WO2023090238A1 - マルチプレクサ - Google Patents

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WO2023090238A1
WO2023090238A1 PCT/JP2022/041836 JP2022041836W WO2023090238A1 WO 2023090238 A1 WO2023090238 A1 WO 2023090238A1 JP 2022041836 W JP2022041836 W JP 2022041836W WO 2023090238 A1 WO2023090238 A1 WO 2023090238A1
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WO
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filter
filters
common terminal
passband
elastic wave
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PCT/JP2022/041836
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Inventor
茂生 小笹
Original Assignee
株式会社村田製作所
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    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
    • H03H9/02—Details
    • H03H9/125—Driving means, e.g. electrodes, coils
    • H03H9/145—Driving means, e.g. electrodes, coils for networks using surface acoustic waves
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    • H03H9/70—Multiple-port networks for connecting several sources or loads, working on different frequencies or frequency bands, to a common load or source
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    • H03H9/70—Multiple-port networks for connecting several sources or loads, working on different frequencies or frequency bands, to a common load or source
    • H03H9/72—Networks using surface acoustic waves

Definitions

  • the present invention relates to a multiplexer with acoustic wave filters.
  • Patent Document 1 discloses an inductance element having one end connected to a first common terminal and the other end connected to a second common terminal, and a first acoustic wave filter connected to the first common terminal without an inductance element. , and a plurality of acoustic wave filters connected to a second common terminal. According to this, the insertion loss within the passband of each acoustic wave filter connected to the common terminal can be reduced.
  • the multiplexer described in Patent Document 1 poses a problem of the loss of the acoustic wave filters (hereinafter referred to as bundling loss) due to the common connection of the plurality of acoustic wave filters to the second common terminal.
  • bundling loss the loss of the acoustic wave filters
  • the bundling loss of filter A increases as the conductance in the passband A of the filter B increases. Therefore, as the number of acoustic wave filters connected to the second common terminal increases, the conductance in the passband A of the acoustic wave filters connected in parallel increases, and the bundling loss of the filters A increases.
  • the insertion loss of A increases.
  • an object of the present invention is to provide a multiplexer in which the insertion loss within the passband of commonly connected acoustic wave filters is reduced.
  • a multiplexer includes a first inductance element having a common terminal, a first end and a second end, the first end being connected to the common terminal; One or more elastic wave filters connected to two ends, and two or more elastic wave filters each connected to a common terminal without passing through a first inductance element, wherein the two or more elastic wave filters are common
  • the impedance in the passband of the one or more acoustic wave filters exhibits inductivity
  • the average value of conductance in the passband in the case is larger than the average value of conductance in the passband when each of the two or more acoustic wave filters
  • FIG. 1 is a circuit configuration diagram of a multiplexer according to an embodiment.
  • FIG. 2A is a diagram illustrating a first example of a circuit configuration of an elastic wave filter that constitutes a multiplexer according to an embodiment
  • FIG. 2B is a diagram illustrating a second example of a circuit configuration of an elastic wave filter that constitutes the multiplexer according to the embodiment
  • FIG. 3A is a plan view and a cross-sectional view schematically showing a first example of an elastic wave resonator that constitutes the elastic wave filter according to the embodiment.
  • FIG. 3B is a cross-sectional view schematically showing a second example of the elastic wave resonator that constitutes the elastic wave filter according to the embodiment.
  • FIG. 1 is a circuit configuration diagram of a multiplexer according to an embodiment.
  • FIG. 2A is a diagram illustrating a first example of a circuit configuration of an elastic wave filter that constitutes a multiplexer according to an embodiment
  • FIG. 2B is a diagram illustrating
  • FIG. 3C is a cross-sectional view schematically showing a third example of the elastic wave resonator that constitutes the elastic wave filter according to the embodiment.
  • FIG. 4 is a circuit configuration diagram of a multiplexer according to the embodiment.
  • FIG. 5 is a Smith chart showing impedance characteristics seen from the common terminal of the acoustic wave filter to which the first inductor element according to the example is connected.
  • FIG. 6A is a Smith chart showing impedance characteristics viewed from a common terminal of a single first acoustic wave filter (filter 22) according to the example and the comparative example.
  • FIG. 6B is a Smith chart showing impedance characteristics viewed from the common terminal of the elastic wave filter (filter 31) alone according to the example and the comparative example.
  • FIG. 6C is a Smith chart showing impedance characteristics seen from the common terminal of the elastic wave filter (filter 32) alone according to the example and the comparative example.
  • FIG. 7A is a graph comparing pass characteristics of elastic wave filters (filters 11) of multiplexers according to an example and a comparative example.
  • FIG. 7B is a graph comparing pass characteristics of elastic wave filters (filters 12) of the multiplexers according to the example and the comparative example.
  • FIG. 7C is a graph comparing pass characteristics of elastic wave filters (filters 21) of the multiplexers according to the example and the comparative example.
  • FIG. 7D is a graph comparing pass characteristics of elastic wave filters (filters 22) of the multiplexers according to the example and the comparative example.
  • FIG. 7A is a graph comparing pass characteristics of elastic wave filters (filters 11) of multiplexers according to an example and a comparative example.
  • FIG. 7B is a graph comparing pass characteristics of elastic wave filters (filters 12) of the
  • FIG. 7E is a graph comparing the pass characteristics of the elastic wave filters (filters 31) of the multiplexers according to the example and the comparative example.
  • FIG. 7F is a graph comparing pass characteristics of elastic wave filters (filters 32) of the multiplexers according to the example and the comparative example.
  • FIG. 8 is a circuit configuration diagram of a multiplexer according to a modification.
  • FIG. 9 is a Smith chart showing the impedance (admittance) of the second inductance element and the first acoustic wave filter according to the modification as seen from the common terminal.
  • the passband of the filter is defined as the frequency band between two frequencies that are 3 dB larger than the minimum value of the insertion loss in the passband.
  • FIG. 1 is a circuit configuration diagram of a multiplexer 1 according to an embodiment. As shown in the figure, multiplexer 1 includes filters 10 , 20 and 30 , inductor 40 , antenna connection terminal 90 , common terminal 91 , and input/output terminals 110 , 210 and 310 .
  • the antenna connection terminal 90 is connected to, for example, an antenna element.
  • Common terminal 91 is connected to one end (first end) of inductor 40 , one end of filter 20 , and one end of filter 30 .
  • the inductor 40 is an example of a first inductance element and has one end (first end) and the other end (second end). One end (first end) of the inductor 40 is connected to the common terminal 91 and the other end (second end) is connected to one end of the filter 10 .
  • the filter 10 is one of one or more acoustic wave filters connected to the other end (second end) of the inductor 40, and has a passband including at least part of band A. One end of the filter 10 is connected to the other end (second end) of the inductor 40 and the other end of the filter 10 is connected to the input/output terminal 110 .
  • Filter 10 has one or more elastic wave resonators.
  • the filter 20 is one of two or more acoustic wave filters connected to the common terminal 91 without going through the inductor 40, and has a passband including at least part of the band B. One end of the filter 20 is connected to the common terminal 91 and the other end of the filter 20 is connected to the input/output terminal 210 .
  • Filter 20 has one or more elastic wave resonators. Further, the filter 20 is an example of a first acoustic wave filter, and among two or more acoustic wave filters connected to the common terminal 91 without the inductor 40, the filter whose passband is located on the lowest frequency side. is.
  • the filter 30 is one of two or more acoustic wave filters connected to the common terminal 91 without passing through the inductor 40, and has a passband including at least part of the band C. One end of the filter 30 is connected to the common terminal 91 and the other end of the filter 30 is connected to the input/output terminal 310 . Filter 30 has one or more elastic wave resonators.
  • band B is located on the lower frequency side than band C. That is, the passband of the filter 20 is positioned on the lower frequency side than the passband of the filter 30 .
  • the passband of band A may be positioned on the lower frequency side or on the higher frequency side than the passband of band B. Also, the passband of band A may be located on the lower frequency side or the higher frequency side than the passband of band C.
  • the impedance in the passband of the filter 10 shows inductivity.
  • the passband of the filter 20 located on the low-frequency side is The average value of conductance is greater than the average value of conductance in the passband of filter 30 when filter 30 is seen alone from the common terminal 91 side.
  • the conductance of the filter 20 is the largest among the conductances in the passbands of the filters 20 and 30, and the transmission by the common connection of the filter 20 is Losses can be large.
  • the conductance of filter 20 is maximized. can be reduced. Therefore, the multiplexer 1 with reduced insertion loss can be provided.
  • band A for example, LTE (Long Term Evolution) Band 3 (uplink operating band: 1710-1785 MHz, downlink operating band: 1805-1880 MHz) is applied.
  • band B for example, Band 1 of LTE (uplink operating band: 1920-1980 MHz, downlink operating band: 2110-2170 MHz) is applied.
  • Band 7 of LTE uplink operating band: 2500-2570 MHz, downlink operating band: 2620-2690 MHz
  • band C for example.
  • the number of filters connected to the other end (second end) of the inductor 40 may be two or more. Also, the number of filters connected to the common terminal 91 without the inductor 40 may be three or more.
  • the antenna connection terminal 90 and the input/output terminals 110, 210 and 310 may not be included in the multiplexer 1.
  • FIG. 2A is a diagram showing a first example of the circuit configuration of the filter 20 according to the embodiment.
  • FIG. 2B is a diagram showing a second example of the circuit configuration of the filter 20 according to the embodiment.
  • the filter 20 according to the present embodiment has, for example, the circuit configuration of the elastic wave filter 20A shown in FIG. 2A or the elastic wave filter 20B shown in FIG. 2B.
  • Filters 10 and 30 may also have the circuit configuration of elastic wave filter 20A shown in FIG. 2A or elastic wave filter 20B shown in FIG. 2B.
  • the acoustic wave filter 20A shown in FIG. 2A includes series arm resonators 101 to 105, parallel arm resonators 151 to 154, and an inductor 161.
  • the series arm resonators 101 to 105 are arranged on a series arm path connecting the input/output terminal 210 and the common terminal 91 .
  • Each of the parallel arm resonators 151 to 154 is connected between each connection point of the series arm resonators 101 to 105 and the input/output terminal 210 and the ground.
  • the elastic wave filter 20A constitutes a ladder-type bandpass filter.
  • Inductor 161 is connected between the connection point of parallel arm resonators 151, 152 and 153 and the ground, and adjusts the attenuation pole in the filter pass characteristics.
  • the number of series arm resonators and parallel arm resonators is arbitrary, and inductor 161 may be omitted.
  • the elastic wave filter 20B shown in FIG. 2B includes a longitudinally coupled filter section 203, series arm resonators 201 and 202, and parallel arm resonators 251 and 253.
  • the longitudinal coupling filter unit 203 has, for example, nine IDTs, each of which is composed of a pair of IDT electrodes facing each other.
  • Series arm resonators 201 and 202 and parallel arm resonator 251 constitute a ladder filter section.
  • the acoustic wave filter 20B constitutes a bandpass filter.
  • elastic wave filter 20B shown as the second example of filter 20 the number of series arm resonators and parallel arm resonators and the number of IDTs constituting longitudinally coupled filter section 203 are arbitrary.
  • FIG. 3A is a plan view and a cross-sectional view schematically showing a first example of elastic wave resonators of filters 10, 20 and 30 according to the embodiment.
  • the figure illustrates the basic structure of elastic wave resonators forming filters 10 , 20 and 30 .
  • the elastic wave resonator 60 shown in FIG. 3A is for explaining a typical structure of an elastic wave resonator, and the number and length of the electrode fingers constituting the electrodes are Not limited.
  • the acoustic wave resonator 60 is composed of a piezoelectric substrate 50 and comb electrodes 60a and 60b.
  • a pair of comb electrodes 60a and 60b facing each other are formed on the substrate 50.
  • the comb-shaped electrode 60a is composed of a plurality of parallel electrode fingers 61a and busbar electrodes 62a connecting the plurality of electrode fingers 61a.
  • the comb-shaped electrode 60b is composed of a plurality of parallel electrode fingers 61b and a busbar electrode 62b connecting the plurality of electrode fingers 61b.
  • the plurality of electrode fingers 61a and 61b are formed along a direction orthogonal to the elastic wave propagation direction (X-axis direction).
  • the IDT electrode 54 which is composed of a plurality of electrode fingers 61a and 61b and busbar electrodes 62a and 62b, has a laminated structure of an adhesion layer 540 and a main electrode layer 542, as shown in (b) of FIG. 3A. It's becoming
  • the adhesion layer 540 is a layer for improving adhesion between the substrate 50 and the main electrode layer 542, and is made of Ti, for example.
  • the material of the main electrode layer 542 is, for example, Al containing 1% Cu.
  • Protective layer 55 is formed to cover comb electrodes 60a and 60b.
