CN105229946B - 光调制器驱动器电路和光发射机 - Google Patents

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Abstract

光调制器驱动器电路(1)包括放大器(50、Q10、Q11、R10‑R13)和能够根据所希望的操作模式调整放大器(50)的电流量的电流量调整电路(51)。电流量调整电路(51)包括能够根据表示所希望的操作模式的二进制控制信号来单独地进行开关控制的至少两个电流源(IS10)。

Description

光调制器驱动器电路和光发射机
技术领域
本发明涉及能够根据光发射***的操作配置在低功率/限制操作模式与线性操作模式之间切换的光调制器驱动器电路，以及使用该光调制器驱动器电路的光发射机。
背景技术
近年来，将数字信号处理与相干检测相结合的数字相干技术和多层调制技术已受到关注，以进一步提高光发射***的速度和容量。如今广泛追寻对使用极化复用和QPSK(正交相移键控)调制格式达到每波长100Gb/s的光发射***以及用于该100Gb/s光发射***的设备的研究和开发。此外，为了使100Gb/s光发射***更精致并提高其发射质量，已经研究将数字信号处理(例如，Nyquist滤波器或预均衡)应用到发射端。此外，也已研究利用更高阶的多层调制格式(例如，QAM(正交幅度调制))来实现每波长400Gb/s等级的发射技术。
图40示出了用于100Gb/s发射的一般光发射机的布置的示例。图40示出了针对从极化复用得到的一个极化波的发射框。图40中示出的光发射机包括DSP(数字信号处理)单元100、复用器(MUX)101-I和101-Q、光调制器驱动器电路102-I和102-Q、激光二极管(LD)103以及光I/Q调制器104，其中，DSP单元100执行发射数据Data的数字信号处理，复用器(MUX)101-I和101-Q复用从DSP单元100输出的符号，光调制器驱动器电路102-I和102-Q放大从MUX 101-I和101-Q输出的信号，以及光I/Q调制器104通过来自光调制器驱动器电路102-I和102-Q的输出信号调制来自LD 103的连续光并输出信号。图41A是示出MUX 101-I的输出信号的视图。图41B是示出光调制器驱动器电路102-I的输出信号的视图。图41C是在平面上示出光I/Q调制器104的光输出信号的星座图。
DSP单元100包括针对发射数据Data执行FEC(前向纠错)编码的FEC 编码单元1000以及根据已经历了FEC编码的信号的调制格式来执行符号映射的符号映射单元1001。如上所述，因为100Gb/s光发射***使用QPSK调制格式，驱动光I/Q调制器104的电信号是二进制信号。为此，光调制器驱动器电路102-I和102-Q需要执行限制操作(限制放大小信号和大信号二者到所希望的幅值的操作)，以增加调制器驱动波形的孔眼开口。换言之，在100Gb/s光发射***中使用的光调制器驱动器电路102-I和102-Q中，线性(线性放大输入信号的特性)要求不高。
图42示出了能够使用发射端信号处理并且还能够应对更高阶调制格式(例如，QAM)的光发射机的布置的示例。图42也示出了针对从极化复用得到的一个极化波的发射框。图42中示出的光发射机包括DSP单元200、MUX 201-I和201-Q、D/A转换器(DAC，数模转换器)202-I和202-Q、光调制器驱动器电路203-I和203-Q、LD 204以及光I/Q调制器205，其中，DSP单元200执行发射数据Data的数字信号处理，MUX 201-I和201-Q复用从DSP单元200输出的符号，D/A转换器202-I和202-Q将从MUX 201-I和201-Q输出的数据转换为模拟信号，光调制器驱动器电路203-I和203-Q放大从DAC 202-I和202-Q输出的信号，以及光I/Q调制器205通过来自光调制器驱动器电路203-I和203-Q的输出信号调制来自LD204的连续光并输出信号。图43A是示出DAC 202-I的输出信号的视图。图43B是示出光调制器驱动器电路203-I的输出信号的视图。图43C是在平面上示出光I/Q调制器205的光输出信号的星座图。
除了FEC编码单元200和符号映射单元2001之外，DSP单元200包括预均衡单元2002、信号谱成形单元2003和发射FE均衡单元2004，其中，FEC编码单元2000针对发射数据Data执行FEC(前向纠错)编码，符号映射单元2001根据已经历了FEC编码的信号的调制格式来执行符号映射，预均衡单元2002对信号执行波长色散或光调制器的非线性响应的预均衡处理，信号谱成形单元2003对信号执行谱成形(Nyquist滤波)处理以抑制WDM(波分复用)发射时的信道间串话，发射FE均衡单元2004对信号执行用于光调制器的发射FE(前向均衡器)均衡。可根据需要对预均衡单元2002、信号谱成形单元2003和发射FE均衡单元2004的功能进行开/关控制(参见文献“3rd，New Optical Transmission Technologies by DigitalSignal Processing-100G and Beyond-，Proceedings of the IEICE，OpticalCommunication System Technical Committee，pp.9-13，2012)。
图42中示出的布置与图40中示出的常规100Gb/s光发射机存在极大不同，因为线性很重要。在使用简单的QPSK格式时，如上所述，驱动光I/Q调制器104的电信号是二进制信号“0”或“1”。然而，在应用Nyquist滤波或预均衡处理时，或在使用具有幅度调制的更高阶的多层调制格式(例如，QAM)时，驱动光I/Q调制器205的电信号不是简单的“0”或“1”信号，而是精细地包括幅度轴方向上的信息的信号。作为易于理解的示例，在使用16-QAM格式时，驱动光I/Q调制器205的电信号是四进制信号，如图43C中所示。
如上所述，在使用发射端信号处理或QAM格式时，驱动光调制器的电信号精细地包括幅度轴方向上的信息。为此，光调制器驱动器电路需要线性地响应，即，线性地放大输入信号。此外，图42中示出的光发射机可以覆盖处理二进制信号的常规***。
发明内容
本发明解决的问题
在实际使用场景中，即使在使用图42中示出的光发射机时，信号处理(例如Nyquist滤波)也不是必须应用的，且假设要根据需要来通过开/关控制该功能以执行操作。灵活的操作配置也是值得考虑的，其中，单个光发射机有时使用QPSK，有时使用QAM。在该情况下，对光调制器驱动器电路的线性要求也根据使用条件而改变。
如果使用上述具有优良的线性的光调制器驱动器电路，在任何情况下都在一定程度上保证了发射质量。然而，与处理二进制信号的常规限制类型驱动器电路相比，线性驱动器电路一般消耗更多的功率。将参考图44A和44B来解释原因。图44A是示出限制类型驱动器电路的输入/输出特性的图。图44B是示出线性驱动器电路的输入/输出特性的图。在图44A和44B中，横坐标表示输入信号Vin的幅度(或输入功率)，且纵坐标表示驱动器电路的输出信号Vout的幅度(或输出功率)。
在处理二进制信号时，关于所假设的输入幅度Ain获得驱动光调制器所必需的所希望的输出幅度Aout便足够了，且波形失真不造成严重问题。因此，从图44显而易见的是，因为可通过将驱动器电路可输出的信号的最大幅度Aoutmax设置为所希望的输出幅度Aout(Aoutmax≈Aout)来设计电路，功率效率非常高。此外，在处理二进制信号时，从增加光调制器驱动波形的孔眼开口的观点而言，驱动器电路优选执行限制操作。
另一方面，在线性驱动器电路中，线性操作范围需要较宽。因此，有必要将电路设计为使得可确保驱动器电路自身可输出的信号的足够大的最大幅度Aoutmax，并关于所假设的输入幅度Ain线性地获得所希望的输出幅度Aout(设计电路以获得较大的后退(backoff))。一般驱动器电路的功耗与电路的最大输出幅度成正比地增加。因此，线性驱动器电路的功耗增加了。
已做出了本发明来解决上述问题，且本发明提供了能够根据所应用的调制格式、均衡处理等在低功率/限制操作模式与线性操作模式之间切换的光调制器驱动器电路以及使用该光调制器驱动器电路的光发射机。
解决问题的方式
根据本发明，提供了一种光调制器驱动器电路，包括：放大输入信号并输出用于驱动光调制器的信号的放大器，以及能够根据所希望的操作模式调整放大器的电流量的电流量调整电路。
根据本发明，还提供了一种光发射机，包括：信号处理装置、D/A转换器、光调制器驱动器电路、光调制器和控制信号生成装置，信号处理装置用于根据光发射***的操作配置执行发射数据的信号处理，D/A转换器将信号处理装置处理的数字信号转换为模拟信号，光调制器驱动器电路放大从D/A转换器输出的信号，光调制器通过来自光调制器驱动器电路的输出信号调制从光源输入的连续光，并输出信号，控制信号生成装置基于与光发射***的操作配置有关的信息来生成控制光调制器驱动器电路的操作模式的第一控制信号。
