JP3764686B2 - 光送信回路 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、光ファイバなどの伝送媒体が有する波長分散により生じる伝送品質の劣化に対して、その劣化の割合が小さい光信号を生成する光送信回路に関する。
【0002】
【従来の技術】
光伝送システムは、波長多重技術(WDM技術)により比較的容易に大容量化が可能となっているが、1波長あたりのビットレートの高速化も盛んに研究されている。その理由は、1波長あたりのビットレートを高速化することにより、装置コストを低減し、装置の小型化および低消費電力化によりシステムトータルのイニシャルコスト、ランニングコストが低減できるからである。すでに、40Gbit/s/CHを実現する電気回路は実用段階にある(参考文献1:M.Yoneyama et al.,"A 40-Gbit/s Optical Repeater Circuits using InAlAs/InGaAs HEMT Digital IC Chip Set", IEEE MTT-S Digest, WE1 D-2,1997)。
【0003】
一方、1波長あたりのビットレートを高速化するには、波長分散による伝送可能距離制限、光ファイバの非線形性による光ファイバへの入力パワー制限などが問題になる。波長分散による伝送可能距離制限には分散補償技術の適用が有効である。入力パワー制限には、従来から光伝送システムで用いられてきたNRZ符号と比較するとRZ符号が耐力を有しており、1波長あたり40Gbit/s の伝送実験の報告ではRZ系符号を用いたものが大半を占める状況にある。RZ系符号の中でも、交番位相反転パルスを用いたCS(Carrier Suppressed) −RZ符号(参考文献2:Y.Miyamoto et al.,Dig.OFC'96, PD25)、DCS(Duo-binary Carrier Suppressed)−RZ符号(参考文献3:Y.Miyamoto et al.,Dig.OFC'01, TuU4)が光ファイバの非線形性による入力パワー制限、波長分散による伝送可能距離制限のいずれにも比較的緩やかであることから、有望視されている。
【0004】
CS−RZ符号、DCS−RZ符号の生成方法として、現在一般的に使用されている方法としては、比較的容易に実現できるマッハツェンダ型光変調器を用いる方法(参考文献2,3)がある。このマッハツェンダ型光変調器を用いる方法では、交番位相反転パルスの繰り返し周波数の1/2の周波数の正弦波により光変調器を駆動し、交番位相反転パルス光を生成する。このときに光変調器に印加する電圧は、光変調器のオンオフ比を最大とするのに必要十分な電圧である半波長電圧Vπの2倍である。この正弦波電圧と光変調器の透過損失が最大となる電圧値を直流バイアス電圧として印加する必要がある。
【0005】
ところで、マッハツェンダ型光変調器は光の干渉を用いる方法であるので、出力光パワーの印加電圧特性(入出力特性)が変動することが知られている(参考文献4:十文字 他、電子情報通信学会論文誌C−I,J75-C-1, pp.17-26, 1992)。なかでも、電圧を印加すると入出力特性がシフトする現象はDCドリフトと呼ばれ、Z-cutのニオブ酸リチウムを材料として作製されているマッハツェンダ型光変調器では、実用化する際の大きな課題であった。これに対して、入出力特性の変動を検出し、光変調器に印加する電圧をフィードバック制御する回路(データ信号は一般に直流成分をカットしてマッハツェンダ型光変調器に印加されることから、バイアス電圧制御回路と呼ばれる)が提案され、実用化されている(参考文献5:特許2642499 号公報、参考文献6:特許2866901 号公報,特許2869585 号公報、参考文献7:特開平10−246874号公報)。
【0006】
参考文献5の「光送信器、光変調器の制御回路および光変調方法」は、データ信号に低周波信号を重畳し、光変調器の出力の一部を受光して得られる低周波信号のレベルから入出力特性のドリフトを検出し、低周波信号の位相からずれの方向を検出する方法である。参考文献7の「光変調器制御回路」は、データ信号ではなくバイアス電圧に低周波信号を重畳する点が参考文献5と異なるが、入出力特性のドリフトを検出する方法はほぼ同様である。参考文献6の「光変調装置」は、ドリフトの検出用に主信号光とは異なるプローブ光を進行波型電極を有する光変調器(高速のマッハツェンダ型光変調器はほとんどがこのタイプ)の逆方向から入力し、この逆方向から入力した光は変調されない特徴を利用してドリフトの検出に用いる方法である。
