WO2019031157A1 - 三相同期電動機の制御装置並びにそれを用いる電動パワーステアリング装置 - Google Patents

Abstract

１つの三相同期電動機を複数系統のインバータで駆動する場合に、回転子の位置検出精度を向上することができる三相同期電動機の制御装置、並びにそれを用いる電動パワーステアリング装置を提供する。　三相同期電動機の制御装置３が、第１の三相巻線４１および第２の三相巻線４２を備える三相同期電動機と、第１の三相巻線に接続される第１のインバータ３１と、第２の三相巻線に接続される第２のインバータ３２と、三相同期電動機の回転子位置に基づいて第１のインバータを制御する第１の制御装置と、三相同期電動機の回転子位置に基づいて第２のインバータを制御する第２の制御装置と、を備え、第１の制御装置は、第１の三相巻線の中性点電位と第２の三相巻線の中性点電位とに基づいて、回転子位置を推定する。

Description

三相同期電動機の制御装置並びにそれを用いる電動パワーステアリング装置

　本発明は、回転子の位置に基づいて三相同期電動機を制御する三相同期電動機の制御装置、並びにそれを用いる電動パワーステアリング装置に関する。

　産業、家電、自動車等の様々な分野において、小型・高効率の三相同期電動機（永久磁石同期モータ）が幅広く用いられている。特に、電動パワーステアリング装置などの自動車機器の分野では、小型化および高効率化に優れる永久磁石同期モータが多用されている。

　永久磁石同期モータでは、一般に、磁石を備えた回転子の回転位置をホールＩＣなどの磁気検出素子で検出し、その検出結果に基づき、固定子側の電機子コイルを順次励磁して回転子を回転させている。加えて、精密な回転位置検出器であるレゾルバやエンコーダ、ＧＭＲセンサ（ＧＭＲ：Giant Magneto Resistivity effect）などを用いることで、正弦波電流での駆動を実現でき、トルクリプルなどの振動や騒音の低減を図っている。近年では、この回転位置センサを設けずに、モータの回転数やトルク制御を行う回転位置センサレス制御が広く普及している。

　回転位置センサレス制御の実用化によって、位置センサにかかる費用（センサ自体のコスト、センサの配線にかかるコストなど）の削減、装置の小型化を実現できる。また、センサが不要となることで、センサにとって劣悪な環境下でのモータ制御可能となる等のメリットがある。

　現在、永久磁石同期モータの回転位置センサレス制御は、磁石が備わった回転子が回転することによって発生する誘起電圧（速度起電圧）を直接検出し、回転子の位置情報として永久磁石同期モータの駆動を行う方法や、対象となるモータの数式モデルから、回転子位置を推定演算する位置推定方式などが採用されている。

　これらの回転位置センサレス制御にも多くの課題がある。一般的に多く述べられる課題は、モータの回転数が低速のときの位置検出方法である。現在実用化されている大半の回転位置センサレス制御は、永久磁石同期モータが回転することで発生する誘起電圧（速度起電圧）に基づくものである。したがって、誘起電圧が小さい停止、低速域では、感度が低下してしまい、位置情報がノイズに埋もれる可能性がある。この課題の解決策として、特許文献１～４に記載の技術が知られている。

　特許文献１に記載された技術では、高周波電流を永久磁石同期モータに通電し、その際発生する電流高調波と永久磁石同期モータの数式モデルから回転子位置を検出する。この技術では、永久磁石同期モータの回転子の突極性により発生する電流高調波を用いることにより位置検出が可能になる。

　特許文献２に記載された技術では、永久磁石同期モータの三相固定子巻線のうち、二相を選択して通電する１２０度通電方式をベースとし、非通電相に発生する起電圧（速度に伴う起電圧ではなく、インダクタンスのアンバランスによる起電圧）に基づき、回転子の位置を検出する。この技術では、位置に応じて発生する起電圧を利用するため、完全な停止状態であっても位置情報の取得が可能である。

　特許文献３および特許文献４に記載された技術では、三相固定子巻線の接続点の電位である「中性点電位」を検出して、位置情報を得る。その際、インバータのＰＷＭ（パルス幅変調）波と同期して中性点電位を検出することで、特許文献２の技術と同様に、インダクタンスのアンバランスによる起電圧を検出でき、結果的に回転子の位置情報を得ることができる。さらに、特許文献３の技術では、駆動波形を理想的な正弦波電流にすることが可能となる。

　特許文献１～４の技術の中で、特許文献３および特許文献４の技術は、回転位置センサレス制御の課題の１つであるモータの回転数が低速のときの位置検出手段として有用である。

　さらに、永久磁石同期モータの巻線とインバータを１対１で接続した組み合わせを１系統として、永久磁石同期モータ１つに対して、巻線とインバータの組み合わせからなる系統の数を２以上とすると、１系統が故障しても他の系統が動作を継続可能である。ただし、多系統の永久磁石同期モータの駆動システムであっても、系統ごとに永久磁石同期モータの回転子の位置情報を得る必要がある。

特開平７－２４５９８１号公報 特開２００９－１８９１７６号公報 特開２０１０－７４８９８号公報 国際公開第２０１２／１５７０３９号

　特許文献１の技術では、永久磁石同期モータの回転子構造に突極性が必要となる。突極性のないもの、少ないものでは位置検出感度が低下してしまい、位置推定が困難となる。また、高感度に検出するには、注入する高周波成分を増加させるか、あるいは周波数を下げる必要がある。この結果、回転脈動や振動・騒音の増大や、永久磁石同期モータの高調波損失の増大を招く。

　特許文献２の技術では、三相巻線の非通電相に生じる起電圧を観測するので、永久磁石同期モータが停止状態からの駆動が可能であるが、駆動電流波形が１２０度通電（矩形波）になる。本来、永久磁石同期モータは正弦波状の電流で駆動した方が回転ムラの抑制や、高調波損失を抑制する上で有利となるが、特許文献２の技術において正弦波駆動は困難である。

　特許文献３および特許文献４の技術では、三相固定子巻線の接続点の電位である「中性点電位」を検出して、位置情報を得る。この中性点電位を、インバータからモータへ印加されるパルス電圧と同期して検出することで、回転子位置に依存した電位変化を得ることができる。また、モータへの印加電圧として、通常の正弦波変調によって得られるＰＷＭ（パルス幅変調）によっても、位置情報が得られる。しかし、特許文献３の技術には、次に詳述するような課題がある。

　図１は、特許文献３および特許文献４の技術によるＰＷＭ波形および中性点電位波形を示す。三相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊と三角波キャリアを比較して、ＰＷＭパルス波形ＰＶｕ，ＰＶｖ，ＰＶｗを発生させている。三相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊は、正弦波状の波形となるが、低速駆動時には三角波キャリアに比べて十分低い周波数とみなすことができるため、ある瞬間を捉えれば、実質的に図１のように直流とみなすことができる。

　ＰＷＭパルス波であるＰＶｕ，ＰＶｖ，ＰＶｗは、それぞれ異なるタイミングでオン・オフを繰り返す。図中の電圧ベクトルは、Ｖ（０，０，１）のような名称が付いているが、それらの添え字（０，０，１）は、それぞれＵ，Ｖ，Ｗ相のスイッチ状態を示す。すなわち、Ｖ（０，０，１）は、Ｕ相はＰＶｕ＝０、Ｖ相はＰＶｖ＝０、Ｗ相はＰＶｗ＝１を示す。ここで、Ｖ（０，０，０）、ならびにＶ（１，１，１）は、モータへの印加電圧が零となる零ベクトルである。

　これらの波形に示すように、通常のＰＷＭ波は、第１の零ベクトルＶ（０，０，０）と第２の零ベクトルＶ（１，１，１）の間において、２種類の電圧ベクトルＶ（０，０，１）とＶ（１，０，１）を発生させている。すなわち、電圧ベクトル推移のパターン「Ｖ（０，０，０）→Ｖ（０，０，１）→Ｖ（１，０，１）→Ｖ（１，１，１）→Ｖ（１，０，１）→Ｖ（０，０，１）→Ｖ（０，０，０）」を一つの周期として、このパターンが繰り返される。零ベクトルの間で使用される電圧ベクトルは、三相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊の大小関係が変わらない期間は、同じものが用いられる。

　零ベクトル以外の電圧を印加している時に、中性点電位には、回転子位置に応じた起電圧が発生する。これを利用して、特許文献３の技術では、回転子位置を推定する。

　しかし、零速や極低速での中性点電位を用いた回転位置センサレス制御を、１つの永久磁石同期モータを２つ以上のインバータで駆動するモータ制御装置に対して適用する場合、実用上の問題がある。一例として、１つの永久磁石同期モータを２つのインバータで駆動する場合について述べる。

　図２は、複数の系統を持つ永久磁石同期モータの一例およびこのモータの巻線とインバータの接続を示す。本モータは、極数が８、スロット数が１２である、８極１２スロットモータである。積層された電磁鋼板からなる固定子コアに設けられる溝である、永久磁石同期モータ４のスロットには、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の巻線が電磁鋼板に巻かれている。系統１においては、インバータ１と三相巻線４１（Ｕ１，Ｕ２，Ｖ１，Ｖ２，Ｗ１，Ｗ２）が接続され、系統２においては、インバータ２と三相巻線４２（Ｕ３，Ｕ４，Ｖ３，Ｖ４，Ｗ３，Ｗ４）が接続されている。系統１の中性点電位Ｖｎ－ｍと系統２の中性点電位Ｖｎ－ｓを用いて回転位置センサレス制御を行う。