  • the protective layer 55 is a layer for the purpose of protecting the main electrode layer 542 from the external environment, adjusting frequency temperature characteristics, and increasing moisture resistance. is.
  • the materials forming the adhesion layer 540, the main electrode layer 542 and the protective layer 55 are not limited to the materials described above.
  • the IDT electrode 54 may not have the laminated structure described above.
  • the IDT electrode 54 may be composed of, for example, metals or alloys such as Ti, Al, Cu, Pt, Au, Ag, and Pd, and may be composed of a plurality of laminates composed of the above metals or alloys. may Also, the protective layer 55 may not be formed.
  • the substrate 50 includes a high acoustic velocity supporting substrate 51, a low acoustic velocity film 52, and a piezoelectric film 53.
  • the high acoustic velocity supporting substrate 51, the low acoustic velocity film 52, and the piezoelectric film 53 are It has a structure laminated in this order.
  • the piezoelectric film 53 is, for example, a ⁇ ° Y-cut X-propagation LiTaO 3 piezoelectric single crystal or a piezoelectric ceramic (lithium tantalate single crystal cut along a plane normal to an axis rotated ⁇ ° from the Y axis with the X axis as the central axis, (or ceramics, single crystal or ceramics in which surface acoustic waves propagate in the X-axis direction). Note that the material of the piezoelectric single crystal used as the piezoelectric film 53 and the cut angle ⁇ are appropriately selected according to the required specifications of each filter.
  • the high acoustic velocity support substrate 51 is a substrate that supports the low acoustic velocity film 52 , the piezoelectric film 53 and the IDT electrodes 54 .
  • the high acoustic velocity support substrate 51 is a substrate in which the acoustic velocity of bulk waves in the high acoustic velocity support substrate 51 is faster than acoustic waves such as surface waves and boundary waves propagating through the piezoelectric film 53, and surface acoustic waves are generated. It functions so that it is confined in the portion where the piezoelectric film 53 and the low sound velocity film 52 are laminated and does not leak below the high sound velocity support substrate 51 .
  • the high acoustic velocity support substrate 51 is, for example, a silicon substrate.
  • the low sound velocity film 52 is a film in which the sound velocity of the bulk wave in the low sound velocity film 52 is lower than that of the bulk wave propagating through the piezoelectric film 53 , and is arranged between the piezoelectric film 53 and the high sound velocity support substrate 51 . be.
  • This structure and the nature of the elastic wave to concentrate its energy in a low-temperature medium suppresses leakage of the surface acoustic wave energy to the outside of the IDT electrode.
  • the low-temperature velocity film 52 is, for example, a film whose main component is silicon dioxide.
  • the laminated structure of the substrate 50 it is possible to significantly increase the Q value at the resonance frequency and anti-resonance frequency compared to the conventional structure using a single layer piezoelectric substrate. That is, since an acoustic wave resonator with a high Q value can be configured, it is possible to configure a filter with a small insertion loss using the acoustic wave resonator.
  • the high acoustic velocity support substrate 51 has a structure in which a support substrate and a high acoustic velocity film having a higher acoustic velocity than elastic waves such as surface waves and boundary waves propagating through the piezoelectric film 53 are laminated.
  • the support substrate includes piezoelectric materials such as sapphire, lithium tantalate, lithium niobate, and quartz, alumina, magnesia, silicon nitride, aluminum nitride, silicon carbide, zirconia, cordierite, mullite, steatite, and fort.
  • the high acoustic velocity film includes aluminum nitride, aluminum oxide, silicon carbide, silicon nitride, silicon oxynitride, DLC film, diamond, media containing these materials as main components, and media containing mixtures of these materials as main components. etc., various high acoustic velocity materials can be used.
  • FIG. 3B is a cross-sectional view schematically showing a second example of elastic wave resonators of filters 10, 20 and 30 according to the embodiment.
  • the elastic wave resonator 60 shown in FIG. 3A shows an example in which the IDT electrodes 54 are formed on the substrate 50 having the piezoelectric film 53.
  • the substrate on which the IDT electrodes 54 are formed is shown in FIG. 3B.
  • the piezoelectric single crystal substrate 57 may be a single piezoelectric layer.
  • the piezoelectric single crystal substrate 57 is composed of, for example, a piezoelectric single crystal of LiNbO 3 .
  • the acoustic wave resonator according to this example is composed of a piezoelectric single crystal substrate 57 of LiNbO 3 , an IDT electrode 54 , and a protective layer 58 formed on the piezoelectric single crystal substrate 57 and the IDT electrode 54 . .
  • the piezoelectric film 53 and the piezoelectric single crystal substrate 57 described above may be appropriately changed in laminated structure, material, cut angle, and thickness according to the required transmission characteristics of the elastic wave filter device. Even an elastic wave resonator using a LiTaO 3 piezoelectric substrate having a cut angle other than the cut angle described above can produce the same effects as the elastic wave resonator 60 using the piezoelectric film 53 described above.
  • the substrate on which the IDT electrodes 54 are formed may have a structure in which a supporting substrate, an energy trapping layer, and a piezoelectric film are laminated in this order.
  • An IDT electrode 54 is formed on the piezoelectric film.
  • the piezoelectric film is, for example, LiTaO 3 piezoelectric single crystal or piezoelectric ceramics.
  • the support substrate is the substrate that supports the piezoelectric film, the energy confinement layer, and the IDT electrodes 54 .
  • the energy confinement layer consists of one or more layers, and the velocity of the bulk acoustic wave propagating through at least one layer is greater than the velocity of the elastic wave propagating near the piezoelectric film.
  • the energy trapping layer may have a laminated structure of a low acoustic velocity layer and a high acoustic velocity layer.
  • the sound velocity layer is a film in which the sound velocity of bulk waves in the sound velocity layer is lower than the sound velocity of elastic waves propagating through the piezoelectric film.
  • the high acoustic velocity layer is a film in which the acoustic velocity of bulk waves in the high acoustic velocity layer is higher than the acoustic velocity of elastic waves propagating through the piezoelectric film.
  • the support substrate may be a high acoustic velocity layer.
  • the energy trapping layer may be an acoustic impedance layer having a configuration in which a low acoustic impedance layer with a relatively low acoustic impedance and a high acoustic impedance layer with a relatively high acoustic impedance are alternately laminated. .
  • the wavelength of the elastic wave resonator is defined by the wavelength ⁇ which is the repetition period of the plurality of electrode fingers 61a or 61b forming the IDT electrode 54 shown in (b) of FIG. 3A.
  • the electrode finger pitch is 1/2 of the wavelength ⁇
  • the line width of the electrode fingers 61a and 61b constituting the comb-shaped electrodes 60a and 60b is W
  • the distance between the adjacent electrode fingers 61a and 61b is When the space width is S, it is defined as (W+S).
  • S space width
  • the intersecting width L of the pair of comb-shaped electrodes 60a and 60b is the overlap of the electrode fingers 61a and 61b when viewed from the elastic wave propagation direction (X-axis direction). is the length of the electrode finger that
  • the electrode duty of each acoustic wave resonator is the line width occupation ratio of the plurality of electrode fingers 61a and 61b, and is the ratio of the line width to the sum of the line width and space width of the plurality of electrode fingers 61a and 61b. and is defined as W/(W+S).
  • the height of the comb electrodes 60a and 60b is h.
  • electrode parameters related to the shape of the IDT electrodes of the acoustic wave resonator such as the wavelength ⁇ , the electrode finger pitch, the crossing width L, the electrode duty, and the height h of the IDT electrodes 54, are defined as electrode parameters.
  • the electrode finger pitch of the IDT electrodes 54 is defined by the average electrode finger pitch of the IDT electrodes 54 .
  • the average electrode finger pitch of the IDT electrode 54 is defined by the total number of the electrode fingers 61a and 61b included in the IDT electrode 54 being Ni, and the electrode finger positioned at one end of the IDT electrode 54 in the elastic wave propagation direction and It is defined as Di/(Ni-1), where Di is the center-to-center distance from the positioned electrode finger.
  • the resonance frequency and antiresonance frequency of the surface acoustic wave resonator shift to the lower frequency side as the electrode finger pitch of the IDT electrode increases. shift.
  • FIG. 3C is a cross-sectional view schematically showing a third example of elastic wave resonators of filters 10, 20 and 30 according to the embodiment.
  • Bulk acoustic wave resonators are shown as acoustic wave resonators of filters 10, 20 and 30 in FIG. 3C.
  • the bulk acoustic wave resonator has, for example, a support substrate 65, a lower electrode 66, a piezoelectric layer 67, and an upper electrode 68. , a piezoelectric layer 67, and an upper electrode 68 are laminated in this order.
  • the support substrate 65 is a substrate for supporting the lower electrode 66, the piezoelectric layer 67, and the upper electrode 68, and is, for example, a silicon substrate.
  • the support substrate 65 is provided with a cavity in a region in contact with the lower electrode 66 . This allows the piezoelectric layer 67 to vibrate freely.
  • the lower electrode 66 is an example of a first electrode and is formed on one surface of the support substrate 65 .
  • the upper electrode 68 is an example of a second electrode and is formed on one surface of the support substrate 65 .
  • the lower electrode 66 and the upper electrode 68 are made of Al containing 1% Cu, for example.
  • the piezoelectric layer 67 is formed between the lower electrode 66 and the upper electrode 68 .
  • the piezoelectric layer 67 is made of, for example, ZnO (zinc oxide), AlN (aluminum nitride), PZT (lead zirconate titanate), KN (potassium niobate), LN (lithium niobate), LT (lithium tantalate),
  • the main component is at least one of quartz and LiBO (lithium borate).
  • the bulk acoustic wave resonator having the above laminated structure induces a bulk acoustic wave in the piezoelectric layer 67 by applying electrical energy between the lower electrode 66 and the upper electrode 68 to generate resonance. It is.
  • a bulk acoustic wave generated by this bulk acoustic wave resonator propagates between the lower electrode 66 and the upper electrode 68 in a direction perpendicular to the film surface of the piezoelectric layer 67 . That is, the bulk acoustic wave resonator is a resonator that utilizes bulk acoustic waves.
  • the resonance frequency and anti-resonance frequency of the bulk acoustic wave resonator shift to the low frequency side.
  • each of filters 20 and 30 is composed of one or more surface acoustic wave resonators having IDT electrodes 54, and each of filters 20 and 30 is connected to common terminal 91.
  • a series arm resonator arranged on a series arm path connecting the output terminals 210 and 310 may be included.
  • the electrode finger pitch of the IDT electrodes 54 forming the series arm resonators included in the filter 20 is It can be the largest.
  • the passband of the filter 20 is located on the lowest frequency side.
  • each of filters 20 and 30 includes support substrate 65, lower electrode 66 and upper electrode 68 formed on one surface of support substrate 65, lower electrode 66 and upper
  • Each of the filters 20 and 30 connects a common terminal 91 and input/output terminals 210 and 310 to each other.
  • a series arm resonator arranged on the series arm path may be included.
  • the piezoelectric layers 67 forming the series arm resonators included in the filter 20 may be the thickest among the piezoelectric layers 67 forming the series arm resonators included in the filters 20 and 30, respectively.
  • the passband of the filter 20 is located on the lowest frequency side.
  • FIG. 4 is a circuit configuration diagram of the multiplexer 2 according to the embodiment.
  • the multiplexer 2 according to the present embodiment is an example of the multiplexer 1 according to the embodiment, and each of the band A, the band B and the band C has a frequency division duplex (FDD) band. It has an applied configuration.
  • FDD frequency division duplex
  • the multiplexer 2 includes filters 11, 12, 21, 22, 31 and 32, an inductor 40, an antenna connection terminal 90, a common terminal 91, input terminals 111, 211 and 311, and an output terminals 112, 212 and 312;
  • the multiplexer 2 according to the present embodiment has three filters connected to the inductor 40, and three filters connected to the common terminal 91 without the inductor 40. The difference is that
  • the description of the same configuration as that of the multiplexer 1 according to the embodiment will be omitted, and the description will focus on the different configuration.
  • the antenna connection terminal 90 is connected to, for example, an antenna element.
  • Common terminal 91 is connected to one end (first end) of inductor 40 , one end of filter 22 , one end of filter 31 , and one end of filter 32 .
  • the inductor 40 is an example of a first inductance element and has one end (first end) and the other end (second end). One end (first end) of inductor 40 is connected to common terminal 91 , and the other end (second end) is connected to one end of filter 11 , one end of filter 12 , and one end of filter 21 .
  • the filter 11 is one of one or more acoustic wave filters connected to the other end (second end) of the inductor 40, and has a passband that includes the Band A uplink operating band. One end of the filter 11 is connected to the other end (second end) of the inductor 40 and the other end of the filter 11 is connected to the input terminal 111 . Filter 11 has one or more elastic wave resonators.