发明效果
根据本发明，在光调制器驱动器电路中提供了电流量调整电路。这使得有可能根据光发射***的操作配置(调制格式或是否存在发射端信号处理)适当地选择性使用线性操作模式或限制操作模式，并极大地降低线性操作模式下的功耗，其中根据本发明的光调制器驱动器电路应用于该光发射***。此外，在本发明中，由于可通过将放大装置的电流量降低到零来将放大装置自身的增益降低到零，还可以获得关闭(无信号输出)模式。
根据本发明的光发射机，可根据光发射***的操作配置适当地选择性使用光调制器驱动器电路的线性操作模式和限制操作模式，且可降低限制操作模式下的功耗。除了在该两种模式(即，线性操作模式和限制操作模式)下使用之外，在该两种模式之间的中间操作模式下使用也是可能的。可将光调制器驱动器电路设置为在对于光发射***的操作配置而言最优的状态下。
附图说明
图1是示出根据本发明第一实施例的光调制器驱动器电路的概略的方框图；
图2是示出根据本发明第一实施例的光调制器驱动器电路的输入/输出特性的图；
图3是示出根据本发明第一实施例的光调制器驱动器电路的布置的电路图；
图4是示出根据本发明第一实施例的光调制器驱动器电路的另一布置的电路图；
图5是示出图3中示出的光调制器驱动器电路的输入/输出特性的图；
图6是示出图4中示出的光调制器驱动器电路的输入/输出特性的图；
图7是示出根据本发明第二实施例的光调制器驱动器电路的布置的方框图；
图8是示出图7中示出的光调制器驱动器电路的输入/输出特性的图；
图9是示出根据本发明第二实施例的光调制器驱动器电路的另一布置的方框图；
图10是示出图9中示出的光调制器驱动器电路的输入/输出特性的图；
图11是示出根据本发明第二实施例的线性可变增益电路的输入/输出特性的图；
图12是示出光I/Q调制器的布置的电路图；
图13是示出在图12中示出的光I/Q调制器中使用的MZ调制器的输入/输出特性的图；
图14是用于解释对MZ调制器的非线性进行补偿的常规方法的图；
图15是示出图3中示出的光调制器驱动器电路的电流源的布置的电路图；
图1 6是用于解释控制图15中示出的电流源的方法的定时图；
图17是示出图4中示出的光调制器驱动器电路的电流源的布置的电路图；
图18是用于解释控制图17中示出的电流源的方法的定时图；
图19是示出根据本发明第四实施例的光调制器驱动器电路的布置的电路图；
图20是示出根据本发明第四实施例的光调制器驱动器电路的另一布置的电路图；
图21是示出根据本发明第五实施例的光调制器驱动器电路的布置的电路图；
图22是示出根据本发明第五实施例的光调制器驱动器电路的另一布置的电路图；
图23是示出根据本发明第六实施例的光调制器驱动器电路的布置的电路图；
图24是示出根据本发明第六实施例的光调制器驱动器电路的另一布置的电路图；
图25是示出根据本发明第七实施例的光调制器驱动器电路的布置的电路图；
图26是示出常规的Gilbert单元类型的可变增益电路的布置的电路图；
图27是示出常规的Mayer类型的可变增益电路的布置的电路图；
图28是示出根据本发明第八实施例的线性可变增益电路的布置的电路图；
图29是示出根据本发明第八实施例的线性可变增益电路的另一布置的电路图；
图30是示出根据本发明第九实施例的光调制器驱动器电路的布置的电路图；
图31是示出根据本发明第九实施例的光调制器驱动器电路的另一布置的电路图；
图32是示出根据本发明第九实施例的光调制器驱动器电路的又一布置的电路图；
图33是示出根据本发明第九实施例的光调制器驱动器电路的又一布置的电路图；
图34是示出根据本发明的第十实施例的光发射机的布置的框图；
图35是用于对根据本发明第十实施例的控制光调制器驱动器电路的线性的方法进行解释的框图；
图36是用于对根据本发明第十实施例的控制光调制器驱动器电路的线性的另一方法进行解释的框图；
图37是示出根据本发明的第十一实施例的光发射机的布置的框图；
图38是用于对根据本发明第十一实施例的控制光调制器驱动器电路的线性的方法进行解释的框图；
图39是用于对根据本发明第十一实施例的控制光调制器驱动器电路的线性的另一方法进行解释的框图；
图40是示出常规光发射机的布置示例的框图；
图41A是示出图40中示出的复用器的输出信号的视图；
图41B是示出图40中示出的光调制器驱动器电路的输出信号的视图；
图41C是在平面上示出图40中示出的光I/Q调制器的光输出信号的星座图；
图42是示出常规光发射机的另一布置示例的框图；
图43A是示出图42中示出的D/A转换器的输出信号的视图；
图43B是示出图42中示出的光调制器驱动器电路的输出信号的视图；
图43C是在平面上示出图42中示出的光I/Q调制器的光输出信号的星座图；
图44A是示出限制类型驱动器电路的输入/输出特性的图；以及
图44B是示出线性驱动器电路的输入/输出特性的图。
具体实施方式
[第一实施例]
现在将参照附图说明本发明的实施例。图1是示出根据该实施例的光调制器驱动器电路的概要的框图。图2是示出根据该实施例的光调制器驱动器电路的输入/输出特性的图。图2的横坐标表示输入信号Vin的幅度(或输入功率)，且纵坐标表示光调制器驱动器电路的输出信号Vout的幅度(或输出功率)。该横坐标和纵坐标的定义也适用于要在稍后描述的输入/输出特性。
作为特性特征，除了输入端子2和输出端子3之外，根据本实施例的光调制器驱动器电路1还包括操作模式切换控制端子4，并能够根据操作配置(调制格式或是否存在发射端信号处理)来切换限制操作模式和线性操作模式。
将输入到操作模式切换控制端子4的信号CTL与光调制器驱动器电路1所应用到的光发射***的操作配置联系在一起。更具体地，作为输入到操作模式切换控制端子4的信号CTL，可使用来自DSP的控制信号，或者可手动设置和调整信号。备选地，光调制器驱动器电路1可被配置为基于从外界接收到的信号检测光调制器驱动器电路1所应用到的***的操作配置，且驱动器电路自身可自动生成要输入到操作模式切换控制端子4的信号CTL。此外，优选地，根据***要求，如图2中所示，在限制操作模式和线性操作模式二者下都关于所假设的输入幅度Ain获得预定的所希望的输出幅度Aout。
下面将描述用于实现根据本实施例的光调制器驱动器电路1的电路配置方法。可通过调整光调制器驱动器电路1的电流量来实现低功率/限制操作模式与线性操作模式之间的切换。这可由图3和图4中示出的电路配置来实现。图3和图4中示出该两个电路担当差分放大器。图3中示出的电路的特征在于使用多个(至少两个)能够对尾电流进行开/关控制的电流源。图4中示出的电路的特征在于使用任意数目(至少一个)的能够对尾电流进行控制的可变电流源。
首先将描述图3中示出的光调制器驱动器电路1。图3中示出的光调制器驱动器电路1包括晶体管Q10、晶体管Q11、集电极电阻器R10、集电极电阻器R11、发射极电阻器R12、发射极电阻器R13以及多个电流源IS10，其中，晶体管Q10具有连接到正相位输入端子2P的基极和连接到负相位输出端子3N的集电极，晶体管Q11具有连接到负相位输入端子2N的基极和连接到正相位输出端子3P的集电极，集电极电阻器R10的一个端子连接到电源电压VCC且另一端子连接到晶体管Q10的集电极，集电极电阻器R11的一个端子连接到电源电压VCC且另一端子连接到晶体管Q11的集电极，发射极电阻器R12的一个端子连接到晶体管Q10的发射极，发射极电阻器R13的一个端子连接到晶体管Q11的发射极，各个电流源IS10的一个端子连接到发射极电阻器R12和R13的另一端子侧且另一端子连接到电源电压VEE(VCC＞VEE)，且该各个电流源IS10是基于输入到操作模式切换控制端子4的信号CTL可开/关控制的。晶体管Q10和Q11以及电阻器R10至R13形成差分放大器50。该多个电源IS10形成电流量调整电路51。在图3中，VinP是正相位输入信号，VinN是负相位输入信号，VoutP是正相位输出信号，且VoutN是负相位输出信号。
在图3中示出的电路中，使用能够对差分放大器50的尾电流进行开/关控制的多个并行电流源IS10来控制流过差分放大器50的电流量，由此实现光调制器驱动器电路1的模式切换。在需要光调制器驱动器电路1的线性操作时，通过输入到操作模式切换控制端子4的控制信号CTL来开启全部电流源IS10，以最大化尾电流量，由此使得能够在线性操作模式下工作。在需要光调制器驱动器电路1的限制操作时，通过输入到操作模式切换控制端子4的控制信号CTL来开启该多个电流源IS10中的至少一个电流源并关闭剩余的电流源，以降低尾电流量，由此使得能够在限制操作模式下工作。
图5是示出图3中示出的光调制器驱动器电路1的输入/输出特性的图。从图5中显而易见的是，在图3中示出的光调制器驱动器电路1中，可使得差分放大器50的尾电流量在限制操作模式下比在线性操作模式下更小。可因此降低功耗。此外，通过单独地选择要关闭的电流源IS10，可以任意选择从线性操作模式到限制操作模式的输入/输出特性。因此，有可能精细地调整光调制器驱动器电路1的功耗和输入/输出特性的线性。