　このとき、系統１の三相巻線４１と系統２の三相巻線４２が同一のステータの電磁鋼板に巻かれているので、系統１と系統２は磁気的に結合しているとみなすことができる。三相巻線４１に接続されたインバータ１と三相巻線４２に接続されたインバータ２が同期して同じ電圧パルスを出力しない場合、系統間の磁気的干渉のため、それぞれのインバータが印加する電圧によって、系統１の中性点電位Ｖｎ－ｍと系統２の中性点電位Ｖｎ－ｓが変動し、中性点電位として位置情報を得るのに必要な値を検出できなくなる。

　図３は、インバータ１に接続された三相巻線４１の中性点電位Ｖｎ－ｍの測定結果の一例である。図中、インバータ２が電圧を印加していないときの三相巻線４１の中性点電位Ｖｎ－ｍ（黒線）とインバータ２が電圧を印加しているときの三相巻線４１の中性点電位Ｖｎ－ｍ（灰色線）とを示す。図３に示すように、インバータ２が電圧を印加していると、三相巻線４１の中性点電位Ｖｎ－ｍが変動してしまい、真の中性点電位が分からなくなる。

　そこで、本発明は、１つの三相同期電動機を複数系統のインバータで駆動する場合に、回転子の位置検出精度を向上することができる三相同期電動機の制御装置、並びにそれを用いる電動パワーステアリング装置を提供する。

　上記課題を解決するために、本発明による三相同期電動機の制御装置は、第１の三相巻線および第２の三相巻線を備える三相同期電動機と、第１の三相巻線に接続される第１のインバータと、第２の三相巻線に接続される第２のインバータと、三相同期電動機の回転子位置に基づいて第１のインバータを制御する第１の制御装置と、三相同期電動機の回転子位置に基づいて第２のインバータを制御する第２の制御装置と、を備えるものであって、第１の制御装置は、第１の三相巻線の中性点電位と第２の三相巻線の中性点電位とに基づいて、回転子位置を推定する。

　また、上記課題を解決するために、本発明による三相同期電動機の制御装置は、第１の三相巻線および第２の三相巻線を備える三相同期電動機と、第１の三相巻線に接続される第１のインバータと、第２の三相巻線に接続される第２のインバータと、三相同期電動機の回転子位置に基づいて第１のインバータを制御する第１の制御装置と、三相同期電動機の回転子位置に基づいて第２のインバータを制御する第２の制御装置と、を備えるものであって、第１の制御装置は、第２のインバータの駆動状態に関する情報を取得し、第１の三相巻線の中性点電位とこの情報とに基づいて、回転子位置を推定する。

　また、上記課題を解決するために、本発明による三相同期電動機の制御装置は、第１の三相巻線および第２の三相巻線を備える三相同期電動機と、第１の三相巻線に接続される第１のインバータと、第２の三相巻線に接続される第２のインバータと、三相同期電動機の回転子位置に基づいて第１のインバータを制御する第１の制御装置と、三相同期電動機の回転子位置に基づいて第２のインバータを制御する第２の制御装置と、を備えるものであって、第１の制御装置は、冗長に設けられる複数の回転位置検出器によって感知される回転子位置に基づいて第１のインバータを制御し、第１の制御装置は、第１の三相巻線の中性点電位および第２の三相巻線の中性点電位から推定される回転子推定位置に基づいて、複数の回転位置検出器の異常を判定する。

　また、上記課題を解決するために、本発明による三相同期電動機の制御装置は、第１の三相巻線および第２の三相巻線を備える三相同期電動機と、第１の三相巻線に接続される第１のインバータと、第２の三相巻線に接続される第２のインバータと、三相同期電動機の回転子位置に基づいて第１のインバータを制御する第１の制御装置と、三相同期電動機の回転子位置に基づいて第２のインバータを制御する第２の制御装置と、を備えるものであって、第１の制御装置を構成する第１のマイクロコンピュータと、第２の制御装置を構成する第２のマイクロコンピュータと、を備え、第１の三相巻線の中性点および第２の三相巻線の中性点が、第１のマイクロコンピュータおよび第２のマイクロコンピュータに電気的に接続されている。

　さらに、上記課題を解決するために、本発明による電動パワーステアリング装置は、ステアリングホイールと、ステアリングホイールの操作に応じてタイヤを転舵するステアリング機構と、ステアリングホイールの回転トルクに応じてモータトルクを発生するモータ制御装置と、モータトルクを前記ステアリング機構に伝達するステアリングアシスト機構と、を備えるものであって、モータ制御装置は、本発明による上記三相同期電動機の制御装置のいずれかである。

　本発明によれば、１つの三相同期電動機を複数系統のインバータで駆動する場合に、自系統の回転子位置の検出において、他系統の影響が抑制される。これにより、回転子の位置検出精度を向上することができる。

　また、本発明による三相同期電動機の制御装置によれば、電動パワーステアリング装置の、並びにそれを用いる電動パワーステアリング装置
　上記した以外の課題、構成および効果は、以下の実施形態の説明により明らかにされる。

特許文献３および４の技術によるＰＷＭ波形および中性点電位波形を示す。 複数の系統を持つ永久磁石同期モータの一例およびモータの巻線とインバータの接続を示す。 インバータ１に接続された三相巻線の中性点電位の測定結果の一例である。 実施形態１であるモータ制御装置の構成を示すブロック図である。 系統１の制御部のブロック図を示す。 インバータ出力電圧のスイッチングパターンを表すベクトル図並びに回転子位置と電圧ベクトルの関係を示すベクトル図である。 電圧ベクトルが印加された状態における永久磁石同期モータと仮想中性点回路との関係を示す。 電圧指令、中性点電圧およびＰＷＭパルスの関係の一例を示す。 実施形態１における電圧指令、ＰＷＭパルス、電圧ベクトルおよび中性点電位の関係の一例を示す。 実施形態１における電圧指令、ＰＷＭパルス、電圧ベクトルおよび中性点電位の関係の他の例を示す。 系統１における中性点電位検出部の中性点電位検出処理を示すフロー図である。 実施形態２であるモータ制御装置の構成を示すブロック図である。 系統１の制御部の構成を示すブロック図である。 実施形態３であるモータ制御装置における電圧指令、ＰＷＭパルス、電圧ベクトルおよび中性点電位の関係の一例を示す。 実施形態３であるモータ制御装置の構成を示すブロック図である。 実施形態３における系統１の回転位置推定部の構成を示すブロック図である。 実施形態４であるモータ制御装置の構成を示すブロック図である。 系統１における検出位置判定手段の判定処理を示すフロー図である。 実施形態５であるモータ制御装置における系統１の制御部の構成を示すブロック図である。 実施形態６である電動パワーステアリング装置の構成を示す。

　以下、本発明の実施形態について、図面を用いて説明する。なお、各図において、参照番号が同一のものは同一の構成要件あるいは類似の機能を備えた構成要件を示している。

　（実施形態１）
　図４は、本発明の実施形態１である、三相同期電動機の制御装置（以下、「モータ制御装置」と記す）の構成を示すブロック図である。

　モータ制御装置３は、三相同期電動機として、永久磁石同期モータ４を駆動制御する。このモータ制御装置３は、直流電源５、インバータ主回路３１１やワンシャント電流検出器３１２を含む系統１のインバータ３１、インバータ主回路３２１やワンシャント電流検出器３２２を含む系統２のインバータ３２、および駆動対象である永久磁石同期モータ４を備えている。

　本実施形態１においては、インバータ主回路３１１，３２１を構成する半導体スイッチング素子として、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）が適用される。また、インバータ３１，３２は電圧形であり、一般に、半導体スイッチング素子には逆並列に環流ダイオードが接続される。本実施形態１においては、環流ダイオードとして、ＭＯＳＦＥＴの内蔵ダイオードを用いているので、図４では、環流ダイオードの図示を省略している。なお、ＭＯＳＦＥＴに代えて、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などを適用しても良い。また、環流ダイオードを外付けしても良い。

　永久磁石同期モータ４は、同一のステータに設けられる三相巻線４１および三相巻線４２を備えている。極数とスロット数の組み合わせは、例えば、図２に示したような８極１２スロットである。なお、同じステータに複数系統の三相巻線を備え、三相巻線毎にインバータが接続されているならば、極数とスロット数の組み合わせは、所望のモータ性能に応じて、適宜設定して良い。

　系統１のインバータ３１は、インバータ主回路３１１やワンシャント電流検出器３１２のほかに、出力プリドライバ３１３を含む。

　インバータ主回路３１１は、６個の半導体スイッチング素子Ｓｕｐ１～Ｓｗｎ１で構成される三相フルブリッジ回路である。

　ワンシャント電流検出器３１２は、系統１のインバータ主回路３１１への供給電流Ｉ０－ｍ（直流母線電流）を検出する。

　出力プリドライバ３１３は、インバータ主回路３１１の半導体スイッチング素子Ｓｕｐ１～Ｓｗｎ１を直接駆動するドライバ回路である。

　系統２のインバータ３２は、インバータ主回路３２１やワンシャント電流検出器３２２のほかに、出力プリドライバ３２３を含む。

　インバータ主回路３２１は、６個のスイッチング素子Ｓｕｐ２～Ｓｗｎ２で構成される三相フルブリッジ回路である。

　ワンシャント電流検出器３２２は、系統２のインバータ主回路３２１への供給電流Ｉ０－ｓ（直流母線電流）を検出する。

　出力プリドライバ３２３は、インバータ主回路３２１の半導体スイッチング素子Ｓｕｐ２～Ｓｗｎ２を直接駆動するドライバである。

　なお、ワンシャント電流検出器３１２によって検出される直流母線電流Ｉ０－ｍに基づいて、いわゆるワンシャント方式によって、三相巻線４１に流れる三相電流が計測される。また、ワンシャント電流検出器３１２によって検出される直流母線電流Ｉ０－ｓに基づいて、同様に、三相巻線４２に流れる三相電流が計測される。なお、ワンシャント方式については、公知技術であるため、詳細な説明は省略する。