  • the filter 12 is one of one or more acoustic wave filters connected to the other end (second end) of the inductor 40 and has a passband that includes the Band A downlink operating band. One end of the filter 12 is connected to the other end (second end) of the inductor 40 and the other end of the filter 12 is connected to the output terminal 112 .
  • Filter 12 has one or more elastic wave resonators.
  • the filter 21 is one of one or more acoustic wave filters connected to the other end (second end) of the inductor 40, and has a passband including the band B uplink operating band. One end of the filter 21 is connected to the other end (second end) of the inductor 40 and the other end of the filter 21 is connected to the input terminal 211 .
  • Filter 21 has one or more elastic wave resonators.
  • Filter 22 is one of two or more acoustic wave filters connected to common terminal 91 without inductor 40 and has a passband that includes Band B downlink operating band. One end of the filter 22 is connected to the common terminal 91 and the other end of the filter 22 is connected to the output terminal 212 . Filter 22 has one or more elastic wave resonators. Further, the filter 22 is an example of a first acoustic wave filter, and among two or more acoustic wave filters connected to the common terminal 91 without the inductor 40, the filter whose pass band is located on the lowest frequency side. is.
  • the filter 31 is one of two or more acoustic wave filters connected to the common terminal 91 without going through the inductor 40, and has a passband that includes the Band C uplink operating band. One end of the filter 31 is connected to the common terminal 91 and the other end of the filter 31 is connected to the input terminal 311 . Filter 31 has one or more elastic wave resonators.
  • Filter 32 is one of two or more acoustic wave filters connected to common terminal 91 without inductor 40 and has a passband that includes band C downlink operating band. One end of the filter 32 is connected to the common terminal 91 and the other end of the filter 32 is connected to the output terminal 312 . Filter 32 has one or more elastic wave resonators.
  • the uplink operating band means the frequency range designated for the uplink among the above bands.
  • the downlink operating band means the frequency range designated for the downlink among the above bands.
  • the downlink operating band of band B is located on the lower frequency side than the uplink operating band and downlink operating band of band C. That is, the passband of filter 22 is located on the lower frequency side than the passbands of filters 31 and 32 .
  • Band 3 of LTE is applied as band A
  • Band 1 of LTE is applied as band B
  • Band 7 of LTE is applied as band C.
  • FIG. 5 is a Smith chart showing impedance characteristics viewed from the common terminal 91 of the filters 11, 12 and 21 to which the inductor 40 according to the embodiment is connected. More specifically, FIG. 5 shows the impedance of the filters 11, 12 and 21 connected to the inductor 40 viewed from the common terminal 91 when the filters 22, 31 and 32 are not connected to the common terminal 91. It is shown. As shown in the figure, the impedance in each passband of filters 11, 12 and 21 (B3-Tx passband, B3-Rx passband and B1-Tx passband in FIG. 5) shows inductivity. Since each of the filters 11, 12 and 21 is an acoustic wave filter, the impedance of each single filter 11, 12 and 21 exhibits capacitiveness.
  • the impedance of the filters 11, 12 and 21 viewed from the common terminal 91 side with the inductor 40 not connected exhibits capacitiveness.
  • the impedance of the filters 11, 12 and 21 viewed from the common terminal 91 side is equal to the Smith chart equal resistance Shift clockwise on the circle.
  • the impedance in each passband when filters 11, 12 and 21 to which inductor 40 is connected is viewed from common terminal 91 shifts from the capacitive region to the inductive region.
  • the impedance in the passbands of the filters 22, 31 and 32 (B1-Rx attenuation band and B7 attenuation band in FIG. 5) is Located at the outer edge of the inductive region. This is due to the following effects.
  • the impedance in the passband of filters 22, 31 and 32 is located at the outer edge of the capacitive region.
  • the impedance in the passband of the filters 22, 31 and 32 is shifted clockwise on the equal resistance circle of the Smith chart. shift.
  • the impedance in the passband of the filters 22, 31 and 32 becomes more open as the frequency becomes higher (the B7 attenuation band in FIG. 5).
  • the lower the frequency (the B1-Rx attenuation band in FIG. 5) the closer to the short side.
  • the conductance in the passbands of the filters 22, 31 and 32 decreases as the frequency increases (B7 attenuation band in FIG. 5).
  • the conductance ( The B1-Rx attenuation band in FIG. 5) is large compared to the conductance in the passbands of filters 31 and 32 (B7 attenuation band in FIG. 5). Therefore, there is a concern that the received signal of Band 1, which should pass through filter 22, is likely to leak to filters 11, 12 and 21, increasing the transmission loss of filter 22.
  • FIG. 5 shows that the conductance ( The B1-Rx attenuation band in FIG. 5) is large compared to the conductance in the passbands of filters 31 and 32 (B7 attenuation band in FIG. 5). Therefore, there is a concern that the received signal of Band 1, which should pass through filter 22, is likely to leak to filters 11, 12 and 21, increasing the transmission loss of filter 22.
  • the average conductance in the passband of the filter 22 is The value is set larger than the average value of the conductance in each passband when the filter 31 alone and the filter 32 alone are viewed from the common terminal 91 .
  • FIG. 6A is a Smith chart showing impedance characteristics viewed from the common terminal 91 of the single filter 22 according to the example and the comparative example.
  • FIG. 6B is a Smith chart showing impedance characteristics of the filters 31 according to the example and the comparative example viewed from the common terminal 91 .
  • FIG. 6C is a Smith chart showing impedance characteristics of the filters 32 according to the example and the comparative example viewed from the common terminal 91 . More specifically, FIG. 6A shows the admittance in the passband of the filter 22 when the filter 22 alone is viewed from the common terminal 91 in the example and the comparative example, and FIG.
  • the admittance in the passband of the filter 31 when the filters 31 and 32 connected to the common terminal 91 are viewed from the common terminal 91 is shown.
  • the admittance in the passband of filter 32 when filters 31 and 32 connected to common terminal 91 are viewed from common terminal 91 is shown.
  • FIG. 6B and 6C show the admittance when the filters 31 and 32 are commonly connected, but the admittance in the passband of the filter 31 when the filter 31 alone is viewed from the common terminal 91 is It lies on the conductance circle outside the admittance shown in FIG. 6B. Also, the admittance in the pass band of the filter 32 when the single filter 32 is viewed from the common terminal 91 is located in the conductance circle outside the admittance shown in FIG. 6C.
  • each of the filters 11, 12, 21, 22, 31 and 32 according to the comparative example is a filter having an electrode parameter that minimizes the insertion loss in the passband of each individual filter.
  • the average value of the conductance in the passband of filter 22 when viewed from common terminal 91 is Larger than the average value of the conductance in the passband of the filter 31 when viewed from the common terminal 91 side, and larger than the average value of the conductance in the passband of the filter 32 when the single filter 32 is viewed from the common terminal 91 side big.
  • the average value of the conductance in the passband when the filter 22 is seen alone from the common terminal 91 side is the conductance in the passband when each of the filters 22, 31 and 32 is seen alone from the common terminal 91 side. is the largest among the average values of
  • the conductance of the filter 22 among the conductances in the passbands of the filters 22, 31 and 32 is It is the largest, and there is a possibility that the transmission loss due to the common connection of the filters 22 will increase.
  • the conductance of filter 22 is the largest among the conductances in the passband when each of filters 22 , 31 and 32 is viewed from common terminal 91 .
  • the reception signal of Band 1 can be suppressed from leaking to the filters 11, 12 and 21, and the transmission loss due to the common connection of the filter 22 can be reduced. Therefore, the multiplexer 2 with reduced insertion loss can be provided.
  • the impedance in the passband of each filter when the filters 11, 12 and 21 connected to the common terminal 91 via the inductor 40 are viewed from the common terminal 91 is shown in FIG. Located in the inducible region as indicated.
  • the impedance in the passband of each filter is located in the capacitive region (Figs. 6A and 6B and FIG. 6C).
  • the impedance seen from the common terminal 91 of each filter is the reference impedance (eg 50 ⁇ ).
  • FIG. 7A is a graph comparing the pass characteristics of the filters 11 of the multiplexers according to the example and the comparative example.
  • FIG. 7B is a graph comparing the pass characteristics of the filters 12 of the multiplexers according to the example and the comparative example.
  • FIG. 7C is a graph comparing pass characteristics of the filters 21 of the multiplexers according to the example and the comparative example.
  • FIG. 7D is a graph comparing pass characteristics of the filters 22 of the multiplexers according to the example and the comparative example.
  • FIG. 7E is a graph comparing the pass characteristics of the filters 31 of the multiplexers according to the example and the comparative example.
  • FIG. 7F is a graph comparing the pass characteristics of the filters 32 of the multiplexers according to the example and the comparative example.
  • FIGS. 7A, 7B, 7C, 7E and 7F there is no difference between the pass characteristics of the filters 11, 12, 21, 31 and 32 in the multiplexer between the example and the comparative example.
  • FIG. 7D in the filter 22 in the multiplexer, the insertion loss within the passband is significantly reduced in the example compared to the comparative example. That is, the multiplexer 2 according to the embodiment has a reduced insertion loss compared to the multiplexer according to the comparative example.
  • the passbands of the filters 11, 12 and 21 are located on the lower frequency side than the passbands of the filters 22, 31 and 32.
  • the filters 11, 12 and 21 are viewed from the common terminal 91, the amount by which the admittance in the passband of the filters 22, 31 and 32 is shifted by the inductor 40 in the direction of decreasing the conductance increases. Therefore, loss due to common connection of the filters 22, 31 and 32 can be further reduced.
  • the multiplexer 2 has a plurality of filters connected to the inductor 40 .
  • the impedances in the passbands of the filters 11, 12 and 21 are located on the capacitive side compared to the case where one filter is connected to the inductor 40. Therefore, the amount of shift of the conductance of the admittance of the filters 11, 12 and 21 in the passbands of the filters 22, 31 and 32 due to the series connection of the inductor 40 is increased. Therefore, loss due to common connection of the filters 22, 31 and 32 can be further reduced.
  • FIG. 8 is a circuit configuration diagram of the multiplexer 3 according to the modification.
  • the multiplexer 3 includes filters 10 , 23 and 30 , inductors 40 and 41 , an antenna connection terminal 90 , a common terminal 91 , and input/output terminals 110 , 210 and 310 .
  • a multiplexer 3 according to this modification differs from the multiplexer 1 according to the embodiment in that a filter 23 and an inductor 41 are arranged instead of the filter 20 .
  • the description of the same configuration as that of the multiplexer 1 according to the embodiment will be omitted, and the different configuration will be mainly described.
  • the common terminal 91 is connected to one end (first end) of the inductor 40 , one end of the inductor 41 and one end of the filter 30 .
  • the inductor 40 is an example of a first inductance element and has one end (first end) and the other end (second end). One end (first end) of the inductor 40 is connected to the common terminal 91 and the other end (second end) is connected to one end of the filter 10 .
  • the inductor 41 is an example of a second inductance element, and is connected in series with the filter 23 between the common terminal 91 and the filter 23 . That is, one end of the inductor 41 is connected to the common terminal 91 and the other end is connected to the filter 23 .
  • the inductance value of inductor 41 is smaller than the inductance value of inductor 40 .
  • the filter 23 is one of two or more acoustic wave filters connected to the common terminal 91 via the inductor 41, and has a passband including at least part of band B. One end of the filter 23 is connected to the other end of the inductor 41 and the other end of the filter 23 is connected to the input/output terminal 210 .
  • Filter 23 has one or more elastic wave resonators. Further, the filter 23 is an example of a first acoustic wave filter, and among two or more acoustic wave filters connected to the common terminal 91 without the inductor 40, the filter whose pass band is located on the lowest frequency side. is.
  • band B is located on the lower frequency side than band C. That is, the passband of the filter 23 is positioned on the lower frequency side than the passband of the filter 30 .
  • the impedance in the passband of the filter 10 shows inductivity.
  • the average value of the conductance in the passband of the filter 23 is is greater than the average value of the conductance in the passband of filter 30 when
  • FIG. 9 is a Smith chart showing the impedance (admittance) of the inductor 41 and the filter 23 according to the modification viewed from the common terminal 91.
  • FIG. 9 As shown in the figure, the admittance in the passband of the filter 23 when the filter 23 alone to which the inductor 41 is not connected is viewed from the common terminal 91 side (X in FIG. 9) is located in the capacitive region.
  • the admittance in the passband of the filter 23 when the filter 23 with the inductor 41 connected in series is viewed from the common terminal 91 (Y in FIG. 9) shifts the equal resistance circle clockwise, so that the conductance becomes higher. Shifting to the large capacitive region.
  • the average value of the conductance in the passband of the filter 23 when the filter 23 is viewed from the common terminal 91 while the filter 30 is not connected to the common terminal 91 is It is larger than the average value of the conductance in the passband of the filter 30 when the filter 30 is seen alone from the common terminal 91 side.