【0007】
【発明が解決しようとする課題】
参考文献5の構成は、光変調器をVπで駆動することが前提であり、2Vπで変調すると、低周波信号成分が打ち消しあうように作用するので、誤差信号を検出できず、バイアス電圧を制御することができない。
【0008】
また、参考文献7は、変調信号の包絡線検波を行う構成であるので、光電変換器や直流・低周波除去回路、包絡線検波回路に交番位相反転パルス光の繰り返し周波数と同等以上の帯域が必要になる。したがって、例えばCS−RZ符号やDCS−RZ符号が有効である20Gbit/s 以上の高速の伝送システムへの適用を考えると、制御回路が非常に高価なものになる。
【0009】
参考文献6の構成は、検出用の光源が必要になるために比較的高価になることや、交番位相反転パルス光生成ではバイアス電圧を光変調器の出力が最小となる値にするためプローブ光のレベルが低くなり、検出が困難になる問題があった。また、WDM伝送システムでは、プローブ光が他チャネルへのノイズとなる可能性があり、プローブ光の波長選択にも十分な注意が必要であった。
【0010】
本発明は、主信号光である交番位相反転パルス光にできるだけ劣化を与えない安価なバイアス制御回路を備えた光送信回路を提供することを目的とする。
【0011】
【課題を解決するための手段】
請求項1の発明は、波長λ0 の連続光を繰り返し周波数f0 Hz の信号で変調して交番位相反転パルス光を出力する光変調器を備えた光送信回路において、光変調器にバイアス電圧を印加するバイアス電圧印加手段と、周波数分解能がf0 Hz 以下で、光変調器の出力光の光パワースペクトルを測定する光パワースペクトル測定手段と、光変調器の出力光の光パワースペクトルの測定により、波長λ0 のキャリアスペクトル成分のパワー密度が最小になるように、あるいは両側帯波スペクトル成分のパワー密度が最大になるように、バイアス電圧印加手段を介してバイアス電圧を制御する制御回路とを備える。
【0012】
請求項2の発明は、波長λ0 の連続光を繰り返し周波数f0 Hz の信号で変調して交番位相反転パルス光を出力する光変調器を備えた光送信回路において、光変調器にバイアス電圧を印加するバイアス電圧印加手段と、光変調器の出力光を電気信号に変換し、その電気信号から周波数f0 Hz のRFスペクトルを抽出するRFスペクトル抽出手段と、RFスペクトル成分が最小になるようにバイアス電圧印加手段を介してバイアス電圧を制御する制御回路とを備える。請求項3の発明は、光変調器の出力光を電気信号に変換し、その電気信号から周波数2f0 Hz のRFスペクトルを抽出するRFスペクトル抽出手段と、RFスペクトル成分が最大になるようにバイアス電圧印加手段を介してバイアス電圧を制御する制御回路とを備える。
【0013】
請求項4の発明は、波長λ0 の連続光を繰り返し周波数f0 Hz の信号で変調して交番位相反転パルス光を出力する光変調器を備えた光送信回路において、光変調器にバイアス電圧を印加するバイアス電圧印加手段と、光変調器の出力光から波長λ0 のキャリアスペクトル成分を抽出する光フィルタと、キャリアスペクトル成分の光を電気信号に変換する光電変換器と、電気信号のパワーが最小になるようにバイアス電圧印加手段を介してバイアス電圧を制御する制御回路とを備える。ここで、光フィルタは、波長λ0 のキャリアスペクトル成分を透過する透過型狭帯域光フィルタ、または波長λ0 のキャリアスペクトル成分を反射する反射型狭帯域光フィルタ、または透過(反射)帯域に周期性を有し、透過(反射)波長が波長λ0 と一致し、光変調器の出力光の両側帯波スペクトル成分を選択的に阻止しながらキャリアスペクトル成分を抽出する周期性狭帯域光フィルタである(請求項5)。
【0014】