接下来将描述图4中示出的光调制器驱动器电路1。图4中示出的光调制器驱动器电路1包括晶体管Q20、晶体管Q21、集电极电阻器R20、集电极电阻器R21、发射极电阻器R22、发射极电阻器R23以及至少一个可变电流源IS20，其中，晶体管Q20具有连接到正相位输入端子2P的基极和连接到负相位输出端子3N的集电极，晶体管Q21具有连接到负相位输入端子2N的基极和连接到正相位输出端子3P的集电极，集电极电阻器R20的一个端子连接到电源电压VCC且另一端子连接到晶体管R20的集电极，集电极电阻器R21的一个端子连接到电源电压VCC且另一端子连接到晶体管R21的集电极，发射极电阻器R22的一个端子连接到晶体管Q20的发射极，发射极电阻器R23的一个端子连接到晶体管Q21的发射极，可变电流源IS20的一个端子连接到发射极电阻器R22和R23的另一端子侧且另一端子连接到电源电压VEE，且该可变电流源IS20可基于输入到操作模式切换控制端子4的信号CTL来控制尾电流。晶体管Q20和Q21以及电阻器R20至R23形成差分放大器52。可变电流源IS20形成电流量调整电路53。
图4中的光调制器驱动器电路1基于与图3中相同的概念，但控制方法不同。在图4中示出的电路中，使用能够控制差分放大器52的尾电流的可变电流源IS20来控制流过差分放大器52的电流量，由此实现光调制器驱动器电路1的模式切换。
图6是示出图4中示出的光调制器驱动器电路1的输入/输出特性的图。如图6中所示，在需要光调制器驱动器电路1的线性操作时，通过输入到操作模式切换控制端子4的控制信号CTL来将电流量设置为大(最大值)，由此使得能够在线性操作模式下工作。在需要光调制器驱动器电路1的限制操作时，通过输入到操作模式切换控制端子4的控制信号CTL来降低电流量，由此使得能够在限制操作模式下工作。在使用该控制方法时，不是通过与图3中示出的电路中一样的逐步控制，而是通过模拟(连续)控制来精细地调整线性和功耗。要注意到的是，能够流向一个可变电流源IS20的电流的量是有限的。因此，根据所必需的电流量来确定可变电流源IS20的数目，且可变电流源IS20并行连接。
图3和图4示出了双极性晶体管被用作晶体管Q10、Q11、Q20和Q21的示例。然而，晶体管不限于双极性晶体管，且可使用基于FET的晶体管，例如CMOS。如果使用基于FET的晶体管，将以上描述中的基极替换为栅极，将集电极替换为漏极，且将发射极替换为源极。
如上所述，在使用图3或图4中示出的电路时，可切换光调制器驱动器电路的线性操作模式和限制操作模式。在限制操作模式下，可根据尾电流的下降来降低功耗。因此，在图3和图4中示出的电路中，可在线性操作模式下获得最大增益，在线性操作模式下，差分放大器的尾电流量被最大化。增益随着尾电流量减小而下降。在尾电流减小到零时，增益自身可降低到零。因此，即使在关闭(无信号输出)模式下，也可以使用电路。换言之，根据本实施例的光调制器驱动器电路1也具有增益改变功能。
[第二实施例]
在第一实施例中，电路展现出最大化线性操作模式下的增益并降低限制操作模式下的增益的行为。因此，如上所述，关于所假设的输入幅度Ain的输出幅度电平根据操作模式而改变。当在***中允许这种行为的情况下，如果例如可根据操作状态(调制格式或是否存在发射端信号处理)在DSP侧任意调整来自DAC的输出幅度(即，光调制器驱动器电路的输入幅度)，可以直接使用第一实施例的电路来作为光调制器驱动器电路，而没有任何问题。然而，考虑到简单操作，光调制器驱动器电路优选在线性操作模式和限制操作模式二者下都关于所假设的输入幅度Ain获得预定的所希望的输出幅度Aout。
本实施例提出了在线性操作模式和限制操作模式二者下都能够关于所假设的输入幅度Ain获得预定的所希望的输出幅度Aout的电路配置。更具体地，将图3或图4中示出的电路用作输出电路，且将线性可变增益电路添加到前一级，由此形成具有两级结构的驱动器电路。
图7是示出根据本实施例的光调制器驱动器电路1的布置的框图。图8是示出图7中示出的光调制器驱动器电路1的输入/输出特性的图。在根据本实施例的光调制器驱动器电路1中，将图3或图4中示出的电路用作输出电路11，且将线性可变增益电路10添加到前一级，该线性可变增益电路10具有连接到输出电路11的输入端子的输出端子。线性可变增益电路10是能够根据输入到增益控制端子5的增益控制信号GCTL调整增益的电路。
如图8中所示，线性可变增益电路10在线性操作模式下降低增益，且在限制操作模式下提高增益。这可实现关于所假设的输入幅度Ain能够获得预定的所希望的输出幅度Aout的电路。对于降低限制操作模式下的功耗而言，应用图3或图4中示出的电路来作为需要确保针对固定负载***(所假设的应用中是50Ω)的大幅度并最消耗功率的输出电路11是最高效的。
图9是示出根据本实施例的光调制器驱动器电路1的另一布置的框图。图10是示出图9中示出的光调制器驱动器电路1的输入/输出特性的图。在图9中示出的光调制器驱动器电路1中，将图3或图4中示出的电路用作输入电路12，且将线性可变增益电路13添加到后一级，该线性可变增益电路13具有连接到输入电路12的输出端子的输入端子。类似于图7中示出的布置，这可以实现模式切换功能。
同样在图9中示出的布置中，如图10中所示，线性可变增益电路13降低线性操作模式下的增益并提高限制操作模式下的增益，由此关于所假设的输入幅度Ain获得预定的所希望的输出幅度Aout。
将仅具有图11中示出的线性可变增益特性的电路假设为图7和图9中示出的线性可变增益电路10和13。在添加线性可变增益电路10或13时，可在线性操作模式和限制操作模式中的每个操作模式下执行宽范围的增益改变和幅度调整。因此，也可以优化后一级的光调制器的驱动幅度。作为输入到增益控制端子5的信号GCTL，可使用来自DSP的控制信号，或者可手动设置和调整信号。备选地，光调制器驱动器电路1可被配置为基于从外界接收到的信号来检测光调制器驱动器电路1所应用到的***的操作配置，且驱动器电路自身可自动生成要输入到增益控制端子5的信号GCTL。
由MZ(Mach-Zehnder)调制器300形成图40和图42中示出的要由光调制器驱动器电路1驱动的光I/Q调制器104和205中的每个光I/Q调制器，如图12中所示。MZ调制器300具有一般展现为sin(正弦)曲线的非线性输入/输出特性，如图13所示。在DSP的预均衡单元不补偿MZ调制器300的非线性的操作配置中，使用有意地使驱动幅度小到在线性操作模式下的线性操作范围(如图14中所示)中驱动电路的方法是值得考虑的。然而，在使用图7或图9中示出的根据本实施例的光调制器驱动器电路1时，可以在线性操作模式和限制操作模式中的每个操作模式下执行增益改变和幅度调整。因此，有可能补偿MZ调制器的非线性。
[第三实施例]
接下来将描述根据第三实施例的光调制器驱动器电路1的电流源的详细布置和控制方法。图15是示出图3中示出的光调制器驱动器1的电流源IS10的布置的电路图。图16是用于解释控制电流源IS10的方法的定时图。n(n是整数2或更大整数)个电流源IS10中的每个电流源包括电流源晶体管Q12(Q12-1至Q12-n)和电阻器R14(R14-1至R14-n)，电流源晶体管Q12的基极连接到操作模式切换控制端子4且集电极连接到图3中示出的发射极电阻器R12和R13的另一端子侧，电阻器R14的一个端子连接到电流源晶体管Q12的发射极且另一端子连接到电源电压VEE。
在图15中示出的布置中，由输入到操作模式切换控制端子4的控制信号VCS(图3中示出的CTL)来控制电流源晶体管Q12，以切换电流源IS10的电流量，由此实现光调制器驱动器电路1的操作模式切换。控制信号VCS是开启/关闭电流源晶体管Q12的二进制信号，如图16中所示。为了关闭电流源晶体管Q12，给出接近电源电压VEE的电压VCS_OFF(VCS_OFF≈VEE)来作为控制信号VCS。为了开启电流源晶体管Q12，给出比电源电压VEE与电流源晶体管Q12的开启电压VBE_oN之和(VEE+VBE_oN)高的电压VCS_oN(VCS_oN＞VEE+VBE_oN)来作为控制信号VCS。
每个电流源晶体管Q12可单独地接收控制信号VCS。亦即，可准备与电流源晶体管Q12的数目一样多的控制信号VCS。在开启全部电流源晶体管Q12时，图3中示出的光调制器驱动器电路1在线性操作模式下工作。在多个电流源晶体管Q12中的至少一个电流源晶体管开启且剩余电流源晶体管关闭时，图3中示出的光调制器驱动器电路1在限制操作模式下工作。要注意到的是，可通过单个控制信号VCS来控制电流源晶体管Q12。
图17是示出图4中示出的光调制器驱动器1的电流源IS20的布置的电路图。图18是用于解释控制电流源IS20的方法的定时图。电流源IS20包括电流源晶体管Q22和电阻器R24，电流源晶体管Q22的基极连接到操作模式切换控制端子4且集电极连接到图4中示出的发射极电阻R22和R23的另一端子侧，电阻器R24的一个端子连接到电流源晶体管Q22的发射极且另一端子连接到电源电压VEE。
