JP3764686B2 - 光送信回路 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、光ファイバなどの伝送媒体が有する波長分散により生じる伝送品質の劣化に対して、その劣化の割合が小さい光信号を生成する光送信回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
光伝送システムは、波長多重技術（ＷＤＭ技術）により比較的容易に大容量化が可能となっているが、１波長あたりのビットレートの高速化も盛んに研究されている。その理由は、１波長あたりのビットレートを高速化することにより、装置コストを低減し、装置の小型化および低消費電力化によりシステムトータルのイニシャルコスト、ランニングコストが低減できるからである。すでに、40Ｇbit/s/CHを実現する電気回路は実用段階にある（参考文献１：M.Yoneyama et al.,"A 40-Gbit/s Optical Repeater Circuits using InAlAs/InGaAs HEMT Digital IC Chip Set", IEEE MTT-S Digest, WE1 D-2,1997)。
【０００３】
一方、１波長あたりのビットレートを高速化するには、波長分散による伝送可能距離制限、光ファイバの非線形性による光ファイバへの入力パワー制限などが問題になる。波長分散による伝送可能距離制限には分散補償技術の適用が有効である。入力パワー制限には、従来から光伝送システムで用いられてきたＮＲＺ符号と比較するとＲＺ符号が耐力を有しており、１波長あたり40Ｇbit/s の伝送実験の報告ではＲＺ系符号を用いたものが大半を占める状況にある。ＲＺ系符号の中でも、交番位相反転パルスを用いたＣＳ（Carrier Suppressed) −ＲＺ符号（参考文献２：Y.Miyamoto et al.,Dig.OFC'96, PD25）、ＤＣＳ（Duo-binary Carrier Suppressed)−ＲＺ符号（参考文献３：Y.Miyamoto et al.,Dig.OFC'01, TuU4）が光ファイバの非線形性による入力パワー制限、波長分散による伝送可能距離制限のいずれにも比較的緩やかであることから、有望視されている。
【０００４】
ＣＳ−ＲＺ符号、ＤＣＳ−ＲＺ符号の生成方法として、現在一般的に使用されている方法としては、比較的容易に実現できるマッハツェンダ型光変調器を用いる方法（参考文献２，３）がある。このマッハツェンダ型光変調器を用いる方法では、交番位相反転パルスの繰り返し周波数の１／２の周波数の正弦波により光変調器を駆動し、交番位相反転パルス光を生成する。このときに光変調器に印加する電圧は、光変調器のオンオフ比を最大とするのに必要十分な電圧である半波長電圧Ｖπの２倍である。この正弦波電圧と光変調器の透過損失が最大となる電圧値を直流バイアス電圧として印加する必要がある。
【０００５】
ところで、マッハツェンダ型光変調器は光の干渉を用いる方法であるので、出力光パワーの印加電圧特性（入出力特性）が変動することが知られている（参考文献４：十文字 他、電子情報通信学会論文誌Ｃ−Ｉ，J75-C-1, pp.17-26, 1992)。なかでも、電圧を印加すると入出力特性がシフトする現象はＤＣドリフトと呼ばれ、Ｚ-cutのニオブ酸リチウムを材料として作製されているマッハツェンダ型光変調器では、実用化する際の大きな課題であった。これに対して、入出力特性の変動を検出し、光変調器に印加する電圧をフィードバック制御する回路（データ信号は一般に直流成分をカットしてマッハツェンダ型光変調器に印加されることから、バイアス電圧制御回路と呼ばれる）が提案され、実用化されている（参考文献５：特許2642499 号公報、参考文献６：特許2866901 号公報，特許2869585 号公報、参考文献７：特開平10−246874号公報）。
【０００６】
参考文献５の「光送信器、光変調器の制御回路および光変調方法」は、データ信号に低周波信号を重畳し、光変調器の出力の一部を受光して得られる低周波信号のレベルから入出力特性のドリフトを検出し、低周波信号の位相からずれの方向を検出する方法である。参考文献７の「光変調器制御回路」は、データ信号ではなくバイアス電圧に低周波信号を重畳する点が参考文献５と異なるが、入出力特性のドリフトを検出する方法はほぼ同様である。参考文献６の「光変調装置」は、ドリフトの検出用に主信号光とは異なるプローブ光を進行波型電極を有する光変調器（高速のマッハツェンダ型光変調器はほとんどがこのタイプ）の逆方向から入力し、この逆方向から入力した光は変調されない特徴を利用してドリフトの検出に用いる方法である。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
参考文献５の構成は、光変調器をＶπで駆動することが前提であり、２Ｖπで変調すると、低周波信号成分が打ち消しあうように作用するので、誤差信号を検出できず、バイアス電圧を制御することができない。
【０００８】
また、参考文献７は、変調信号の包絡線検波を行う構成であるので、光電変換器や直流・低周波除去回路、包絡線検波回路に交番位相反転パルス光の繰り返し周波数と同等以上の帯域が必要になる。したがって、例えばＣＳ−ＲＺ符号やＤＣＳ−ＲＺ符号が有効である20Ｇbit/s 以上の高速の伝送システムへの適用を考えると、制御回路が非常に高価なものになる。
【０００９】
参考文献６の構成は、検出用の光源が必要になるために比較的高価になることや、交番位相反転パルス光生成ではバイアス電圧を光変調器の出力が最小となる値にするためプローブ光のレベルが低くなり、検出が困難になる問題があった。また、ＷＤＭ伝送システムでは、プローブ光が他チャネルへのノイズとなる可能性があり、プローブ光の波長選択にも十分な注意が必要であった。
【００１０】
本発明は、主信号光である交番位相反転パルス光にできるだけ劣化を与えない安価なバイアス制御回路を備えた光送信回路を提供することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明は、波長λ0 の連続光を繰り返し周波数f0 Hz の信号で変調して交番位相反転パルス光を出力する光変調器を備えた光送信回路において、光変調器にバイアス電圧を印加するバイアス電圧印加手段と、周波数分解能がf0 Hz 以下で、光変調器の出力光の光パワースペクトルを測定する光パワースペクトル測定手段と、光変調器の出力光の光パワースペクトルの測定により、波長λ0 のキャリアスペクトル成分のパワー密度が最小になるように、あるいは両側帯波スペクトル成分のパワー密度が最大になるように、バイアス電圧印加手段を介してバイアス電圧を制御する制御回路とを備える。
【００１２】
請求項２の発明は、波長λ0 の連続光を繰り返し周波数f0 Hz の信号で変調して交番位相反転パルス光を出力する光変調器を備えた光送信回路において、光変調器にバイアス電圧を印加するバイアス電圧印加手段と、光変調器の出力光を電気信号に変換し、その電気信号から周波数f0 Hz のＲＦスペクトルを抽出するＲＦスペクトル抽出手段と、ＲＦスペクトル成分が最小になるようにバイアス電圧印加手段を介してバイアス電圧を制御する制御回路とを備える。請求項３の発明は、光変調器の出力光を電気信号に変換し、その電気信号から周波数２f0 Hz のＲＦスペクトルを抽出するＲＦスペクトル抽出手段と、ＲＦスペクトル成分が最大になるようにバイアス電圧印加手段を介してバイアス電圧を制御する制御回路とを備える。
【００１３】
