CN104541196A - 光调制电路 - Google Patents

Abstract

本发明的目的是提供抑制了光电场响应的非线性的光调制电路。本发明的光调制电路的特征在于，具备：第一马赫-曾德尔调制部，其具有第一输出口及第二输出口，并由主信号来推挽驱动；第二马赫-曾德尔调制部，其与第一马赫-曾德尔调制部的第一输出口连接，并由修正信号来推挽驱动；以及非对称光耦合部，其以光强度耦合比r：1－r对从第二马赫-曾德尔调制部的输出口输出的光信号、和从第一马赫-曾德尔调制部的第二输出口输出的光信号进行耦合，其中，从第一输出口到非对称光耦合部的光路长度和从第二输出口到非对称光耦合部的光路长度大致相等。

Description

光调制电路

技术领域

本发明涉及能够应用于光通信***的光调制电路。

背景技术

为了提高光谱的利用效率，盛行QAM(Quadrature Amplitude Modulation：正交调幅)、OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing：正交频分复用)等的多值调制的研究。

作为获得多值光信号的一种方法，存在使用多值电信号来驱动推挽驱动型的马赫-曾德尔调制器(Mach-Zehnder Modulator，MZM)的方法。

在图1中表示以往的推挽驱动MZM100。在本例中，表示使用了X切割铌酸锂(LiNbO₃)基板的单端电极型的MZM。在图1中，MZM100如下构成，在由光分支部101及光耦合部102构成的马赫-曾德尔干涉仪型的光电路中，加载行波型的调制电极103和集中常数型的DC偏压电极104。为了简化附图，各电极只表示信号线部分，省略了接地电极。通过被输入到调制电极103的驱动电信号，对在各光波导中进行波导的光信号赋予+φ及－φ的相位变化。在这里，φ＝(π/2V_π)·V，V是驱动电信号的电压电平，V_π是使支路之间的相对光相位产生π变化的电压。并且，通过由DC偏压电极104来施加的偏压，对在各光波导中进行波导的光信号赋予相位差π。这时，由sinφ来表示MZM光电场响应。

在图2中表示在以往的MZM中的针对驱动电压的输出光信号的电场响应曲线。如图2所示，在以往的MZM中，针对驱动电压的响应曲线是非线性，因此，由多值电信号来进行驱动时，与在响应曲线为线性的情况下获得的理想性等间隔的输出光信号相比产生偏移。

另一方面，如果为了抑制该信号失真而将驱动电压的振幅从2V_π缩小，则如图3所示导致较大的光损失(参照非专利文献1)。

现有技术文献

非专利文献

非专利文献1:Shogo Yamanaka,Takayuki Kobayashi,Akihide Sano,HirojiMasuda,Eiji Yoshida,Yutaka Miyamoto,Tadao Nakagawa,Munehiko Nagatani,Hideyuki Nosaka,“11x 171Gb/s PDM 16-QAM Transmission over 1440km with aSpectral Efficiency of 6.4b/s/Hz using High-Speed DAC”,ECOC 2010,2010年,We.8.C.1

非专利文献2:K.Jinguji,N.Takato,A.Sugita,and M.Kawachi,Mach-Zehnder interferometer type optical waveguide coupler with wavelength-flattened coupling ratio”,Electron.Letters,1990年,Vol.26,No.17,pp.1326-1327

发明内容

本发明要解决的问题

本发明是鉴于这种问题而完成的，其目的是提供一种抑制了光电场响应的非线性的光调制电路。

用于解决问题的方法

为了达到这种目的，根据本发明的第一方式的光调制电路的特征在于，具备：第一马赫-曾德尔调制部，其具有第一输出口及第二输出口，并由主信号来推挽驱动；第二马赫-曾德尔调制部，其与所述第一马赫-曾德尔调制部的所述第一输出口连接，并由修正信号来推挽驱动；以及非对称光耦合部，其以光强度耦合比r：1－r对从所述第二马赫-曾德尔调制部的输出口输出的光信号、和从所述第一马赫-曾德尔调制部的所述第二输出口输出的光信号进行耦合，其中，从所述第一输出口到所述非对称光耦合部的光路长度和从所述第二输出口到所述非对称光耦合部的光路长度大致相等。