  • the inductance value of the inductor 41 is smaller than the inductance value of the inductor 40, the admittance in the passband when viewed from the common terminal 91 of the filter 23 to which the inductor 41 is connected is not shifted to the inductive region, and the capacitance It is possible to keep it in the sexual area.
  • the impedances of the filters 11, 12 and 21 and the impedances of the filters 22, 31 and 32 viewed from the common terminal 91 can be in a complex conjugate relationship.
  • the impedance in the passband when the filter 23 is viewed from the common terminal 91 is maintained capacitive by the inductor 41, and the conductance in the passband when the filter 23 is viewed from the common terminal 91 is reduced by the filter. It is possible to achieve a high conductance value that cannot be achieved by design adjustment of the electrode parameters of the acoustic wave resonator constituting 23 .
  • the multiplexer 1 includes the common terminal 91, the inductor 40 having one end connected to the common terminal 91, the filter 10 connected to the other end of the inductor 40, and the inductor 40 and the filters 20 and 30 are connected to the common terminal 91 without passing through the common terminal 91, and the filter 10 connected to the inductor 40 is viewed from the common terminal 91 in a state in which the filters 20 and 30 are not connected to the common terminal 91.
  • the impedance in the passband of filter 10 in this case is inductive. In this state, the average value of the conductance in the passband when viewed from the common terminal 91 is larger than the average value of the conductance in the passband when the filter 30 alone is viewed from the common terminal 91 .
  • the conductance of the filter 20 is the largest among the conductances in the passbands of the filters 20 and 30, and the transmission by the common connection of the filter 20 is Losses can be large.
  • the conductance of filter 20 is maximized. can be reduced. Therefore, the multiplexer 1 with reduced insertion loss can be provided.
  • the passbands of the filters 11, 12 and 21 may be located on the lower frequency side than the passbands of the filters 22, 31 and 32.
  • the filters 11, 12 and 21 are viewed from the common terminal 91, the amount by which the admittance in the passband of the filters 22, 31 and 32 is shifted by the inductor 40 in the direction of decreasing the conductance increases. Therefore, loss due to common connection of the filters 22, 31 and 32 can be further reduced.
  • the multiplexer 2 may have a plurality of filters connected to the inductor 40 .
  • the impedances in the passbands of the filters 11, 12 and 21 are located on the capacitive side compared to the case where one filter is connected to the inductor 40. Therefore, the amount of shift of the admittance in the passbands of the filters 22, 31 and 32 in the direction in which the conductance becomes smaller due to the series connection of the inductor 40 increases. Therefore, loss due to common connection of the filters 22, 31 and 32 can be further reduced.
  • the multiplexer 3 further includes an inductor 41 connected in series with the filter 23 between the common terminal 91 and the filter 23, and the inductance value of the inductor 41 is smaller than the inductance value of the inductor 40.
  • the impedance in the passband when the filter 23 is viewed from the common terminal 91 is maintained capacitive by the inductor 41, and the conductance in the passband when the filter 23 is viewed from the common terminal 91 is reduced by the filter. It is possible to achieve a high conductance value that cannot be achieved by design adjustment of the elastic wave resonator constituting 23 .
  • each of filters 20 and 30 is composed of one or more surface acoustic wave resonators having IDT electrodes 54, and each of filters 20 and 30 is connected to common terminal 91.
  • a series arm resonator arranged on a series arm path connecting the output terminals 210 and 310 may be included.
  • the electrode finger pitch of the IDT electrodes 54 forming the series arm resonators included in the filter 20 is It can be the largest.
  • the passband of the filter 20 can be located on the lowest frequency side.
  • each of filters 20 and 30 includes support substrate 65, lower electrode 66 and upper electrode 68 formed on one surface of support substrate 65, lower electrode 66 and upper electrode 68, and lower electrode 66 and upper electrode 68.
  • Each of the filters 20 and 30 connects a common terminal 91 and input/output terminals 210 and 310 to each other.
  • a series arm resonator arranged on the series arm path may be included.
  • the piezoelectric layers 67 forming the series arm resonators included in the filter 20 may be the thickest among the piezoelectric layers 67 forming the series arm resonators included in the filters 20 and 30, respectively.
  • the passband of the filter 20 can be located on the lowest frequency side.
  • matching elements such as inductors and capacitors, and switch circuits may be connected between the constituent elements.
  • the inductor may include a wiring inductor that is a wiring that connects each component.
  • the present invention can be widely used in communication equipment such as mobile phones as a low-loss multiplexer applicable to multi-band and multi-mode frequency standards.

Landscapes

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Abstract

マルチプレクサ（１）は、共通端子（９１）と、一端が共通端子（９１）に接続されたインダクタ（４０）と、インダクタ（４０）の他端に接続されたフィルタ（１０）と、インダクタ（４０）を介さずに共通端子（９１）に接続されたフィルタ（２０および３０）と、を備え、フィルタ（２０および３０）が共通端子（９１）に接続されていない状態でインダクタ（４０）が接続されたフィルタ（１０）を共通端子（９１）から見た場合の通過帯域におけるインピーダンスは誘導性を示し、フィルタ（２０および３０）のうちで低周波側に位置するフィルタ（２０）を、フィルタ（１０および３０）が共通端子（９１）に接続されていない状態で共通端子（９１）から見た場合の通過帯域におけるコンダクタンスの平均値は、フィルタ（３０）単体を共通端子（９１）から見た場合の通過帯域におけるコンダクタンスの平均値よりも大きい。

Description

マルチプレクサ
　本発明は、弾性波フィルタを備えるマルチプレクサに関する。