請求項４の発明は、波長λ0 の連続光を繰り返し周波数f0 Hz の信号で変調して交番位相反転パルス光を出力する光変調器を備えた光送信回路において、光変調器にバイアス電圧を印加するバイアス電圧印加手段と、光変調器の出力光から波長λ0 のキャリアスペクトル成分を抽出する光フィルタと、キャリアスペクトル成分の光を電気信号に変換する光電変換器と、電気信号のパワーが最小になるようにバイアス電圧印加手段を介してバイアス電圧を制御する制御回路とを備える。ここで、光フィルタは、波長λ0 のキャリアスペクトル成分を透過する透過型狭帯域光フィルタ、または波長λ0 のキャリアスペクトル成分を反射する反射型狭帯域光フィルタ、または透過（反射）帯域に周期性を有し、透過（反射）波長が波長λ0 と一致し、光変調器の出力光の両側帯波スペクトル成分を選択的に阻止しながらキャリアスペクトル成分を抽出する周期性狭帯域光フィルタである（請求項５）。
【００１４】
請求項６の発明は、波長λ0 の連続光を繰り返し周波数f0 Hz の信号で変調して交番位相反転パルス光を出力する光変調器を備えた光送信回路において、光変調器の出力光から、波長λ0 に対して周波数f0 Hz だけ長波長側または短波長側にずれたスペクトル成分を抽出する光フィルタと、スペクトル成分の光を電気信号に変換する光電変換器と、電気信号のパワーが最大になるようにバイアス電圧印加手段を介してバイアス電圧を制御する制御回路とを備える。ここで、光フィルタは、波長λ0 に対して周波数f0 Hz だけ長波長側または短波長側にずれたスペクトル成分を透過する透過型狭帯域光フィルタ、または波長λ0 に対して周波数f0 Hz だけ長波長側または短波長側にずれたスペクトル成分を反射する反射型狭帯域光フィルタ、または透過（反射）帯域に周期性を有し、透過（反射）波長が波長λ0 に対して周波数f0 Hz だけ長波長側または短波長側にずれており、光変調器の出力光のキャリアスペクトル成分を選択的に阻止しながら両側帯波スペクトル成分を抽出する周期性狭帯域光フィルタである（請求項７）。
【００１５】
また、請求項４または請求項６に記載の光送信回路において、光フィルタは、透過（反射）帯域を可変できる構成であり、制御回路は、光フィルタの透過（反射）帯域を可変させながら電気信号のパワーが最小または最大になるようにバイアス電圧印加手段を介してバイアス電圧を制御する構成としてよい（請求項８）。
【００１６】
また、請求項５または請求項７に記載の光送信回路において、反射型狭帯域光フィルタはファイバグレーティングフィルタであり、その透過光を光送信回路の出力光とする構成としてもよい（請求項９）。また、周期性狭帯域光フィルタは、透過波長と阻止波長を２つの出力ポートに分離する構成であり、透過波長を出力する出力ポートに光電変換器を接続し、阻止波長を出力する出力ポートを光送信回路の出力ポートとする構成としてもよい（請求項１０）。
【００１７】
また、請求項６に記載の光送信回路において、光フィルタは、波長λ0 に対して周波数f0 Hz だけ長波長側または短波長側にずれたスペクトル成分を透過する透過型狭帯域光フィルタまたは周期性狭帯域光フィルタであり、その透過光を光電変換器に接続するとともに光送信回路の出力光とする構成としてもよい（請求項１１）。
【００１８】
また、請求項９または請求項１１に記載の光送信回路において、光フィルタが分散媒質で構成され、光送信回路の出力光に対する分散補償を行う構成としてもよい（請求項１２）。
【００１９】
また、請求項５に記載の光送信回路において、波長λ0 のキャリアスペクトル成分を反射する反射型狭帯域光フィルタにレーザ光源の出力光の一部を分岐して入力し、反射したキャリアスペクトル成分のパワー密度が最大になるように光源の波長を制御する構成としてもよい（請求項１３）。
【００２０】
また、請求項１〜４，６のいずれかに記載の光送信回路において、波長λ0 の連続光を光変調器に入力する構成に代えて、波長λ0 の連続光をデータ信号により変調した信号光を光変調器に入力する構成としてもよい（請求項１４）。
【００２１】
【発明の実施の形態】
（第１の実施形態）
図１は、本発明の光送信回路の第１の実施形態を示す。
図において、レーザ光源１１から出力される波長λ0 の連続光は、マッハツェンダ型光変調器１２に入力される。マッハツェンダ型光変調器１２の電極に印加される入力信号１，２は、繰り返し周波数f0 Hz の正弦波であり、互いに位相が反転している。マッハツェンダ型光変調器１２の電極にはコンデンサ１３およびバイアスＴ１５が接続され、バイアス電圧印加手段１４からバイアスＴ１５を介してバイアス電圧が印加される。
【００２２】
ここで、プッシュプル型電極構成のマッハツェンダ型光変調器１２を用いて交番位相反転パルス光を生成する方法について説明する。なお、プッシュプル型電極構成のマッハツェンダ型光変調器１２で生成した光信号は、強度変化に対応する位相変化が生じない「チャープフリー」であることが知られている。交番位相反転パルス光には、チャープがないことが望ましいので、この光変調器が一般に使用される。ただし、ＬiＮbＯ3 Ｘcut 基板や、半導体、ポリマー上に作製されたマッハツェンダ型光変調器は、単一電極でチャープフリーの交番位相反転パルス光に適用できるので、この場合には入力信号は１つでよい。
【００２３】
マッハツェンダ型光変調器１２に入力された波長λ0 の連続光は、２つの電極に印加されるf0Hzの正弦波により変調される。この正弦波の振幅は光変調器の半波長電圧Ｖπであり、位相が反転して印加される。バイアス電圧印加手段１４から光変調器に印加されるバイアス電圧は、光変調器の透過率が最小になる値に設定される。このような条件で回路を構成したときに生成される光パルスは、繰り返し周波数２f0Hzの交番位相反転パルス光となる。
【００２４】
図２は、マッハツェンダ型光変調器１２の入出力特性を示す。透過率が最小となる点を境に光出力の位相が反転する。このときの交番位相反転パルス光の光スペクトルを図２中に示す。レーザ光源１１からマッハツェンダ型光変調器１２に入力される連続光のキャリア成分が存在しない一方で、光源の中心波長からf0Hz長波長側とf0Hz短波長側に線スペクトルが存在する特徴がある。
【００２５】
ここで、最適バイアス電圧がＤＣドリフト等で初期値からずれた場合、出力される交番位相反転パルス光は、図３のようにレベルに大小が生じる。このときの光スペクトルは、図３中に示すように、スペクトルの中心部分にキャリア成分の線スペクトルが発生する。これは、最適なバイアス電圧では、位相がπのパルスと位相が０のパルスが打ち消し合うためにキャリア成分が発生していなかったものが、バイアス電圧が最適値からずれることでパルスに大小が生じ、打ち消されずに残る成分があってキャリア成分が現れるためである。
【００２６】
また、最適バイアス点からずれてパルスに大小が生じていることは、f0Hzの周波数成分がパルス信号に重畳されていることになる。バイアス電圧値を最適に設定すると、f0Hzの成分は最小になる。f0＝10ＧHzとしたときの交番位相反転パルス光を光スペクトルアナライザで観測した結果を図４に示す。また、狭帯域の光フィルタでキャリア成分の線スペクトルを選択的に抽出し、バイアス電圧を変えて光パワーメータで測定した実験結果を図５に示す。図６には、f0＝５ＧHzのときの交番位相反転パルス光を広帯域光電変換器で検出し、ＲＦスペクトルアナライザで５ＧHzのＲＦパワースペクトルを観測した結果を示す。いずれの場合にも、最適バイアス電圧で値が最小となっていることがわかる。すなわち、最適バイアス電圧で両側帯波のスペクトルパワーは最大となり、交番位相反転パルス光の繰り返し周波数である２f0HzのＲＦスペクトルは最大となる。
【００２７】