　直流電源５は、系統１のインバータ３１および系統２のインバータ３２に直流電力を供給する。なお、インバータ３１とインバータ３２に別々の直流電源で直流電力を供給してもよい。

　系統１の制御部６１は、三相巻線４１の中性点電位Ｖｎ－ｍおよび三相巻線４２の中性点電位Ｖｎ－ｓに基づき中性点電位検出部１１によって検出される、Ｖｎ－ｓによる変動分が除去された系統１の中性点電位Ｖｎ－ｍ’から回転位置推定部２１によって推定演算される回転子位置θｄ－ｍに基づき、出力プリドライバ３１３に与えるゲート指令信号を作成する。

　系統２の制御部６２は、三相巻線４２の中性点電位Ｖｎ－ｓおよび三相巻線４１の中性点電位Ｖｎ－ｍに基づき中性点電位検出部１２によって検出される、Ｖｎ－ｍによる変動分が除去された系統２の中性点電位Ｖｎ－ｓ’から回転位置推定部２２によって推定演算される回転子位置θｄ－ｓに基づき、出力プリドライバ３２３に与えるゲート指令信号を作成する。

　図５は、系統１の制御部６１のブロック図を示す。制御部６１においては、いわゆるベクトル制御が適用される。なお、系統２の制御部６２の構成については、制御部６１と同様であるため、説明は省略する。

　図５に示すように、系統１の制御部６１は、ｑ軸電流指令発生手段（Ｉｑ＊発生手段）６１１、ｄ軸電流指令発生手段（Ｉｄ＊発生手段）６１２、減算手段６１３ａ、減算手段６１３ｂ、ｄ軸電流制御手段（ＩｄＡＣＲ）６１４ａ、ｑ軸電流制御手段（ＩｑＡＣＲ）６１４ｂ、ｄｑ逆変換手段６１５、ＰＷＭ発生手段６１６、電流再現手段６１７、ｄｑ変換手段６１８、サンプル／ホールド手段６１９、速度演算手段６２０、パルスシフト手段６２１から構成される。本構成により、制御部６１は、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊に相当するトルクを永久磁石同期モータ４が発生するように動作する。

　Ｉｑ＊発生手段６１１は、電動機のトルク相当のｑ軸電流指令Ｉｑ＊を発生する。Ｉｑ＊発生手段６１１は、通常、実速度ω１を観測しながら、永久磁石同期モータ４の回転数が所定値になるように、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊を発生する。Ｉｑ＊発生手段６１１の出力であるｑ軸電流指令Ｉｑ＊は減算手段６１３ｂに出力される。

　Ｉｄ＊発生手段６１２は、永久磁石同期モータ４の励磁電流に相当するｄ軸電流指令Ｉｄ＊を発生する。Ｉｄ＊発生手段６１２の出力であるｄ軸電流指令Ｉｄ＊は減算手段６１３ａに出力される。

　減算手段６１３ａは、Ｉｄ＊発生手段６１２の出力であるｄ軸電流指令Ｉｄ＊と、ｄｑ変換手段６１８の出力するｄ軸電流Ｉｄ、すなわち三相巻線４１に流れる三相電流（Ｉｕｃ，Ｉｖｃ，Ｉｗｃ）をｄｑ変換して得られるｄ軸電流Ｉｄとの偏差を求める。

　減算手段６１３ｂは、Ｉｑ＊発生手段６１１の出力であるｑ軸電流指令Ｉｑ＊と、ｄｑ変換手段６１８の出力するｑ軸電流Ｉｑ、すなわち三相巻線４１に流れる三相電流（Ｉｕｃ，Ｉｖｃ，Ｉｗｃ）をｄｑ変換して得られるｑ軸電流Ｉｑとの偏差を求める。

　ＩｄＡＣＲ６１４ａは、減算手段６１３ａによって演算されるｄ軸電流偏差が零になるように、ｄｑ座標軸上のｄ軸電圧指令Ｖｄ＊を演算する。また、ＩｑＡＣＲ６１４ｂは、減算手段６１３ｂによって演算されるｑ軸電流偏差が零になるように、ｄｑ座標軸上のｑ軸電圧指令Ｖｑ＊を演算する。ＩｄＡＣＲ６１４ａの出力であるｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびＩｑＡＣＲ６１４ｂの出力であるｑ軸電圧指令Ｖｑ＊は、ｄｑ逆変換手段６１５に出力される。

　ｄｑ逆変換手段６１５は、ｄｑ座標（磁束軸―磁束軸直交軸）系の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を三相交流座標上の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に変換する。ｄｑ逆変換手段６１５は、電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊および系統１の回転位置推定部２１（図４）が出力する回転子位置θｄ－ｍに基づき、三相交流座標系の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を演算する。ｄｑ逆変換手段６１５は、演算したＶｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊をＰＷＭ発生手段６１６に出力する。

　ＰＷＭ発生手段６１６は、系統１のインバータ主回路３１１の電力変換動作を制御するためのＰＷＭ（Pulse Width Modulation：パルス幅変調）信号を出力する。ＰＷＭ発生手段６１６は、三相交流電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に基づき、これら三相交流電圧指令とキャリア信号（例えば、三角波）とを比較することによりＰＷＭ信号（後述する図９，１０，１４におけるＰＶｕ，ＰＶｖ，ＰＶｗ）を発生する。ＰＷＭ発生手段６１６から出力されるＰＷＭ信号は、後述するパルスシフト手段６２１を介して、出力プリドライバ３１３（図４）およびサンプル／ホールド手段（Ｓ／Ｈ回路）６１９に入力される。

　電流再現手段６１７は、インバータ主回路３１１からワンシャント電流検出器３１２へ出力される直流母線電流Ｉ０－ｍから、三相巻線４１に流れる三相電流（Ｉｕｃ，Ｉｖｃ，Ｉｗｃ）を再現する。再現された三相電流（Ｉｕｃ，Ｉｖｃ，Ｉｗｃ）は、電流再現手段６１７からｄｑ変換手段６１８に出力される。

　ｄｑ変換手段６１８は、三相電流（Ｉｕｃ，Ｉｖｃ，Ｉｗｃ）を、回転座標軸であるｄｑ座標上のＩｄ，Ｉｑに変換する。変換されたＩｄおよびＩｑは、それぞれ、減算手段６１３ａおよび６１３ｂにて電流指令との偏差の演算に用いられる。

　速度演算手段６２０は、回転子位置の推定値である回転子位置θｄ－ｍから、永久磁石同期モータの回転速度ω１を計算する。この演算された回転速度ω１は、Ｉｑ＊発生手段６１１に出力され、磁束軸（ｄ軸）に直交する軸（ｑ軸）における電流制御に用いられる。

　なお、本実施形態１において、中性点電位検出部１１と回転位置推定部２１と制御部６１、すなわち系統１の制御装置部は、一個のマイクロコンピュータによって構成される。また、中性点電位検出部１２と回転位置推定部２２と制御部６２、すなわち系統２の制御装置部は、別の一個のマイクロコンピュータによって構成される。三相巻線４１の中性点および三相巻線４２の中性点は、それぞれ、系統１における制御用のマイクロコンピュータおよび系統２における制御用のマイクロコンピュータに、配線などによって電気的に接続される。

　さらに、インバータ主回路３１１、出力プリドライバ３１３、インバータ主回路３２１、出力プリドライバ３２３の各々を、集積回路装置により構成しても良い。また、インバータ３１およびインバータ３２の各々を集積回路装置により構成しても良い。これらにより、モータ制御装置を大幅に小型化できる。また、各種電動装置へのモータ制御装置の実装が容易になったり、各種電動装置を小型化されたりする。

　次に、このモータ駆動システムの基本動作について説明する。

　本実施形態１においては、同期電動機のトルクを線形化する制御手段として一般的に知られているベクトル制御が適用される。

　ベクトル制御技術の原理は、モータの回転子位置を基準とした回転座標軸（ｄｑ座標軸）上にて、トルクに寄与する電流Ｉｑと、磁束に寄与する電流Ｉｄとを独立に制御する手法である。図５におけるｄ軸電流制御手段６１４ａ、ｑ軸電流制御手段６１４ｂ、ｄｑ逆変換手段６１５、ｄｑ変換手段６１８などは、このベクトル制御技術実現のための主要部分である。

　図５の系統１の制御部６１においては、Ｉｑ＊発生手段６１１にて、トルク電流に相当する電流指令Ｉｑ＊が演算され、電流指令Ｉｑ＊と永久磁石同期モータ４の実際のトルク電流Ｉｑが一致するように電流制御が行われる。

　電流指令Ｉｄ＊は、非突極型の永久磁石同期モータであれば、通常「零」が与えられる。一方、突極構造の永久磁石同期モータや、界磁弱め制御においては、電流指令Ｉｄ＊として負の指令を与える場合もある。