　特許文献１には、一端が第１共通端子に接続され他端が第２共通端子に接続されたインダクタンス素子と、第１共通端子にインダクタンス素子を介さずに接続された第１弾性波フィルタと、第２共通端子に接続された複数の弾性波フィルタとを備えたマルチプレクサが開示されている。これによれば、共通端子に接続された各弾性波フィルタの通過帯域内の挿入損失を低減できるとしている。
国際公開第２０１９／２２０８７７号
　しかしながら、特許文献１に記載のマルチプレクサでは、複数の弾性波フィルタを第２共通端子に共通接続したことによる弾性波フィルタの損失（以下、束ね損失と記す）が問題となる。例えば、第２共通端子に接続された複数の弾性波フィルタの一つをフィルタＡ（通過帯域Ａ）とし、他の１つをフィルタＢ（通過帯域Ｂ）とした場合、フィルタＡの束ね損失は、フィルタＢの通過帯域Ａにおけるコンダクタンスが大きいほど大きくなる。このため、第２共通端子に接続される弾性波フィルタの数が増加するほど、並列接続された弾性波フィルタの通過帯域Ａにおけるコンダクタンスが大きくなることで、フィルタＡの束ね損失が増大し、フィルタＡの挿入損失が大きくなる。
　そこで、本発明は、上記課題を解決するためになされたものであって、共通接続された弾性波フィルタの通過帯域内の挿入損失が低減されたマルチプレクサを提供することを目的とする。
　上記目的を達成するために、本発明の一態様に係るマルチプレクサは、共通端子と、第一端および第二端を有し、第一端が共通端子に接続された第１インダクタンス素子と、第二端に接続された１以上の弾性波フィルタと、それぞれが第１インダクタンス素子を介さずに共通端子に接続された２以上の弾性波フィルタと、を備え、当該２以上の弾性波フィルタが共通端子に接続されていない状態で、第１インダクタンス素子が接続された上記１以上の弾性波フィルタを共通端子から見た場合の当該１以上の弾性波フィルタの通過帯域におけるインピーダンスは誘導性を示し、上記２以上の弾性波フィルタのうちで通過帯域が最も低周波側に位置する第１弾性波フィルタを、第１弾性波フィルタ以外のフィルタが共通端子に接続されていない状態で共通端子から見た場合の通過帯域におけるコンダクタンスの平均値は、第１弾性波フィルタを除いた上記２以上の弾性波フィルタのそれぞれを単体で共通端子から見た場合の通過帯域におけるコンダクタンスの平均値よりも大きい。
　本発明によれば、共通接続された弾性波フィルタの通過帯域内の挿入損失が低減されたマルチプレクサを提供することが可能となる。
図１は、実施の形態に係るマルチプレクサの回路構成図である。 図２Ａは、実施の形態に係るマルチプレクサを構成する弾性波フィルタの回路構成の第１例を示す図である。 図２Ｂは、実施の形態に係るマルチプレクサを構成する弾性波フィルタの回路構成の第２例を示す図である。 図３Ａは、実施の形態に係る弾性波フィルタを構成する弾性波共振子の第１例を模式的に表す平面図および断面図である。 図３Ｂは、実施の形態に係る弾性波フィルタを構成する弾性波共振子の第２例を模式的に表す断面図である。 図３Ｃは、実施の形態に係る弾性波フィルタを構成する弾性波共振子の第３例を模式的に表す断面図である。 図４は、実施例に係るマルチプレクサの回路構成図である。 図５は、実施例に係る第１インダクタ素子が接続された弾性波フィルタの共通端子から見たインピーダンス特性を示すスミスチャートである。 図６Ａは、実施例および比較例に係る第１弾性波フィルタ（フィルタ２２）単体の共通端子から見たインピーダンス特性を示すスミスチャートである。 図６Ｂは、実施例および比較例に係る弾性波フィルタ（フィルタ３１）単体の共通端子から見たインピーダンス特性を示すスミスチャートである。 図６Ｃは、実施例および比較例に係る弾性波フィルタ（フィルタ３２）単体の共通端子から見たインピーダンス特性を示すスミスチャートである。 図７Ａは、実施例および比較例に係るマルチプレクサの弾性波フィルタ（フィルタ１１）の通過特性を比較したグラフである。 図７Ｂは、実施例および比較例に係るマルチプレクサの弾性波フィルタ（フィルタ１２）の通過特性を比較したグラフである。 図７Ｃは、実施例および比較例に係るマルチプレクサの弾性波フィルタ（フィルタ２１）の通過特性を比較したグラフである。 図７Ｄは、実施例および比較例に係るマルチプレクサの弾性波フィルタ（フィルタ２２）の通過特性を比較したグラフである。 図７Ｅは、実施例および比較例に係るマルチプレクサの弾性波フィルタ（フィルタ３１）の通過特性を比較したグラフである。 図７Ｆは、実施例および比較例に係るマルチプレクサの弾性波フィルタ（フィルタ３２）の通過特性を比較したグラフである。 図８は、変形例に係るマルチプレクサの回路構成図である。 図９は、変形例に係る第２インダクタンス素子および第１弾性波フィルタを共通端子から見たインピーダンス（アドミタンス）を示すスミスチャートである。
　以下、本発明の実施の形態について、実施例、変形例および図面を用いて詳細に説明する。なお、以下で説明する実施例および変形例は、いずれも包括的または具体的な例を示すものである。以下の実施例および変形例で示される数値、形状、材料、構成要素、構成要素の配置および接続形態などは、一例であり、本発明を限定する主旨ではない。以下の実施例および変形例における構成要素のうち、独立請求項に記載されていない構成要素については、任意の構成要素として説明される。また、図面に示される構成要素の大きさまたは大きさの比は、必ずしも厳密ではない。
　また、以下の実施の形態において、フィルタの通過帯域は、当該通過帯域内における挿入損失の最小値から３ｄＢ大きい２つの周波数間の周波数帯域と定義される。
　（実施の形態）
　［１　マルチプレクサ１の回路構成］
　図１は、実施の形態に係るマルチプレクサ１の回路構成図である。同図に示すように、マルチプレクサ１は、フィルタ１０、２０および３０と、インダクタ４０と、アンテナ接続端子９０と、共通端子９１と、入出力端子１１０、２１０および３１０と、を備える。
　アンテナ接続端子９０は、例えば、アンテナ素子に接続される。共通端子９１は、インダクタ４０の一端（第一端）、フィルタ２０の一端、およびフィルタ３０の一端と接続されている。
　インダクタ４０は、第１インダクタンス素子の一例であり、一端（第一端）および他端（第二端）を有する。インダクタ４０の一端（第一端）は共通端子９１に接続され、他端（第二端）はフィルタ１０の一端に接続されている。
　フィルタ１０は、インダクタ４０の他端（第二端）に接続された１以上の弾性波フィルタの一つであり、バンドＡの少なくとも一部を含む通過帯域を有する。フィルタ１０の一端はインダクタ４０の他端（第二端）に接続され、フィルタ１０の他端は入出力端子１１０に接続されている。フィルタ１０は、１以上の弾性波共振子を有する。
　フィルタ２０は、インダクタ４０を介さずに共通端子９１に接続された２以上の弾性波フィルタの一つであり、バンドＢの少なくとも一部を含む通過帯域を有する。フィルタ２０の一端は共通端子９１に接続され、フィルタ２０の他端は入出力端子２１０に接続されている。フィルタ２０は、１以上の弾性波共振子を有する。また、フィルタ２０は、第１弾性波フィルタの一例であり、インダクタ４０を介さずに共通端子９１に接続された２以上の弾性波フィルタのうちで、通過帯域が最も低周波側に位置するフィルタである。
　フィルタ３０は、インダクタ４０を介さずに共通端子９１に接続された２以上の弾性波フィルタの一つであり、バンドＣの少なくとも一部を含む通過帯域を有する。フィルタ３０の一端は共通端子９１に接続され、フィルタ３０の他端は入出力端子３１０に接続されている。フィルタ３０は、１以上の弾性波共振子を有する。
　なお、バンドＢはバンドＣよりも低周波側に位置している。つまり、フィルタ２０の通過帯域は、フィルタ３０の通過帯域よりも低周波側に位置している。
　また、バンドＡの通過帯域は、バンドＢの通過帯域よりも低周波側に位置してもよく、また、高周波側に位置してもよい。また、バンドＡの通過帯域は、バンドＣの通過帯域よりも低周波側に位置してもよく、また、高周波側に位置してもよい。
　フィルタ２０および３０が共通端子９１に接続されていない状態で、インダクタ４０が接続されたフィルタ１０を共通端子９１から見た場合のフィルタ１０の通過帯域におけるインピーダンスは誘導性を示している。
　このとき、フィルタ２０および３０のうちで通過帯域が低周波側に位置するフィルタ２０を、フィルタ３０が共通端子９１に接続されていない状態で共通端子９１から見た場合のフィルタ２０の通過帯域におけるコンダクタンスの平均値は、フィルタ３０を単体で共通端子９１側から見た場合のフィルタ３０の通過帯域におけるコンダクタンスの平均値よりも大きい。
　インダクタ４０を介して共通端子９１に接続されたフィルタ１０を共通端子９１から見た場合、フィルタ２０および３０の通過帯域におけるコンダクタンスのうちフィルタ２０のコンダクタンスが最も大きくなり、フィルタ２０の共通接続による伝送損失が大きくなる可能性がある。これに対して上記構成によれば、フィルタ２０および３０のそれぞれを共通端子９１から見た場合の通過帯域におけるコンダクタンスのうち、フィルタ２０のコンダクタンスを最も大きくするので、フィルタ２０の共通接続による伝送損失を低減できる。よって、挿入損失が低減されたマルチプレクサ１を提供できる。
　なお、バンドＡとしては、例えば、ＬＴＥ(Long Term Evolution)のＢａｎｄ３（アップリンク動作バンド：１７１０－１７８５ＭＨｚ、ダウンリンク動作バンド：１８０５－１８８０ＭＨｚ）が適用される。また、バンドＢとしては、例えば、ＬＴＥのＢａｎｄ１（アップリンク動作バンド：１９２０－１９８０ＭＨｚ、ダウンリンク動作バンド：２１１０－２１７０ＭＨｚ）が適用される。また、バンドＣとしては、例えば、ＬＴＥのＢａｎｄ７（アップリンク動作バンド：２５００－２５７０ＭＨｚ、ダウンリンク動作バンド：２６２０－２６９０ＭＨｚ）が適用される。
　なお、本実施の形態に係るマルチプレクサ１において、インダクタ４０の他端（第二端）に接続されるフィルタの数は２以上であってもよい。また、インダクタ４０を介さずに共通端子９１に接続されるフィルタの数は３以上であってもよい。
　また、アンテナ接続端子９０、入出力端子１１０、２１０および３１０は、マルチプレクサ１が備えていなくてもよい。
　［２　弾性波フィルタの構造］
　ここで、マルチプレクサ１を構成するフィルタ１０、２０および３０の回路構成、および、各フィルタを構成する弾性波共振子の構造について例示する。
　図２Ａは、実施の形態に係るフィルタ２０の回路構成の第１例を示す図である。また、図２Ｂは、実施の形態に係るフィルタ２０の回路構成の第２例を示す図である。
　本実施の形態に係るフィルタ２０は、例えば、図２Ａに示された弾性波フィルタ２０Ａ、または、図２Ｂに示された弾性波フィルタ２０Ｂの回路構成を有する。なお、フィルタ１０および３０も、図２Ａに示された弾性波フィルタ２０Ａ、または、図２Ｂに示された弾性波フィルタ２０Ｂの回路構成を有してもよい。
　図２Ａに示された弾性波フィルタ２０Ａは、直列腕共振子１０１～１０５と、並列腕共振子１５１～１５４と、インダクタ１６１と、を備える。
　直列腕共振子１０１～１０５は、入出力端子２１０と共通端子９１とを結ぶ直列腕経路上に配置されている。また、並列腕共振子１５１～１５４のそれぞれは、直列腕共振子１０１～１０５、および入出力端子２１０の各接続点とグランドとの間に接続されている。上記接続構成により、弾性波フィルタ２０Ａは、ラダー型のバンドパスフィルタを構成している。また、インダクタ１６１は、並列腕共振子１５１、１５２および１５３の接続点とグランドとの間に接続され、フィルタ通過特性における減衰極を調整する。なお、フィルタ２０の第１例として示された弾性波フィルタ２０Ａにおいて、直列腕共振子および並列腕共振子の数は任意であり、また、インダクタ１６１はなくてもよい。
　図２Ｂに示された弾性波フィルタ２０Ｂは、縦結合型フィルタ部２０３と、直列腕共振子２０１および２０２と、並列腕共振子２５１および２５３と、を備える。
　縦結合型フィルタ部２０３は、例えば、９個のＩＤＴを有し、当該９個のＩＤＴのそれぞれは、互いに対向する一対のＩＤＴ電極で構成されている。直列腕共振子２０１および２０２、ならびに、並列腕共振子２５１は、ラダー型フィルタ部を構成している。上記接続構成により、弾性波フィルタ２０Ｂは、バンドパスフィルタを構成する。なお、フィルタ２０の第２例として示された弾性波フィルタ２０Ｂにおいて、直列腕共振子および並列腕共振子の数、および、縦結合型フィルタ部２０３を構成するＩＤＴの数は任意である。
　図３Ａは、実施の形態に係るフィルタ１０、２０および３０の弾性波共振子の第１例を模式的に表す平面図および断面図である。同図には、フィルタ１０、２０および３０を構成する弾性波共振子の基本構造が例示されている。なお、図３Ａに示された弾性波共振子６０は、弾性波共振子の典型的な構造を説明するためのものであって、電極を構成する電極指の本数および長さなどは、これに限定されない。
　弾性波共振子６０は、圧電性を有する基板５０と、櫛形電極６０ａおよび６０ｂとで構成されている。
　図３Ａの（ａ）に示すように、基板５０の上には、互いに対向する一対の櫛形電極６０ａおよび６０ｂが形成されている。櫛形電極６０ａは、互いに平行な複数の電極指６１ａと、複数の電極指６１ａを接続するバスバー電極６２ａとで構成されている。また、櫛形電極６０ｂは、互いに平行な複数の電極指６１ｂと、複数の電極指６１ｂを接続するバスバー電極６２ｂとで構成されている。複数の電極指６１ａおよび６１ｂは、弾性波伝搬方向（Ｘ軸方向）と直交する方向に沿って形成されている。
　また、複数の電極指６１ａおよび６１ｂ、ならびに、バスバー電極６２ａおよび６２ｂで構成されるＩＤＴ電極５４は、図３Ａの（ｂ）に示すように、密着層５４０と主電極層５４２との積層構造となっている。