請求項6の発明は、波長λ0 の連続光を繰り返し周波数f0 Hz の信号で変調して交番位相反転パルス光を出力する光変調器を備えた光送信回路において、光変調器の出力光から、波長λ0 に対して周波数f0 Hz だけ長波長側または短波長側にずれたスペクトル成分を抽出する光フィルタと、スペクトル成分の光を電気信号に変換する光電変換器と、電気信号のパワーが最大になるようにバイアス電圧印加手段を介してバイアス電圧を制御する制御回路とを備える。ここで、光フィルタは、波長λ0 に対して周波数f0 Hz だけ長波長側または短波長側にずれたスペクトル成分を透過する透過型狭帯域光フィルタ、または波長λ0 に対して周波数f0 Hz だけ長波長側または短波長側にずれたスペクトル成分を反射する反射型狭帯域光フィルタ、または透過(反射)帯域に周期性を有し、透過(反射)波長が波長λ0 に対して周波数f0 Hz だけ長波長側または短波長側にずれており、光変調器の出力光のキャリアスペクトル成分を選択的に阻止しながら両側帯波スペクトル成分を抽出する周期性狭帯域光フィルタである(請求項7)。
【0015】
また、請求項4または請求項6に記載の光送信回路において、光フィルタは、透過(反射)帯域を可変できる構成であり、制御回路は、光フィルタの透過(反射)帯域を可変させながら電気信号のパワーが最小または最大になるようにバイアス電圧印加手段を介してバイアス電圧を制御する構成としてよい(請求項8)。
【0016】
また、請求項5または請求項7に記載の光送信回路において、反射型狭帯域光フィルタはファイバグレーティングフィルタであり、その透過光を光送信回路の出力光とする構成としてもよい(請求項9)。また、周期性狭帯域光フィルタは、透過波長と阻止波長を2つの出力ポートに分離する構成であり、透過波長を出力する出力ポートに光電変換器を接続し、阻止波長を出力する出力ポートを光送信回路の出力ポートとする構成としてもよい(請求項10)。
【0017】
また、請求項6に記載の光送信回路において、光フィルタは、波長λ0 に対して周波数f0 Hz だけ長波長側または短波長側にずれたスペクトル成分を透過する透過型狭帯域光フィルタまたは周期性狭帯域光フィルタであり、その透過光を光電変換器に接続するとともに光送信回路の出力光とする構成としてもよい(請求項11)。
【0018】
また、請求項9または請求項11に記載の光送信回路において、光フィルタが分散媒質で構成され、光送信回路の出力光に対する分散補償を行う構成としてもよい(請求項12)。
【0019】
また、請求項5に記載の光送信回路において、波長λ0 のキャリアスペクトル成分を反射する反射型狭帯域光フィルタにレーザ光源の出力光の一部を分岐して入力し、反射したキャリアスペクトル成分のパワー密度が最大になるように光源の波長を制御する構成としてもよい(請求項13)。
【0020】
また、請求項1〜4,6のいずれかに記載の光送信回路において、波長λ0 の連続光を光変調器に入力する構成に代えて、波長λ0 の連続光をデータ信号により変調した信号光を光変調器に入力する構成としてもよい(請求項14)。
【0021】
【発明の実施の形態】
(第1の実施形態)
図1は、本発明の光送信回路の第1の実施形態を示す。
図において、レーザ光源11から出力される波長λ0 の連続光は、マッハツェンダ型光変調器12に入力される。マッハツェンダ型光変調器12の電極に印加される入力信号1,2は、繰り返し周波数f0 Hz の正弦波であり、互いに位相が反転している。マッハツェンダ型光変調器12の電極にはコンデンサ13およびバイアスT15が接続され、バイアス電圧印加手段14からバイアスT15を介してバイアス電圧が印加される。
【0022】
ここで、プッシュプル型電極構成のマッハツェンダ型光変調器12を用いて交番位相反転パルス光を生成する方法について説明する。なお、プッシュプル型電極構成のマッハツェンダ型光変調器12で生成した光信号は、強度変化に対応する位相変化が生じない「チャープフリー」であることが知られている。交番位相反転パルス光には、チャープがないことが望ましいので、この光変調器が一般に使用される。ただし、LiNbO3 Xcut 基板や、半導体、ポリマー上に作製されたマッハツェンダ型光変調器は、単一電極でチャープフリーの交番位相反転パルス光に適用できるので、この場合には入力信号は1つでよい。
【0023】
マッハツェンダ型光変調器12に入力された波長λ0 の連続光は、2つの電極に印加されるf0Hzの正弦波により変調される。この正弦波の振幅は光変調器の半波長電圧Vπであり、位相が反転して印加される。バイアス電圧印加手段14から光変調器に印加されるバイアス電圧は、光変調器の透過率が最小になる値に設定される。このような条件で回路を構成したときに生成される光パルスは、繰り返し周波数2f0Hzの交番位相反転パルス光となる。