另外，为了达到这种目的，根据本发明的第二方式的光调制电路的特征在于，具备：第一马赫-曾德尔调制部，其具有第一输入口及第二输入口，并由主信号来推挽驱动；第二马赫-曾德尔调制部，其与所述第一马赫-曾德尔调制部的所述第一输入口连接，并由修正信号来推挽驱动；以及非对称光分支部，其以光强度分支比r：1－r对输入光信号进行分支，并向所述第二马赫-曾德尔调制部的输入口和所述第一马赫-曾德尔调制部的所述第二输入口送出，其中，从所述非对称光分支部到所述第一输入口的光路长度和从所述非对称光分支部到所述第二输入口的光路长度大致相等。

另外，根据本发明的第三方式的光调制电路的特征在于，光强度耦合比r为0＜r＜0.3。

另外，根据本发明的第四方式的光调制电路的特征在于，所述修正信号为与所述主信号相同的信号或者所述主信号的反相信号，在所述修正信号和所述主信号之间被赋予相当于所述第一马赫-曾德尔调制部和所述第二马赫-曾德尔调制部之间的光信号的传播时间的延迟。

另外，根据本发明的第五方式的光调制电路的特征在于，具有连结部，所述连结部连结所述第一马赫-曾德尔调制部的调制电极和所述第二马赫-曾德尔调制部的调制电极，由所述连结部产生的信号传播延迟与所述第一马赫-曾德尔调制部和所述第二马赫-曾德尔调制部之间的光信号的传播时间相等。

另外，根据本发明的第六方式的光调制电路的特征在于，在所述第一马赫-曾德尔调制部的调制电极和所述第二马赫-曾德尔调制部的调制电极之中，远离电输入的调制电极长于靠近电输入的调制电极。

另外，根据本发明的第七方式的光IQ调制电路的特征在于，具备：并联地排列的两个所述第一方式或第二方式所述的光调制电路；光分支部，其将来自输入口的输入光分支成两个部分，并输入到所述两个光调制电路中；光耦合部，其对分别从所述两个光调制电路输出的输出光进行耦合；以及相位调整部，其配置在从所述光分支部到所述光耦合部的光路中，并以分别从所述两个光调制电路输出的所述输出光在所述光耦合部中按光相位差π/2耦合的方式对光相位进行调整。

另外，根据本发明的第八方式的偏振复用IQ调制电路的特征在于，具备：并联地排列的两个所述第七方式所述的光IQ调制电路；光分支部，其将来自输入口的输入光分支成两个部分，并输入到所述两个光IQ调制电路中；偏振转子，其将来自所述两个光IQ调制电路之中的第一光IQ调制电路的输出光的偏振光旋转90度；以及偏振耦合部，其对由所述偏振转子将偏振光旋转了的来自所述第一光IQ调制电路的输出光和来自第二光IQ调制电路的输出光进行正交偏振合成，并作为偏振复用信号输出到输出口。