　密着層５４０は、基板５０と主電極層５４２との密着性を向上させるための層であり、材料として、例えば、Ｔｉが用いられる。主電極層５４２は、材料として、例えば、Ｃｕを１％含有したＡｌが用いられる。保護層５５は、櫛形電極６０ａおよび６０ｂを覆うように形成されている。保護層５５は、主電極層５４２を外部環境から保護する、周波数温度特性を調整する、および、耐湿性を高めるなどを目的とする層であり、例えば、二酸化ケイ素を主成分とする誘電体膜である。
　なお、密着層５４０、主電極層５４２および保護層５５を構成する材料は、上述した材料に限定されない。さらに、ＩＤＴ電極５４は、上記積層構造でなくてもよい。ＩＤＴ電極５４は、例えば、Ｔｉ、Ａｌ、Ｃｕ、Ｐｔ、Ａｕ、Ａｇ、Ｐｄなどの金属または合金から構成されてもよく、また、上記の金属または合金から構成される複数の積層体から構成されてもよい。また、保護層５５は、形成されていなくてもよい。
　次に、基板５０の積層構造について説明する。
　図３Ａの（ｃ）に示すように、基板５０は、高音速支持基板５１と、低音速膜５２と、圧電膜５３とを備え、高音速支持基板５１、低音速膜５２および圧電膜５３がこの順で積層された構造を有している。
　圧電膜５３は、例えばθ°ＹカットＸ伝搬ＬｉＴａＯ３圧電単結晶または圧電セラミックス（Ｘ軸を中心軸としてＹ軸からθ°回転した軸を法線とする面で切断したリチウムタンタレート単結晶、またはセラミックスであって、Ｘ軸方向に弾性表面波が伝搬する単結晶またはセラミックス）からなる。なお、各フィルタの要求仕様により、圧電膜５３として使用される圧電単結晶の材料およびカット角θが適宜選択される。
　高音速支持基板５１は、低音速膜５２、圧電膜５３ならびにＩＤＴ電極５４を支持する基板である。高音速支持基板５１は、さらに、圧電膜５３を伝搬する表面波および境界波などの弾性波よりも、高音速支持基板５１中のバルク波の音速が高速となる基板であり、弾性表面波を圧電膜５３および低音速膜５２が積層されている部分に閉じ込め、高音速支持基板５１より下方に漏れないように機能する。高音速支持基板５１は、例えば、シリコン基板である。
　低音速膜５２は、圧電膜５３を伝搬するバルク波よりも、低音速膜５２中のバルク波の音速が低速となる膜であり、圧電膜５３と高音速支持基板５１との間に配置される。この構造と、弾性波が本質的に低音速な媒質にエネルギーが集中するという性質とにより、弾性表面波エネルギーのＩＤＴ電極外への漏れが抑制される。低音速膜５２は、例えば、二酸化ケイ素を主成分とする膜である。
　なお、基板５０の上記積層構造によれば、圧電基板を単層で使用している従来の構造と比較して、共振周波数および***振周波数におけるＱ値を大幅に高めることが可能となる。すなわち、Ｑ値が高い弾性波共振子を構成し得るので、当該弾性波共振子を用いて、挿入損失が小さいフィルタを構成することが可能となる。
　なお、高音速支持基板５１は、支持基板と、圧電膜５３を伝搬する表面波および境界波などの弾性波よりも、伝搬するバルク波の音速が高速となる高音速膜とが積層された構造を有していてもよい。この場合、支持基板には、サファイア、リチウムタンタレート、リチウムニオベイト、および水晶等の圧電体、アルミナ、マグネシア、窒化ケイ素、窒化アルミニウム、炭化ケイ素、ジルコニア、コージライト、ムライト、ステアタイト、およびフォルステライト等の各種セラミック、ガラス等の誘電体、シリコンおよび窒化ガリウム等の半導体、ならびに樹脂基板等を用いることができる。また、高音速膜には、窒化アルミニウム、酸化アルミニウム、炭化ケイ素、窒化ケイ素、酸窒化ケイ素、ＤＬＣ膜、ダイヤモンド、これらの材料を主成分とする媒質、これらの材料の混合物を主成分とする媒質等、様々な高音速材料を用いることができる。
　また、図３Ｂは、実施の形態に係るフィルタ１０、２０および３０の弾性波共振子の第２例を模式的に表す断面図である。図３Ａに示した弾性波共振子６０では、ＩＤＴ電極５４が、圧電膜５３を有する基板５０上に形成された例を示したが、当該ＩＤＴ電極５４が形成される基板は、図３Ｂに示すように、圧電体層の単層からなる圧電単結晶基板５７であってもよい。圧電単結晶基板５７は、例えば、ＬｉＮｂＯ３の圧電単結晶で構成されている。本例に係る弾性波共振子は、ＬｉＮｂＯ３の圧電単結晶基板５７と、ＩＤＴ電極５４と、圧電単結晶基板５７上およびＩＤＴ電極５４上に形成された保護層５８と、で構成されている。
　上述した圧電膜５３および圧電単結晶基板５７は、弾性波フィルタ装置の要求通過特性などに応じて、適宜、積層構造、材料、カット角、および、厚みを変更してもよい。上述したカット角以外のカット角を有するＬｉＴａＯ３圧電基板などを用いた弾性波共振子であっても、上述した圧電膜５３を用いた弾性波共振子６０と同様の効果を奏することができる。
　また、ＩＤＴ電極５４が形成される基板は、支持基板と、エネルギー閉じ込め層と、圧電膜がこの順で積層された構造を有していてもよい。圧電膜上にＩＤＴ電極５４が形成される。圧電膜は、例えば、ＬｉＴａＯ３圧電単結晶または圧電セラミックスが用いられる。支持基板は、圧電膜、エネルギー閉じ込め層、およびＩＤＴ電極５４を支持する基板である。
　エネルギー閉じ込め層は１層または複数の層からなり、その少なくとも１つの層を伝搬するバルク弾性波の速度は、圧電膜近傍を伝搬する弾性波の速度よりも大きい。例えば、エネルギー閉じ込め層は、低音速層と、高音速層との積層構造となっていてもよい。低音速層は、圧電膜を伝搬する弾性波の音速よりも、低音速層中のバルク波の音速が低速となる膜である。高音速層は、圧電膜を伝搬する弾性波の音速よりも、高音速層中のバルク波の音速が高速となる膜である。なお、支持基板を高音速層としてもよい。
　また、エネルギー閉じ込め層は、音響インピーダンスが相対的に低い低音響インピーダンス層と、音響インピーダンスが相対的に高い高音響インピーダンス層とが、交互に積層された構成を有する音響インピーダンス層であってもよい。
　ここで、弾性波共振子６０を構成するＩＤＴ電極の電極パラメータの一例（実施例）について説明する。
　弾性波共振子の波長とは、図３Ａの（ｂ）に示すＩＤＴ電極５４を構成する複数の電極指６１ａまたは６１ｂの繰り返し周期である波長λで規定される。また、電極指ピッチは、波長λの１／２であり、櫛形電極６０ａおよび６０ｂをそれぞれ構成する電極指６１ａおよび６１ｂのライン幅をＷとし、隣り合う電極指６１ａと電極指６１ｂとの間のスペース幅をＳとした場合、（Ｗ＋Ｓ）で定義される。また、一対の櫛形電極６０ａおよび６０ｂの交叉幅Ｌは、図３Ａの（ａ）に示すように、電極指６１ａと電極指６１ｂとの弾性波伝搬方向（Ｘ軸方向）から見た場合の重複する電極指の長さである。また、各弾性波共振子の電極デューティーは、複数の電極指６１ａおよび６１ｂのライン幅占有率であり、複数の電極指６１ａおよび６１ｂのライン幅とスペース幅との加算値に対する当該ライン幅の割合であり、Ｗ／（Ｗ＋Ｓ）で定義される。また、櫛形電極６０ａおよび６０ｂの高さをｈとしている。以降では、波長λ、電極指ピッチ、交叉幅Ｌ、電極デューティー、ＩＤＴ電極５４の高さｈ等、弾性波共振子のＩＤＴ電極の形状に関するパラメータは、電極パラメータと定義される。
　なお、ＩＤＴ電極５４において、隣り合う電極指間の間隔が一定でない場合には、ＩＤＴ電極５４の電極指ピッチは、ＩＤＴ電極５４の平均電極指ピッチで定義される。ＩＤＴ電極５４の平均電極指ピッチは、ＩＤＴ電極５４に含まれる電極指６１ａ、６１ｂの総本数をＮｉ本とし、ＩＤＴ電極５４の、弾性波伝搬方向における一方端に位置する電極指と他方端に位置する電極指との中心間距離をＤｉとすると、Ｄｉ／（Ｎｉ－１）と定義される。
　例えば、ＩＤＴ電極の膜厚、保護層の膜厚、および電極デューティーが一定である場合、ＩＤＴ電極の電極指ピッチが大きいほど、弾性表面波共振子の共振周波数および***振周波数は低周波側へシフトする。
　また、図３Ｃは、実施の形態に係るフィルタ１０、２０および３０の弾性波共振子の第３例を模式的に表す断面図である。図３Ｃには、フィルタ１０、２０および３０の弾性波共振子として、バルク弾性波共振子が示されている。同図に示すように、バルク弾性波共振子は、例えば、支持基板６５と、下部電極６６と、圧電体層６７と、上部電極６８と、を有しており、支持基板６５、下部電極６６、圧電体層６７、および上部電極６８がこの順で積層された構成となっている。
　支持基板６５は、下部電極６６、圧電体層６７、および上部電極６８を支持するための基板であり、例えば、シリコン基板である。なお、支持基板６５は、下部電極６６と接触する領域に、空洞が設けられている。これにより、圧電体層６７を自由に振動させることが可能となる。
　下部電極６６は、第１電極の一例であり、支持基板６５の一方面上に形成されている。上部電極６８は、第２電極の一例であり、支持基板６５の一方面上に形成されている。下部電極６６および上部電極６８は、材料として、例えば、Ｃｕを１％含有したＡｌが用いられる。
　圧電体層６７は、下部電極６６と上部電極６８との間に形成されている。圧電体層６７は、例えば、ＺｎＯ（酸化亜鉛）、ＡｌＮ（窒化アルミニウム）、ＰＺＴ（チタン酸ジルコン酸鉛）、ＫＮ（ニオブ酸カリウム）、ＬＮ（リチウムニオベイト）、ＬＴ（リチウムタンタレート）、水晶、およびＬｉＢＯ（ホウ酸リチウム）の少なくとも１つを主成分とする。
　上記積層構成を有するバルク弾性波共振子は、下部電極６６と上部電極６８との間に電気的なエネルギーを印加することで圧電体層６７内にてバルク弾性波を誘発して共振を発生させるものである。このバルク弾性波共振子により生成されるバルク弾性波は、下部電極６６と上部電極６８との間を、圧電体層６７の膜面に垂直な方向に伝搬する。つまり、バルク弾性波共振子は、バルク弾性波を利用した共振子である。
　例えば、圧電体層６７の膜厚が大きいほど、バルク弾性波共振子の共振周波数および***振周波数は低周波側へシフトする。
　なお、本実施の形態に係るマルチプレクサ１において、フィルタ２０および３０のそれぞれが、ＩＤＴ電極５４を有する１以上の弾性表面波共振子で構成され、フィルタ２０および３０のそれぞれは、共通端子９１と入出力端子２１０および３１０とを結ぶ直列腕経路上に配置された直列腕共振子を含んでもよい。この場合、フィルタ２０に含まれる直列腕共振子を構成するＩＤＴ電極５４の電極指ピッチは、フィルタ２０および３０のそれぞれに含まれる直列腕共振子を構成するＩＤＴ電極５４の電極指ピッチのなかで最も大きくてもよい。
　これによれば、インダクタ４０を介さずに共通端子９１に接続されるフィルタ２０および３０のうち、フィルタ２０の通過帯域が最も低周波側に位置することとなる。
　また、本実施の形態に係るマルチプレクサ１において、フィルタ２０および３０のそれぞれが、支持基板６５と、支持基板６５の一方面上に形成された下部電極６６および上部電極６８と、下部電極６６と上部電極６８との間に形成された圧電体層６７と、を有する１以上のバルク弾性波共振子で構成され、フィルタ２０および３０のそれぞれは、共通端子９１と入出力端子２１０および３１０とを結ぶ直列腕経路上に配置された直列腕共振子を含んでもよい。この場合、フィルタ２０に含まれる直列腕共振子を構成する圧電体層６７は、フィルタ２０および３０のそれぞれに含まれる直列腕共振子を構成する圧電体層６７のなかで最も厚くてもよい。
　これによれば、インダクタ４０を介さずに共通端子９１に接続されるフィルタ２０および３０のうち、フィルタ２０の通過帯域が最も低周波側に位置することとなる。
　［３　実施例に係るマルチプレクサ２の回路構成および通過特性］
　図４は、実施例に係るマルチプレクサ２の回路構成図である。本実施例に係るマルチプレクサ２は、実施の形態に係るマルチプレクサ１の一実施例であり、バンドＡ、バンドＢおよびバンドＣのそれぞれに、周波数分割複信（ＦＤＤ：Frequency Division Duplex）用のバンドを適用した構成を有している。
　同図に示すように、マルチプレクサ２は、フィルタ１１、１２、２１、２２、３１および３２と、インダクタ４０と、アンテナ接続端子９０と、共通端子９１と、入力端子１１１、２１１および３１１と、出力端子１１２、２１２および３１２と、を備える。本実施例に係るマルチプレクサ２は、実施の形態に係るマルチプレクサ１と比較して、インダクタ４０に接続されるフィルタが３つであり、インダクタ４０を介さず共通端子９１に接続されるフィルタが３つである点が異なる。以下、本実施例に係るマルチプレクサ２について、実施の形態に係るマルチプレクサ１と同じ構成については説明を省略し、異なる構成を中心に説明する。
　アンテナ接続端子９０は、例えば、アンテナ素子に接続される。共通端子９１は、インダクタ４０の一端（第一端）、フィルタ２２の一端、フィルタ３１の一端、およびフィルタ３２の一端と接続されている。
　インダクタ４０は、第１インダクタンス素子の一例であり、一端（第一端）および他端（第二端）を有する。インダクタ４０の一端（第一端）は共通端子９１に接続され、他端（第二端）はフィルタ１１の一端、フィルタ１２の一端、およびフィルタ２１の一端に接続されている。
　フィルタ１１は、インダクタ４０の他端（第二端）に接続された１以上の弾性波フィルタの一つであり、バンドＡのアップリンク動作バンドを含む通過帯域を有する。フィルタ１１の一端はインダクタ４０の他端（第二端）に接続され、フィルタ１１の他端は入力端子１１１に接続されている。フィルタ１１は、１以上の弾性波共振子を有する。
　フィルタ１２は、インダクタ４０の他端（第二端）に接続された１以上の弾性波フィルタの一つであり、バンドＡのダウンリンク動作バンドを含む通過帯域を有する。フィルタ１２の一端はインダクタ４０の他端（第二端）に接続され、フィルタ１２の他端は出力端子１１２に接続されている。フィルタ１２は、１以上の弾性波共振子を有する。