【0024】
図2は、マッハツェンダ型光変調器12の入出力特性を示す。透過率が最小となる点を境に光出力の位相が反転する。このときの交番位相反転パルス光の光スペクトルを図2中に示す。レーザ光源11からマッハツェンダ型光変調器12に入力される連続光のキャリア成分が存在しない一方で、光源の中心波長からf0Hz長波長側とf0Hz短波長側に線スペクトルが存在する特徴がある。
【0025】
ここで、最適バイアス電圧がDCドリフト等で初期値からずれた場合、出力される交番位相反転パルス光は、図3のようにレベルに大小が生じる。このときの光スペクトルは、図3中に示すように、スペクトルの中心部分にキャリア成分の線スペクトルが発生する。これは、最適なバイアス電圧では、位相がπのパルスと位相が0のパルスが打ち消し合うためにキャリア成分が発生していなかったものが、バイアス電圧が最適値からずれることでパルスに大小が生じ、打ち消されずに残る成分があってキャリア成分が現れるためである。
【0026】
また、最適バイアス点からずれてパルスに大小が生じていることは、f0Hzの周波数成分がパルス信号に重畳されていることになる。バイアス電圧値を最適に設定すると、f0Hzの成分は最小になる。f0=10GHzとしたときの交番位相反転パルス光を光スペクトルアナライザで観測した結果を図4に示す。また、狭帯域の光フィルタでキャリア成分の線スペクトルを選択的に抽出し、バイアス電圧を変えて光パワーメータで測定した実験結果を図5に示す。図6には、f0=5GHzのときの交番位相反転パルス光を広帯域光電変換器で検出し、RFスペクトルアナライザで5GHzのRFパワースペクトルを観測した結果を示す。いずれの場合にも、最適バイアス電圧で値が最小となっていることがわかる。すなわち、最適バイアス電圧で両側帯波のスペクトルパワーは最大となり、交番位相反転パルス光の繰り返し周波数である2f0HzのRFスペクトルは最大となる。
【0027】
本発明は、以上を考慮してマッハツェンダ型光変調器12の出力光の光スペクトルを観測し、波長λ0 のキャリアスペクトル成分のパワー密度が最小となるようにバイアス点を制御するものである。図1に示す第1の実施形態では、マッハツェンダ型光変調器12の出力光の一部を光分岐手段16で分岐して光パワースペクトル測定手段17に入力する。光パワースペクトル測定手段17は、波長(光周波数)分解能がf0Hz以下である市販の光スペクトルアナライザを用いることができる。光パワースペクトル測定手段17では、波長分解能f0Hz以下で光変調器の出力光からキャリアスペクトル成分(波長λ0 )のみを抜き出し、そのパワー密度に比例した直流電圧信号を制御回路18に出力する。制御回路18では、キャリアスペクトル成分のパワー密度が最小となるようにバイアス電圧印加手段14に制御信号を出力し、光変調器のバイアス電圧を制御する。このようなバイアス電圧制御を行うことにより、マッハツェンダ型光変調器12から交番位相反転パルス光が出力される。
【0028】
なお、制御回路18は、両側帯波のパワー密度が最大になるようにバイアス電圧印加手段14に制御信号を出力し、光変調器のバイアス電圧を制御するようにしても同様である。
【0029】
(第2の実施形態)
図7は、本発明の光送信回路の第2の実施形態を示す。本実施形態の特徴は、図1に示す第1の実施形態における光パワースペクトル測定手段17に代えて、光電変換器21、バンドパスフィルタ22およびRFパワー検出回路23を用いるところにある。
【0030】
光分岐手段16で分岐したマッハツェンダ型光変調器12の出力光の一部を光電変換器21で電気信号に変換し、バンドパスフィルタ22で周波数f0HzのRF成分を抽出してRFパワー検出回路23に入力する。RFパワー検出回路23は、入力したRFパワーに比例した直流電圧を制御回路24に与える。制御回路24は、入力した直流電圧が最小になるようにバイアス電圧印加手段14に制御信号を出力し、光変調器のバイアス電圧を制御する。
【0031】
なお、バンドパスフィルタ22で周波数2f0HzのRF成分を抽出し、制御回路24でそのRFパワーが最大になるようにバイアス電圧印加手段14に制御信号を出力し、光変調器のバイアス電圧を制御するようにしてもよい。
【0032】
(第3の実施形態)