发明效果

根据本发明，能够提供如下光调制电路，所述光调制电路通过在针对驱动电压的光电场响应中生成二次分量并施加在一次分量中，从而抑制响应特性的非线性。

附图说明

图1是表示以往的MZM的结构的结构图。

图2是用于说明以往的MZM中产生的信号失真的图。

图3是用于说明以往的MZM中产生的光损失的图。

图4是表示本发明的第一实施方式涉及的光调制电路的结构的结构图。

图5是表示由图4所示的光调制电路来获得的响应曲线的图。

图6是表示公式2的右边第一项、右边第二项、以及左边T相对于V₁/V_π1(＝2φ/π)绘制的响应曲线的图。

图7A是表示当使用全宽振幅2Vπ的正弦波来驱动时的输出光信号光谱的图。

图7B是表示当使用全宽振幅2Vπ的正弦波来驱动时的输出光信号光谱的图。

图8是表示由公式4获得的SFDR的r、α依赖性的图。

图9是表示由公式5获得的理论上的光损失的r、α依赖性的图。

图10是表示本发明的第二实施方式涉及的光调制电路的结构的结构图。

图11是表示本发明的第三实施方式涉及的光调制电路的结构的结构图。

图12是表示本发明的第四实施方式涉及的光调制电路的结构的结构图。

具体实施方式

本发明涉及调制电路的电路结构，其效果不依赖于形成调制电路的材料。因此，在以下表示的实施方式中，不特别指定形成调制电路的材料。作为形成调制电路的材料，能够使用如下材料，具有作为一种电光学(Electro-Optic：EO)效应的普克尔效应的LiNbO₃(LN)、KTa_1－xNb_xO₃、K_1－yLi_yTa_1－xNb_xO₃等的多元系氧化物晶体、能够根据普克尔效应及量子限制斯塔克效应(Quantum ConfinedStark Effect：QCSE)来进行折射率调制的GaAs系、InP系的化合物半导体、或者具有发色团等的EO效应的聚合物等。并且，为了将复杂结构的调制电路制作成低损失，也可以使用上述材料基板和石英系平面光波电路(Planar LightwaveCircuit：PLC)的异质基板接合型结构。

另外，马赫-曾德尔调制部的调制电极为单端型、差动型的任何情况下也同样地能够获得本发明的效果。如众所周知，推挽驱动型马赫-曾德尔调制电路中的调制电极的配置依赖于基板的种类、晶体轴向等。例如，一般而言，在使用X切割型的LN基板的情况下使用单端型，在使用Z切割型的LN基板的情况下使用差动型(但是，在Z切割型中也可以通过使用极化颠倒而能够作成单端型)。通常，单端型的信号电极被配置在两个光波导支路的中心，差动型的信号电极被配置在各支路的正上方(但是，在使用了极化颠倒Z切割型LN基板的单端型电极的情况下，电极被配置在支路正上方)。在以下所示的例示的实施方式涉及的光调制电路中，为了简化附图而基本上对单端型电极进行假设并进行说明。但是，在差动型电极的情况下马赫-曾德尔调制部的响应特性也归结于相同的公式，因此，电极配置的选择不会对本发明的效果产生影响。另外，在以下所示的例示的实施方式涉及的附图中，为了简化而只表示信号电极，省略接地电极。

另外，在以下所示的例示的实施方式涉及的光调制电路中，马赫-曾德尔调制部的两支路的光路长度都是等长设计。实际上，因工艺错误、DC漂移等产生光路长度的偏差，而一般而言通过调整DC偏压来补偿这种偏差。补偿量根据材料、制造条件、调制器的使用环境等各不相同，因此，不能唯一地规定补偿量。因此，在以下的实施方式中，由DC偏压来赋予的支路之间相位差的值中不包括光路长度补偿部分。

(第一实施方式)

在图4中表示本发明的第一实施方式涉及的光调制电路400。

在图4中，光调制电路400具备主输入口401、第一及第二马赫-曾德尔调制部410及420、非对称光耦合部407、以及主输出口402。第一马赫-曾德尔调制部410具有作为输入侧耦合器及输出侧耦合器而使用了定向耦合器411及412的两个输出的纵横开关型结构。横向侧输出口416与非对称光耦合部407连接，纵向侧输出口415与第二马赫-曾德尔调制部420连接。第二马赫-曾德尔调制部420具有作为输入侧耦合器及输出侧耦合器而使用了Y字型耦合器421及422的一个输入一个输出结构。各马赫-曾德尔调制部410、420分别具备行波型的调制电极413及423、和集中常数型的DC偏压电极414及424。并且，光调制电路400还另行配置有调整向非对称光耦合部407输入的输入光的相对相位的DC偏压电极404。在第一及第二马赫-曾德尔调制部410、420中，分别使用DC偏压电极414、424，并在驱动信号电压为零的状态下以支路之间相位差成为π的方式调整相位。作为非对称光耦合部407也可以使用耦合比率固定的非对称耦合器，但是为了能够进行灵活的调整，如果使用能够调整耦合比的可变耦合器则较方便。从第一马赫-曾德尔调制部410的纵向侧输出口415经由第二马赫-曾德尔调制部420到达非对称光耦合部407的光路长度、和从第一马赫-曾德尔调制部410的横向侧输出口416到达非对称光耦合部407的光路长度相互相等。

此外，除了主输出口402之外，也能够适当地配置用于监视电路的中间的信号状态的抽头电路及监视器输出口。作为抽头电路的设置位置，例如能够考虑第一马赫-曾德尔调制部410的两个输出口部、第二马赫-曾德尔调制电路420的输出口部等。