本発明は、以上を考慮してマッハツェンダ型光変調器１２の出力光の光スペクトルを観測し、波長λ0 のキャリアスペクトル成分のパワー密度が最小となるようにバイアス点を制御するものである。図１に示す第１の実施形態では、マッハツェンダ型光変調器１２の出力光の一部を光分岐手段１６で分岐して光パワースペクトル測定手段１７に入力する。光パワースペクトル測定手段１７は、波長（光周波数）分解能がf0Hz以下である市販の光スペクトルアナライザを用いることができる。光パワースペクトル測定手段１７では、波長分解能f0Hz以下で光変調器の出力光からキャリアスペクトル成分（波長λ0 ）のみを抜き出し、そのパワー密度に比例した直流電圧信号を制御回路１８に出力する。制御回路１８では、キャリアスペクトル成分のパワー密度が最小となるようにバイアス電圧印加手段１４に制御信号を出力し、光変調器のバイアス電圧を制御する。このようなバイアス電圧制御を行うことにより、マッハツェンダ型光変調器１２から交番位相反転パルス光が出力される。
【００２８】
なお、制御回路１８は、両側帯波のパワー密度が最大になるようにバイアス電圧印加手段１４に制御信号を出力し、光変調器のバイアス電圧を制御するようにしても同様である。
【００２９】
（第２の実施形態）
図７は、本発明の光送信回路の第２の実施形態を示す。本実施形態の特徴は、図１に示す第１の実施形態における光パワースペクトル測定手段１７に代えて、光電変換器２１、バンドパスフィルタ２２およびＲＦパワー検出回路２３を用いるところにある。
【００３０】
光分岐手段１６で分岐したマッハツェンダ型光変調器１２の出力光の一部を光電変換器２１で電気信号に変換し、バンドパスフィルタ２２で周波数f0HzのＲＦ成分を抽出してＲＦパワー検出回路２３に入力する。ＲＦパワー検出回路２３は、入力したＲＦパワーに比例した直流電圧を制御回路２４に与える。制御回路２４は、入力した直流電圧が最小になるようにバイアス電圧印加手段１４に制御信号を出力し、光変調器のバイアス電圧を制御する。
【００３１】
なお、バンドパスフィルタ２２で周波数２f0HzのＲＦ成分を抽出し、制御回路２４でそのＲＦパワーが最大になるようにバイアス電圧印加手段１４に制御信号を出力し、光変調器のバイアス電圧を制御するようにしてもよい。
【００３２】
（第３の実施形態）
図８は、本発明の光送信回路の第３の実施形態を示す。本実施形態の特徴は、図１に示す第１の実施形態における光パワースペクトル測定手段１７に代えて、透過型狭帯域光フィルタ３１および光電変換器３２を用いるところにある。
【００３３】
透過型狭帯域光フィルタ３１の透過帯域の中心波長はレーザ光源１１の発振波長λ0 と等しく、20ｄＢダウンの透過帯域幅をf0Hz以下とし、交番位相反転パルス光の両側帯波スペクトルを遮断するものを用いる。この透過型狭帯域光フィルタ３１を用いてマッハツェンダ型光変調器１２の出力光からキャリアスペクトル成分（波長λ0 ）のみを抜き出し、光電変換器３２で直流電圧に変換して制御回路３３に入力する。制御回路３３では、入力した直流電圧が最小になるようにバイアス電圧印加手段１４に制御信号を出力し、光変調器のバイアス電圧を制御する。
【００３４】
なお、透過型狭帯域光フィルタ３１でマッハツェンダ型光変調器１２の出力光から両側帯波のスペクトル成分のうち一方のみを抜き出し、制御回路３３でその値が最大になるようにバイアス電圧印加手段１４に制御信号を出力し、光変調器のバイアス電圧を制御するようにしてもよい。
【００３５】
また、第２の実施形態の光電変換器２１の帯域はf0Hz以上必要であるが、本実施形態の光電変換器３２は直流成分を検出すればよいので、安価なフォトダイオードを用いることができる。
【００３６】
図９は、透過型狭帯域光フィルタ３１の透過帯域の測定例を示す。ここでは、ファイバグレーティングを２個縦続接続する構成の光フィルタを用いた。この例ではf0＝10ＧHzに適合する。本実施形態で要求する透過型狭帯域光フィルタは、両側帯波のスペクトルの透過を阻止でき、キャリア成分を透過できればよいので、周期性フィルタを用いることも可能である。周期性フィルタの周期は２f0Hzが望ましいが、厳密に２f0Hzでなくても両側帯波のスペクトルの透過を阻止できればよい。あるいは、キャリア成分を阻止し両側帯波を透過させ、両側帯波のスペクトルパワーの合計値が最大になるように制御してもよい。
【００３７】
（第４の実施形態）
図１０は、本発明の光送信回路の第４の実施形態を示す。本実施形態の特徴は、第３の実施形態の透過型狭帯域光フィルタ３１に代えて反射型狭帯域光フィルタ４１を用いるところにある。反射型狭帯域光フィルタ４１は、光サーキュレータ４２を介して光分岐手段１６と光電変換器３２に接続される。本実施形態の反射型狭帯域光フィルタ４１としては、例えばファイバグレーティングなどを用いることができる。なお、反射型狭帯域光フィルタ４１も周期的な反射特性を有するものを用いてもよい。
【００３８】
（第５の実施形態）
図１１は、本発明の光送信回路の第５の実施形態を示す。本実施形態の特徴は、第３の実施形態の透過型狭帯域光フィルタ３１（第４の実施形態の反射型狭帯域光フィルタ４１と光サーキュレータ４２）に代えて可変光フィルタ５１を用い、制御回路５２からの制御信号により透過帯域を変えながら光パワーを測定する構成にある。
【００３９】
可変光フィルタ５１の透過帯域の可変幅は、３f0Hz＋レーザの長期安定度分（ＤＷＤＭ用ＬＤで±20ＧHz程度）があればよい。このとき、光パワーが最大値をとるときが２点あるが、交番位相反転パルス光の両側帯波スペクトルを一つずつ可変光フィルタ５１で抽出しているためであるので、この２点の中間点での光パワーを最小とするようにバイアス電圧印加手段１４に制御信号を出力し、光変調器のバイアス電圧を制御するようにしてもよい。あるいは、いずれか一方のピーク値が最大になるようにバイアス電圧を制御してもよい。
【００４０】
（第６の実施形態）
図１２は、本発明の光送信回路の第６の実施形態を示す。本実施形態の特徴は、第３の実施形態の光分岐手段１６および透過型狭帯域光フィルタ３１に代えて、光サーキュレータ６１と反射型狭帯域光フィルタ６２を用いるところにある。マッハツェンダ型光変調器１２の出力光を光サーキュレータ６１を介して反射型狭帯域光フィルタ６２に入射し、反射させたキャリア成分を光サーキュレータ６１を介して光電変換器３２に入力する。反射型狭帯域光フィルタ６２として用いるファイバグレーティングの透過特性および反射特性の例を図１３に示す。ここでは、f0＝20ＧHz以上であればよい。
【００４１】
なお、本実施形態は機能的には第４の実施形態と同等であるが、キャリア成分を抽出してバイアス制御を行うと同時に、出力光からキャリア成分を除去することができるので、例えばバイアス電圧が最適点からずれたとしても出力光の品質が劣化することはない。
【００４２】
（第７の実施形態）
図１４は、本発明の光送信回路の第７の実施形態を示す。本実施形態の特徴は、第６の実施形態の光サーキュレータ６１と反射型狭帯域光フィルタ６２に代えて、周期性狭帯域光フィルタ７１を用いるところにある。周期性狭帯域光フィルタ７１としては、マッハツェンダ型干渉計フィルタや方向性結合器型フィルタなど２ポートあるフィルタであれば、一方のポートからキャリア成分を取り出してバイアス制御に供し、他方のポートからキャリア成分を除去した出力光を取り出すことができる。
【００４３】
（第８の実施形態）
図１５は、本発明の光送信回路の第８の実施形態を示す。第６の実施形態では、反射型狭帯域光フィルタ６２で反射させたキャリア成分を光サーキュレータ６１を介して光電変換器３２に入力していたが、本実施形態では反射型狭帯域光フィルタ６２で反射させたキャリア成分を光アイソレータ８１で遮断し、反射型狭帯域光フィルタ６２の透過光を出力光とするとともに、その一部を光分岐手段８２で分岐して光電変換器３２に入力する。反射型狭帯域光フィルタ６２として用いるファイバグレーティングの透過特性および反射特性の例を図１３に示す。
【００４４】
したがって、第６の実施形態では反射型狭帯域光フィルタ６２で反射させたキャリア成分のパワーが最小になるようにバイアス電圧を制御していたが、本実施形態では反射型狭帯域光フィルタ６２を透過する両側帯波成分のパワーが最大になるようにバイアス電圧を制御する。
【００４５】