该电流源自身的布置与图15中相同，但控制方法不同。由于使用图17中示出的电流源IS20来作为可变电流源，不使用图16中示出的二进制控制信号，而使用图18中示出的连续控制信号VCS(图4中示出的CTL)。在使用连续控制信号VCS时，可将图4中示出的光调制器驱动器电路1的输入/输出特性从线性操作模式连续地改变到限制操作模式。
图17示出了使用一个电流源晶体管Q22的布置示例。然而，可将多个图17中示出的布置并行连接，且可通过公共的控制信号VCS或不同的控制信号VCS来控制电流源晶体管Q22。
在图15和图17中示出的布置中，可从外界直接向电流源晶体管Q12和Q22施加控制信号VCS，或者根据至控制侧的接口经由电压转换电路(例如，电压电平偏移电路)来施加控制信号VCS。
图15和图17示出了双极性晶体管被用作电流源晶体管Q12和Q22的示例。然而，可以使用基于FET的晶体管。如果使用基于FET的晶体管，将基极替换为栅极，将集电极替换为漏极，且将发射极替换为源极。
在第一至第三实施例中，将光调制器驱动器电路形成为具有一级结构或两级结构的电路。然而，可根据所需增益来适当地添加进行线性响应的放大电路。在光调制器驱动器电路具有多级结构时，可将功能集成在一个芯片上，或可形成多芯片电路。
[第四实施例]
在第一实施例中，已经将光调制器驱动器电路作为简单放大器进行了描述。然而，为了改进带宽或降低反射，光调制器驱动器电路可具有级联结构。图19是示出根据本实施例的光调制器驱动器电路1的布置的电路图。在图19中示出的光调制器驱动器电路1中，将晶体管Q13和晶体管Q14添加到图3中示出的电路，晶体管Q13的基极连接到偏置端子6，集电极连接到负相位输出端子3N，且发射极连接到晶体管Q10的集电极，晶体管Q14的基极连接到偏置端子6，集电极连接到正相位输出端子3P，且发射极连接到晶体管Q11的集电极。晶体管Q10、Q11、Q13和Q14以及电阻器R10至R13形成差分放大器54。将预定的偏置电压施加到偏置端子6。
图20是示出根据本实施例的光调制器驱动器电路1的另一布置的电路图。在图20中示出的光调制器驱动器电路1中，将晶体管Q23和晶体管Q24添加到图4中示出的电路，晶体管Q23的基极连接到偏置端子6，集电极连接到负相位输出端子3N，且发射极连接到晶体管Q20的集电极，晶体管Q24的基极连接到偏置端子6，集电极连接到正相位输出端子3P，且发射极连接到晶体管Q21的集电极。晶体管Q20、Q21、Q23和Q24以及电阻器R20至R23形成差分放大器55。
在如在本实施例中一样添加级联晶体管Q13、Q14、Q23和Q24时，可降低镜像效应，且可增加从集电极侧看去的光调制器驱动器电路的阻抗。因此，可以改进带宽和反射特性。
[第五实施例]
第一实施例或第四实施例中描述的电路可被形成为集总常数电路或分布式常数电路。图21是示出根据本实施例的光调制器驱动器电路1的布置的电路图。与图3中相同的附图标记在图21中表示相同的部分。图21中示出的光调制器驱动器电路1包括由晶体管Q10和Q11以及电阻器R12和R13形成的差分放大器56、由电流源IS10形成的电流量调整电路51、输入端连接到正相位输入端子2P的输入传输线20P、输入端连接到负相位输入端子2N的输入传输线20N、输出端连接到正相位输入端子3P的输出传输线21P、输出端连接到负相位输入端子3N的输出传输线21N、一个端子连接到输入传输线20P的输出端且另一端子连接到电源电压VCC的电阻器R15、一个端子连接到输入传输线20N的输出端且另一端子连接到电源电压VCC的电阻器R16、一个端子连接到输出传输线21P的输入端且另一端子连接到电源电压VCC的电阻器R17、以及一个端子连接到输出传输线21N的输入端且另一端子连接到电源电压VCC的电阻器R18。
沿着输入传输线20P和20N以及输出传输线21P和21N布置图21中示出的每个差分放大器56。晶体管Q10的基极连接到输入传输线20P，晶体管Q11的基极连接到输入传输线20N，晶体管Q10的集电极连接到输出传输线21N，以及晶体管Q11的集电极连接到输出传输线21P。
图22是示出根据本实施例的光调制器驱动器电路1的另一布置的电路图。与图4中相同的附图标记在图22中表示相同的部分。图22中示出的光调制器驱动器电路1包括由晶体管Q20和Q21以及电阻器R22和R23形成的差分放大器57、由电流源IS20形成的电流量调整电路53、输入传输线20P和20N、输出传输线21P和21N、一个端子连接到输入传输线20P的输出端且另一端子连接到电源电压VCC的电阻器R25、一个端子连接到输入传输线20N的输出端且另一端子连接到电源电压VCC的电阻器R26、一个端子连接到输出传输线21P的输入端且另一端子连接到电源电压VCC的电阻器R27、以及一个端子连接到输出传输线21N的输入端且另一端子连接到电源电压VCC的电阻器R28。
沿着输入传输线20P和20N以及输出传输线21P和21N布置图22中示出的每个差分放大器57。晶体管Q20的基极连接到输入传输线20P，晶体管Q21的基极连接到输入传输线20N，晶体管Q20的集电极连接到输出传输线21N，以及晶体管Q21的集电极连接到输出传输线21P。
图21和图22中示出的差分放大器56和57的操作与第一实施例中描述的差分放大器50和52的操作相同。要注意到的是，图21和图22中示出的差分放大器56和57可具有第四实施例中描述的级联结构。
[第六实施例]
图23是示出根据本实施例的光调制器驱动器电路1的布置的电路图。与图3和图21中相同的附图标记在图23中表示相同的部分。在图23中示出的光调制器驱动器电路1中，将发射极跟随器电路添加到图21中示出的光调制器驱动器电路中的每个差分放大器56的输入部分。
图23中示出的正侧的发射极跟随器电路包括晶体管Q15和电流源 IS11，晶体管Q15的基极连接到输入传输线20P，集电极连接到电源电压VCC，且发射极连接到晶体管Q10的基极，电流源IS11的一个端子连接到晶体管Q15的发射极，且另一端子连接到电源电压VEE。
图23中示出的负侧的发射极跟随器电路包括晶体管Q16和电流源IS12，晶体管Q16的基极连接到输入传输线20N，集电极连接到电源电压VCC，且发射极连接到晶体管Q11的基极，电流源IS12的一个端子连接到晶体管Q16的发射极，且另一端子连接到电源电压VEE。
图24是示出根据本实施例的光调制器驱动器电路1的另一布置的电路图。与图4和图22中相同的附图标记在图24中表示相同的部分。在图24中示出的光调制器驱动器电路1中，将发射极跟随器电路添加到图22中示出的光调制器驱动器电路中的每个差分放大器57的输入部分。
图24中示出的正侧的发射极跟随器电路包括晶体管Q25和电流源IS21，晶体管Q25的基极连接到输入传输线20P，集电极连接到电源电压VCC，且发射极连接到晶体管Q20的基极，电流源IS21的一个端子连接到晶体管Q25的发射极，且另一端子连接到电源电压VEE。
图24中示出的负侧的发射极跟随器电路包括晶体管Q26和电流源IS22，晶体管Q26的基极连接到输入传输线20N，集电极连接到电源电压VCC，且发射极连接到晶体管Q21的基极，电流源IS22的一个端子连接到晶体管Q26的发射极，且另一端子连接到电源电压VEE。
如上所述，在本实施例中，将发射极跟随器电路添加到分布级的差分放大器56和57中每一个差分放大器的输入部分。这使得有可能增加输入的阻抗并提高输入部分的匹配且还优化每级的输入偏置点。
图23和图24中示出的差分放大器56和57的操作与第一实施例中描述的差分放大器50和52的操作相同。要注意到的是，图23和图24中示出的差分放大器56和57可具有第四实施例中描述的级联结构。
[第七实施例]
在第五实施例和第六实施例中将差分结构作为示例。然而，不仅差分结构，单相分布式电路也可以通过上述的相同电流量控制来获得相同的效果。图25是示出根据本实施例的光调制器驱动器电路1的布置的电路图。图25中示出的光调制器驱动器电路1包括输入端连接到输入端子2的输入传输线30、输出端连接到输出端子3的输出传输线31、一个端子连接到输入传输线30的输出端且另一端子连接到电源电压VDD的电阻器R31、一个端子连接到输出传输线31的输入端且另一端子连接到电源电压VDD的电阻器R32、给出对输入信号Vin的DC偏置的输入信号偏置控制电路32、以及沿着输入传输线30和输出传输线31布置的放大器58。
图25中示出的每个放大器58包括晶体管Q30、晶体管Q31和电阻器Q30，晶体管Q30的栅极连接到输入传输线30，晶体管Q31的栅极连接到偏置端子6，漏极连接到输出传输线31，且源极连接到晶体管Q30的漏极，电阻器R30的一个端子连接到晶体管Q30的源极且另一端子连接到电源电压VSS(VDD＞VSS)。将预定的偏置电压施加到偏置端子6。