将第一马赫-曾德尔调制部410的横向侧、纵向侧的光电场响应分别设为T_1c、T_1b，将第二马赫-曾德尔调制部420的光电场响应设为T₂，将调制电路整体的光电场响应设为T。如果省略非实质的相位系数，则T_1c、T_1b、T₂、T能够用以下的公式1表示。

[公式1]

$T_{1c}=\sin \left({\mathrm{\φ}}_1\right)=\sin \left(\frac{\mathrm{\π}}{{2V}_{\mathrm{\π}1}}{V}_1\right)$

$T_{1b}=\cos \left({\mathrm{\φ}}_1\right)=\cos \left(\frac{\mathrm{\π}}{{2V}_{\mathrm{\π}1}}{V}_1\right)$

$T_2=\sin \left({\mathrm{\φ}}_2\right)=\sin \left(\frac{\mathrm{\π}}{{2V}_{\mathrm{\π}2}}{V}_2\right)$

$T=\sqrt{1-r}\·T_{1c}+e^{\mathrm{j\θ}}\·\sqrt{r}\·T_2\·T_{1b}$     (公式1)

但是，常数V_π1、V_π2是分别在马赫-曾德尔调制部410、420中使支路之间的相对光相位产生π变化的电压(常数)，变量V₁、V₂是分别向马赫-曾德尔调制部410、420输入的驱动信号电压，θ是由DC偏压电极404来赋予的支路之间相位差。另外，r是非对称光耦合部407中的光强度耦合比，并且设为，针对来自第二马赫-曾德尔调制部420侧的输入的光耦合强度：针对来自第一马赫-曾德尔调制部410的横向侧输出口416侧的输入的光耦合强度＝r：1－r。上式是光电场响应，因此，r及1－r的平方根作为各项的系数而被涉及。

此外，V₂需要对V₁赋予一定的延迟后输入到调制电极。其理由为，在第一马赫-曾德尔调制部410中接收调制的光信号在到达第二马赫-曾德尔调制部420为止需要一定的时间，因此，与此相应地需要使驱动电信号V₂也产生延迟。具体而言，若将从输入V₁的调制电极413中开始进行光信号和电信号的相互作用的点到输入V₂的调制电极423中开始进行光信号和电信号的相互作用的点为止的光波导的物理长度设为L，将该波导中的光信号的群速度设为N，将光速设为c，则V₂相对于V₁的时间延迟τ需要设为τ＝NL/c。

作为最终响应T如果想获得线性高的响应，则存在两种驱动方法。即，将修正信号V₂设为主信号V₁的反相信号(V₂＝－V₁)、并设为θ＝0的方法、和将修正信号V₂设为与主信号V₁相同的信号(V₂＝V₁)、并设为θ＝π的方法。在任何情况下，调制电路整体的响应T都能够用以下的公式2表示。

[公式2]

$\begin{array}{c}T=\sqrt{1-r}\·\sin \left(\mathrm{\φ}\right)-\sqrt{r}\·\cos \left(\mathrm{\φ}\right)\·\sin \left(\mathrm{\φ}\right)\\ =\sqrt{1-r}\·\sin \left(\mathrm{\φ}\right)-\frac{\sqrt{r}}{2}\·\sin \left(2\mathrm{\φ}\right)\end{array}$     (公式2)

其中，设定为φ＝(π/2V_π1)·V₁，V_π2＝V_π1。此外，在V₂＝V₁的情况下，代替θ＝π而设为θ＝0，并在使用DC偏压电极424在驱动信号电压为零的状态下将第二马赫-曾德尔调制部420的支路之间相位差设为－π，也能够获得相同的响应。

在图5中表示公式2中设为r＝0.12时的T的值相对于V₁/V_π1(＝2φ/π)绘制的响应曲线。图2及图3所示的以往的MZM的响应为sin函数，与其相对，图5所示的本实施例的响应更接近直线，线性得以提高。另外，光损失也极少。

图6是将公式2的右边第一项、右边第二项、以及左边T相对于V₁/V_π1(＝2φ/π)绘制的响应曲线。如图6所示，右边第一项是与以往的MZM相同的正弦响应项，而作为第二项以相反符号附加了响应周期为1/2的正弦响应项。根据该第二项，第一项的非线性被抑制，因此，调制电路整体的响应T接近直线，由此可知提高了线性。