また、第６の実施形態および本実施形態では、反射型狭帯域光フィルタ６２としてファイバグレーティングを用いたときにその透過光（両側帯波）が出力光となる。したがって、ファイバグレーティングに分散を有するものを用い、かつ光伝送路の分散を補償するような分散値に設定すれば、図１２および図１５の構成により光伝送路の分散補償が可能となる。
【００４６】
（第９の実施形態）
図１６は、本発明の光送信回路の第９の実施形態を示す。本実施形態の特徴は、第４の実施形態においてバイアス制御のために出力光からキャリア成分を抽出する反射型狭帯域光フィルタ４１を利用し、反射波長に一致するように光源波長λ0 を制御するところにある。レーザ光源９５は、発振波長λ0 を制御できるものが必要であり、例えばＤＢＲレーザまたはＤＦＢレーザの温度を制御する構成により対応する。レーザ光源９５から出力される波長λ0 の連続光の一部は、光分岐手段９１で分岐され、光サーキュレータ９２を介して反射型狭帯域光フィルタ４１に入力され、反射光が光サーキュレータ９２を介して光電変換器９３に入力される。制御回路９４は、光電変換器９３の出力電圧が最大になるようにレーザ光源９５を制御する。これにより、バイアス制御のためのキャリア成分の抽出と、光源波長制御のためのキャリア成分の抽出が同じ光フィルタで実現するので、両者を一致させることができる。
【００４７】
（第１０の実施形態）
図１７は、本発明の光送信回路の第１０の実施形態を示す。本実施形態の特徴は、第１の実施形態から第８の実施形態のレーザ光源１１とマッハツェンダ型光変調器１２との間に、データ信号変調用の光変調手段を備えるところにある。光変調手段は、ここではマッハツェンダ型光変調器１０１と光分岐手段１０２とバイアス制御回路１０３とバイアスＴ１０４から構成される。また、交番位相反転パルス光を生成するマッハツェンダ型光変調器１２のバイアス電圧制御を行う構成は、ここでは第３の実施形態のものを示すが、他の実施形態のものでも同様である。また、第９の実施形態との組合せも可能である。
【００４８】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明は、交番位相反転パルス光を生成する光変調器を備えた光送信回路において、その出力光をモニタし、そのキャリアスペクトル成分のパワー密度が最小になるように、あるいはその両側帯波スペクトル成分のパワー密度が最大になるように光変調器のバイアス電圧を制御することにより、必要最小限の損失で安定した交番位相反転パルス光を出力することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の光送信回路の第１の実施形態を示す図。
【図２】マッハツェンダ型光変調器１２の入出力特性を示す図。
【図３】バイアス電圧が最適値からずれた場合の入出力特性を示す図。
【図４】交番位相反転パルス光の光スペクトルを示す図。
【図５】交番位相反転パルス光のキャリア成分のバイアス電圧依存性を示す図。
【図６】交番位相反転パルス光のf0成分のＲＦパワーのバイアス電圧依存性を示す図。
【図７】本発明の光送信回路の第２の実施形態を示す図。
【図８】本発明の光送信回路の第３の実施形態を示す図。
【図９】透過型狭帯域光フィルタ３１の透過特性の測定例を示す図。
【図１０】本発明の光送信回路の第４の実施形態を示す図。
【図１１】本発明の光送信回路の第５の実施形態を示す図。
【図１２】本発明の光送信回路の第６の実施形態を示す図。
【図１３】ファイバグレーティングの透過・反射特性を示す図。
【図１４】本発明の光送信回路の第７の実施形態を示す図。
【図１５】本発明の光送信回路の第８の実施形態を示す図。
【図１６】本発明の光送信回路の第９の実施形態を示す図。
【図１７】本発明の光送信回路の第１０の実施形態を示す図。
【符号の説明】
１１ レーザ光源
１２ 光変調器
１３ コンデンサ
１４ バイアス電圧印加手段
１５ バイアスＴ
１６，８２，９１ 光分岐手段
１７ 光パワースペクトル測定手段
１８，２４，３３，５２，９４ 制御回路
２１，３２，９３ 光電変換器
２２ バンドパスフィルタ
２３ ＲＦパワー検出回路
３１ 透過型狭帯域光フィルタ
４１，６２ 反射型狭帯域光フィルタ
４２，６１，９２ 光サーキュレータ
５１ 可変光フィルタ
７１ 周期性狭帯域光フィルタ
８１ 光アイソレータ
１０１ 光変調手段
１０２ 光分岐手段
１０３ バイアス制御回路
１０４ バイアスＴ
【発明の属する技術分野】
本発明は、光ファイバなどの伝送媒体が有する波長分散により生じる伝送品質の劣化に対して、その劣化の割合が小さい光信号を生成する光送信回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
光伝送システムは、波長多重技術（ＷＤＭ技術）により比較的容易に大容量化が可能となっているが、１波長あたりのビットレートの高速化も盛んに研究されている。その理由は、１波長あたりのビットレートを高速化することにより、装置コストを低減し、装置の小型化および低消費電力化によりシステムトータルのイニシャルコスト、ランニングコストが低減できるからである。すでに、40Ｇbit/s/CHを実現する電気回路は実用段階にある（参考文献１：M.Yoneyama et al.,"A 40-Gbit/s Optical Repeater Circuits using InAlAs/InGaAs HEMT Digital IC Chip Set", IEEE MTT-S Digest, WE1 D-2,1997)。
【０００３】
一方、１波長あたりのビットレートを高速化するには、波長分散による伝送可能距離制限、光ファイバの非線形性による光ファイバへの入力パワー制限などが問題になる。波長分散による伝送可能距離制限には分散補償技術の適用が有効である。入力パワー制限には、従来から光伝送システムで用いられてきたＮＲＺ符号と比較するとＲＺ符号が耐力を有しており、１波長あたり40Ｇbit/s の伝送実験の報告ではＲＺ系符号を用いたものが大半を占める状況にある。ＲＺ系符号の中でも、交番位相反転パルスを用いたＣＳ（Carrier Suppressed) −ＲＺ符号（参考文献２：Y.Miyamoto et al.,Dig.OFC'96, PD25）、ＤＣＳ（Duo-binary Carrier Suppressed)−ＲＺ符号（参考文献３：Y.Miyamoto et al.,Dig.OFC'01, TuU4）が光ファイバの非線形性による入力パワー制限、波長分散による伝送可能距離制限のいずれにも比較的緩やかであることから、有望視されている。
【０００４】
ＣＳ−ＲＺ符号、ＤＣＳ−ＲＺ符号の生成方法として、現在一般的に使用されている方法としては、比較的容易に実現できるマッハツェンダ型光変調器を用いる方法（参考文献２，３）がある。このマッハツェンダ型光変調器を用いる方法では、交番位相反転パルスの繰り返し周波数の１／２の周波数の正弦波により光変調器を駆動し、交番位相反転パルス光を生成する。このときに光変調器に印加する電圧は、光変調器のオンオフ比を最大とするのに必要十分な電圧である半波長電圧Ｖπの２倍である。この正弦波電圧と光変調器の透過損失が最大となる電圧値を直流バイアス電圧として印加する必要がある。
【０００５】
ところで、マッハツェンダ型光変調器は光の干渉を用いる方法であるので、出力光パワーの印加電圧特性（入出力特性）が変動することが知られている（参考文献４：十文字 他、電子情報通信学会論文誌Ｃ−Ｉ，J75-C-1, pp.17-26, 1992)。なかでも、電圧を印加すると入出力特性がシフトする現象はＤＣドリフトと呼ばれ、Ｚ-cutのニオブ酸リチウムを材料として作製されているマッハツェンダ型光変調器では、実用化する際の大きな課題であった。これに対して、入出力特性の変動を検出し、光変調器に印加する電圧をフィードバック制御する回路（データ信号は一般に直流成分をカットしてマッハツェンダ型光変調器に印加されることから、バイアス電圧制御回路と呼ばれる）が提案され、実用化されている（参考文献５：特許2642499 号公報、参考文献６：特許2866901 号公報，特許2869585 号公報、参考文献７：特開平10−246874号公報）。