　なお、永久磁石同期モータの三相電流は、ＣＴ（Current Transformer）などの電流センサによって直接検出したり、本実施形態１のように、直流母線電流を検出して、直流母線電流に基づいて制御器内部にて再現演算したりする。本実施形態１においては、系統１の直流母線電流Ｉ０－ｍや系統２の直流母線電流Ｉ０－ｓから、三相電流を再現演算する。例えば、図５に示す制御部６１においては、パルスシフト手段６２１によって位相シフトされたＰＷＭ信号に応じたタイミングでＳ／Ｈ手段６１９を動作させて直流母線電流Ｉ０－ｍの電流値をサンプリングしてホールドすることにより、三相電流に関する情報を含む直流母線電流Ｉ０－ｍの電流値を取得する。そして、取得された電流値から、電流再現手段６１７によって三相電流（Ｉｕｃ，Ｉｖｃ，Ｉｗｃ）が再現演算される。なお、再現演算の具体的手段については、公知技術であるため、詳細な説明は省略する。

　本実施形態１において、回転座標系における基準となる回転子位置は、三相巻線の中性点電位に基づいて、回転位置推定部によって推定される。例えば、系統１において、回転位置推定部２１は、中性点電位検出部１１で検出される、系統２の影響が除去された中性点電位Ｖｎ－ｍ’に基づき、三相巻線４１について回転子位置θｄ－ｍを推定する。なお、系統２においても、同様に、三相巻線４２について回転子位置θｄ－ｓが推定される。

　以下、本実施形態１における、中性点電位から回転子位置を推定する手段について、系統１を代表として、説明する。

　まず、中性点電位の変動について説明する。

　インバータ３１の各相の出力電位は、インバータ主回路３１１の上側半導体スイッチング素子（Ｓｕｐ１，Ｓｖｐ１，Ｓｗｐ１）もしくは下側半導体スイッチング素子（Ｓｕｎ１，Ｓｖｎ１，Ｓｗｎ１）のオン／オフ状態によって設定される。これらの半導体スイッチング素子は、各相において、上側および下側の一方がオン状態であれば、他方はオフ状態である。すなわち、各相において、上側および下側半導体スイッチング素子は相補的にオン・オフされる。したがって、インバータ３１の出力電圧は、全部で８通りのスイッチングパターンを有する。

　図６は、インバータ出力電圧のスイッチングパターンを表すベクトル図（左図）並びに回転子位置（位相）θｄと電圧ベクトルの関係を示すベクトル図（右図）である。

　各ベクトルにはＶ（１，０，０）のように名称をつけている。このベクトル表記において、上側半導体スイッチング素子がオンの状態を「１」で表し、下側半導体スイッチング素子がオンの状態を「０」で表している。また、括弧内の数字の並びは「Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相」の順番にスイッチング状態を表している。インバータ出力電圧は、二つの零ベクトル（Ｖ（０，０，０），Ｖ（１，１，１））を含む八つの電圧ベクトルを用いて表現できる。これら八つの電圧ベクトルを組み合わせることによって、正弦波状の電流を永久磁石同期モータ４に供給する。

　図６（右図）が示すように、永久磁石同期モータ４の回転子位置の基準をＵ相方向として、回転子位置（位相）θｄを定義する。回転座標におけるｄｑ座標軸は、磁石磁束Φｍの方向をｄ軸方向としており、反時計回りに回転する。なお、ｑ軸方向は、ｄ軸方向に直交する方向である。

　ここで、θｄ＝０度付近である場合、誘起電圧ベクトルＥｍは、その方向がｑ軸方向であるから、電圧ベクトルＶ（１，０，１）およびＶ（０，０，１）の近くに位置している。この場合、主に電圧ベクトルＶ（１，０，１）およびＶ（０，０，１）を用いて永久磁石同期モータ４は駆動される。なお、電圧ベクトルＶ（０，０，０）およびＶ（１，１，１）も用いられるが、これらは零ベクトルである。

　図７は、電圧ベクトルが印加された状態における永久磁石同期モータ４と仮想中性点回路３４との関係を示す。ここで、Ｌｕ，ＬｖおよびＬｗは、それぞれ、Ｕ相巻線のインダクタンス、Ｖ相巻線のインダクタンスおよびＷ相巻線のインダクタンスである。なお、印加される電圧ベクトルは、上述の電圧ベクトルＶ（１，０，１）（左図）およびＶ（０，０，１）（右図）である。

　図７に示す中性点電位Ｖｎ０は、次のように演算することができる。

　電圧ベクトルＶ（１，０，１）の印加時は、式（１）により演算される。

　Ｖｎ０＝｛Ｌｖ／（Ｌｕ／／Ｌｗ＋Ｌｖ）－（２／３）｝×ＶＤＣ …（１）
　電圧ベクトルＶ（０，０，１）の印加時は、式（２）により演算される。

　Ｖｎ０＝｛（Ｌｕ／／Ｌｖ）／（Ｌｕ／／Ｌｖ＋Ｌｗ）－（１／３）｝×ＶＤＣ …（２）
　ここで、「／／」という表記は、二つのインダクタンスの並列回路の総合インダクタンス値であり、例えば、「Ｌｕ／／Ｌｗ」は、式（３）で表される。

　Ｌｕ／／Ｌｗ＝（Ｌｕ・Ｌｗ）／（Ｌｕ＋Ｌｗ）…（３）
　三相の巻線インダクタンスＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの大きさが全て等しければ、式（１），（２）より、中性点電位Ｖｎ０は零である。しかし、実際には、回転子の永久磁石磁束分布の影響を受け、少なからずインダクタンスの大きさに差異が生じる。すなわち、インダクタンスＬｕ，ＬｖおよびＬｗの大きさは回転子の位置によって変化し、Ｌｕ，ＬｖおよびＬｗの大きさに差異が生じる。このため、回転子位置に応じて、中性点電位Ｖｎ０の大きさが変化する。

　前述の図１には、三角波キャリアを用いたパルス幅変調の様子と、そのときの電圧ベクトル、並びに中性点電位の変化の様子が示されている。ここで、三角波キャリアとは、三相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊の大きさをパルス幅に変換するための基準となる信号であり、この三角波キャリアと三相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊の大小関係を比較することで、ＰＷＭパルスが作成される。図１に示すように、各電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊と三角波キャリアの大小関係が変化する時点にて、ＰＷＭパルスの立ち上がり／立下りが変化している。また、同時点において、零ではない中性点電位Ｖｎ０が検出されている。

　図１に示すように、ＰＷＭパルスの立ち上がり／立下りの時点以外では、中性点電位Ｖｎ０はほとんど変動していない。これは、回転子位置に応じて生じる三相の巻線インダクタンスＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの大きさの差異が小さいことを示している。これに対し、ＰＷＭパルスの立ち上がり／立下りの時点、すなわち零ベクトル以外の電圧ベクトル（図１では、Ｖ（１，０，１）およびＶ（０，０，１））が印加されている時、モータ電流の変化率が大きくなるので、インダクタンスの大きさの差異が小さくても、比較的大きな中性点電位Ｖｎ０の変動が検出される。従って、ＰＷＭパルス信号ＰＶｕ，ＰＶｖ，ＰＷｗに同期して中性点電位を観測すれば、感度よく中性点電位の変動を検出することができる。

　次に、検出された中性点電位から回転子位置を推定する手段について説明する。

　中性点電位Ｖｎ０は、回転子位置に応じて周期的に変化するので（例えば、上述の特許文献３および特許文献４参照）、予め回転子位置と中性点電位Ｖｎ０との関係を実測あるいはシミュレーションして、回転子位置と中性点電位Ｖｎ０の関係を示すマップデータ、テーブルデータあるいは関数を求めておく。このようなマップデータ、テーブルデータあるいは関数を用いて、検出された中性点電位から回転子位置を推定する。

　また、２種類の電圧ベクトル（図１では、Ｖ（１，０，１）およびＶ（０，０，１））について検出される中性点電位を三相交流量（の二相分）とみなして、座標変換（三相二相変換）を用いて位相量を演算し、この位相量を回転子位置の推定値とする。なお、本手段は、公知技術によるものであるため（例えば、上述の特許文献４参照）、詳細な説明は省略する。

　系統１の回転位置推定部２１（図４）は、上述のような推定手段によって、中性点電位検出部１１が出力する中性点電位Ｖｎ－ｍ’に基づいて、回転子位置θｄ－ｍを推定する。これらの推定手段は、所望の位置検出精度や、制御用のマイクロコンピュータの性能に応じて、適宜選択される。なお、系統２の回転位置推定部２２（図４）についても同様である。

　以下、本実施形態１における中性点電位検出部（図４）について説明する。

　系統１の中性点電位検出部１１は、三相巻線４１の中性点で感知される中性点電位Ｖｎ－ｍと三相巻線４２の中性点で感知される中性点電位Ｖｎ－ｓに基づいて、Ｖｎ－ｓの影響を受けない系統１の中性点電位検出値Ｖｎ－ｍ’を検出する。

　また、系統２の中性点電位検出部１２は、三相巻線４２の中性点で感知される中性点電位Ｖｎ－ｓと三相巻線４１の中性点で感知される中性点電位Ｖｎ－ｍに基づいて、Ｖｎ－ｍの影響を受けない系統２の中性点電位検出値Ｖｎ－ｓ’を検出する。

　本実施形態１では、他系統の影響を受けない中性点電位を検出するために、すなわち他系統における電圧印加によって前述の図３に示したような検出誤差が発生することを防止するため、自系統（例えば、系統１）の中性点電位（例えば、Ｖｎ－ｍ）と他系統（例えば、系統２）の中性点電位（例えば、Ｖｎ－ｓ）を自系統の中性点電位検出部（例えば、１１）に取り込み、他系統において電圧が印加されていないタイミングで自系統の中性点電位検出値を取得する。

