素化される。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の一実施形態を示す信号変換器の回路図である。
【図2】図1の信号変換器の各部(A)〜(E)における信号波形を示す図である。
【図3】図1の信号変換器の各部(A)〜(E)における信号波形を示す図である。
【図4】図1の信号変換器の各部(A)〜(E)における信号波形を示す図である。
【図5】図1の信号変換器の各部(A)〜(E)における信号波形を示す図である。
【図6】図1の信号変換器の各部(A)〜(E)における信号波形を示す図である。
【図7】従来の信号変換器の回路図である。
【図8】本発明の他の実施形態を示す信号変換器の回路図である。
【図9】本発明の他の実施形態を示す信号変換器の回路図である。
【図10】本発明の他の実施形態を示す信号変換器の回路図である。
【符号の説明】
1 光源
2 光変調器
3 ドライバ
4 発振器
7 スプリッタ
8 モニタフォトダイオード(モニタPD)
9 モニタアンプ
13 変調電力印加器(バイアスT)
15 モニタ部
17 ミキサ
18 ローパスフィルタ
19 差動アンプ
20 発振器
21 ミキサ
22 ローパスフィルタ
23 差動アンプ
24 加算器
25 パイロット信号重畳部
26 第1の帰還系
27 第2の帰還系
Claims (6)
- デジタル入力信号を光変調信号に変換して出力するために、光変調器に前記デジタル入力信号の振幅を制御した信号電力とマッハツェンダ型光変調器のバイアス電圧とを供給する信号変換器において、周波数fのパイロット信号を前記バイアス電圧に重畳するパイロット信号重畳部と、出力された光変調信号の一部を受光してモニタ信号として取り出すモニタ部と、このモニタ信号から周波数fに関するズレ信号を取り出して前記デジタル入力信号の振幅制御に帰還する第1の帰還系と、モニタ信号から2倍周波数2fに関するズレ信号を取り出して前記バイアス電力に帰還する第2の帰還系とを備えたことを特徴とする信号変換器。
- 前記第1の帰還系は、前記パイロット信号と前記モニタ信号とを掛け合わせるミキサと、そのミキサの出力から低周波成分を前記ズレ信号として取り出すローパスフィルタと、そのローパスフィルタの出力と基準値との差を前記振幅制御に帰還する差動アンプとからなることを特徴とする請求項1記載の信号変換器。
- 前記第2の帰還系は、前記パイロット信号の定倍周波数を発生する発振器と、この発振器の出力と前記モニタ信号とを掛け合わせるミキサと、そのミキサの出力から低周波成分を定倍周波数に関するズレ信号として取り出すローパスフィルタと、そのローパスフィルタの出力と基準値との差を前記バイアス電力に帰還する差動アンプとからなることを特徴とする請求項1又は2記載の信号変換器。
- 前記第2の帰還系は、前記パイロット信号の周波数を発生する発振器と、この発振器の出力に含まれる高調波を抽出するバンドパスフィルタと、この高調波と前記モニタ信号とを掛け合わせるミキサと、そのミキサの出力から低周波成分を定倍周波数に関するズレ信号として取り出すローパスフィルタと、そのローパスフィルタの出力と基準値との差を前記バイアス電力に帰還する差動アンプとからなることを特徴とする請求項1又は2記載の信号変換器。
- 前記第2の帰還系は、前記パイロット信号と前記モニタ信号とを掛け合わせるミキサと、そのミキサの出力に含まれる高調波を抽出するバンドパスフィルタと、その高調波と前記パイロット信号とを掛け合わせるミキサと、そのミキサの出力から低周波成分を定倍周波数に関するズレ信号として取り出すローパスフィルタと、そのローパスフィルタの出力と基準値との差を前記バイアス電力に帰還する差動アンプとからなることを特徴とする請求項1又は2記載の信号変換器。
- 前記第2の帰還系は、前記パイロット信号と前記モニタ信号とを掛け合わせるミキサと、そのミキサの出力から周波数f成分を抽出するバンドパスフィルタと、その高調波と前記パイロット信号とを掛け合わせるミキサと、そのミキサの出力から低周波成分を定倍周波数に関するズレ信号として取り出すローパスフィルタと、そのローパスフィルタの出力と基準値との差を前記バイアス電力に帰還する差動アンプとからなることを特徴とする請求項1又は2記載の信号変換器。
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