【０００６】
参考文献５の「光送信器、光変調器の制御回路および光変調方法」は、データ信号に低周波信号を重畳し、光変調器の出力の一部を受光して得られる低周波信号のレベルから入出力特性のドリフトを検出し、低周波信号の位相からずれの方向を検出する方法である。参考文献７の「光変調器制御回路」は、データ信号ではなくバイアス電圧に低周波信号を重畳する点が参考文献５と異なるが、入出力特性のドリフトを検出する方法はほぼ同様である。参考文献６の「光変調装置」は、ドリフトの検出用に主信号光とは異なるプローブ光を進行波型電極を有する光変調器（高速のマッハツェンダ型光変調器はほとんどがこのタイプ）の逆方向から入力し、この逆方向から入力した光は変調されない特徴を利用してドリフトの検出に用いる方法である。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
参考文献５の構成は、光変調器をＶπで駆動することが前提であり、２Ｖπで変調すると、低周波信号成分が打ち消しあうように作用するので、誤差信号を検出できず、バイアス電圧を制御することができない。
【０００８】
また、参考文献７は、変調信号の包絡線検波を行う構成であるので、光電変換器や直流・低周波除去回路、包絡線検波回路に交番位相反転パルス光の繰り返し周波数と同等以上の帯域が必要になる。したがって、例えばＣＳ−ＲＺ符号やＤＣＳ−ＲＺ符号が有効である20Ｇbit/s 以上の高速の伝送システムへの適用を考えると、制御回路が非常に高価なものになる。
【０００９】
参考文献６の構成は、検出用の光源が必要になるために比較的高価になることや、交番位相反転パルス光生成ではバイアス電圧を光変調器の出力が最小となる値にするためプローブ光のレベルが低くなり、検出が困難になる問題があった。また、ＷＤＭ伝送システムでは、プローブ光が他チャネルへのノイズとなる可能性があり、プローブ光の波長選択にも十分な注意が必要であった。
【００１０】
本発明は、主信号光である交番位相反転パルス光にできるだけ劣化を与えない安価なバイアス制御回路を備えた光送信回路を提供することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明は、波長λ0 の連続光を繰り返し周波数f0 Hz の信号で変調して交番位相反転パルス光を出力する光変調器を備えた光送信回路において、光変調器にバイアス電圧を印加するバイアス電圧印加手段と、周波数分解能がf0 Hz 以下で、光変調器の出力光の光パワースペクトルを測定する光パワースペクトル測定手段と、光変調器の出力光の光パワースペクトルの測定により、波長λ0 のキャリアスペクトル成分のパワー密度が最小になるように、あるいは両側帯波スペクトル成分のパワー密度が最大になるように、バイアス電圧印加手段を介してバイアス電圧を制御する制御回路とを備える。
【００１２】
請求項２の発明は、波長λ0 の連続光を繰り返し周波数f0 Hz の信号で変調して交番位相反転パルス光を出力する光変調器を備えた光送信回路において、光変調器にバイアス電圧を印加するバイアス電圧印加手段と、光変調器の出力光を電気信号に変換し、その電気信号から周波数f0 Hz のＲＦスペクトルを抽出するＲＦスペクトル抽出手段と、ＲＦスペクトル成分が最小になるようにバイアス電圧印加手段を介してバイアス電圧を制御する制御回路とを備える。請求項３の発明は、光変調器の出力光を電気信号に変換し、その電気信号から周波数２f0 Hz のＲＦスペクトルを抽出するＲＦスペクトル抽出手段と、ＲＦスペクトル成分が最大になるようにバイアス電圧印加手段を介してバイアス電圧を制御する制御回路とを備える。
【００１３】
請求項４の発明は、波長λ0 の連続光を繰り返し周波数f0 Hz の信号で変調して交番位相反転パルス光を出力する光変調器を備えた光送信回路において、光変調器にバイアス電圧を印加するバイアス電圧印加手段と、光変調器の出力光から波長λ0 のキャリアスペクトル成分を抽出する光フィルタと、キャリアスペクトル成分の光を電気信号に変換する光電変換器と、電気信号のパワーが最小になるようにバイアス電圧印加手段を介してバイアス電圧を制御する制御回路とを備える。ここで、光フィルタは、波長λ0 のキャリアスペクトル成分を透過する透過型狭帯域光フィルタ、または波長λ0 のキャリアスペクトル成分を反射する反射型狭帯域光フィルタ、または透過（反射）帯域に周期性を有し、透過（反射）波長が波長λ0 と一致し、光変調器の出力光の両側帯波スペクトル成分を選択的に阻止しながらキャリアスペクトル成分を抽出する周期性狭帯域光フィルタである（請求項５）。
【００１４】
請求項６の発明は、波長λ0 の連続光を繰り返し周波数f0 Hz の信号で変調して交番位相反転パルス光を出力する光変調器を備えた光送信回路において、光変調器の出力光から、波長λ0 に対して周波数f0 Hz だけ長波長側または短波長側にずれたスペクトル成分を抽出する光フィルタと、スペクトル成分の光を電気信号に変換する光電変換器と、電気信号のパワーが最大になるようにバイアス電圧印加手段を介してバイアス電圧を制御する制御回路とを備える。ここで、光フィルタは、波長λ0 に対して周波数f0 Hz だけ長波長側または短波長側にずれたスペクトル成分を透過する透過型狭帯域光フィルタ、または波長λ0 に対して周波数f0 Hz だけ長波長側または短波長側にずれたスペクトル成分を反射する反射型狭帯域光フィルタ、または透過（反射）帯域に周期性を有し、透過（反射）波長が波長λ0 に対して周波数f0 Hz だけ長波長側または短波長側にずれており、光変調器の出力光のキャリアスペクトル成分を選択的に阻止しながら両側帯波スペクトル成分を抽出する周期性狭帯域光フィルタである（請求項７）。
【００１５】
また、請求項４または請求項６に記載の光送信回路において、光フィルタは、透過（反射）帯域を可変できる構成であり、制御回路は、光フィルタの透過（反射）帯域を可変させながら電気信号のパワーが最小または最大になるようにバイアス電圧印加手段を介してバイアス電圧を制御する構成としてよい（請求項８）。
【００１６】
また、請求項５または請求項７に記載の光送信回路において、反射型狭帯域光フィルタはファイバグレーティングフィルタであり、その透過光を光送信回路の出力光とする構成としてもよい（請求項９）。また、周期性狭帯域光フィルタは、透過波長と阻止波長を２つの出力ポートに分離する構成であり、透過波長を出力する出力ポートに光電変換器を接続し、阻止波長を出力する出力ポートを光送信回路の出力ポートとする構成としてもよい（請求項１０）。
【００１７】
また、請求項６に記載の光送信回路において、光フィルタは、波長λ0 に対して周波数f0 Hz だけ長波長側または短波長側にずれたスペクトル成分を透過する透過型狭帯域光フィルタまたは周期性狭帯域光フィルタであり、その透過光を光電変換器に接続するとともに光送信回路の出力光とする構成としてもよい（請求項１１）。
【００１８】
また、請求項９または請求項１１に記載の光送信回路において、光フィルタが分散媒質で構成され、光送信回路の出力光に対する分散補償を行う構成としてもよい（請求項１２）。
【００１９】
また、請求項５に記載の光送信回路において、波長λ0 のキャリアスペクトル成分を反射する反射型狭帯域光フィルタにレーザ光源の出力光の一部を分岐して入力し、反射したキャリアスペクトル成分のパワー密度が最大になるように光源の波長を制御する構成としてもよい（請求項１３）。
【００２０】