在根据本实施例的电路中，添加担当电流量调整电路的输入信号偏置控制电路32。输入信号偏置控制电路32根据输入到操作模式切换控制端子4的控制信号CTL调整输入信号Vin的DC偏置电平，由此调制流过放大器58的电流量。亦即，在线性操作模式下，提升输入信号Vin的DC偏置电平以增加电流量，由此提升响应线性。在限制操作模式下，降低输入信号Vin的DC偏置电平以降低电流量，由此节省功率。
图25示出了使用FET作为晶体管Q30和Q31的电路示例。与上述实施例中一样，晶体管不限于FET，且可使用双极性晶体管。如果使用双极性晶体管，将以上描述中的栅极替换为基极，将漏极替换为集电极，且将源极替换为发射极。此外，在图25的示例中，示出了具有级联结构的电路。然而，可通过在每个放大器58的上侧移除级联晶体管Q31来形成电路。
[第八实施例]
接下来将描述根据第二实施例的线性可变增益电路10和13的详细配置方法。作为一般的可变增益电路，图26中示出的Gilbert单元类型可变增益电路或图27中示出的Mayer类型可变增益电路是已知的。
图26中示出的Gilbert单元类型可变增益电路包括增益调整晶体管Q40和Q41、增益调整晶体管Q42和Q43、放大晶体管Q44和Q45、恒定电流源IS40、电阻器R40和电阻器R41，增益调整晶体管Q40和Q41具有连接到增益控制端子5P和5N的基极，并形成被配置为分别根据增益控制信号GCT和GCC调整增益的上差分对(增益调整单元)，增益调整晶体管Q42和Q43具有连接到增益控制端子5N和5P的基极，并形成被配置为分别根据增益控制信号GCC和GCT调整增益的上差分对(增益调整单元)，放大晶体管Q44和Q45分别具有连接到正相位输入端子7P和负相位输入端子7N的基极并形成下差分对(放大单元)，恒定电流源IS40的一个端子连接到放大晶体管Q44和Q45的发射极，且另一端子连接到电源电压VEE，电阻器R40的一个端子连接到电源电压VCC且另一端子连接到增益调整晶体管Q41和Q43的集电极，电阻器R41的一个端子连接到电源电压VCC且另一端子连接到增益调整晶体管Q40和Q42的集电极。
放大晶体管Q44的集电极连接到增益调整晶体管Q40和Q41的发射极，且放大晶体管Q45的集电极连接到增益调整晶体管Q42和Q43的发射极。从晶体管Q41和Q43的集电极(正相位输出端子8P)输出正相位输出信号VoutP，且从晶体管Q40和Q42的集电极(负相位输出端子8N)输出负相位输出信号VoutN。
图27中示出的Mayer类型可变增益电路包括增益调整晶体管Q50和Q51、增益调整晶体管Q52和Q53、晶体管Q54、晶体管Q55、放大晶体管Q56和Q57、恒定电流源IS50、电阻器R50和电阻器R51，增益调整晶体管Q50和Q51具有连接到增益控制端子5P和5N的基极，并形成被配置为分别根据增益控制信号GCT和GCC调整增益的上差分对(增益调整单元)，增益调整晶体管Q52和Q53具有连接到增益控制端子5N和5P的基极，并形成被配置为分别根据增益控制信号GCC和GCT调整增益的上差分对(增益调整单元)，晶体管54的基极和集电极连接到电源电压VCC且发射极连接到晶体管Q50的集电极，晶体管55的基极和集电极连接到电源电压VCC且发射极连接到晶体管Q53的集电极，放大晶体管Q56和Q57分别具有连接到正相位输入端子7P和负相位输入端子7N的基极并形成下差分对(放大单元)，恒定电流源IS50的一个端子连接到放大晶体管Q56和Q57的发射极，且另一端子连接到电源电压VEE，电阻器R50的一个端子连接到电源电压VCC且另一端子连接到增益调整晶体管Q51的集电极，电阻器R51的一个端子连接到电源电压VCC且另一端子连接到增益调整晶体管Q52的集电极。
放大晶体管Q56的集电极连接到增益调整晶体管Q50和Q51的发射极，且放大晶体管Q57的集电极连接到增益调整晶体管Q52和Q53的发射极。从晶体管Q51的集电极(正相位输出端子8P)输出正相位输出信号VoutP，且从晶体管Q52的集电极(负相位输出端子8N)输出负相位输出信号VoutN。
然而，图26和图27中示出的电路配置原样不能确保输入/输出特性的线性。为了提高线性，重要的是在输入信号VinP和VinN所输入到的放大晶体管Q44、Q45、Q56和Q57中***其值在一定程度上较大的发射极电阻器RE_L。具体地，设I是流过可变增益电路的电流量(电流源IS40或IS50的电流量)，重点是将电流量I与发射极电阻值RE_L的乘积I×RE_L的值设置为大于所假设的输入幅度Ain(I×RE_L＞Ain)。
晶体管Q40至Q43以及Q50至Q53具有增益调整功能。在将发射极电阻器RE_U***到晶体管Q40至Q43以及Q50至Q53中时，可以控制增益调整的灵敏度。
图28是示出根据本实施例的线性可变增益电路10和13的布置的电路图。在图28示出的线性可变增益电路10或13中，向图26中示出的可变增益电路添加电阻器R42、电阻器R43、电阻器R44、电阻器R45、电阻器R46以及电阻器R47，电阻器R42***到增益调整晶体管Q40的发射极与放大晶体管Q44的集电极之间，电阻器R43***到增益调整晶体管Q41的发射极与放大晶体管Q44的集电极之间，电阻器R44***到增益调整晶体管Q42的发射极与放大晶体管Q45的集电极之间，电阻器R45***到增益调整晶体管Q43的发射极与放大晶体管Q45的集电极之间，电阻器R46***到电流源IS40与放大晶体管Q44的发射极之间，以及电阻器R47***到电流源IS40与放大晶体管Q45的发射极之间。如上所述，增益调整晶体管Q40至Q43形成增益调整单元，且放大晶体管Q44和Q45形成放大单元。电阻器R42至R45的电阻值是RE_U，且电阻器R46和R47的电阻值是RE_L。
图29是示出根据本实施例的线性可变增益电路10和13的另一布置的电路图。在图29示出的线性可变增益电路10或13中，向图27中示出的可变增益电路添加电阻器R52、电阻器R53、电阻器R54、电阻器R55、电阻器R56以及电阻器R57，电阻器R52***到增益调整晶体管Q50的发射极与放大晶体管Q56的集电极之间，电阻器R53***到增益调整晶体管Q51的发射极与放大晶体管R56的集电极之间，电阻器R54***到增益调整晶体管Q52的发射极与放大晶体管R57的集电极之间，电阻器R55***到增益调整晶体管Q53的发射极与放大晶体管Q57的集电极之间，电阻器R56***到电流源IS50与放大晶体管Q56的发射极之间，以及电阻器R57***到电流源IS50与放大晶体管Q57的发射极之间。如上所述，增益调整晶体管Q50至Q53形成增益调整单元，且放大晶体管Q56和Q57形成放大单元。电阻器R52至R55的电阻值是RE_U，且电阻器R56和R57的电阻值是RE_L。
如上所述，在本实施例中，将电阻值为RE_U的发射极电阻器R42至R45或R52至R55以及电阻值为RE_LU的发射极电阻器R46和R47或R56和R57添加到常规的可变增益电路，由此实现具有良好线性的线性可变增益电路10或13。
[第九实施例]
在第二实施例中，线性可变增益电路10和输出电路11级联连接，或输入电路12和线性可变增益电路13级联连接。在将根据第一实施例的电流源施加到根据第八实施例的布置时，可将根据第一实施例的布置与根据第八实施例的布置集成。图30是示出根据本实施例的光调制器驱动器电路1的布置的电路图。与图3和图28中相同的附图标记在图30中表示相同的部分。图30中示出的光调制器驱动器电路1使用参考图3描述的电流源IS10来替代图28中示出的电流源IS40。
图31是示出根据本实施例的光调制器驱动器电路1的另一布置的电路图。与图3和图29中相同的附图标记在图31中表示相同的部分。图31中示出的光调制器驱动器电路1使用参考图3描述的电流源IS10来替代图29中示出的电流源IS50。
图32是示出根据本实施例的光调制器驱动器电路1的又一布置的电路图。与图4和图28中相同的附图标记在图32中表示相同的部分。图32中示出的光调制器驱动器电路1使用参考图4描述的电流源IS20来替代图28中示出的电流源IS40。
图33是示出根据本实施例的光调制器驱动器电路1的又一布置的电路图。与图4和图29中相同的附图标记在图33中表示相同的部分。图33中示出的光调制器驱动器电路1使用参考图4描述的电流源IS20来替代图29中示出的电流源IS50。图30至33中的附图标记59和60表示线性可变增益电路。线性可变增益电路59和60对应于从其分别移除了电流源IS40和IS50的线性可变增益电路10和13。
如上所述，当使用根据第一实施例的电流源IS10或IS20替代根据第八实施例的电流源IS40或IS50时，可以集成第二实施例中级联连接的组件。
[第十实施例]