　フィルタ２１は、インダクタ４０の他端（第二端）に接続された１以上の弾性波フィルタの一つであり、バンドＢのアップリンク動作バンドを含む通過帯域を有する。フィルタ２１の一端はインダクタ４０の他端（第二端）に接続され、フィルタ２１の他端は入力端子２１１に接続されている。フィルタ２１は、１以上の弾性波共振子を有する。
　フィルタ２２は、インダクタ４０を介さずに共通端子９１に接続された２以上の弾性波フィルタの一つであり、バンドＢのダウンリンク動作バンドを含む通過帯域を有する。フィルタ２２の一端は共通端子９１に接続され、フィルタ２２の他端は出力端子２１２に接続されている。フィルタ２２は、１以上の弾性波共振子を有する。また、フィルタ２２は、第１弾性波フィルタの一例であり、インダクタ４０を介さずに共通端子９１に接続された２以上の弾性波フィルタのうちで、通過帯域が最も低周波側に位置するフィルタである。
　フィルタ３１は、インダクタ４０を介さずに共通端子９１に接続された２以上の弾性波フィルタの一つであり、バンドＣのアップリンク動作バンドを含む通過帯域を有する。フィルタ３１の一端は共通端子９１に接続され、フィルタ３１の他端は入力端子３１１に接続されている。フィルタ３１は、１以上の弾性波共振子を有する。
　フィルタ３２は、インダクタ４０を介さずに共通端子９１に接続された２以上の弾性波フィルタの一つであり、バンドＣのダウンリンク動作バンドを含む通過帯域を有する。フィルタ３２の一端は共通端子９１に接続され、フィルタ３２の他端は出力端子３１２に接続されている。フィルタ３２は、１以上の弾性波共振子を有する。
　なお、アップリンク動作バンドとは、上記バンドのうちのアップリンク用に指定された周波数範囲を意味する。また、ダウンリンク動作バンドとは、上記バンドのうちのダウンリンク用に指定された周波数範囲を意味する。
　バンドＢのダウンリンク動作バンドは、バンドＣのアップリンク動作バンドおよびダウンリンク動作バンドよりも低周波側に位置している。つまり、フィルタ２２の通過帯域は、フィルタ３１および３２の通過帯域よりも低周波側に位置している。
　なお、本実施例では、バンドＡとしてＬＴＥのＢａｎｄ３を適用し、バンドＢとしてＬＴＥのＢａｎｄ１を適用し、バンドＣとしてＬＴＥのＢａｎｄ７を適用する。
　図５は、実施例に係るインダクタ４０が接続されたフィルタ１１、１２および２１の共通端子９１から見たインピーダンス特性を示すスミスチャートである。より具体的には、図５には、フィルタ２２、３１および３２が共通端子９１に接続されていない状態で、インダクタ４０が接続されたフィルタ１１、１２および２１を共通端子９１から見たインピーダンスが示されている。同図に示すように、フィルタ１１、１２および２１の各通過帯域におけるインピーダンス（図５におけるＢ３－Ｔｘ通過帯域、Ｂ３－Ｒｘ通過帯域およびＢ１－Ｔｘ通過帯域）は誘導性を示している。フィルタ１１、１２および２１のそれぞれは弾性波フィルタであるため、フィルタ１１、１２および２１のそれぞれの単体のインピーダンスは容量性を示す。よって、インダクタ４０が接続されない状態でフィルタ１１、１２および２１を共通端子９１側から見たインピーダンスは、容量性を示す。これに対して、共通端子９１とフィルタ１１、１２および２１との間にインダクタ４０が直列配置されると、フィルタ１１、１２および２１を共通端子９１側から見たインピーダンスは、スミスチャートの等レジスタンス円上を時計回りにシフトする。これにより、インダクタ４０が接続されたフィルタ１１、１２および２１を共通端子９１から見た場合の各通過帯域におけるインピーダンスは容量性領域から誘導性領域にシフトする。
　また、インダクタ４０が接続されたフィルタ１１、１２および２１を共通端子９１から見た場合のフィルタ２２、３１および３２の通過帯域におけるインピーダンス（図５におけるＢ１－Ｒｘ減衰帯域およびＢ７減衰帯域）は、誘導性領域の外縁部に位置する。これは、以下の作用に起因するものである。インダクタ４０が接続されないフィルタ１１、１２および２１を共通端子９１から見た場合のフィルタ２２、３１および３２の通過帯域におけるインピーダンスは容量性領域の外縁部に位置する。これに対して、インダクタ４０が直列配置されたことによりフィルタ２２、３１および３２の通過帯域におけるインピーダンスがスミスチャートの等レジスタンス円上を時計回りにシフトした当該インピーダンスが、誘導性領域の外縁部にシフトする。
　ここで、インダクタ４０が接続されたフィルタ１１、１２および２１を共通端子９１から見た場合のフィルタ２２、３１および３２の通過帯域におけるインピーダンスは、周波数が高い（図５におけるＢ７減衰帯域）ほどオープン側に位置し、周波数が低い（図５におけるＢ１－Ｒｘ減衰帯域）ほどショート側に位置する。言い換えると、インダクタ４０が接続されたフィルタ１１、１２および２１を共通端子９１から見た場合のフィルタ２２、３１および３２の通過帯域におけるコンダクタンスは、周波数が高い（図５におけるＢ７減衰帯域）ほど小さく、周波数が低い（図５におけるＢ１－Ｒｘ減衰帯域）ほど大きくなる。
　共通端子９１に接続されたフィルタ１１、１２および２１の減衰帯域におけるインピーダンスが、等レジスタンス円上の、よりオープン側に位置することは、フィルタ１１、１２および２１の減衰帯域におけるコンダクタンスを、より小さくすることと等価である。フィルタ１１、１２および２１の減衰帯域におけるコンダクタンスが小さいほど、共通端子９１に接続されたフィルタ２２、３１および３２を通過すべき信号が、フィルタ１１、１２および２１へ漏洩してしまうことを抑制でき、フィルタ２２、３１および３２の伝送損失を低減できる。
　これに対して、本実施例に係るマルチプレクサ２では、図５に示すように、インダクタ４０が接続されたフィルタ１１、１２および２１を共通端子９１から見た場合のフィルタ２２の通過帯域におけるコンダクタンス（図５におけるＢ１－Ｒｘ減衰帯域）は、フィルタ３１および３２の通過帯域におけるコンダクタンス（図５におけるＢ７減衰帯域）と比較して大きくなっている。このため、フィルタ２２を通過すべきＢａｎｄ１の受信信号が、フィルタ１１、１２および２１へ漏洩し易くなり、フィルタ２２の伝送損失を増加させてしまう懸念がある。
　これに対して、本実施例に係るマルチプレクサ２では、フィルタ３１および３２が共通端子９１に接続されていない状態で、フィルタ２２を共通端子９１から見た場合のフィルタ２２の通過帯域におけるコンダクタンスの平均値を、フィルタ３１単体およびフィルタ３２単体を共通端子９１から見た場合の、それぞれの通過帯域におけるコンダクタンスの平均値よりも大きくしている。
　図６Ａは、実施例および比較例に係るフィルタ２２単体の共通端子９１から見たインピーダンス特性を示すスミスチャートである。また、図６Ｂは、実施例および比較例に係るフィルタ３１の共通端子９１から見たインピーダンス特性を示すスミスチャートである。また、図６Ｃは、実施例および比較例に係るフィルタ３２の共通端子９１から見たインピーダンス特性を示すスミスチャートである。より具体的には、図６Ａには、実施例および比較例において、フィルタ２２単体を共通端子９１から見た場合のフィルタ２２の通過帯域におけるアドミタンスが示されており、図６Ｂには、実施例および比較例において、共通端子９１に接続されたフィルタ３１および３２を共通端子９１から見た場合のフィルタ３１の通過帯域におけるアドミタンスが示されており、図６Ｃには、実施例および比較例において、共通端子９１に接続されたフィルタ３１および３２を共通端子９１から見た場合のフィルタ３２の通過帯域におけるアドミタンスが示されている。
　なお、図６Ｂおよび図６Ｃには、フィルタ３１および３２が共通接続された場合のアドミタンスが示されているが、フィルタ３１単体を共通端子９１から見た場合のフィルタ３１の通過帯域におけるアドミタンスは、図６Ｂに示されたアドミタンスよりも外側のコンダクタンス円に位置する。また、フィルタ３２単体を共通端子９１から見た場合のフィルタ３２の通過帯域におけるアドミタンスは、図６Ｃに示されたアドミタンスよりも外側のコンダクタンス円に位置している。
　また、比較例に係るフィルタ１１、１２、２１、２２、３１および３２のそれぞれは、各フィルタ単体の通過帯域における挿入損失が最小となるような電極パラメータを有するフィルタである。
　つまり、フィルタ２２、３１および３２のうちで通過帯域が最も低周波側に位置するフィルタ２２単体を共通端子９１側から見た場合のフィルタ２２の通過帯域におけるコンダクタンスの平均値は、フィルタ３１単体を共通端子９１側から見た場合のフィルタ３１の通過帯域におけるコンダクタンスの平均値よりも大きく、かつ、フィルタ３２単体を共通端子９１側から見た場合のフィルタ３２の通過帯域におけるコンダクタンスの平均値よりも大きい。言い換えると、フィルタ２２を単体で共通端子９１側から見た場合の通過帯域におけるコンダクタンスの平均値は、フィルタ２２、３１および３２のそれぞれを単体で共通端子９１側から見た場合の通過帯域におけるコンダクタンスの平均値のなかで最も大きい。
　上述したように、インダクタ４０を介して共通端子９１に接続されたフィルタ１１、１２および２１を共通端子９１から見た場合、フィルタ２２、３１および３２の通過帯域におけるコンダクタンスのうちフィルタ２２のコンダクタンスが最も大きくなり、フィルタ２２の共通接続による伝送損失が大きくなる可能性がある。これに対して上記構成によれば、フィルタ２２、３１および３２のそれぞれ単体を共通端子９１から見た場合の通過帯域におけるコンダクタンスのうち、フィルタ２２のコンダクタンスを最も大きくしている。これにより、Ｂａｎｄ１の受信信号がフィルタ１１、１２および２１へ漏洩することを抑制でき、フィルタ２２の共通接続による伝送損失を低減できる。よって、挿入損失が低減されたマルチプレクサ２を提供できる。
　なお、本実施例に係るマルチプレクサ２において、インダクタ４０を介して共通端子９１に接続されたフィルタ１１、１２および２１を共通端子９１から見た場合の各フィルタの通過帯域におけるインピーダンスは、図５に示すように誘導性領域に位置する。一方、インダクタ４０を介さず共通端子９１に接続されたフィルタ２２、３１および３２を共通端子９１から見た場合の各フィルタの通過帯域におけるインピーダンスは、容量性領域に位置する（図６Ａ、図６Ｂおよび図６Ｃを参照）。つまり、共通端子９１から見たフィルタ１１、１２および２１のインピーダンスとフィルタ２２、３１および３２のインピーダンスとは、複素共役の関係を有するので、共通端子９１から各フィルタを見たインピーダンスは、基準インピーダンス（例えば５０Ω）に整合される。
　図７Ａは、実施例および比較例に係るマルチプレクサのフィルタ１１の通過特性を比較したグラフである。また、図７Ｂは、実施例および比較例に係るマルチプレクサのフィルタ１２の通過特性を比較したグラフである。また、図７Ｃは、実施例および比較例に係るマルチプレクサのフィルタ２１の通過特性を比較したグラフである。また、図７Ｄは、実施例および比較例に係るマルチプレクサのフィルタ２２の通過特性を比較したグラフである。また、図７Ｅは、実施例および比較例に係るマルチプレクサのフィルタ３１の通過特性を比較したグラフである。また、図７Ｆは、実施例および比較例に係るマルチプレクサのフィルタ３２の通過特性を比較したグラフである。
　図７Ａ、図７Ｂ、図７Ｃ、図７Ｅおよび図７Ｆに示すように、マルチプレクサにおけるフィルタ１１、１２、２１、３１および３２の通過特性は、実施例および比較例で差異は見られない。これに対して、図７Ｄに示すように、マルチプレクサにおけるフィルタ２２では、比較例に対して実施例の方が通過帯域内の挿入損失が大幅に低減されている。つまり、実施例に係るマルチプレクサ２は、比較例に係るマルチプレクサと比べて、挿入損失が低減されている。
　なお、本実施例に係るマルチプレクサ２では、フィルタ１１、１２および２１の通過帯域は、フィルタ２２、３１および３２の通過帯域よりも低周波側に位置している。
　これによれば、フィルタ１１、１２および２１を共通端子９１から見た場合のフィルタ２２、３１および３２の通過帯域におけるアドミタンスが、インダクタ４０によりコンダクタンスが小さくなる方向へシフトする量が大きくなる。よって、フィルタ２２、３１および３２の共通接続による損失を、より低減できる。
　また、本実施例に係るマルチプレクサ２では、インダクタ４０に接続されるフィルタを複数有している。
　これによれば、フィルタ１１、１２および２１の通過帯域におけるインピーダンスは、インダクタ４０に接続されるフィルタが１つである場合と比較して、より容量性側に位置することとなる。このため、インダクタ４０を直列接続したことによるフィルタ１１、１２および２１の、フィルタ２２、３１および３２の通過帯域におけるアドミタンスのコンダクタンスがより小さくなる方向へシフトする量が大きくなる。よって、フィルタ２２、３１および３２の共通接続による損失を、より低減できる。
　［４　変形例に係るマルチプレクサ３の回路構成］
　図８は、変形例に係るマルチプレクサ３の回路構成図である。同図に示すように、マルチプレクサ３は、フィルタ１０、２３および３０と、インダクタ４０および４１と、アンテナ接続端子９０と、共通端子９１と、入出力端子１１０、２１０および３１０と、を備える。本変形例に係るマルチプレクサ３は、実施の形態に係るマルチプレクサ１と比較して、フィルタ２０に代わってフィルタ２３およびインダクタ４１が配置されている点が異なる。以下、本変形例に係るマルチプレクサ３について、実施の形態に係るマルチプレクサ１と同じ構成については説明を省略し、異なる構成を中心に説明する。
　共通端子９１は、インダクタ４０の一端（第一端）、インダクタ４１の一端、およびフィルタ３０の一端と接続されている。