図8は、本発明の光送信回路の第3の実施形態を示す。本実施形態の特徴は、図1に示す第1の実施形態における光パワースペクトル測定手段17に代えて、透過型狭帯域光フィルタ31および光電変換器32を用いるところにある。
【0033】
透過型狭帯域光フィルタ31の透過帯域の中心波長はレーザ光源11の発振波長λ0 と等しく、20dBダウンの透過帯域幅をf0Hz以下とし、交番位相反転パルス光の両側帯波スペクトルを遮断するものを用いる。この透過型狭帯域光フィルタ31を用いてマッハツェンダ型光変調器12の出力光からキャリアスペクトル成分(波長λ0 )のみを抜き出し、光電変換器32で直流電圧に変換して制御回路33に入力する。制御回路33では、入力した直流電圧が最小になるようにバイアス電圧印加手段14に制御信号を出力し、光変調器のバイアス電圧を制御する。
【0034】
なお、透過型狭帯域光フィルタ31でマッハツェンダ型光変調器12の出力光から両側帯波のスペクトル成分のうち一方のみを抜き出し、制御回路33でその値が最大になるようにバイアス電圧印加手段14に制御信号を出力し、光変調器のバイアス電圧を制御するようにしてもよい。
【0035】
また、第2の実施形態の光電変換器21の帯域はf0Hz以上必要であるが、本実施形態の光電変換器32は直流成分を検出すればよいので、安価なフォトダイオードを用いることができる。
【0036】
図9は、透過型狭帯域光フィルタ31の透過帯域の測定例を示す。ここでは、ファイバグレーティングを2個縦続接続する構成の光フィルタを用いた。この例ではf0=10GHzに適合する。本実施形態で要求する透過型狭帯域光フィルタは、両側帯波のスペクトルの透過を阻止でき、キャリア成分を透過できればよいので、周期性フィルタを用いることも可能である。周期性フィルタの周期は2f0Hzが望ましいが、厳密に2f0Hzでなくても両側帯波のスペクトルの透過を阻止できればよい。あるいは、キャリア成分を阻止し両側帯波を透過させ、両側帯波のスペクトルパワーの合計値が最大になるように制御してもよい。
【0037】
(第4の実施形態)
図10は、本発明の光送信回路の第4の実施形態を示す。本実施形態の特徴は、第3の実施形態の透過型狭帯域光フィルタ31に代えて反射型狭帯域光フィルタ41を用いるところにある。反射型狭帯域光フィルタ41は、光サーキュレータ42を介して光分岐手段16と光電変換器32に接続される。本実施形態の反射型狭帯域光フィルタ41としては、例えばファイバグレーティングなどを用いることができる。なお、反射型狭帯域光フィルタ41も周期的な反射特性を有するものを用いてもよい。
【0038】
(第5の実施形態)
図11は、本発明の光送信回路の第5の実施形態を示す。本実施形態の特徴は、第3の実施形態の透過型狭帯域光フィルタ31(第4の実施形態の反射型狭帯域光フィルタ41と光サーキュレータ42)に代えて可変光フィルタ51を用い、制御回路52からの制御信号により透過帯域を変えながら光パワーを測定する構成にある。
【0039】
可変光フィルタ51の透過帯域の可変幅は、3f0Hz+レーザの長期安定度分(DWDM用LDで±20GHz程度)があればよい。このとき、光パワーが最大値をとるときが2点あるが、交番位相反転パルス光の両側帯波スペクトルを一つずつ可変光フィルタ51で抽出しているためであるので、この2点の中間点での光パワーを最小とするようにバイアス電圧印加手段14に制御信号を出力し、光変調器のバイアス電圧を制御するようにしてもよい。あるいは、いずれか一方のピーク値が最大になるようにバイアス電圧を制御してもよい。
【0040】
(第6の実施形態)
図12は、本発明の光送信回路の第6の実施形態を示す。本実施形態の特徴は、第3の実施形態の光分岐手段16および透過型狭帯域光フィルタ31に代えて、光サーキュレータ61と反射型狭帯域光フィルタ62を用いるところにある。マッハツェンダ型光変調器12の出力光を光サーキュレータ61を介して反射型狭帯域光フィルタ62に入射し、反射させたキャリア成分を光サーキュレータ61を介して光電変換器32に入力する。反射型狭帯域光フィルタ62として用いるファイバグレーティングの透過特性および反射特性の例を図13に示す。ここでは、f0=20GHz以上であればよい。
【0041】
なお、本実施形態は機能的には第4の実施形態と同等であるが、キャリア成分を抽出してバイアス制御を行うと同時に、出力光からキャリア成分を除去することができるので、例えばバイアス電圧が最適点からずれたとしても出力光の品質が劣化することはない。