下面，为了对响应的线性进行定量化，对由纯正正弦波信号来驱动调制器的情况下的输出光信号光谱进行说明。在理想性线性响应调制器中，输出光电场与驱动信号成比例，因此，如果将驱动正弦波的频率设为f_s，则在输出光信号光谱中针对光载波频率f₀应该只出现f₀±f_s的基波分量。然而，实际上在调制器响应中存在非线性，因此，也出现f₀±nf_s(n是2以上的自然数)的高次谐波分量。基波分量相对于最大的高次谐波分量的强度比被称为Spurious-free dynamicrange(SFDR：无杂散动态范围)，能够作为线性的指标而使用。

在图7A及图7B中表示分别由全宽振幅2Vπ的正弦波来驱动图1所示的以往的MZM及r＝0.12的情况下的图4所示的本实施方式涉及的光调制电路时的输出光信号光谱。在图7A及图7B中，横轴是高次谐波次数n，纵轴是光谱强度。如图7A所示，在以往的MZM中三次高次谐波较大，SFDR大约为18.3dB。与其相此，如图7B所示，在r＝0.12的情况下的本实施方式涉及的光调制电路中三次高次谐波和五次高次谐波的强度大致抗衡，SFDR大约为36.8dB。即在本实施方式涉及的光调制电路中，SFDR相对于以往例改善了18.5dB。

SFDR还依赖于驱动正弦波的振幅及r的值。为了说明该情况，在将驱动信号设为全宽振幅2αV_π(α为调制指数)、角频率ω(＝2πf_s)的正弦波的情况下，如果使用第一种贝塞尔函数J来展开本实施方式涉及的光调制电路的输出光信号电场E_out，则成为如下。

[公式3]

$\begin{array}{c}{E}_{\mathrm{out}}=\sqrt{1-r}\·\sin (\frac{\mathrm{\π}}{{2V}_{\mathrm{\π}}}\·{\mathrm{\αV}}_{\mathrm{\π}}\sin \left(\mathrm{\ωt}\right))-\frac{\sqrt{r}}{2}\·\sin (\frac{\mathrm{\π}}{V_{\mathrm{\π}}}\·{\mathrm{\αV}}_{\mathrm{\π}}\sin \left(\mathrm{\ωt}\right))\\ =2\underset{m=0}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}\{\sqrt{1-r}\·J_{2m+1}\left(\frac{\mathrm{\π\α}}{2}\right)-\frac{\sqrt{r}}{2}\·J_{2m+1}\left(\mathrm{\π\α}\right)\}\·\sin \{(2m+1)\·\mathrm{\ωt}\}\end{array}$     (公式3)

SFDR能够作为m＝0的项(基波)的平方和m＞0的项(高次谐波)的项系数的平方的比而获得。即，

[公式4]

${\mathrm{SFDR}}_{\mathrm{dB}}(\mathrm{\α},r)=20\·\log \frac{\sqrt{1-r}\·J_1\left(\frac{\mathrm{\π\α}}{2}\right)-\frac{\sqrt{r}}{2}\·J_1\left(\mathrm{\π\α}\right)}{\underset{m}{\mathrm{MAX}}[\sqrt{1-r}\·J_{2m+1}\left(\frac{\mathrm{\π\α}}{2}\right)-\frac{\sqrt{r}}{2}\·J_{2m+1}\left(\mathrm{\π\α}\right)]}$     (公式4)

此外，上述公式4表示图4所示的本实施方式涉及的光调制电路的输出光信号的SFDR，而图1所示的以往的MZM的响应与本实施方式涉及的光调制电路中r＝0的情况的响应相等，因此，如果在公式4中设为r＝0，则能够求出图1所示的以往的MZM的SFDR。

在图8中表示由公式4获得的SFDR值的相对于横轴α、纵轴r的等高线曲线。如图8所示可知，r的最优值(赋予最大SFDR的r的值)相对于α缓慢地发生变化。例如，在α＝1时，r＝0.12(图7B的条件)最优，这时SFDR为36.8dB，而在将驱动振幅缩小并设为α＝0.5的情况下，r＝0.07最优，这时SFDR＝61.5dB。