　インダクタ４０は、第１インダクタンス素子の一例であり、一端（第一端）および他端（第二端）を有する。インダクタ４０の一端（第一端）は共通端子９１に接続され、他端（第二端）はフィルタ１０の一端に接続されている。
　インダクタ４１は、第２インダクタンス素子の一例であり、共通端子９１とフィルタ２３との間であってフィルタ２３と直列接続されている。つまり、インダクタ４１の一端は共通端子９１に接続され、他端はフィルタ２３に接続されている。インダクタ４１のインダクタンス値は、インダクタ４０のインダクタンス値よりも小さい。
　フィルタ２３は、インダクタ４１を介して共通端子９１に接続された２以上の弾性波フィルタの一つであり、バンドＢの少なくとも一部を含む通過帯域を有する。フィルタ２３の一端はインダクタ４１の他端に接続され、フィルタ２３の他端は入出力端子２１０に接続されている。フィルタ２３は、１以上の弾性波共振子を有する。また、フィルタ２３は、第１弾性波フィルタの一例であり、インダクタ４０を介さずに共通端子９１に接続された２以上の弾性波フィルタのうちで、通過帯域が最も低周波側に位置するフィルタである。
　なお、バンドＢはバンドＣよりも低周波側に位置している。つまり、フィルタ２３の通過帯域は、フィルタ３０の通過帯域よりも低周波側に位置している。
　フィルタ２３および３０が共通端子９１に接続されていない状態で、インダクタ４０が接続されたフィルタ１０を共通端子９１から見た場合のフィルタ１０の通過帯域におけるインピーダンスは誘導性を示している。
　このとき、フィルタ３０が共通端子９１に接続されていない状態でフィルタ２３を共通端子９１から見た場合のフィルタ２３の通過帯域におけるコンダクタンスの平均値は、フィルタ３０を単体で共通端子９１側から見た場合のフィルタ３０の通過帯域におけるコンダクタンスの平均値よりも大きい。
　図９は、変形例に係るインダクタ４１およびフィルタ２３を共通端子９１から見たインピーダンス（アドミタンス）を示すスミスチャートである。同図に示すように、インダクタ４１が接続されていないフィルタ２３単体を共通端子９１側（図９におけるＸ）から見たフィルタ２３の通過帯域におけるアドミタンスは容量性領域に位置している。これに対して、インダクタ４１が直列接続されたフィルタ２３を共通端子９１（図９におけるＹ）から見たフィルタ２３の通過帯域におけるアドミタンスは、等レジスタンス円を時計回りにシフトするため、コンダクタンスがより大きい容量性領域にシフトしている。つまり、インダクタ４１をフィルタ２３に直列接続することにより、フィルタ３０が共通端子９１に接続されていない状態でフィルタ２３を共通端子９１から見た場合のフィルタ２３の通過帯域におけるコンダクタンスの平均値は、フィルタ３０を単体で共通端子９１側から見た場合のフィルタ３０の通過帯域におけるコンダクタンスの平均値よりも大きくなっている。
　なお、インダクタ４１のインダクタンス値がインダクタ４０のインダクタンス値よりも小さいことで、インダクタ４１が接続されたフィルタ２３の共通端子９１から見た場合の通過帯域におけるアドミタンスを誘導性領域までシフトさせず、容量性領域に留めておくことが可能となる。これにより、共通端子９１から見たフィルタ１１、１２および２１のインピーダンスとフィルタ２２、３１および３２のインピーダンスとを、複素共役の関係とすることが可能となる。
　これによれば、インダクタ４１により、フィルタ２３を共通端子９１から見た場合の通過帯域におけるインピーダンスを容量性に維持しつつ、フィルタ２３を共通端子９１から見た場合の通過帯域におけるコンダクタンスを、フィルタ２３を構成する弾性波共振子の電極パラメータなどの設計調整では実現できないレベルの高コンダクタンス値にすることが可能となる。
　［５　効果など］
　以上のように、実施の形態１に係るマルチプレクサ１は、共通端子９１と、一端が共通端子９１に接続されたインダクタ４０と、インダクタ４０の他端に接続されたフィルタ１０と、それぞれがインダクタ４０を介さずに共通端子９１に接続されたフィルタ２０および３０と、を備え、フィルタ２０および３０が共通端子９１に接続されていない状態で、インダクタ４０が接続されたフィルタ１０を共通端子９１から見た場合のフィルタ１０の通過帯域におけるインピーダンスは誘導性を示し、フィルタ２０および３０のうちで通過帯域が最も低周波側に位置するフィルタ２０を、フィルタ１０および３０が共通端子９１に接続されていない状態で、共通端子９１から見た場合の通過帯域におけるコンダクタンスの平均値は、フィルタ３０単体を共通端子９１から見た場合の通過帯域におけるコンダクタンスの平均値よりも大きい。
　インダクタ４０を介して共通端子９１に接続されたフィルタ１０を共通端子９１から見た場合、フィルタ２０および３０の通過帯域におけるコンダクタンスのうちフィルタ２０のコンダクタンスが最も大きくなり、フィルタ２０の共通接続による伝送損失が大きくなる可能性がある。これに対して上記構成によれば、フィルタ２０および３０のそれぞれを共通端子９１から見た場合の通過帯域におけるコンダクタンスのうち、フィルタ２０のコンダクタンスを最も大きくするので、フィルタ２０の共通接続による伝送損失を低減できる。よって、挿入損失が低減されたマルチプレクサ１を提供できる。
　また例えば、実施例に係るマルチプレクサ２において、フィルタ１１、１２および２１の各通過帯域は、フィルタ２２、３１および３２の各通過帯域よりも低周波側に位置してもよい。
　これによれば、フィルタ１１、１２および２１を共通端子９１から見た場合のフィルタ２２、３１および３２の通過帯域におけるアドミタンスが、インダクタ４０によりコンダクタンスが小さくなる方向へシフトする量が大きくなる。よって、フィルタ２２、３１および３２の共通接続による損失を、より低減できる。
　また、実施例に係るマルチプレクサ２において、インダクタ４０に接続されるフィルタを複数有してもよい。
　これによれば、フィルタ１１、１２および２１の通過帯域におけるインピーダンスは、インダクタ４０に接続されるフィルタが１つである場合と比較して、より容量性側に位置することとなる。このため、インダクタ４０を直列接続したことによるフィルタ２２、３１および３２の通過帯域におけるアドミタンスのコンダクタンスがより小さくなる方向へシフトする量が大きくなる。よって、フィルタ２２、３１および３２の共通接続による損失を、より低減できる。
　また、変形例に係るマルチプレクサ３は、さらに、共通端子９１とフィルタ２３との間であってフィルタ２３と直列接続されたインダクタ４１を備え、インダクタ４１のインダクタンス値はインダクタ４０のインダクタンス値よりも小さくてもよい。
　これによれば、インダクタ４１により、フィルタ２３を共通端子９１から見た場合の通過帯域におけるインピーダンスを容量性に維持しつつ、フィルタ２３を共通端子９１から見た場合の通過帯域におけるコンダクタンスを、フィルタ２３を構成する弾性波共振子の設計調整では実現できないレベルの高コンダクタンス値にすることが可能となる。
　また、実施の形態１に係るマルチプレクサ１において、フィルタ２０および３０のそれぞれが、ＩＤＴ電極５４を有する１以上の弾性表面波共振子で構成され、フィルタ２０および３０のそれぞれは、共通端子９１と入出力端子２１０および３１０とを結ぶ直列腕経路上に配置された直列腕共振子を含んでもよい。この場合、フィルタ２０に含まれる直列腕共振子を構成するＩＤＴ電極５４の電極指ピッチは、フィルタ２０および３０のそれぞれに含まれる直列腕共振子を構成するＩＤＴ電極５４の電極指ピッチのなかで最も大きくてもよい。
　これによれば、インダクタ４０を介さずに共通端子９１に接続されるフィルタ２０および３０のうち、フィルタ２０の通過帯域を最も低周波側に位置させることが可能となる。
　また、実施の形態１に係るマルチプレクサ１において、フィルタ２０および３０のそれぞれが、支持基板６５と、支持基板６５の一方面上に形成された下部電極６６および上部電極６８と、下部電極６６と上部電極６８との間に形成された圧電体層６７と、を有する１以上のバルク弾性波共振子で構成され、フィルタ２０および３０のそれぞれは、共通端子９１と入出力端子２１０および３１０とを結ぶ直列腕経路上に配置された直列腕共振子を含んでもよい。この場合、フィルタ２０に含まれる直列腕共振子を構成する圧電体層６７は、フィルタ２０および３０のそれぞれに含まれる直列腕共振子を構成する圧電体層６７のなかで最も厚くてもよい。
　これによれば、インダクタ４０を介さずに共通端子９１に接続されるフィルタ２０および３０のうち、フィルタ２０の通過帯域を最も低周波側に位置させることが可能となる。
　（その他の実施の形態）
　以上、本発明に係るマルチプレクサについて、実施の形態、実施例および変形例を挙げて説明したが、本発明は、上記実施の形態、実施例および変形例に限定されるものではない。上記実施の形態、実施例および変形例に対して本発明の主旨を逸脱しない範囲で当業者が思いつく各種変形を施して得られる変形例や、本発明に係るマルチプレクサを内蔵した各種機器も本発明に含まれる。
　また、例えば、上記実施の形態、実施例および変形例に係るマルチプレクサにおいて、各構成要素の間に、インダクタおよびキャパシタなどの整合素子、ならびにスイッチ回路が接続されていてもかまわない。なお、インダクタには、各構成要素間を繋ぐ配線による配線インダクタが含まれてもよい。
　本発明は、マルチバンド化およびマルチモード化された周波数規格に適用できる低損失のマルチプレクサとして、携帯電話などの通信機器に広く利用できる。
　１、２、３　　マルチプレクサ
　１０、１１、１２、２０、２１、２２、２３、３０、３１、３２　　フィルタ
　２０Ａ、２０Ｂ　　弾性波フィルタ
　４０、４１、１６１　　インダクタ
　５０　　基板
　５１　　高音速支持基板
　５２　　低音速膜
　５３　　圧電膜
　５４　　ＩＤＴ電極
　５５、５８　　保護層
　５７　　圧電単結晶基板
　６０　　弾性波共振子
　６０ａ、６０ｂ　　櫛形電極
　６１ａ、６１ｂ　　電極指
　６２ａ、６２ｂ　　バスバー電極
　６５　　支持基板
　６６　　下部電極
　６７　　圧電体層
　６８　　上部電極
　９０　　アンテナ接続端子
　９１　　共通端子
　１０１、１０２、１０３、１０４、１０５、２０１、２０２　　直列腕共振子
　１１０、２１０、３１０　　入出力端子
　１１１、２１１、３１１　　入力端子
　１１２、２１２、３１２　　出力端子
　１５１、１５２、１５３、１５４、２５１、２５３　　並列腕共振子
　２０３　　縦結合型フィルタ部
　５４０　　密着層
　５４２　　主電極層

Claims (6)

  1. 　共通端子と、
    　第一端および第二端を有し、前記第一端が前記共通端子に接続された第１インダクタンス素子と、
    　前記第二端に接続された１以上の弾性波フィルタと、
    　それぞれが前記第１インダクタンス素子を介さずに前記共通端子に接続された２以上の弾性波フィルタと、を備え、
    　前記２以上の弾性波フィルタが前記共通端子に接続されていない状態で、前記第１インダクタンス素子が接続された前記１以上の弾性波フィルタを前記共通端子から見た場合の前記１以上の弾性波フィルタの通過帯域におけるインピーダンスは誘導性を示し、
    　前記２以上の弾性波フィルタのうちで通過帯域が最も低周波側に位置する第１弾性波フィルタを、前記第１弾性波フィルタ以外のフィルタが前記共通端子に接続されていない状態で前記共通端子から見た場合の通過帯域におけるコンダクタンスの平均値は、前記第１弾性波フィルタを除いた前記２以上の弾性波フィルタのそれぞれを単体で前記共通端子から見た場合の通過帯域におけるコンダクタンスの平均値よりも大きい、
    　マルチプレクサ。
  2. 　前記１以上の弾性波フィルタの通過帯域は、前記２以上の弾性波フィルタのそれぞれの通過帯域よりも低周波側に位置する、
    　請求項１に記載のマルチプレクサ。
  3. 　前記１以上の弾性波フィルタは、複数の弾性波フィルタを含む、
    　請求項１または２に記載のマルチプレクサ。
  4. 　さらに、前記共通端子と前記第１弾性波フィルタとの間であって前記第１弾性波フィルタと直列接続された第２インダクタンス素子を備え、
    　前記第２インダクタンス素子のインダクタンス値は、前記第１インダクタンス素子のインダクタンス値よりも小さい、
    　請求項１～３のいずれか１項に記載のマルチプレクサ。
  5. 　前記２以上の弾性波フィルタのそれぞれは、ＩＤＴ（ＩｎｔｅｒＤｉｇｉｔａｌ　Ｔｒａｎｓｄｕｃｅｒ）電極を有する１以上の弾性表面波共振子で構成され、
    　前記１以上の弾性表面波共振子は、前記２以上の弾性波フィルタのそれぞれの一端と他端とを結ぶ直列腕経路上に配置された直列腕共振子を含み、
    　前記第１弾性波フィルタに含まれる前記直列腕共振子を構成する前記ＩＤＴ電極の電極指ピッチは、前記２以上の弾性波フィルタのそれぞれに含まれる前記直列腕共振子を構成する前記ＩＤＴ電極の電極指ピッチのなかで最も大きい、
    　請求項１～４のいずれか１項に記載のマルチプレクサ。
  6. 　前記２以上の弾性波フィルタのそれぞれは、支持基板と、前記支持基板の一方面上に形成された第１電極および第２電極と、前記第１電極と前記第２電極との間に形成された圧電体層と、を有する１以上のバルク弾性波共振子で構成され、
    　前記１以上のバルク弾性波共振子は、前記２以上の弾性波フィルタのそれぞれの一端と他端とを結ぶ直列腕経路上に配置された直列腕共振子を含み、
    　前記第１弾性波フィルタに含まれる前記直列腕共振子を構成する前記圧電体層は、前記２以上の弾性波フィルタのそれぞれに含まれる前記直列腕共振子を構成する前記圧電体層のなかで最も厚い、
    　請求項１～４のいずれか１項に記載のマルチプレクサ。
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