接下来将描述执行光调制器驱动器电路的线性控制和增益控制的方法。图34是示出根据本实施例的光发射机的布置的框图。与图42中相同的附图标记在图34中表示相同的部分。根据本实施例的光发射机包括DSP 200(信号处理装置)、MUX 201-I和201-Q、DAC202-I和202-Q、光调制器驱动器电路203-I和203-Q、LD 204、光I/Q调制器205以及控制信号生成单元206，其中，DSP 200根据光发射***的操作配置对发射数据Data执行数字信号处理，MUX 201-I和201-Q复用从DSP 200输出的信号，DAC 202-I和202-Q将从MUX 201-I和201-Q输出的数据转换为模拟信号，光调制器驱动器电路203-I和203-Q放大从DAC 202-I和202-Q输出的信号，LD 204担当光源，光I/Q调制器205通过来自光调制器驱动器电路203-I和203-Q的输出信号调制来自LD 204的连续光并输出信号，以及控制信号生成单元206根据与光发射***的操作配置有关的信息INF生成对光调制器驱动器电路203-I和203-Q的控制信号CTL。
DSP 200包括FEC编码单元2000、符号映射单元2001、预均衡单元2002、信号谱成形单元2003、发射FE均衡单元2004等，其中，FEC编码单元2000对发射数据Data执行FEC编码，符号映射单元2001根据已经历了FEC编码的信号的调制格式执行符号映射，预均衡单元2002对信号执行波长色散或光调制器的非线性响应的预均衡处理，信号谱成形单元2003对信号执行谱成形(Nyquist滤波)处理以抑制WDM发射时的信道间串话，发射FE均衡单元2004对信号执行用于光调制器的发射FE均衡。在DSP 200中，调制格式可以根据来自外界的指令而改变。此外，可以对预均衡单元2002和信号谱成形单元2003的功能进行开/关控制。
在本实施例中，从DSP 200输出(提取)与光发射***的操作配置(调制格式或是否存在发射端信号处理)有关的信息INF。控制信号生成单元206向信息INF施加操作处理。操作结果被用作用于控制光调制器驱动器电路203-I和203-Q的功耗与输入/输出特性的线性之间的平衡以及光调制器驱动器电路203-I和203-Q的增益的控制信号CTL。
接下来将详细描述调整和控制光调制器驱动器电路203-I和203-Q的功耗与输入/输出特性的线性之间的平衡的方法。如表格1中所示，光发射***的操作配置中具体与光调制器驱动器电路203-I和203-Q的线性要求关系密切的项是：(A)调制格式，(B)预均衡功能，以及(C)信号谱成形功能(Nyquist滤波)，
[表格1]
对于调制格式而言，在处理二进制电信号的QPSK中，光调制器驱动器电路203-I和203-Q的输入/输出特性的线性不是必需的。在以幅度调制来处理电信号的QAM中，线性是必需的。对于预均衡功能而言，如果关闭预均衡功能，光调制器驱动器电路203-I和203-Q的输入/输出特性的线性不是必需的。如果开启预均衡功能，线性是必需的。另外，对于信号谱成形(Nyquist滤波)功能而言，如果关闭信号谱成形功能，光调制器驱动器电路203-I和203-Q的输入/输出特性的线性不是必需的。如果开启信号谱成形功能，线性是必需的。在整个***中，需要基于多个项来确定光调制器驱动器电路203-I和203-Q的输入/输出特性的线性的必要性。
在关于表格1中示出的所有功能需要光调制器驱动器电路203-I和203-Q的输入/输出特性的线性的操作配置中，需要在线性操作模式下可靠地操作光调制器驱动器电路203-I和203-Q。此外，在涉及表格1中示出的一个功能，光调制器驱动器电路203-I和203-Q的输入/输出特性的线性是必需的情况下，可以在线性操作模式下操作光调制器驱动器电路203-I和203-Q。
然而，在必要性和不必要性共存的情况下(例如，光调制器驱动器电路203-I和203-Q的输入/输出特性的线性对于表格1中示出的一个功能是必需的，但对于另一功能不是必需的)，在某种程度上线性地操作光调制器驱动器电路203-I和203-Q可能便足够了。在该情况下，从线性与功耗之间平衡的观点而言，在完全线性操作模式与限制操作模式之间的中间模式下使用光调制器驱动器电路203-I和203-Q可能是最优的。
在关于表格1中示出的所有功能不需要光调制器驱动器电路203-I和203-Q的输入/输出特性的线性的操作配置中，当在限制操作模式下操作光调制器驱动器电路203-I和203-Q时，可以提高作为光调制器驱动器电路203-I和203-Q的输出信号的二进制电信号的波形质量(S/N：信号噪声比)，并且还可期望提高发射质量。考虑以上解释，下面的控制方法被认为对于控制光调制器驱动器电路203-I和203-Q的输入/输出特性的线性是有用的。
图35是用于解释根据本实施例的线性控制方法的框图。在图35中示出的示例中，控制信号生成单元206执行的操作处理是或(OR)处理。在QAM格式下，DSP 200的符号映射单元2001输出“1”。在QPSK格式下，符号映射单元2001输出“0”。在开启预均衡功能时，DSP 200的预均衡单元2002输出“1”。在关闭预均衡功能时，预均衡单元2002输出“0”。在开启信号谱成形(Nyquist滤波)功能时，DSP 200的信号谱成形单元2003输出“1”。在关闭信号谱成形功能时，信号谱成形单元2003输出“0”。
控制信号生成单元206将从符号映射单元2001、预均衡单元2002和信号谱成形单元2003输出的信息进行或(OR)操作。如果至少一条信息是“1”，亦即，启动了至少一个需要光调制器驱动器电路203-I和203-Q的输入/输出特性的线性的功能，则控制信号CTL是“1”。根据该控制信号CTL，光调制器驱动器电路203-I和203-Q在线性操作模式下工作。如果从符号映射单元2001、预均衡单元2002和信号谱成形单元2003输出的所有信息是“0”，亦即，光调制器驱动器电路203-I和203-Q的输入/输出特性的线性不是必需的，则控制信号CTL是“0”。根据该控制信号CTL，光调制器驱动器电路203-I和203-Q在限制操作模式下工作。如上所述，在图35中示出的示例中，执行完全线性操作模式与限制操作模式之间的切换。
要注意到，在图35中示出的示例中，(A)调制格式、(B)预均衡和(C)谱成形是信息提取的目标。然而，如果存在另一功能或操作配置与光调制器驱动器电路203-I和203-Q的线性要求有关，则除了(A)至(C)之外，可提取任何其他信息。
图36是用于解释根据本实施例的另一线性控制方法的框图。在图36中示出的示例中，控制信号生成单元206执行的操作处理是加权加处理。在此，不仅该两个模式，即完全线性操作模式和限制操作模式，它们之间的中间操作模式也被假设为光调制器驱动器电路203-I和203-Q的操作模式。如上述的示例中一样，在QAM格式下，DSP 200的符号映射单元2001输出“1”。在QPSK格式下，符号映射单元2001输出“0”。在开启预均衡功能时，DSP 200的预均衡单元2002输出“1”。在关闭预均衡功能时，预均衡单元2002输出“0”。在开启信号谱成形(Nyquist滤波)功能时，DSP 200的信号谱成形单元2003输出“1”。在关闭信号谱成形功能时，信号谱成形单元2003输出“0”。
设INFa是从符号映射单元2001输出的信息“1”或“0”，设INFb是从预均衡单元2002输出的信息“1”或“0”，且设INFc是从信号谱成形单元2003输出的信息“1”或“0”。控制信号生成单元206的加权加处理被表达为
CTL＝INFa×a+INFb×b+INFc×c...(1)
其中，a、b和c是预设的加权系数(a、b和c是0至1的值，a+b+c＝1)。在加权系数a、b和c对应于功能(A)调制格式、(B)预均衡和(C)谱成形时，针对对光调制器驱动器电路203-I和203-Q的线性要求高的功能设置较大的值。通过设置加权系数a、b和c，当在DSP 200中启动对光调制器驱动器电路203-I和203-Q具有高线性要求的功能时，光调制器驱动器电路203-I和203-Q可被调整以获得良好的操作线性。如果到某个程度的线性便足够了，则光调制器驱动器电路203-I和203-Q可被调整以获得根据该程度的线性，由此抑制光调制器驱动器电路203-I和203-Q的功耗。
此外，在图36中示出的示例中，(A)调制格式、(B)预均衡和(C)谱成形是信息提取的目标。然而，如果存在另一功能或操作配置与光调制器驱动器电路203-I和203-Q的线性要求有关，则除了(A)至(C)之外，可提取任何其他信息。
在能够精细调整光调制器驱动器电路203-I和203-Q的输入/输出特性的线性的光发射机中，如图36中示出的示例中一样，可添加光发射距离的信息作为线性要求项。亦即，如果光发射距离长，则需要提升发射信号质量，并因此将光调制器驱动器电路203-I和203-Q的输入/输出特性的线性设置得高。如果光发射距离短，则假设在光调制器驱动器电路203-I和203-Q中允许某种程度的非线性。因此，降低线性，以抑制光调制器驱动器电路203-I和203-Q的功耗。