【0042】
(第7の実施形態)
図14は、本発明の光送信回路の第7の実施形態を示す。本実施形態の特徴は、第6の実施形態の光サーキュレータ61と反射型狭帯域光フィルタ62に代えて、周期性狭帯域光フィルタ71を用いるところにある。周期性狭帯域光フィルタ71としては、マッハツェンダ型干渉計フィルタや方向性結合器型フィルタなど2ポートあるフィルタであれば、一方のポートからキャリア成分を取り出してバイアス制御に供し、他方のポートからキャリア成分を除去した出力光を取り出すことができる。
【0043】
(第8の実施形態)
図15は、本発明の光送信回路の第8の実施形態を示す。第6の実施形態では、反射型狭帯域光フィルタ62で反射させたキャリア成分を光サーキュレータ61を介して光電変換器32に入力していたが、本実施形態では反射型狭帯域光フィルタ62で反射させたキャリア成分を光アイソレータ81で遮断し、反射型狭帯域光フィルタ62の透過光を出力光とするとともに、その一部を光分岐手段82で分岐して光電変換器32に入力する。反射型狭帯域光フィルタ62として用いるファイバグレーティングの透過特性および反射特性の例を図13に示す。
【0044】
したがって、第6の実施形態では反射型狭帯域光フィルタ62で反射させたキャリア成分のパワーが最小になるようにバイアス電圧を制御していたが、本実施形態では反射型狭帯域光フィルタ62を透過する両側帯波成分のパワーが最大になるようにバイアス電圧を制御する。
【0045】
また、第6の実施形態および本実施形態では、反射型狭帯域光フィルタ62としてファイバグレーティングを用いたときにその透過光(両側帯波)が出力光となる。したがって、ファイバグレーティングに分散を有するものを用い、かつ光伝送路の分散を補償するような分散値に設定すれば、図12および図15の構成により光伝送路の分散補償が可能となる。
【0046】
(第9の実施形態)
図16は、本発明の光送信回路の第9の実施形態を示す。本実施形態の特徴は、第4の実施形態においてバイアス制御のために出力光からキャリア成分を抽出する反射型狭帯域光フィルタ41を利用し、反射波長に一致するように光源波長λ0 を制御するところにある。レーザ光源95は、発振波長λ0 を制御できるものが必要であり、例えばDBRレーザまたはDFBレーザの温度を制御する構成により対応する。レーザ光源95から出力される波長λ0 の連続光の一部は、光分岐手段91で分岐され、光サーキュレータ92を介して反射型狭帯域光フィルタ41に入力され、反射光が光サーキュレータ92を介して光電変換器93に入力される。制御回路94は、光電変換器93の出力電圧が最大になるようにレーザ光源95を制御する。これにより、バイアス制御のためのキャリア成分の抽出と、光源波長制御のためのキャリア成分の抽出が同じ光フィルタで実現するので、両者を一致させることができる。
【0047】
(第10の実施形態)
図17は、本発明の光送信回路の第10の実施形態を示す。本実施形態の特徴は、第1の実施形態から第8の実施形態のレーザ光源11とマッハツェンダ型光変調器12との間に、データ信号変調用の光変調手段を備えるところにある。光変調手段は、ここではマッハツェンダ型光変調器101と光分岐手段102とバイアス制御回路103とバイアスT104から構成される。また、交番位相反転パルス光を生成するマッハツェンダ型光変調器12のバイアス電圧制御を行う構成は、ここでは第3の実施形態のものを示すが、他の実施形態のものでも同様である。また、第9の実施形態との組合せも可能である。
【0048】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明は、交番位相反転パルス光を生成する光変調器を備えた光送信回路において、その出力光をモニタし、そのキャリアスペクトル成分のパワー密度が最小になるように、あるいはその両側帯波スペクトル成分のパワー密度が最大になるように光変調器のバイアス電圧を制御することにより、必要最小限の損失で安定した交番位相反転パルス光を出力することができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の光送信回路の第1の実施形態を示す図。
【図2】マッハツェンダ型光変調器12の入出力特性を示す図。