　まず、永久磁石同期モータに印加される電圧と中性点電位の関係について、図８－１０を用いて説明する。

　図８は、電圧指令、中性点電圧およびＰＷＭパルスの関係の一例を示す。なお、図８中では、半導体スイッチング素子を、スイッチを表す回路記号で示す。

　図８に示すように、電圧ベクトルがＶ（０，０，０）である場合、インバータ主回路３１１の上側半導体スイッチング素子（Ｓｕｐ１，Ｓｖｐ１，Ｓｗｐ１）がＯＦＦになっている。このとき、永久磁石同期モータ４の巻線にかかる電圧は零となり、中性点電位Ｖｎは零となる。また、電圧ベクトルがＶ（１，１，１）である場合、インバータ主回路３１１の下側半導体スイッチング素子（Ｓｕｎ１，Ｓｖｎ１，Ｓｗｎ１）がＯＦＦになっている。このとき、永久磁石同期モータ４の巻線にかかる電圧は零となり、中性点電位Ｖｎは直流電源電圧と同じＥとなる。従って、永久磁石同期モータ４の巻線に電圧が印加されているか否かは、感知される三相巻線の中性点電位に基づいて、中性点電位が零および直流電源電圧Ｅのいずれかであれば電圧が印加されていないと判定され、いずれでもなければ電圧が印加されていると判定される。

　上記のようにして、本実施形態１の中性点電位検出部１１，１２は、永久磁石同期モータ４の巻線に電圧が印加されている否かを判定する。

　図９は、本実施形態１における系統１および系統２における電圧指令、ＰＷＭパルス、電圧ベクトルおよび中性点電位（Ｖｎ－ｍ，Ｖｎ－ｓ）の関係の一例を示す。

　図９に示すように、系統１のインバータ主回路３１１の印加電圧がＶ（０，０，１）およびＶ（１，０，１）である区間を、それぞれ区間（Ａ）および区間（Ｂ）とする。区間（Ａ）と区間（Ｂ）においては、共に、系統２の中性点電位Ｖｎ－ｓが零である。このとき、系統２において電圧ベクトルは零ベクトルＶ（０，０，０）であるから、系統２のインバータ主回路３２１には電圧が印加されていない。このため、Ｖｎ－ｍは、系統２の影響を受けない。

　なお、区間（Ａ）および区間（Ｂ）において、系統２の系統２の中性点電位Ｖｎ－ｓが直流電源電圧Ｅであってもよい。この場合、系統２において電圧ベクトルは零ベクトルＶ（１，１，１）であるから、系統２のインバータ主回路３２１には電圧が印加されていない。

　図１０は、本実施形態１における、電圧指令、ＰＷＭパルス、電圧ベクトルおよび中性点電位（Ｖｎ－ｍ，Ｖｎ－ｓ）の関係の他の例を示す。

　図１０に示すように、系統１のインバータ主回路３１１の印加電圧がＶ（０，０，１）およびＶ（１，０，１）である区間を、それぞれ区間（Ｃ）および区間（Ｄ）とする。本例では、区間（Ｃ）と区間（Ｄ）において、系統２の中性点電位Ｖｎ－ｓは、零および直流電源電圧Ｅのいずれでもない。このとき、系統２において電圧ベクトルは零ベクトルＶ（０，０，１）およびＶ（１，０，１）であるから、系統２のインバータ主回路３２１には電圧が印加されている。このため、Ｖｎ－ｍは、系統２の影響を受けて、変動する。この場合、系統１において、中性点電位Ｖｎ－ｍは回転子位置の推定に用いられない。

　このように、自系統で中性点電位を感知する時に、他系統の中性点電位が零および直流電源電圧Ｅのいずれかであれば、自系統で感知する中性点電位は他系統の影響を受けない。従って、自系統で感知する中性点電位について検出誤差が防止される。

　図１１は、系統１における中性点電位検出部１１が実行する中性点電位検出処理を示すフロー図である。

　ステップＳ１において、中性点電位検出部１１は、系統２において感知された中性点電位Ｖｎ－ｓが零および直流電源電圧Ｅのいずれかであるかを判定する。

　Ｖｎ－ｓが零あるいはＥであると判定されると（ステップＳ１のＹｅｓ）、ステップＳ２が実行され、中性点電位検出部１１は、感知された系統１の中性点電位Ｖｎ－ｍを中性点電圧検出値Ｖｎ－ｍ’として出力する。そして、このＶｎ－ｍ’が、系統１の回転位置推定部２１において回転子位置θｄ－ｍの推定に使用される。

　また、Ｖｎ－ｓが零およびＥのいずれでもない判定されると（ステップＳ１のＮｏ）、ステップＳ３が実行され、中性点電位検出部１１は、感知された系統１の中性点電位Ｖｎ－ｍを中性点電圧検出値Ｖｎ－ｍ’としては出力しない。すなわち、感知された系統１の中性点電位Ｖｎ－ｍ’は回転子位置θｄ－ｍの推定には使用されない。この場合、前回推定した回転子位置と回転速度から、今回の回転子位置を推定演算してもよい。

　なお、系統２の中性点電位検出部１２においても、図１１と同様の１の中性点電位検出処理が実行される。

　本実施形態１の変形例として、系統１における制御部６１と系統２における制御部６２とで、ＰＷＭ用の三角波キャリアの位相を所定量ずらした構成とすることで、他系統がＶ（０，０，０）かＶ（１，１，１）になるタイミングで自系統における中性点電位を検出することができる。なお、好ましくは、位相を９０度ずらす。これにより、確実に、他系統が零ベクトルとなるタイミングで、自系統における中性点電位を検出できる。

　上述のように、本実施形態１によれば、他系統のインバータによる電圧印加に伴う磁気的干渉による自系統における中性点電位の変動が防止されるので、回転子位置の推定精度が向上する。このため、１つの永久磁石同期モータを二つのインバータで駆動するモータ駆動システムにおいて、極低速度での位置センサレス駆動が可能になる。

　また、本実施形態１によれば、それぞれの系統における制御用のマイクロコンピュータ同士を通信させることなく、他系統が電圧を印加しているかどうかを、他系統の中性点電位が０か直流電源Ｅかで判定するので、各系統の中性点電位を入力するという簡便な構成となる。このため、一つの三相同期電動機を複数のインバータで駆動する制御装置のコストの増大を抑制できる。

　なお、系統１の制御系と系統２の制御系を単一のマイクロコンピュータによって構成しても良い。これにより、制御系の装置構成を簡略化できる。この場合、三相巻線４１，４２の各中性点電位が一つのマイクロコンピュータに取込まれるので、中性点電位取り込み用の配線が容易になる。

　（実施形態２）
　実施形態１（図４）では、自系統（例えば系統１）の中性点電位検出部が、他系統（例えば系統２）における電圧印加の有無を判定するために、他系統において感知される中性点電位を取り込んでいる。他系統の中性点電位は、他系統のインバータの駆動状態を示す一つの情報である。本実施形態２では、このような情報として、中性点電位に代えてゲート信号を適用する。

　以下、図１２および図１３を用いて、本実施形態２について説明する。

　図１２は、本発明の実施形態２である、モータ制御装置の構成を示すブロック図である。なお、主に、実施形態１と異なる点について説明する。

　本実施形態２では、図１２に示すように、制御部通信部６３を設けられ、系統１の制御部６１ａと系統２の制御部６２ａとが通信する。これにより、系統１の制御部６１ａは、系統２の制御部６２ａが出力プリドライバ３２３に出力するゲート指令信号（ＰＷＭパルス信号）を取り込むことができる。

　制御部６１ａは、取り込んだ系統２のゲート指令信号に基づいて、系統１の回転位置推定部２１が出力する回転子位置θｄ－ｍが、系統２における印加電圧ベクトルが零ベクトル、すなわちＶ（０，０，０）およびＶ（１，１，１）いずれかである区間において推定されたか否かを判定する。

　なお、系統２の制御部６２ａは、系統１の制御部６２ａと同様に、取り込んだ系統１のゲート指令信号に基づいて、系統２の回転位置推定部２２が出力するθｄ－ｓが、系統１における印加電圧ベクトルが零ベクトル、すなわちＶ（０，０，０）およびＶ（１，１，１）いずれかである区間において推定されたか否かを判定する。

　また、中性点電位検出部（１１，１２）は、感知された中性点電位（Ｖｎ－ｍ，Ｖｎ－ｓ）を、変動の有無に関わらず、そのまま中性点電位検出値（Ｖｎ－ｍ’，Ｖｎ－ｓ’）として出力する。

　図１３は、系統１の制御部６１ａの構成を示すブロック図である。なお、系統２の制御部６２ａの構成については、系統１の制御部６１ａと同様であり、図示および説明を省略する。

　図１３に示すように、本実施形態２における制御部６１ａにおいては、実施形態１における制御部６１ａ（図５）に、サンプル／ホールド手段６２１と位置推定手段６２２および位置判定手段６２３が付加される。

　サンプル／ホールド手段６２１は、サンプル／ホールド手段６１９と同様に、入力された回転子位置（θｄ－ｍ’）を１制御周期前の回転子位置（θｄ－ｍ’’）として保存する。

　位置推定手段６２２は、速度演算手段６２０が出力する回転速度ω１と、サンプル／ホールド手段６２１が保存する１制御周期前の回転子位置θｄ－ｍ’’とから、回転子位置θｄ－ｍｅを推定する。