一般而言，越缩小驱动振幅则线性越提高，并且SFDR变大，而与在图3所示的以往的MZM中缩小驱动振幅的情况同样地，在本实施方式涉及的光调制电路中也是如果缩小驱动振幅，则理论上的光损失变大。在这里，理论上的光损失是指针对驱动信号的峰值电压的光损失。具体而言，能够用以下的公式表示该理论上的光损失。

[公式5]

${\mathrm{Loss}}_{\mathrm{dB}}(\mathrm{\α},r)=-20\·\log \{\sqrt{1-r}\·\sin \left(\frac{\mathrm{\π\α}}{2}\right)-\frac{\sqrt{r}}{2}\·\sin \left(\mathrm{\π\α}\right)\}$     (公式5)

在图9中表示由公式5来获得的理论上的光损失的值相对于横轴α、纵轴r的等高线曲线。在α＝1、r＝0.12(图7B的条件，SFDR＝36.8dB)时，理论上的光损失是0.56dB，其限于极小的值。在现有技术(相当于r＝0)中为了达到相同的SFDR而需要缩小到α＝0.37，而这时理论上的光损失变成5.21dB。换句话说，假设需要SFDR＝36.8dB的情况下，通过使用本实施方式涉及的光调制电路，相对于现有技术能够将理论上的光损失减少4.65dB。

此外，根据图9能够明显地看出，理论上的光损失比起r更加依赖于α，大致在α＝1.0～1.4的区域内取最小值。另一方面，如图8所示，越使α变小，SFDR越有改善的趋势。即，在1.4＜α的区域内对光损失、SFDR这双方都不利，在α＜1.4的区域内大致折衷光损失和SFDR。因而，适合将α的设定区域设为0＜α＜1.4。并且如图8及图9所示，在0＜α＜1.4时SFDR成为最小的区域存在于r＜0.3内，如果r越小则理论上的光损失也越小。因而，适合将r的设定区域设为0＜r＜0.3。

另外，作为马赫-曾德尔调制部410的输出耦合器412，除了定向耦合器之外，还能够使用多模干涉(Multi Mode Interference：MMI)耦合器、非专利文献2所示的波长不敏感耦合器(Wavelength Insensitive Coupler：WINC)。不管是使用何种两个输入两个输出耦合器，来自其输出口的光信号具有相互相反关系，因此，如果适当地进行使用了偏压电极414的相位调整，则公式1成立。这能够根据光耦合器的互反性和能量守恒定律来导出(严格地讲，存在因耦合器的内部损失而导致互反性被破坏的情况，而如果使用内部损失非常小的耦合器，则不存在问题)。并且，作为输入耦合器411，如图4中举例表示地也可以使用两个输入两个输出耦合器，另外，也可以使用Y字型耦合器。在使用Y字型耦合器的情况下，不称为纵横开关型，而在由DC偏压电极414进行的支路之间相位差调整中，如果调整为在驱动信号电压零的状态下向横向侧输出口416侧输出的输出光变得最小，则上述公式1～5全部成立，因此，本质上没有区别。同样地，作为耦合器421、422也能够使用两个输入两个输出耦合器。

(第二实施方式)

在图10中表示本发明的第二实施方式涉及的光调制电路1000。

在图10中，通过如下方式获得本发明的第二实施方式涉及的光调制电路1000，在图4所示的第一实施方式的光调制电路400中，逆转光的输入输出方向，与此相应地配置对调制电极413及423的输入输出方向进行逆转的调制电极1013及1023。由于除了调制电极部以外都是相反的无源光电路，因此，本实施方式涉及的光调制电路1000具有与图4所示的第一实施方式涉及的光调制电路400完全相同的功能。但是，在第一实施方式涉及的光调制电路400中需要使马赫-曾德尔调制部420的驱动信号相对于马赫-曾德尔调制部410的驱动信号进行延迟，与其相此，在本实施方式中涉及的光调制电路1000由于其输入输出方向逆转，因此，需要使马赫-曾德尔调制部510的驱动信号相对于马赫-曾德尔调制部520的驱动信号进行延迟。

此外，关于各部位的名称，非对称耦合部407被置换成非对称光分支部1007，马赫-曾德尔调制部410的纵向侧输出口415及横向侧输出口416分别被置换成马赫-曾德尔调制部1010的输入口1015及1016，而这些仅仅是随着输入输出方向反转而进行的名称改变，作为物理结构能够使用完全相同的构件。