【図3】バイアス電圧が最適値からずれた場合の入出力特性を示す図。
【図4】交番位相反転パルス光の光スペクトルを示す図。
【図5】交番位相反転パルス光のキャリア成分のバイアス電圧依存性を示す図。
【図6】交番位相反転パルス光のf0成分のRFパワーのバイアス電圧依存性を示す図。
【図7】本発明の光送信回路の第2の実施形態を示す図。
【図8】本発明の光送信回路の第3の実施形態を示す図。
【図9】透過型狭帯域光フィルタ31の透過特性の測定例を示す図。
【図10】本発明の光送信回路の第4の実施形態を示す図。
【図11】本発明の光送信回路の第5の実施形態を示す図。
【図12】本発明の光送信回路の第6の実施形態を示す図。
【図13】ファイバグレーティングの透過・反射特性を示す図。
【図14】本発明の光送信回路の第7の実施形態を示す図。
【図15】本発明の光送信回路の第8の実施形態を示す図。
【図16】本発明の光送信回路の第9の実施形態を示す図。
【図17】本発明の光送信回路の第10の実施形態を示す図。
【符号の説明】
11 レーザ光源
12 光変調器
13 コンデンサ
14 バイアス電圧印加手段
15 バイアスT
16,82,91 光分岐手段
17 光パワースペクトル測定手段
18,24,33,52,94 制御回路
21,32,93 光電変換器
22 バンドパスフィルタ
23 RFパワー検出回路
31 透過型狭帯域光フィルタ
41,62 反射型狭帯域光フィルタ
42,61,92 光サーキュレータ
51 可変光フィルタ
71 周期性狭帯域光フィルタ
81 光アイソレータ
101 光変調手段
102 光分岐手段
103 バイアス制御回路
104 バイアスT
Claims (14)
- 波長λ0 の連続光を繰り返し周波数f0 Hz の信号で変調し、バイアス電圧が最適値のときに波長λ 0 のキャリアスペクトル成分が最小となり、波長λ 0 に対して周波数 f 0 Hz だけ長波長側または短波長側にずれた側帯波スペクトル成分が最大となる交番位相反転パルス光を出力する光変調器を備えた光送信回路において、
前記光変調器にバイアス電圧を印加するバイアス電圧印加手段と、
周波数分解能がf0 Hz 以下で、前記光変調器の出力光の光パワースペクトルを測定する光パワースペクトル測定手段と、
前記光変調器の出力光の光パワースペクトルの測定により、前記キャリアスペクトル成分のパワー密度が最小になるように、あるいは前記側帯波スペクトル成分のパワー密度が最大になるように、前記バイアス電圧印加手段を介してバイアス電圧を制御する制御回路と
を備えたことを特徴とする光送信回路。 - 波長λ0 の連続光を繰り返し周波数f0 Hz の信号で変調し、バイアス電圧が最適値のときに周波数 f 0 Hz のRFスペクトル成分が最小となる交番位相反転パルス光を出力する光変調器を備えた光送信回路において、
前記光変調器にバイアス電圧を印加するバイアス電圧印加手段と、
前記光変調器の出力光を電気信号に変換し、その電気信号から前記RFスペクトルを抽出するRFスペクトル抽出手段と、
前記RFスペクトル成分が最小になるように前記バイアス電圧印加手段を介してバイアス電圧を制御する制御回路と
を備えたことを特徴とする光送信回路。 - 波長λ0 の連続光を繰り返し周波数f0 Hz の信号で変調し、バイアス電圧が最適値のときに周波数2 f 0 Hz のRFスペクトル成分が最大となる交番位相反転パルス光を出力する光変調器を備えた光送信回路において、
前記光変調器にバイアス電圧を印加するバイアス電圧印加手段と、
前記光変調器の出力光を電気信号に変換し、その電気信号から前記RFスペクトルを抽出するRFスペクトル抽出手段と、
前記RFスペクトル成分が最大になるように前記バイアス電圧印加手段を介してバイアス電圧を制御する制御回路と
を備えたことを特徴とする光送信回路。 - 波長λ0 の連続光を繰り返し周波数f0 Hz の信号で変調し、バイアス電圧が最適値のときに波長λ 0 のキャリアスペクトル成分が最小となり、波長λ 0 に対して周波数 f 0 Hz だけ長波長側または短波長側にずれた側帯波スペクトル成分が最大となる交番位相反転パルス光を出力する光変調器を備えた光送信回路において、
前記光変調器にバイアス電圧を印加するバイアス電圧印加手段と、
前記光変調器の出力光から前記キャリアスペクトル成分を抽出する光フィルタと、
前記キャリアスペクトル成分の光を電気信号に変換する光電変換器と、