关于光调制器驱动器电路203-I，可使用图3、图4和图19至25中示出的布置中的一个布置。在图3和图19至24中，VinP是向光调制器驱动器电路203-I的正相位输入端子2P输入的正相位输入信号，VinN是向光调制器驱动器电路203-I的负相位输入端子2N输入的负相位输入信号，VoutP是从光调制器驱动器电路203-I的正相位输出端子3P向光I/Q调制器205输出的正相位输出信号，以及VoutN是从光调制器驱动器电路203-I的负相位输出端子3N向光I/Q调制器205输出的负相位输出信号。在图25中，Vin是向光调制器驱动器电路203-I的输入端子2输入的输入信号，以及Vout是从光调制器驱动器电路203-I的输出端子3向光I/Q调制器205输出的输出信号。
图3、图19、图21和图23中示出的电路对应于参考图35描述的线性控制方法。在图3、图19、图21或图23中示出的电路中，使用能够对差分放大器50、54或56的尾电流进行开/关控制的多个并行的电流源IS10来控制流过差分放大器50、54或56的电流量，由此实现光调制器驱动器电路203-I的模式切换。在需要光调制器驱动器电路203-I的线性操作时，基于控制信号CTL＝1来开启全部电流源IS10，以最大化尾电流量，由此使得能够在线性操作模式下工作。在需要光调制器驱动器电路203-I的限制操作时，基于控制信号CTL＝0来开启该多个电流源IS10中的至少一个电流源并关闭剩余的电流源，以降低尾电流量，由此使得能够在限制操作模式下工作。
如参考图5所描述的，在使用图3、图19、图21或图23中示出的布置的光调制器驱动器电路203-I中，可使得差分放大器50、54或56的尾电流量在限制操作模式下比在线性操作模式下更小。可因此降低功耗。
图4、图20、图22和图24中示出的电路对应于参考图36描述的线性控制方法。在图4、图20、图22或图24中示出的电路中，使用能够对差分放大器52、55或57的尾电流进行控制的可变电流源IS20来控制流过差分放大器52、55或57的电流量，由此实现光调制器驱动器电路203-I的模式切换。
如参考图6描述的，在需要使用图4、图20、图22或图24中示出的布置的光调制器驱动器电路203-I的线性操作时，基于控制信号CTL将电流量设置为大(到最大值)，由此使得能够在线性操作模式下工作。在需要光调制器驱动器电路203-I的限制操作时，基于控制信号CTL减少电流量，由此使得能够在限制操作模式下工作。在使用该控制方法时，不是通过与图3中示出的电路中一样的逐步控制，而是通过模拟(连续)控制来精细地调整线性和功耗。能够流向一个可变电流源IS20的电流的量是有限的。因此，根据所必需的电流量来确定可变电流源IS20的数目，且可变电流源IS20并行连接。
要注意到的是，图25中示出的布置可应用于参考图35描述的线性控制方法以及参考图36描述的线性控制方法二者。
接下来将描述光调制器驱动器电路203-I的电流源的详细布置。使用图3、图19、图21或图23中示出的布置的光调制器驱动器电路203-I的电流源IS10的布置和控制方法与参考图15和图16描述的布置和控制方法相同。要注意到的是，图16中示出的电压VCS_ON对应于CTL1，且电压VCS_OFF对应于CTL＝0。
使用图4、图20、图22或图24中示出的布置的光调制器驱动器电路 203-I的电流源IS20的布置和控制方法与参考图17和图18描述的布置和控制方法相同。该电流源自身的布置与图15中相同，但控制方法不同。由于图17中示出的电流源IS20被用作可变电流源，使用图18中示出的连续控制信号CTL。在使用连续控制信号CTL时，可将图4中示出的光调制器驱动器电路203-I的输入/输出特性从线性操作模式连续地改变到限制操作模式。为了在完全线性操作模式下操作光调制器驱动器电路203-I，设置CTL＝1。
要注意到的是，图3、图4、图15、图17和图19至25示出了使用双极性晶体管作为晶体管Q10至Q14、Q20至Q24、Q30和Q31的示例。然而，晶体管不限于双极性晶体管，且可使用基于FET的晶体管。如果使用基于FET的晶体管，将以上描述中的基极替换为栅极，将集电极替换为漏极，且将发射极替换为源极。
在图3、图4和图19至25中，已经描述了I(同相)通道的光调制器驱动器电路203-I的布置。这也可应用于Q(正交)通道的光调制器驱动器电路203-Q的布置。
可使用基于软件工作的电路或计算机来实现控制信号生成单元206。计算机包括CPU(中央处理单元)和存储设备。CPU根据存储设备中存储的程序执行要在本实施例和后续实施例中描述的控制信号生成单元206的处理。
如上所述，在本实施例中，可根据光发射***的操作配置适当地选择性使用光调制器驱动器电路203-I和203-Q的线性操作模式和限制操作模式，且可降低限制操作模式下的功耗。除了在该两种模式(即，线性操作模式和限制操作模式)下使用之外，在该两种模式之间的中间操作模式下使用也是可能的。可将光调制器驱动器电路203-I和203-Q设置在对于光发射***的操作配置而言最优的状态下。
[第十一实施例]
接下来描述本发明的第十一实施例。图37是示出根据本实施例的光发射机的布置的框图。与图34中相同的附图标记在图37中表示相同的部分。在根据本实施例的光发射机中，向根据第十实施例的光发射机添加担当信号处理控制装置的FPGA(现场可编程门阵列)207。使用FPGA 207执行DSP 200的操作配置的控制，并且从FPGA 207获取与操作配置有关的信息INF。布置的剩余部分与第十实施例中描述的相同。
图38是用于解释根据本实施例的线性控制方法的框图。如上所述，在本实施例中，从FPGA 207获取与光发射***的操作配置(调制格式或是否存在发射端信号处理)有关的信息INF。FPGA 207输出“1”作为与QAM格式下的调制格式有关的信息INFa，以及“0”作为QPSK格式下的信息INFa。FPGA 207在预均衡功能开启时输出“1”作为与预均衡功能有关的信息INFb，在预均衡功能关闭时输出“0”作为信息INFb。FPGA 207在信号谱成形功能开启时输出“1”作为与信号谱成形(Nyquist滤波)功能有关的信息INFc，在信号谱成形功能关闭时输出“0”作为信息INFc。图38中示出的控制信号生成单元206执行的操作处理是图35的示例中描述的或处理。在图38中示出的示例中，将参考图3、图15、图19、图21、图23或图25描述的布置用作光调制器驱动器电路203-I和203-Q。
图39是用于解释根据本实施例的另一线性控制方法的框图。FPGA207的操作与上述相同。图39中示出的控制信号生成单元206执行的操作处理是图36的示例中描述的加权加处理。在图39中示出的示例中，将参考图4、图17、图20、图22、图24或图25描述的布置用作光调制器驱动器电路203-I和203-Q。
在该实施例中，可因此获得与第十实施例中相同的效果。要注意到的是，在根据第十实施例和第十一实施例的光发射机中，可以向DSP 200的预均衡单元2002告知光调制器驱动器电路自身的线性操作中的非线性均衡功能。在该情况下，可单独给出将光调制器驱动器电路203-I和203-Q强制设置在完全限制操作模式下的控制信号。
[第十二实施例]
在第十和第十一实施例中，仅控制光调制器驱动器电路的功耗与输入/输出特性的线性之间的平衡。然而，还可控制光调制器驱动器电路的增益。
下面将描述光调制器驱动器电路的增益控制概念和方法。增益调整功能与光发射机的光I/Q调制器205的输入/输出特性有密切的关系。光I/Q调制器205由MZ(Mach-Zehnder)调制器300形成，如图12中所示。
MZ调制器300展现出一般由sin(正弦)曲线表示的非线性输入/输出特性，如图13所示。因此，在由能够获得最大透过率的驱动幅度驱动光I/Q调制器205时，发生失真。在由二进制信号驱动光I/Q调制器205时，如常规的100Gb/s光发射***中一样，失真不是问题。然而，在应用Nyquist滤波或预均衡处理时，或在使用具有幅度调制的更高阶的多级调制格式(例如，QAM格式)时，驱动光I/Q调制器205的电信号不是简单的“0”或“1”信号，而是精细地包括幅度轴方向上的信息的信号。为此，光I/Q调制器205的失真造成了问题。
然而，不同于限制类型驱动器电路的难以概括的输入/输出特性(输入/输出特性根据所使用的驱动器而改变)，可将MZ调制器300的输入/输出特性概括为正弦曲线。为此，向DSP 200的预均衡单元2002给出与MZ调制器300的输入/输出特性相反的特性被假设是相对容易的。在向DSP200的预均衡单元2002给出与MZ调制器300的输入/输出特性相反的特性时，可执行预均衡，以使得可在调制之后获得线性光信号。因此，光调制器驱动器电路203-I和203-Q仅需要向光I/Q调制器205输出幅度能够获得最大幅度的驱动信号，而与操作模式无关。
然而，在没有实现向DSP 200的预均衡单元2002给出与MZ调制器300的输入/输出特性相反的特性的功能，或该功能关闭的情况下，如果由幅度能够获得最大幅度的驱动信号驱动光I/Q调制器205，由于光I/Q调制器205中MZ调制器300的非线性特性，在调制后的光信号中发生失真。