(第三实施方式)

在图11中表示本发明的第三实施方式涉及的光调制电路1100。

在图11中，本发明的第三实施方式涉及的光调制电路1100与图4所示的第一实施方式涉及的光调制电路400相比，不同点是利用连结部1133来连接调制电极1113和调制电极1123之间从而统一输入驱动信号，而其它方面都相同。

如第一实施方式的说明，针对马赫-曾德尔调制部1120的修正信号V₂是与驱动马赫-曾德尔调制部1110的主信号V₁相同的信号或者其反相信号。如果使用本实施方式的结构，则V₂变成与V₁相同的信号，并且能够将驱动信号的输入口设为一个，因此，能够简化驱动调制器的电气布线。但是，由连结部1133产生的传播延迟τ需要使用上述的N、L以成为τ＝NL/c的方式进行设计。另外，修正信号V₂相对于主信号V₁衰减与调制电极1113及连结部1133的传播损失相应的量，因此，与此相应地需要将V_π2设成小于V_π1。具体而言，根据将调制电极1123设为长于调制电极1113等的修正方法，以成为V_π2/V_π1＝(V₂的振幅)/(V₁的振幅)的方式进行设置，则能够获得公式2所示的响应。此外，根据第一及第二实施方式的说明能够明显地看出，在本实施方式涉及的光调制电路中使光的输入输出及调制电极的输入输出反向的结构中，也能够获得相同的效果。

(第四实施方式)

在图12中表示本发明的第四实施方式涉及的偏振复用IQ调制电路1200。

在图12中，本发明的第四实施方式涉及的光调制电路1200通过并联地排列四个图4所示的第一实施方式涉及的光调制电路400，构成偏振复用IQ调制电路。向主输入口1201输入的输入光通过光分支部1203被分支成四个部分，分别向高线性光调制电路1211～1214输入，所述高线性光调制电路1211～1214由与图4所示的第一实施方式涉及的光调制电路相同的结构构成。来自高线性调制电路1211及1212的输出光在相对相位使用DC偏压电极1221以成为π/2的方式调整相位之后进行耦合，并且，通过偏振转子1231其偏振轴旋转90°。来自高线性调制电路1213及1214的输出光在相对相位使用DC偏压电极1222以成为π/2的方式调整相位之后进行耦合。两个信号通过偏振耦合部1204被进行正交偏振合成，并作为偏振复用信号由主输出口1202输出。

本实施方式的结构在非专利文献1等的多个文献中表示的偏振复用IQ调制器中，将四个并联地配置的以往的MZM置换成了图4所示的高线性调制电路。高线性调制电路1211～1214与各偏振通道的I分量、Q分量相对应。由此，能够提供抑制了光电场响应的非线性的偏振复用IQ调制器。此外，作为高线性调制电路1211～1214，代替图4所示的第一实施方式涉及的光调制电路，也能够使用图10所示的第二实施方式涉及的光调制电路、图11所示的第三实施方式涉及的光调制电路。

另外，如果在图12所示的第四实施方式涉及的光调制电路之中将光分支部1203设为两个分支，并且只使用高线性调制电路之中邻接的两个并联部分(例如高线性调制电路1211及1212)，而省略剩余的两个并联部分(例如高线性调制电路1213及1214)、偏振转子1231、以及偏振耦合部1204，则能够构成单偏振IQ调制电路。