　位置判定手段６２３は、制御部通信部６３を介して入力する系統２の情報、本実施形態２では系統２のゲート指令信号に基づき、回転位置推定部２１が出力するθｄ－ｍおよび位置推定手段６２２が出力するθｄ－ｍｅのいずれかを選択して出力する。すなわち、位置判定手段６２３は、系統２のゲート指令信号に基づき、系統２における印加電圧ベクトルが零ベクトルであると判定するとθｄ－ｍを選択し、零ベクトルではないと判定するとθｄ－ｍｅを選択する。

　これにより、自系統において感知する中性点電位が他系統における電圧印加の影響を受けている場合、前回選択されたθｄ－ｍ、すなわち他系統の影響がない時に自系統の回転位置推定部によって推定された回転子位置から推定される回転子位置がモータ制御に用いられるので、制御精度を維持することができる。

　本実施形態２の変形例として、制御部６１ａおよび制御部６２ａを含む系統１および系統２の制御系を同一のマイクロコンピュータで構成して、図１２における制御部通信部６３を省略してもよい。

　上述のように、本実施形態２によれば、他系統のインバータによる電圧印加に伴う自系統における中性点電位の変動が防止されるとともに、他系統の影響を受ける場合においても、本影響を除外した回転子位置推定ができるので、推定精度が向上する。このため、１つの永久磁石同期モータを二つのインバータで駆動するモータ駆動システムにおいて、極低速度での位置センサレス駆動が可能になる。

　また、本実施形態２によれば、自系統の中性点電位検出部に他系統で感知される中性点電位を取り込むための信号線が不要となる。このため、モータ制御装置の構成が簡易化できる。

　（実施形態３）
　図１４～１６を用いて、本発明の実施形態３について説明する。なお、主に、実施形態１と異なる点について説明する。

　図１４は、本発明の実施形態３であるモータ制御装置における電圧指令、ＰＷＭパルス、電圧ベクトルおよび中性点電位（Ｖｎ－ｍ，Ｖｎ－ｓ）の関係の一例を示す。

　図１４が示すように、前述の実施形態１（図９，１０）よりも変調率が高いため、電圧ベクトルが零ベクトルＶ（０，０，０）およびＶ（１，１，１）である各区間が実施形態１（図９，１０）よりも短い。このため、他系統におけるこれら零ベクトル区間において、自系統の中性点電位を検出できる確率が低下する。

　そこで、本実施形態３では、次のような手段により、変調率が高くても位置推定精度を向上する。

　図１５は、本発明の実施形態３である、モータ制御装置の構成を示すブロック図である。

　図１５に示すように、本実施形態３においては、実施形態１（図４）における中性点電位検出部（１１，１２）が設けられず、回転位置推定部２１ａ，２２ａは、自系統および他系統において感知される中性点電位（Ｖｎ－ｍ，Ｖｎ－ｓ）に基づいて、回転子位置を推定する。

　図１６は、本実施形態３における系統１の回転位置推定部２１ａの構成を示すブロック図である。なお、系統２の回転位置推定部２２ａの構成については、回転位置推定部２１ａと同様であるため、図示および説明を省略する。

　図１６に示すように、回転位置推定部２１ａは、系統１の中性点電位Ｖｎ－ｍと回転子位置との関係を表すマップデータあるいはテーブルデータもしくは関数を有する複数のマップを備える。これら複数のマップ２１ｂは、系統２における電圧ベクトルごとに設けられ、図１６においては、零ベクトル（Ｖ（０，０，０），Ｖ（１，１，１）），Ｖ（１，０，０），Ｖ（１，０，１），Ｖ（０，０，１），Ｖ（０，１，１），Ｖ（０，１，０）およびＶ（１，１，０）に対して、それぞれ、マップ１、マップ２、マップ３、マップ４、マップ５、マップ６およびマップ７が設けられる。これらのマップ１、マップ２、マップ３、マップ４、マップ５、マップ６およびマップ７は、入力されるＶｎ－ｍに応じて、それぞれ、回転子位置θｄ－ｍ１，θｄ－ｍ２，θｄ－ｍ３，θｄ－ｍ４，θｄ－ｍ５，θｄ－ｍ６およびθｄ－ｍ７を出力する。

　さらに、回転位置推定部２１ａは、系統２において感知される中性点電位Ｖｎ－ｓに基づいて、マップ１～７が出力する回転子位置θｄ－ｍ１～θｄ－ｍ７から、系統２において印加されている電圧ベクトルに応じた回転子位置を選択して、回転子位置の推定値θｄ－ｍ’として出力するマップ選択手段２１ｃを備える。なお、図１６においては、マップ選択手段２１ｃが、Ｖｎ－ｓに基づいて、系統２で印加されている電圧ベクトルがＶ（１，ｏ，１）に対するマップ３がＶｎ－ｍに応じて出力しているθｄ－ｍ３を選択している。すなわち、回転位置推定部２１ａは、Ｖｎ－ｍおよびＶｎ－ｓに基づいて、系統１について回転子位置θｄ－ｍがθｄ－ｍ３であると推定している。

　上述のように、本実施形態３によれば、他系統の印加電圧ベクトルが零ベクトル以外の電圧ベクトルの場合においても、自系統の中性点電位Ｖｎ－ｍを検出して回転子位置を推定することができる。これにより、推定される回転子位置に基づくモータ制御の精度が向上する。

　なお、実施形態１について説明したように、マップに代えて、自系統における２種類の電圧ベクトルについて検出される中性点電位を三相交流量（の二相分）とみなして、座標変換（三相二相変換）を用いた回転子位置の推定演算式を用いてもよい。これにより、制御系にて用いられるメモリ容量の節約できるとともに、マップデータの同定が不要となるので制御系の構築が容易になる。

　（実施形態４）
　本実施形態４では、上述のような中性点電位による回転子位置推定と、回転位置検出器（例えば、ホールＩＣ、レゾルバ、エンコーダ、ＧＭＲセンサ）による回転位置検知を併用する。通常は、回転位置検出器によって感知される回転子位置に基づいてモータ制御が実行される。また、中性点電位による回転推定位置に基づいて、回転位置検出器の異常が判定される。回転位置検出器が異常と判定されると、中性点電位による回転推定位置に基づいてモータ制御が実行される。これにより、回転位置検出器に故障や信号異常などの不具合が生じても、回転子推定位置によりモータ制御を継続できるので、モータ制御装置の信頼性が向上する。

　以下、図１７および図１８を用いて、実施形態４について説明する。なお、主に、実施形態１と異なる点について説明する。

　図１７は、本発明の実施形態４である、モータ制御装置の構成を示すブロック図である。

　図１７に示すように、実施形態１（図４）の構成に加えて、系統１に回転位置検出器４１１および４１２が設けられ、系統２に回転位置検出器４２１，４２２が設けられる。本実施形態４においては、各系統において複数の回転位置検出器を冗長に設けることにより、回転検出器による回転位置検出の信頼性が向上する。

　さらに、系統１において、回転位置検出器４１１，４１２によって感知される回転子位置θｄ－１１，θｄ－１２および、回転位置推定部２１によって推定される回転子位置θｄ－ｍとの内、正しい回転子位置を判定して回転子位置θｄ－３１として制御部６１へ出力する検出位置判定手段７１が設けられる。また、系統２において、回転位置検出器４２１，４２２によって感知される回転子位置θｄ－２１，θｄ－２２および、回転位置推定部２２によって推定される回転子（推定）位置θｄ－ｓとの内、正しい回転子位置を判定して回転子位置θｄ－３２として制御部６２へ出力する検出位置判定手段７２が設けられる。

　図１８は、系統１における検出位置判定手段７１が実行する判定処理を示すフロー図である。なお、系統２における検出位置判定手段７２が実行する判定処理も同様である。

　まず、ステップＳ１１において、検出位置判定手段７１は、回転位置検出器４１１の出力であるθｄ－１１と回転位置検出器４１２の出力であるθｄ－１２とが略一致しているかを判定する。例えば、θｄ－１１とθｄ－１２の差分の大きさが、予め設定される値以下である場合、略一致していると判定される。θｄ－１１とθｄ－１２が略一致している場合（ステップＳ１１のＹｅｓ）、ステップＳ１２に進み、θｄ－１１とθｄ－１２が不一致の場合、ステップＳ１３に進む（ステップＳ１１のＮｏ）。

　ステップＳ１２において、検出位置判定手段７１は、θｄ－１１を、正しい回転子位置θｄ－３１として制御部６１へ出力する。すなわち、制御部６１において、θｄ－１１がモータ制御に用いられる。なお、本ステップＳ１２において、検出位置判定手段７１は、θｄ－１１に代えてθｄ－１２を、θｄ－３１として出力してもよい。

　ここで、θｄ－１１とθｄ－１２が不一致の場合、回転位置検出器４１１または回転位置検出器４１２のいずれか一方が異常であると判断することができる。そこで、ステップＳ１３およびステップＳ１４により、回転位置推定部２１が出力する回転子推定位置θｄ－ｍを用いて、回転位置検出器４１１および回転位置検出器４１２のうちいずれの回転位置検出器が異常であるかが判定される。