在该实施例中，为了实现使用MZ调制器300的相对线性的驱动范围的控制，亦即，为了实现用于降低光调制器驱动器电路203-I和203-Q的输出幅度的控制，向光调制器驱动器电路203-I和203-Q给出增益控制信号GCTL。可使用上述控制信号CTL生成增益控制信号GCTL。
在线性操作模式下(控制信号CTL的值是“1”)，第十实施例和第十一实施例中描述的控制信号生成单元206输出降低光调制器驱动器电路203-I和203-Q的输出幅度以使得光I/Q调制器205在线性操作模式下工作的增益控制信号GCTL。在限制操作模式下(控制信号CTL的值是“0”)，控制信号生成单元206输出最大化光调制器驱动器电路203-I和203-Q的输出幅度的增益控制信号GCTL。
图3、图4、图7、图9和图19至25中示出的布置中的一个布置可作为根据本实施例的光调制器驱动器电路203-I的布置使用。在图7和图9中，Vin是向光调制器驱动器电路203-I的输入端子2输入的输入信号，以及Vout是从光调制器驱动器电路203-I的输出端子3向光I/Q调制器205输出的输出信号。
在图7中示出的布置中，图3、图4和图19至25中示出的电路中的一个电路被用作输出电路11，且线性可变增益电路10连接到输出电路11的前一级。在图9中示出的布置中，图3、图4和图19至25中示出的电路中的一个电路被用作输入电路12，且线性可变增益电路13连接到输入电路12的后一级。在此，已经描述了I通道的光调制器驱动器电路203-I的布置。这也可应用于Q通道的光调制器驱动器电路203-Q的布置。
线性可变增益电路10和13的布置与图28和图29中的相同。要注意到的是，图28和图29中示出的增益控制信号GCT和GCC与图7和图9中示出的增益控制信号GCTL相对应。
图30至33中示出的布置中的一个布置可作为根据本实施例的光调制器驱动器电路203-I的布置使用。在图30至33中，VinP是向光调制器驱动器电路203-I的正相位输入端子2P输入的正相位输入信号，VinN是向光调制器驱动器电路203-I的负相位输入端子2N输入的负相位输入信号，VoutP是从光调制器驱动器电路203-I的正相位输出端子3P向光I/Q调制器205输出的正相位输出信号，以及VoutN是从光调制器驱动器电路203-I的负相位输出端子3N向光I/Q调制器205输出的负相位输出信号。在使用图30至33中示出的布置中的一个布置来作为光调制器驱动器电路203-I的布置时，可以集成图7或图9中级联的组件。在此，已经描述了I通道的光调制器驱动器电路203-I的布置。这也可应用于Q通道的光调制器驱动器电路203-Q的布置。
工业实用性
本发明可应用于光调制器驱动器电路。
附图标记和符号的解释
1...光调制器驱动器电路；2，2P，2N，7P，7N...输入端子；3，3P，3N，8P，8N...输出端子；4...操作模式切换控制端子；5，5P，5N...增益控制端子；6...偏置端子；10，13，59，60...线性可变增益电路；11...输出电路；12...输入电路；20P，20N，30...输入传输线；21P，21N，31...输出传输线；32...输入信号偏置控制电路；50，52，54-58...差分放大器；51，53...电流量调整电路；Q10-Q16，Q20-Q26，Q30，Q31，Q40-Q45，Q50-Q57...发射机；R10-R18，R20-R28，R30-R32，R40-R47，R50-R57...电阻器；IS10-IS12，IS20-IS22，IS40，IS50...电流源；200...DSP；201-I，201-Q...复用器；202-I，202-Q...D/A转换器；203-I，203-Q...光调制器驱动器电路；204...激光二极管；205...光I/Q调制器；206...控制信号生成单元；207...FPGA；2000...FEC编码单元；2001...符号映射单元；2002...预均衡单元；2003...信号谱成形单元；2004...发射FE均衡单元

Claims (12)

1.一种光调制器驱动器电路，包括：
放大器，所述放大器放大输入信号并输出用于驱动光调制器的信号；以及
电流量调整电路，所述电流量调整电路能够根据所希望的操作模式调整所述放大器的电流量，其中
所述放大器包括：晶体管，晶体管的基极或栅极连接到输入端子，集电极或漏极连接到输出端子；以及发射极电阻器，***在所述电流量调整电路与所述晶体管发射极或源极之间，以及
所述电流量调整电路连接到所述晶体管，并根据所希望的操作模式来调整流过所述晶体管的电流量。
2.根据权利要求1所述的光调制器驱动器电路，其中，所述电流量调整电路通过根据所述所希望的操作模式调整所述放大器的电流量，改变所述放大器的输入/输出特性并控制对所希望的输入信号的放大响应的线性。
3.根据权利要求1所述的光调制器驱动器电路，其中，所述电流量调整电路包括至少两个电流源或至少一个可变电流源，所述至少两个电流源能够根据表示所述所希望的操作模式的第一二进制控制信号来单独地进行开关控制，所述至少一个可变电流源能够根据表示所述所希望的操作模式和所希望的特性的第一连续控制信号连续地控制所述电流量。
4.根据权利要求1所述的光调制器驱动器电路，其中，所述电流量调整电路包括输入信号偏置控制电路，所述输入信号偏置控制电路能够根据所述所希望的操作模式调整输入到所述放大器的输入信号的DC偏置电平。
5.根据权利要求1所述的光调制器驱动器电路，还包括在所述放大器的前一级和后一级之一处提供的线性可变增益电路。
6.根据权利要求5所述的光调制器驱动器电路，其中，所述线性可变增益电路包括：
放大单元，所述放大单元包括所述输入信号输入到的放大晶体管；
增益调整单元，所述增益调整单元包括与所述放大晶体管级联的增益调整晶体管，所述增益调整单元根据第二控制信号调整所述放大晶体管的输出信号的幅度；
恒定电流源，所述恒定电流源为所述放大单元和所述增益调整单元提供恒定电流；
第一发射极电阻器，所述第一发射极电阻器***在所述恒定电流源与所述放大晶体管的发射极之间；以及
第二发射极电阻器，所述第二发射极电阻器***在所述增益调整晶体管的发射极与所述放大晶体管的集电极之间。
7.根据权利要求1所述的光调制器驱动器电路，其中，所述光调制器驱动器电路包括替换所述放大器的线性可变增益电路，
所述线性可变增益电路包括：
放大单元，所述放大单元包括所述输入信号输入到的放大晶体管；
增益调整单元，所述增益调整单元包括与所述放大晶体管级联的增益调整晶体管，所述增益调整单元根据第二控制信号调整所述放大晶体管的输出信号的幅度；
第一发射极电阻器，所述第一发射极电阻器***在所述电流量调整电路与所述放大晶体管的发射极之间；以及
第二发射极电阻器，所述第二发射极电阻器***在所述增益调整晶体管的发射极与所述放大晶体管的集电极之间，
其中，所述电流量调整电路包括至少两个电流源或至少一个可变电流源，所述至少两个电流源能够根据表示所述所希望的操作模式的具有二进制值的控制信号来单独地进行开关控制，所述至少一个可变电流源能够根据表示所述所希望的操作模式和所希望的特性的连续控制信号连续地控制所述电流量。
8.根据权利要求1所述的光调制器驱动器电路，还包括：
输入传输线，所述输入传输线具有连接到所述光调制器驱动器电路的输入端子的输入端以及连接到电源电压的输出端；以及
输出传输线，所述输出传输线具有连接到所述电源电压的输入端以及连接到所述光调制器驱动器电路的输出端子的输出端，
其中，沿着所述输入传输线和所述输出传输线分别布置多个所述放大器和多个所述电流量调整电路，以及
所述放大器中的每个放大器的输入端子连接到所述输入传输线，且所述放大器中的每个放大器的输出端子连接到所述输出传输线。
9.一种光发射机，包括：
信号处理装置，所述信号处理装置用于根据光发射***的操作配置执行发射数据的信号处理；
D/A转换器，所述D/A转换器将所述信号处理装置处理的数字信号转换为模拟信号；
根据权利要求1至8中任一项所述的光调制器驱动器电路，所述光调制器驱动器电路放大从所述D/A转换器输出的信号；
光调制器，所述光调制器通过来自所述光调制器驱动器电路的输出信号调制从光源输入的连续光，并输出信号；以及
控制信号生成装置，所述控制信号生成装置基于与所述光发射***的操作配置有关的信息来生成控制所述光调制器驱动器电路的操作模式的第一控制信号。
10.根据权利要求9所述的光发射机，其中，所述控制信号生成装置从所述信号处理装置获取与所述光发射***的操作配置有关的信息。
11.根据权利要求9所述的光发射机，还包括：信号处理控制装置，所述信号处理控制装置用于根据所述光发射***的操作配置控制所述信号处理装置的操作配置，
其中，所述控制信号生成装置从所述信号处理控制装置获取与所述光发射***的操作配置有关的信息。
12.根据权利要求9所述的光发射机，其中，所述控制信号生成装置还基于所述第一控制信号生成控制所述光调制器驱动器电路的增益的第二控制信号。
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