如以上所述，根据本发明，在针对驱动电压的光电场响应中通过生成二次分量并施加在一次分量上，能够提供抑制了响应特性的非线性的光调制电路。

附图标记说明

401、1001、1101、1201：主输入口

402、1002、1102、1202：主输出口

404、1004、1104、1221、1222：DC偏压电极

407、1117：非对称光耦合部

410、1010、1110：第一马赫-曾德尔调制部

411、1011、1111：第一马赫-曾德尔调制部的输入耦合器

412、1012、1112：第一马赫-曾德尔调制部的输出耦合器

413、1013、1113：第一马赫-曾德尔调制部的调制电极

414、1014、1114：第一马赫-曾德尔调制部的DC偏压电极

415、1115：第一马赫-曾德尔调制部的纵向侧输出口

416、1116：第一马赫-曾德尔调制部的横向侧输出口

420、1020、1120：第二马赫-曾德尔调制部

421、1021、1121：第二马赫-曾德尔调制部的输入耦合器

422、1022、1122：第二马赫-曾德尔调制部的输出耦合器

423、1023、1123：第二马赫-曾德尔调制部的调制电极

424、1024、1124：第二马赫-曾德尔调制部的偏压电极

1015：第一马赫-曾德尔调制部的纵向侧输入口

1016：第一马赫-曾德尔调制部的横向侧输入口

1107：非对称分支部

1133：调制电极的连结部

1203：光分支部

1204：偏振耦合部

1211、1212、1213、1204：高线性光调制电路

1231：偏振转子

Claims (8)

1.一种光调制电路，其特征在于，具备：

第一马赫-曾德尔调制部，其具有第一输出口及第二输出口，并由主信号来推挽驱动；

第二马赫-曾德尔调制部，其与所述第一马赫-曾德尔调制部的所述第一输出口连接，并由修正信号来推挽驱动；以及

非对称光耦合部，其以光强度耦合比r：1－r对从所述第二马赫-曾德尔调制部的输出口输出的光信号、和从所述第一马赫-曾德尔调制部的所述第二输出口输出的光信号进行耦合，

从所述第一输出口到所述非对称光耦合部的光路长度和从所述第二输出口到所述非对称光耦合部的光路长度大致相等。

2.一种光调制电路，其特征在于，具备：

第一马赫-曾德尔调制部，其具有第一输入口及第二输入口，并由主信号来推挽驱动；

第二马赫-曾德尔调制部，其与所述第一马赫-曾德尔调制部的所述第一输入口连接，并由修正信号来推挽驱动；以及

非对称光分支部，其以光强度分支比r：1－r对输入光信号进行分支，并向所述第二马赫-曾德尔调制部的输入口和所述第一马赫-曾德尔调制部的所述第二输入口送出，

从所述非对称光分支部到所述第一输入口的光路长度和从所述非对称光分支部到所述第二输入口的光路长度大致相等。

3.根据权利要求1或2所述的光调制电路，其特征在于，

光强度耦合比r为0＜r＜0.3。

4.根据权利要求1至3中任一项所述的光调制电路，其特征在于，

所述修正信号为与所述主信号相同的信号或者所述主信号的反相信号，

在所述修正信号和所述主信号之间被赋予相当于所述第一马赫-曾德尔调制部和所述第二马赫-曾德尔调制部之间的光信号的传播时间的延迟。

5.根据权利要求1至3中任一项所述的光调制电路，其特征在于，

所述光调制电路具有连结部，所述连结部连结所述第一马赫-曾德尔调制部的调制电极和所述第二马赫-曾德尔调制部的调制电极，由所述连结部产生的信号传播延迟与所述第一马赫-曾德尔调制部和所述第二马赫-曾德尔调制部之间的光信号的传播时间相等。

6.根据权利要求5所述的光调制电路，其特征在于，

在所述第一马赫-曾德尔调制部的调制电极和所述第二马赫-曾德尔调制部的调制电极之中，远离电输入的调制电极长于靠近电输入的调制电极。

7.一种光IQ调制电路，其特征在于，具备：

并联地排列的两个所述权利要求1或2所述的光调制电路；

光分支部，其将来自输入口的输入光分支成两个部分，并输入到所述两个光调制电路中；

光耦合部，其对分别从所述两个光调制电路输出的输出光进行耦合；以及

相位调整部，其配置在从所述光分支部到所述光耦合部的光路中，并以分别从所述两个光调制电路输出的所述输出光在所述光耦合部中按光相位差π/2耦合的方式对光相位进行调整。

8.一种偏振复用IQ调制电路，其特征在于，具备：

并联地排列的两个所述权利要求7所述的光IQ调制电路；

光分支部，其将来自输入口的输入光分支成两个部分，并输入到所述两个光IQ调制电路中；

偏振转子，其将来自所述两个光IQ调制电路之中的第一光IQ调制电路的输出光的偏振光旋转90度；以及

偏振耦合部，其对由所述偏振转子将偏振光旋转了的来自所述第一光IQ调制电路的输出光和来自第二光IQ调制电路的输出光进行正交偏振合成，并作为偏振复用信号输出到输出口。