また、請求項１〜４，６のいずれかに記載の光送信回路において、波長λ0 の連続光を光変調器に入力する構成に代えて、波長λ0 の連続光をデータ信号により変調した信号光を光変調器に入力する構成としてもよい（請求項１４）。
【００２１】
【発明の実施の形態】
（第１の実施形態）
図１は、本発明の光送信回路の第１の実施形態を示す。
図において、レーザ光源１１から出力される波長λ0 の連続光は、マッハツェンダ型光変調器１２に入力される。マッハツェンダ型光変調器１２の電極に印加される入力信号１，２は、繰り返し周波数f0 Hz の正弦波であり、互いに位相が反転している。マッハツェンダ型光変調器１２の電極にはコンデンサ１３およびバイアスＴ１５が接続され、バイアス電圧印加手段１４からバイアスＴ１５を介してバイアス電圧が印加される。
【００２２】
ここで、プッシュプル型電極構成のマッハツェンダ型光変調器１２を用いて交番位相反転パルス光を生成する方法について説明する。なお、プッシュプル型電極構成のマッハツェンダ型光変調器１２で生成した光信号は、強度変化に対応する位相変化が生じない「チャープフリー」であることが知られている。交番位相反転パルス光には、チャープがないことが望ましいので、この光変調器が一般に使用される。ただし、ＬiＮbＯ3 Ｘcut 基板や、半導体、ポリマー上に作製されたマッハツェンダ型光変調器は、単一電極でチャープフリーの交番位相反転パルス光に適用できるので、この場合には入力信号は１つでよい。
【００２３】
マッハツェンダ型光変調器１２に入力された波長λ0 の連続光は、２つの電極に印加されるf0Hzの正弦波により変調される。この正弦波の振幅は光変調器の半波長電圧Ｖπであり、位相が反転して印加される。バイアス電圧印加手段１４から光変調器に印加されるバイアス電圧は、光変調器の透過率が最小になる値に設定される。このような条件で回路を構成したときに生成される光パルスは、繰り返し周波数２f0Hzの交番位相反転パルス光となる。
【００２４】
図２は、マッハツェンダ型光変調器１２の入出力特性を示す。透過率が最小となる点を境に光出力の位相が反転する。このときの交番位相反転パルス光の光スペクトルを図２中に示す。レーザ光源１１からマッハツェンダ型光変調器１２に入力される連続光のキャリア成分が存在しない一方で、光源の中心波長からf0Hz長波長側とf0Hz短波長側に線スペクトルが存在する特徴がある。
【００２５】
ここで、最適バイアス電圧がＤＣドリフト等で初期値からずれた場合、出力される交番位相反転パルス光は、図３のようにレベルに大小が生じる。このときの光スペクトルは、図３中に示すように、スペクトルの中心部分にキャリア成分の線スペクトルが発生する。これは、最適なバイアス電圧では、位相がπのパルスと位相が０のパルスが打ち消し合うためにキャリア成分が発生していなかったものが、バイアス電圧が最適値からずれることでパルスに大小が生じ、打ち消されずに残る成分があってキャリア成分が現れるためである。
【００２６】
また、最適バイアス点からずれてパルスに大小が生じていることは、f0Hzの周波数成分がパルス信号に重畳されていることになる。バイアス電圧値を最適に設定すると、f0Hzの成分は最小になる。f0＝10ＧHzとしたときの交番位相反転パルス光を光スペクトルアナライザで観測した結果を図４に示す。また、狭帯域の光フィルタでキャリア成分の線スペクトルを選択的に抽出し、バイアス電圧を変えて光パワーメータで測定した実験結果を図５に示す。図６には、f0＝５ＧHzのときの交番位相反転パルス光を広帯域光電変換器で検出し、ＲＦスペクトルアナライザで５ＧHzのＲＦパワースペクトルを観測した結果を示す。いずれの場合にも、最適バイアス電圧で値が最小となっていることがわかる。すなわち、最適バイアス電圧で両側帯波のスペクトルパワーは最大となり、交番位相反転パルス光の繰り返し周波数である２f0HzのＲＦスペクトルは最大となる。
【００２７】
本発明は、以上を考慮してマッハツェンダ型光変調器１２の出力光の光スペクトルを観測し、波長λ0 のキャリアスペクトル成分のパワー密度が最小となるようにバイアス点を制御するものである。図１に示す第１の実施形態では、マッハツェンダ型光変調器１２の出力光の一部を光分岐手段１６で分岐して光パワースペクトル測定手段１７に入力する。光パワースペクトル測定手段１７は、波長（光周波数）分解能がf0Hz以下である市販の光スペクトルアナライザを用いることができる。光パワースペクトル測定手段１７では、波長分解能f0Hz以下で光変調器の出力光からキャリアスペクトル成分（波長λ0 ）のみを抜き出し、そのパワー密度に比例した直流電圧信号を制御回路１８に出力する。制御回路１８では、キャリアスペクトル成分のパワー密度が最小となるようにバイアス電圧印加手段１４に制御信号を出力し、光変調器のバイアス電圧を制御する。このようなバイアス電圧制御を行うことにより、マッハツェンダ型光変調器１２から交番位相反転パルス光が出力される。
【００２８】
なお、制御回路１８は、両側帯波のパワー密度が最大になるようにバイアス電圧印加手段１４に制御信号を出力し、光変調器のバイアス電圧を制御するようにしても同様である。
【００２９】
（第２の実施形態）
図７は、本発明の光送信回路の第２の実施形態を示す。本実施形態の特徴は、図１に示す第１の実施形態における光パワースペクトル測定手段１７に代えて、光電変換器２１、バンドパスフィルタ２２およびＲＦパワー検出回路２３を用いるところにある。
【００３０】
光分岐手段１６で分岐したマッハツェンダ型光変調器１２の出力光の一部を光電変換器２１で電気信号に変換し、バンドパスフィルタ２２で周波数f0HzのＲＦ成分を抽出してＲＦパワー検出回路２３に入力する。ＲＦパワー検出回路２３は、入力したＲＦパワーに比例した直流電圧を制御回路２４に与える。制御回路２４は、入力した直流電圧が最小になるようにバイアス電圧印加手段１４に制御信号を出力し、光変調器のバイアス電圧を制御する。
【００３１】
なお、バンドパスフィルタ２２で周波数２f0HzのＲＦ成分を抽出し、制御回路２４でそのＲＦパワーが最大になるようにバイアス電圧印加手段１４に制御信号を出力し、光変調器のバイアス電圧を制御するようにしてもよい。
【００３２】
（第３の実施形態）
図８は、本発明の光送信回路の第３の実施形態を示す。本実施形態の特徴は、図１に示す第１の実施形態における光パワースペクトル測定手段１７に代えて、透過型狭帯域光フィルタ３１および光電変換器３２を用いるところにある。
【００３３】
透過型狭帯域光フィルタ３１の透過帯域の中心波長はレーザ光源１１の発振波長λ0 と等しく、20ｄＢダウンの透過帯域幅をf0Hz以下とし、交番位相反転パルス光の両側帯波スペクトルを遮断するものを用いる。この透過型狭帯域光フィルタ３１を用いてマッハツェンダ型光変調器１２の出力光からキャリアスペクトル成分（波長λ0 ）のみを抜き出し、光電変換器３２で直流電圧に変換して制御回路３３に入力する。制御回路３３では、入力した直流電圧が最小になるようにバイアス電圧印加手段１４に制御信号を出力し、光変調器のバイアス電圧を制御する。
【００３４】
なお、透過型狭帯域光フィルタ３１でマッハツェンダ型光変調器１２の出力光から両側帯波のスペクトル成分のうち一方のみを抜き出し、制御回路３３でその値が最大になるようにバイアス電圧印加手段１４に制御信号を出力し、光変調器のバイアス電圧を制御するようにしてもよい。
【００３５】
また、第２の実施形態の光電変換器２１の帯域はf0Hz以上必要であるが、本実施形態の光電変換器３２は直流成分を検出すればよいので、安価なフォトダイオードを用いることができる。
【００３６】
図９は、透過型狭帯域光フィルタ３１の透過帯域の測定例を示す。ここでは、ファイバグレーティングを２個縦続接続する構成の光フィルタを用いた。この例ではf0＝10ＧHzに適合する。本実施形態で要求する透過型狭帯域光フィルタは、両側帯波のスペクトルの透過を阻止でき、キャリア成分を透過できればよいので、周期性フィルタを用いることも可能である。周期性フィルタの周期は２f0Hzが望ましいが、厳密に２f0Hzでなくても両側帯波のスペクトルの透過を阻止できればよい。あるいは、キャリア成分を阻止し両側帯波を透過させ、両側帯波のスペクトルパワーの合計値が最大になるように制御してもよい。