　ステップＳ１３において、検出位置判定手段７１は、θｄ－１１とθｄ－ｍが略一致しているかを判定する。例えば、θｄ－１１とθｄ－ｍの差分の大きさが、予め設定される値以下である場合、略一致していると判定される。θｄ－１１とθｄ－ｍが略一致している場合（ステップＳ１３のＹｅｓ）、回転位置検出器４１１は正常であると判断され、ステップＳ１４に進み、θｄ－１１とθｄ－ｍが不一致の場合、回転位置検出器４１１は異常であると判断され、ステップＳ１５に進む（ステップＳ１３のＮｏ）。

　ステップＳ１４において、検出位置判定手段７１は、θｄ－１１を、正しい回転子位置θｄ－３１として制御部６１へ出力する。すなわち、制御部６１において、θｄ－１１がモータ制御に用いられる。

　ステップＳ１５において、検出位置判定手段７１は、θｄ－１２とθｄ－ｍが略一致しているかを判定する。例えば、θｄ－１２とθｄ－ｍの差分の大きさが、予め設定される値以下である場合、略一致していると判定される。θｄ－１２とθｄ－ｍが略一致している場合（ステップＳ１５のＹｅｓ）、回転位置検出器４１２は正常であると判断され、ステップＳ１６に進み、θｄ－１２とθｄ－ｍが不一致の場合、回転位置検出器４１２は異常であると判断され（ステップＳ１５のＮｏ）、ステップＳ１７に進む。

　ステップＳ１６において、検出位置判定手段７１は、θｄ－１２を、正しい回転子位置θｄ－３１として制御部６１へ出力する。すなわち、制御部６１において、θｄ－１２がモータ制御に用いられる。

　ステップＳ１７では、ステップＳ１３およびステップＳ１４によって回転位置検出器４１１，４１２がともに異常であると判定されているので、検出位置判定手段７１は、θｄ－ｍを、正しい回転子位置θｄ－３１として制御部６１へ出力する。すなわち、制御部６１において、θｄ－ｍがモータ制御に用いられる。

　なお、θｄ－１１、θｄ－１２およびθｄ－ｍの各位置が、同じタイミングでの位置であることが好ましい。例えば、回転位置検出器の検出タイミングを補正したり、各位置データを補間などにより補正したりすることで、３つの位置を同一タイミングで比較できる。これにより、回転位置検出器の異常の判定精度が向上する。

　上述のように、本実施形態４によれば、回転推定位置により、冗長に設けられる複数の回転位置検出器のうちいずれが異常であるかを判定することができる。これにより、複数の回転位置検出器のいずれかが異常である場合であっても、正常な回転位置検出器を選択して、正常時（故障していない時）と同様にモータ制御が実行されて所望のモータトルクを出力し続けることができる。さらに、複数の回転位置検出器が共に異常である場合であっても、回転子推定位置を使用してモータ制御が実行できるので、モータ駆動を維持することができる。

　なお、本実施形態４における回転位置推定手段は、制御系を構成するマイクロコンピュータの一機能であり、回転位置検出器のようなハードを追加することなく実現することができる。このため、本実施形態４によれば、モータ制御装置のコストを増大させることなく、モータ制御装置の信頼性を向上することができる。

　（実施形態５）
　図１９は、本発明の実施形態５であるモータ制御装置における系統１の制御部６１の構成を示すブロック図である。なお、系統２の制御部も同様の構成を有する。また、制御部以外の構成は、実施形態４（図１７）と同様である。このため、系統２の制御部６２については、図示および説明を省略する。以下、主に実施形態４（図１７）と異なる点について説明する。

　図１９に示すように、本実施形態５では、制御部６１が、実施形態１の制御部６１の構成（図５）に加えて、中高速位置推定器６２２と推定位相切り替えスイッチ６２３を備える。

　中高速位置推定器６２２は、ｄｑ軸電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊ならびにｄｑ軸電流検出値Ｉｄ，Ｉｑに基づいて、永久磁石同期モータ４の定数（インダクタンスや巻線抵抗）から、回転子位置θｄｃ２を推定演算する。これは、誘起電圧に基づく公知の回転子位置推定手段であり、具体的な演算方法については説明を省略する。なお、誘起電圧に基づく回転子位置推定手段として、種々の手段が公知であり、詳細な説明は省略するが、いずれの手段を適用しても良い。

　推定位相切り替えスイッチ６２３は、中高速位置推定器６２２が出力するθｄｃ２と、回転位置推定部２１が中性点電位に基づいて推定するθｄ－ｍとを、モータ速度（回転速度）に応じて選択し、制御に用いる回転子位置θｄｃ３として出力する。すなわち、モータ速度に応じて、回転子の位置推定アルゴリズムが変更される。例えば、所定値以上の速度を中高速、同所定値より小さな速度を低速とすると、推定位相切り替えスイッチ６２３によって、中高速ではθｄｃ２が選択され、低速ではθｄ－ｍが選択される。なお、本実施形態４においては、モータ速度ω１は、θｄｃ３に基づいて速度演算手段６２０によって演算される。

　なお、θｄｃ２とθｄ－ｍの切り替えに代えて、θｄ－ｍとθｄｃ２に、低速域ではθｄ－ｍが支配的になるように、かつ中高速域ではθｄｃ２が支配的になるように重み付けをして、回転子位置θｄｃ３を演算しても良い。この場合、中性点電位に基づく制御と誘起電圧に基づく制御が徐々に切り替えられるので、低速域と高速域の切り替え時に制御の安定性が向上する。また、θｄ－ｍとθｄｃ２を切り替える回転速度にヒステリシスを持たせても良い。これにより、切り替え時におけるハンチングを防止できる。

　本実施形態５では、速度演算手段６２０で演算されるモータ速度に応じて、θｄｃ２とθｄ－ｍが切り替えられるが、これに限らず、回転位置センサ（磁極位置センサ、舵角センサなど）により検出されるモータ速度に応じて、θｄｃ２とθｄ－ｍを切り替えてもよい。

　上述のように、本実施形態５によれば、低速域から中高速域までの広い速度範囲で、モータ制御に用いる回転子位置の精度が向上するので、同期電動機の速度制御の精度や安定性、もしくは信頼性が向上する。

　なお、図１９における中高速位置推定器６２２および推定位相切り替えスイッチ６２３は、実施形態４に限らず、実施形態１～３に適用しても良い。

　（実施形態６）
　図２０は、本発明の実施形態６である電動パワーステアリング装置の構成を示す。

　図２０に示すように、電動パワーステアリング装置８において、ステアリングホイール８１の回転トルクをトルクセンサ８２によって検知し、検知された回転トルクに応じて、モータ制御装置３におけるインバータ３１（系統１），３２（系統２）が永久磁石同期モータ（三相巻線４１（系統１）、三相巻線４２（系統２））を駆動制御する。これによって、永久磁石同期モータが発生するモータトルクは、ステアリングアシスト機構８３を介してステアリング機構８４へ伝達される。これにより、運転者によってステアリングホイール８１が操作されると、電動パワーステアリング装置８がステアリングホイール８１への操作入力に応じて操舵力をアシストしながら、ステアリング機構８４によってタイヤ８５が転舵される。

　本実施形態６におけるモータ制御装置３は、実施形態５（図１９）のモータ制御装置が適用される（全体構成は、実施形態４（図１７）参照）。従って、一個の永久磁石同期モータが２台のインバータ３１，３２によって駆動される。インバータ３１，３２は、冗長に設けられる複数の回転位置検出器によって感知される回転子位置と、中性点電位に基づいて推定される回転子位置とに基づいて制御される。

　なお、実施形態５と同様に、中高速位置推定器６２２が出力するθｄｃ２と、回転位置推定部１１が中性点電位に基づいて推定するθｄ－ｍとが、モータの回転速度に応じて切り替えられる。本実施形態６において、モータ回転速度は、ステアリングホイール８１の角度位置を測定して車両の操舵角を検出する舵角センサ（図示せず）を用いて計測される。例えば、操舵角の時間変化から回転速度を演算する。

　本実施形態６によれば、実施形態４と同様に、回転推定位置により、複数の回転位置検出器のうちいずれが故障しているかを判定することができるので、複数の回転位置検出器のいずれかが故障した場合であっても、正常な回転位置検出器を選択して、正常時（故障していない時）と同様にモータ制御が実行されて所望のモータトルクを出力し続けることができる。このため、電動パワーステアリング装置は、正常に、アシスト動作を継続することができる。

　さらに、複数の回転位置検出器が共に故障した場合であっても、回転推定位置を使用してモータ制御を継続できるので、電動パワーステアリング装置は、アシスト動作を継続することができる。例えば、車両のタイヤが段差に乗り上げたような場合などでも、電動パワーステアリング装置が、継続して操舵力をアシストできる。

　また、複数の回転位置検出器が共に故障した場合に、回転推定位置を使用してモータ制御を継続できる。これにより、故障であることを運転者に報知すると共に、永久磁石モータの出力を漸減させて、急激にアシスト停止に陥ることが防止できる。これにより、電動パワーステアリング装置が備える複数の回転位置検出器がともに故障したり、異常が発生したりする場合、運転者は安全に自車を停止させることができる。

　また、回転位置推定手段は、ハードを追加することなく実現することができる。このため、本実施形態６によれば、コストを増大させることなく、電動パワーステアリング装置の信頼性を向上することができる。

　なお、本実施形態６においては、モータ制御装置３として、実施形態５に限らず、実施形態１～４を適用しても良い。

　なお、本発明は前述した実施形態に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、前述した実施形態は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、各実施形態の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置き換えをすることが可能である。