前記電気信号のパワーが最小になるように前記バイアス電圧印加手段を介してバイアス電圧を制御する制御回路と
を備えたことを特徴とする光送信回路。 - 請求項4に記載の光送信回路において、
前記光フィルタは、前記波長λ0 のキャリアスペクトル成分を透過する透過型狭帯域光フィルタ、または前記波長λ0 のキャリアスペクトル成分を反射する反射型狭帯域光フィルタ、または透過(反射)帯域に周期性を有し、透過(反射)波長が前記波長λ0 と一致し、前記光変調器の出力光の両側帯波スペクトル成分を選択的に阻止しながらキャリアスペクトル成分を抽出する周期性狭帯域光フィルタである
ことを特徴とする光送信回路。 - 波長λ0 の連続光を繰り返し周波数f0 Hz の信号で変調し、バイアス電圧が最適値のときに波長λ 0 のキャリアスペクトル成分が最小となり、波長λ 0 に対して周波数 f 0 Hz だけ長波長側または短波長側にずれた側帯波スペクトル成分が最大となる交番位相反転パルス光を出力する光変調器を備えた光送信回路において、
前記光変調器にバイアス電圧を印加するバイアス電圧印加手段と、
前記光変調器の出力光から、前記側帯波スペクトル成分を抽出する光フィルタと、
前記側帯波スペクトル成分の光を電気信号に変換する光電変換器と、
前記電気信号のパワーが最大になるように前記バイアス電圧印加手段を介してバイアス電圧を制御する制御回路と
を備えたことを特徴とする光送信回路。 - 請求項6に記載の光送信回路において、
前記光フィルタは、前記波長λ0 に対して周波数f0 Hz だけ長波長側または短波長側にずれたスペクトル成分を透過する透過型狭帯域光フィルタ、または前記波長λ0 に対して周波数f0 Hz だけ長波長側または短波長側にずれたスペクトル成分を反射する反射型狭帯域光フィルタ、または透過(反射)帯域に周期性を有し、透過(反射)波長が前記波長λ0 に対して周波数f0 Hz だけ長波長側または短波長側にずれており、前記光変調器の出力光のキャリアスペクトル成分を選択的に阻止しながら両側帯波スペクトル成分を抽出する周期性狭帯域光フィルタである
ことを特徴とする光送信回路。 - 請求項4または請求項6に記載の光送信回路において、
前記光フィルタは、透過(反射)帯域を可変できる構成であり、
前記制御回路は、前記光フィルタの透過(反射)帯域を可変させながら前記電気信号のパワーが最小または最大になるように前記バイアス電圧印加手段を介してバイアス電圧を制御する構成である
ことを特徴とする光送信回路。 - 請求項5または請求項7に記載の光送信回路において、
前記反射型狭帯域光フィルタはファイバグレーティングフィルタであり、その透過光を光送信回路の出力光とする構成である
ことを特徴とする光送信回路。 - 請求項5または請求項7に記載の光送信回路において、
前記周期性狭帯域光フィルタは、透過波長と阻止波長を2つの出力ポートに分離する構成であり、透過波長を出力する出力ポートに光電変換器を接続し、阻止波長を出力する出力ポートを光送信回路の出力ポートとする構成である
ことを特徴とする光送信回路。 - 請求項6に記載の光送信回路において、
前記光フィルタは、前記波長λ0 に対して周波数f0 Hz だけ長波長側または短波長側にずれたスペクトル成分を透過する透過型狭帯域光フィルタまたは周期性狭帯域光フィルタであり、その透過光を2分岐して光電変換器に接続するとともに光送信回路の出力光とする構成である
ことを特徴とする光送信回路。 - 請求項9または請求項11に記載の光送信回路において、
前記光フィルタが分散媒質で構成され、光送信回路の出力光に対する分散補償を行う構成である
ことを特徴とする光送信回路。 - 請求項5に記載の光送信回路において、
前記波長λ0 のキャリアスペクトル成分を反射する反射型狭帯域光フィルタにレーザ光源の出力光の一部を分岐して入力し、反射したキャリアスペクトル成分のパワー密度が最大になるように前記光源の波長を制御する構成である
ことを特徴とする光送信回路。 - 請求項1〜4,6のいずれかに記載の光送信回路において、
波長λ0 の連続光を前記光変調器に入力する構成に代えて、波長λ0 の連続光をデータ信号により変調した信号光を前記光変調器に入力する構成である
ことを特徴とする光送信回路。
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