【００３７】
（第４の実施形態）
図１０は、本発明の光送信回路の第４の実施形態を示す。本実施形態の特徴は、第３の実施形態の透過型狭帯域光フィルタ３１に代えて反射型狭帯域光フィルタ４１を用いるところにある。反射型狭帯域光フィルタ４１は、光サーキュレータ４２を介して光分岐手段１６と光電変換器３２に接続される。本実施形態の反射型狭帯域光フィルタ４１としては、例えばファイバグレーティングなどを用いることができる。なお、反射型狭帯域光フィルタ４１も周期的な反射特性を有するものを用いてもよい。
【００３８】
（第５の実施形態）
図１１は、本発明の光送信回路の第５の実施形態を示す。本実施形態の特徴は、第３の実施形態の透過型狭帯域光フィルタ３１（第４の実施形態の反射型狭帯域光フィルタ４１と光サーキュレータ４２）に代えて可変光フィルタ５１を用い、制御回路５２からの制御信号により透過帯域を変えながら光パワーを測定する構成にある。
【００３９】
可変光フィルタ５１の透過帯域の可変幅は、３f0Hz＋レーザの長期安定度分（ＤＷＤＭ用ＬＤで±20ＧHz程度）があればよい。このとき、光パワーが最大値をとるときが２点あるが、交番位相反転パルス光の両側帯波スペクトルを一つずつ可変光フィルタ５１で抽出しているためであるので、この２点の中間点での光パワーを最小とするようにバイアス電圧印加手段１４に制御信号を出力し、光変調器のバイアス電圧を制御するようにしてもよい。あるいは、いずれか一方のピーク値が最大になるようにバイアス電圧を制御してもよい。
【００４０】
（第６の実施形態）
図１２は、本発明の光送信回路の第６の実施形態を示す。本実施形態の特徴は、第３の実施形態の光分岐手段１６および透過型狭帯域光フィルタ３１に代えて、光サーキュレータ６１と反射型狭帯域光フィルタ６２を用いるところにある。マッハツェンダ型光変調器１２の出力光を光サーキュレータ６１を介して反射型狭帯域光フィルタ６２に入射し、反射させたキャリア成分を光サーキュレータ６１を介して光電変換器３２に入力する。反射型狭帯域光フィルタ６２として用いるファイバグレーティングの透過特性および反射特性の例を図１３に示す。ここでは、f0＝20ＧHz以上であればよい。
【００４１】
なお、本実施形態は機能的には第４の実施形態と同等であるが、キャリア成分を抽出してバイアス制御を行うと同時に、出力光からキャリア成分を除去することができるので、例えばバイアス電圧が最適点からずれたとしても出力光の品質が劣化することはない。
【００４２】
（第７の実施形態）
図１４は、本発明の光送信回路の第７の実施形態を示す。本実施形態の特徴は、第６の実施形態の光サーキュレータ６１と反射型狭帯域光フィルタ６２に代えて、周期性狭帯域光フィルタ７１を用いるところにある。周期性狭帯域光フィルタ７１としては、マッハツェンダ型干渉計フィルタや方向性結合器型フィルタなど２ポートあるフィルタであれば、一方のポートからキャリア成分を取り出してバイアス制御に供し、他方のポートからキャリア成分を除去した出力光を取り出すことができる。
【００４３】
（第８の実施形態）
図１５は、本発明の光送信回路の第８の実施形態を示す。第６の実施形態では、反射型狭帯域光フィルタ６２で反射させたキャリア成分を光サーキュレータ６１を介して光電変換器３２に入力していたが、本実施形態では反射型狭帯域光フィルタ６２で反射させたキャリア成分を光アイソレータ８１で遮断し、反射型狭帯域光フィルタ６２の透過光を出力光とするとともに、その一部を光分岐手段８２で分岐して光電変換器３２に入力する。反射型狭帯域光フィルタ６２として用いるファイバグレーティングの透過特性および反射特性の例を図１３に示す。
【００４４】
したがって、第６の実施形態では反射型狭帯域光フィルタ６２で反射させたキャリア成分のパワーが最小になるようにバイアス電圧を制御していたが、本実施形態では反射型狭帯域光フィルタ６２を透過する両側帯波成分のパワーが最大になるようにバイアス電圧を制御する。
【００４５】
また、第６の実施形態および本実施形態では、反射型狭帯域光フィルタ６２としてファイバグレーティングを用いたときにその透過光（両側帯波）が出力光となる。したがって、ファイバグレーティングに分散を有するものを用い、かつ光伝送路の分散を補償するような分散値に設定すれば、図１２および図１５の構成により光伝送路の分散補償が可能となる。
【００４６】
（第９の実施形態）
図１６は、本発明の光送信回路の第９の実施形態を示す。本実施形態の特徴は、第４の実施形態においてバイアス制御のために出力光からキャリア成分を抽出する反射型狭帯域光フィルタ４１を利用し、反射波長に一致するように光源波長λ0 を制御するところにある。レーザ光源９５は、発振波長λ0 を制御できるものが必要であり、例えばＤＢＲレーザまたはＤＦＢレーザの温度を制御する構成により対応する。レーザ光源９５から出力される波長λ0 の連続光の一部は、光分岐手段９１で分岐され、光サーキュレータ９２を介して反射型狭帯域光フィルタ４１に入力され、反射光が光サーキュレータ９２を介して光電変換器９３に入力される。制御回路９４は、光電変換器９３の出力電圧が最大になるようにレーザ光源９５を制御する。これにより、バイアス制御のためのキャリア成分の抽出と、光源波長制御のためのキャリア成分の抽出が同じ光フィルタで実現するので、両者を一致させることができる。
【００４７】
（第１０の実施形態）
図１７は、本発明の光送信回路の第１０の実施形態を示す。本実施形態の特徴は、第１の実施形態から第８の実施形態のレーザ光源１１とマッハツェンダ型光変調器１２との間に、データ信号変調用の光変調手段を備えるところにある。光変調手段は、ここではマッハツェンダ型光変調器１０１と光分岐手段１０２とバイアス制御回路１０３とバイアスＴ１０４から構成される。また、交番位相反転パルス光を生成するマッハツェンダ型光変調器１２のバイアス電圧制御を行う構成は、ここでは第３の実施形態のものを示すが、他の実施形態のものでも同様である。また、第９の実施形態との組合せも可能である。
【００４８】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明は、交番位相反転パルス光を生成する光変調器を備えた光送信回路において、その出力光をモニタし、そのキャリアスペクトル成分のパワー密度が最小になるように、あるいはその両側帯波スペクトル成分のパワー密度が最大になるように光変調器のバイアス電圧を制御することにより、必要最小限の損失で安定した交番位相反転パルス光を出力することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の光送信回路の第１の実施形態を示す図。
【図２】マッハツェンダ型光変調器１２の入出力特性を示す図。
【図３】バイアス電圧が最適値からずれた場合の入出力特性を示す図。
【図４】交番位相反転パルス光の光スペクトルを示す図。
【図５】交番位相反転パルス光のキャリア成分のバイアス電圧依存性を示す図。
【図６】交番位相反転パルス光のf0成分のＲＦパワーのバイアス電圧依存性を示す図。
【図７】本発明の光送信回路の第２の実施形態を示す図。
【図８】本発明の光送信回路の第３の実施形態を示す図。
【図９】透過型狭帯域光フィルタ３１の透過特性の測定例を示す図。
【図１０】本発明の光送信回路の第４の実施形態を示す図。
【図１１】本発明の光送信回路の第５の実施形態を示す図。
【図１２】本発明の光送信回路の第６の実施形態を示す図。
【図１３】ファイバグレーティングの透過・反射特性を示す図。
【図１４】本発明の光送信回路の第７の実施形態を示す図。
【図１５】本発明の光送信回路の第８の実施形態を示す図。
【図１６】本発明の光送信回路の第９の実施形態を示す図。
【図１７】本発明の光送信回路の第１０の実施形態を示す図。
【符号の説明】
１１ レーザ光源
１２ 光変調器
１３ コンデンサ
１４ バイアス電圧印加手段
１５ バイアスＴ
１６，８２，９１ 光分岐手段
１７ 光パワースペクトル測定手段
１８，２４，３３，５２，９４ 制御回路
２１，３２，９３ 光電変換器
２２ バンドパスフィルタ
２３ ＲＦパワー検出回路
３１ 透過型狭帯域光フィルタ
４１，６２ 反射型狭帯域光フィルタ
４２，６１，９２ 光サーキュレータ
５１ 可変光フィルタ
７１ 周期性狭帯域光フィルタ
８１ 光アイソレータ
１０１ 光変調手段
１０２ 光分岐手段
１０３ バイアス制御回路
１０４ バイアスＴ
Claims (14)
- 波長λ0 の連続光を繰り返し周波数f0 Hz の信号で変調し、バイアス電圧が最適値のときに波長λ 0 のキャリアスペクトル成分が最小となり、波長λ 0 に対して周波数 f 0 Hz だけ長波長側または短波長側にずれた側帯波スペクトル成分が最大となる交番位相反転パルス光を出力する光変調器を備えた光送信回路において、
前記光変調器にバイアス電圧を印加するバイアス電圧印加手段と、
周波数分解能がf0 Hz 以下で、前記光変調器の出力光の光パワースペクトルを測定する光パワースペクトル測定手段と、
前記光変調器の出力光の光パワースペクトルの測定により、前記キャリアスペクトル成分のパワー密度が最小になるように、あるいは前記側帯波スペクトル成分のパワー密度が最大になるように、前記バイアス電圧印加手段を介してバイアス電圧を制御する制御回路と
を備えたことを特徴とする光送信回路。 - 波長λ0 の連続光を繰り返し周波数f0 Hz の信号で変調し、バイアス電圧が最適値のときに周波数 f 0 Hz のＲＦスペクトル成分が最小となる交番位相反転パルス光を出力する光変調器を備えた光送信回路において、
前記光変調器にバイアス電圧を印加するバイアス電圧印加手段と、
前記光変調器の出力光を電気信号に変換し、その電気信号から前記ＲＦスペクトルを抽出するＲＦスペクトル抽出手段と、
前記ＲＦスペクトル成分が最小になるように前記バイアス電圧印加手段を介してバイアス電圧を制御する制御回路と
を備えたことを特徴とする光送信回路。 - 波長λ0 の連続光を繰り返し周波数f0 Hz の信号で変調し、バイアス電圧が最適値のときに周波数２ f 0 Hz のＲＦスペクトル成分が最大となる交番位相反転パルス光を出力する光変調器を備えた光送信回路において、
前記光変調器にバイアス電圧を印加するバイアス電圧印加手段と、
前記光変調器の出力光を電気信号に変換し、その電気信号から前記ＲＦスペクトルを抽出するＲＦスペクトル抽出手段と、
前記ＲＦスペクトル成分が最大になるように前記バイアス電圧印加手段を介してバイアス電圧を制御する制御回路と
を備えたことを特徴とする光送信回路。 - 波長λ0 の連続光を繰り返し周波数f0 Hz の信号で変調し、バイアス電圧が最適値のときに波長λ 0 のキャリアスペクトル成分が最小となり、波長λ 0 に対して周波数 f 0 Hz だけ長波長側または短波長側にずれた側帯波スペクトル成分が最大となる交番位相反転パルス光を出力する光変調器を備えた光送信回路において、
前記光変調器にバイアス電圧を印加するバイアス電圧印加手段と、
前記光変調器の出力光から前記キャリアスペクトル成分を抽出する光フィルタと、
前記キャリアスペクトル成分の光を電気信号に変換する光電変換器と、
前記電気信号のパワーが最小になるように前記バイアス電圧印加手段を介してバイアス電圧を制御する制御回路と
を備えたことを特徴とする光送信回路。 - 請求項４に記載の光送信回路において、
前記光フィルタは、前記波長λ0 のキャリアスペクトル成分を透過する透過型狭帯域光フィルタ、または前記波長λ0 のキャリアスペクトル成分を反射する反射型狭帯域光フィルタ、または透過（反射）帯域に周期性を有し、透過（反射）波長が前記波長λ0 と一致し、前記光変調器の出力光の両側帯波スペクトル成分を選択的に阻止しながらキャリアスペクトル成分を抽出する周期性狭帯域光フィルタである
ことを特徴とする光送信回路。 - 波長λ0 の連続光を繰り返し周波数f0 Hz の信号で変調し、バイアス電圧が最適値のときに波長λ 0 のキャリアスペクトル成分が最小となり、波長λ 0 に対して周波数 f 0 Hz だけ長波長側または短波長側にずれた側帯波スペクトル成分が最大となる交番位相反転パルス光を出力する光変調器を備えた光送信回路において、
前記光変調器にバイアス電圧を印加するバイアス電圧印加手段と、
前記光変調器の出力光から、前記側帯波スペクトル成分を抽出する光フィルタと、
前記側帯波スペクトル成分の光を電気信号に変換する光電変換器と、
前記電気信号のパワーが最大になるように前記バイアス電圧印加手段を介してバイアス電圧を制御する制御回路と
を備えたことを特徴とする光送信回路。 - 請求項６に記載の光送信回路において、
前記光フィルタは、前記波長λ0 に対して周波数f0 Hz だけ長波長側または短波長側にずれたスペクトル成分を透過する透過型狭帯域光フィルタ、または前記波長λ0 に対して周波数f0 Hz だけ長波長側または短波長側にずれたスペクトル成分を反射する反射型狭帯域光フィルタ、または透過（反射）帯域に周期性を有し、透過（反射）波長が前記波長λ0 に対して周波数f0 Hz だけ長波長側または短波長側にずれており、前記光変調器の出力光のキャリアスペクトル成分を選択的に阻止しながら両側帯波スペクトル成分を抽出する周期性狭帯域光フィルタである
ことを特徴とする光送信回路。 - 請求項４または請求項６に記載の光送信回路において、
前記光フィルタは、透過（反射）帯域を可変できる構成であり、
前記制御回路は、前記光フィルタの透過（反射）帯域を可変させながら前記電気信号のパワーが最小または最大になるように前記バイアス電圧印加手段を介してバイアス電圧を制御する構成である
ことを特徴とする光送信回路。 - 請求項５または請求項７に記載の光送信回路において、
前記反射型狭帯域光フィルタはファイバグレーティングフィルタであり、その透過光を光送信回路の出力光とする構成である
ことを特徴とする光送信回路。 - 請求項５または請求項７に記載の光送信回路において、
前記周期性狭帯域光フィルタは、透過波長と阻止波長を２つの出力ポートに分離する構成であり、透過波長を出力する出力ポートに光電変換器を接続し、阻止波長を出力する出力ポートを光送信回路の出力ポートとする構成である
ことを特徴とする光送信回路。 - 請求項６に記載の光送信回路において、
前記光フィルタは、前記波長λ0 に対して周波数f0 Hz だけ長波長側または短波長側にずれたスペクトル成分を透過する透過型狭帯域光フィルタまたは周期性狭帯域光フィルタであり、その透過光を２分岐して光電変換器に接続するとともに光送信回路の出力光とする構成である
ことを特徴とする光送信回路。 - 請求項９または請求項１１に記載の光送信回路において、
前記光フィルタが分散媒質で構成され、光送信回路の出力光に対する分散補償を行う構成である
ことを特徴とする光送信回路。 - 請求項５に記載の光送信回路において、
前記波長λ0 のキャリアスペクトル成分を反射する反射型狭帯域光フィルタにレーザ光源の出力光の一部を分岐して入力し、反射したキャリアスペクトル成分のパワー密度が最大になるように前記光源の波長を制御する構成である
ことを特徴とする光送信回路。 - 請求項１〜４，６のいずれかに記載の光送信回路において、
波長λ0 の連続光を前記光変調器に入力する構成に代えて、波長λ0 の連続光をデータ信号により変調した信号光を前記光変調器に入力する構成である
ことを特徴とする光送信回路。
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