　例えば、一つの永久磁石同期モータを駆動するインバータは、二台に限らず、任意の複数台でも良い。また、三相同期電動機は、永久磁石同期モータに限らず、巻線界磁型同期モータでもよい。また、自系統の回転子位置を推定に用いられる他系統のインバータの駆動状態を示す情報として、インバータの出力電圧あるいはモータ端子電圧の検出値を用いても良い。

３…モータ制御装置、４…永久磁石同期モータ、５…直流電源、
８…電動パワーステアリング装置、１１，１２…中性点電位検出部、
２１，２１ａ…回転位置推定部、２１ｂ…マップ、２１ｃ…マップ選択手段、
２２，２２ａ…回転位置推定部、３１，３２…インバータ、４１，４２…三相巻線、
６１，６１ａ…制御部、６２，６２ａ…制御部、７１，７２…検出位置判定手段、
８１…ステアリングホイール、８２…トルクセンサ、８３…ステアリングアシスト機構、８４…ステアリング機構、８５…タイヤ、３１１…インバータ主回路、
３１２…ワンシャント電流検出器、３１３…出力プリドライバ、
３２１…インバータ主回路、３２２…ワンシャント電流検出器、
３２３…出力プリドライバ、４１１，４１２，４２１，４２２…回転位置検出器、
６１１…ｑ軸電流指令発生手段、６１２…ｄ軸電流指令発生手段、６１３ａ…減算手段、６１３ｂ…減算手段、６１４ａ…ｄ軸電流制御手段、６１４ｂ…ｑ軸電流制御手段、
６１５…ｄｑ逆変換手段、６１６…ＰＷＭ発生手段、６１７…電流再現手段、
６１８…ｄｑ変換手段、６１９…サンプル／ホールド手段、６２０…速度演算手段、
６２１…パルスシフト手段。

Claims (23)

1. 　第１の三相巻線および第２の三相巻線を備える三相同期電動機と、
   　前記第１の三相巻線に接続される第１のインバータと、
   　前記第２の三相巻線に接続される第２のインバータと、
   　前記三相同期電動機の回転子位置に基づいて前記第１のインバータを制御する第１の制御装置と、
   　前記三相同期電動機の前記回転子位置に基づいて前記第２のインバータを制御する第２の制御装置と、
   を備える三相同期電動機の制御装置において、
   　前記第１の制御装置は、前記第１の三相巻線の中性点電位と前記第２の三相巻線の中性点電位とに基づいて、前記回転子位置を推定することを特徴とする三相同期電動機の制御装置。
2. 　請求項１に記載の三相同期電動機の制御装置において、
   　前記第２の制御装置は、前記第１の三相巻線の中性点電位と前記第２の三相巻線の中性点電位とに基づいて、前記回転子位置を推定することを特徴とする三相同期電動機の制御装置。
3. 　請求項１に記載の三相同期電動機の制御装置において、
   　前記第１の制御装置は、前記第２の三相巻線の中性点電位に基づいて前記第２の三相巻線に電圧が印加されていない時の前記第１の三相巻線の中性点電位を検出し、検出された前記第１の三相巻線の中性点電位に基づいて前記回転子位置を推定することを特徴とする三相同期電動機の制御装置。
4. 　請求項１に記載の三相同期電動機の制御装置において、
   　前記第１の制御装置のＰＷＭキャリア位相と前記第２の制御装置のＰＷＭキャリア位相とが所定量ずれていることを特徴とする三相同期電動機の制御装置。
5. 　請求項４に記載の三相同期電動機の制御装置において、
   　前記所定量が９０度であることを特徴とする三相同期電動機の制御装置。
6. 　請求項１に記載の三相同期電動機の制御装置において、
   　前記第１の制御装置および前記第２の制御装置は、一個のマイクロコンピュータによって構成され、前記第１の三相巻線の中性点電位および前記第２の三相巻線の中性点電位は、前記マイクロコンピュータに取込まれることを特徴とする三相同期電動機の制御装置。
7. 　第１の三相巻線および第２の三相巻線を備える三相同期電動機と、
   　前記第１の三相巻線に接続される第１のインバータと、
   　前記第２の三相巻線に接続される第２のインバータと、
   　前記三相同期電動機の回転子位置に基づいて前記第１のインバータを制御する第１の制御装置と、
   　前記三相同期電動機の前記回転子位置に基づいて前記第２のインバータを制御する第２の制御装置と、
   を備える三相同期電動機の制御装置において、
   　前記第１の制御装置は、前記第２のインバータの駆動状態に関する情報を取得し、前記第１の三相巻線の中性点電位と前記情報とに基づいて、前記回転子位置を推定することを特徴とする三相同期電動機の制御装置。
8. 　請求項７に記載の三相同期電動機の制御装置において、
   　前記情報が、前記第２のインバータによる前記第２の三相巻線への電圧印加状態であることを特徴とする三相同期電動機の制御装置。
9. 　請求項８に記載の三相同期電動機の制御装置において、
   　前記第１の制御装置は、前記情報に基づいて前記第２の三相巻線に電圧が印加されていない時の前記第１の三相巻線の中性点電位を検出し、検出された前記第１の三相巻線の中性点電位に基づいて前記回転子位置を推定することを特徴とする三相同期電動機の制御装置。
10. 　請求項９に記載の三相同期電動機の制御装置において、
    　前記第１の制御装置は、前記第２の三相巻線に電圧が印加されていない時に推定された前記回転子位置を保持し、前記第２の三相巻線に電圧が印加されている時に、保持する前記回転子位置に基づいて、前記第１のインバータを制御することを特徴とする三相同期電動機の制御装置。
11. 　請求項７に記載の三相同期電動機の制御装置において、
    　前記情報は、前記第２のインバータにおけるゲート信号であることを特徴とする三相同期電動機の制御装置。
12. 　請求項７に記載の三相同期電動機の制御装置において、
    　前記第１の制御装置は、前記第２の制御装置と通信することにより、前記情報を取得することを特徴とする三相同期電動機の制御装置。
13. 　請求項７に記載の三相同期電動機の制御装置において、
    　前記情報は、前記第２の三相巻線の中性点電位であることを特徴とする三相同期電動機の制御装置。
14. 　請求項１に記載の三相同期電動機の制御装置において、
    　前記第１の制御装置は、
    　前記第２の三相巻線の複数の電圧印加状態に応じて、前記第１の三相巻線の中性点電位と前記回転子位置との関係を表す、複数のマップと、
    　前記第２の三相巻線の中性点電位に基づいて、前記複数のマップの内の一つのマップを選択するマップ選択手段と、
    を備え、
    　前記第１の制御装置は、選択された前記マップが出力する前記回転子位置に基づいて、前記第１のインバータを制御することを特徴とする三相同期電動機の制御装置。
15. 　第１の三相巻線および第２の三相巻線を備える三相同期電動機と、
    　前記第１の三相巻線に接続される第１のインバータと、
    　前記第２の三相巻線に接続される第２のインバータと、
    　前記三相同期電動機の回転子位置に基づいて前記第１のインバータを制御する第１の制御装置と、
    　前記三相同期電動機の前記回転子位置に基づいて前記第２のインバータを制御する第２の制御装置と、
    を備える三相同期電動機の制御装置において、
    　前記第１の制御装置は、冗長に設けられる複数の回転位置検出器によって感知される前記回転子位置に基づいて前記第１のインバータを制御し、
    　前記第１の制御装置は、前記第１の三相巻線の中性点電位および前記第２の三相巻線の中性点電位から推定される回転子推定位置に基づいて、前記複数の回転位置検出器の異常を判定することを特徴とする三相同期電動機の制御装置。
16. 　請求項１５に記載の三相同期電動機の制御装置において、
    　前記第１の制御装置は、前記複数の回転位置検出器のいずれもが異常であると判定すると、前記回転子推定位置に基づいて前記第１のインバータを制御することを特徴とする三相同期電動機の制御装置。
17. 　請求項１または請求項１５に記載の三相同期電動機の制御装置において、
    　前記第１の制御装置は、前記三相同期電動機の回転速度が所定値より小さいとき、前記第１の三相巻線の中性点電位と前記第２の三相巻線の中性点電位とに基づき前記回転子位置を推定することを特徴とする三相同期電動機の制御装置。
18. 　請求項７に記載の三相同期電動機の制御装置において、
    　前記第１の制御装置は、前記三相同期電動機の回転速度が所定値より小さいとき、前記第１の三相巻線の中性点電位と前記情報とに基づき前記回転子位置を推定することを特徴とする三相同期電動機の制御装置。
19. 　請求項１７または請求項１８に記載の三相同期電動機の制御装置において、
    　前記第１の制御装置は、前記三相同期電動機の前記回転速度が前記所定値以上であるとき、前記第１の三相巻線の誘起電圧および電流に基づき前記回転子位置を推定することを特徴とする三相同期電動機の制御装置。
20. 　請求項１９に記載の三相同期電動機の制御装置において、
    　前記所定値は、増速時および減速時において、異なる大きさであることを特徴とする三相同期電動機の制御装置。
21. 　第１の三相巻線および第２の三相巻線を備える三相同期電動機と、
    　前記第１の三相巻線に接続される第１のインバータと、
    　前記第２の三相巻線に接続される第２のインバータと、
    　前記三相同期電動機の回転子位置に基づいて前記第１のインバータを制御する第１の制御装置と、
    　前記三相同期電動機の前記回転子位置に基づいて前記第２のインバータを制御する第２の制御装置と、
    を備える三相同期電動機の制御装置において、
    　前記第１の制御装置を構成する第１のマイクロコンピュータと、
    　前記第２の制御装置を構成する第２のマイクロコンピュータと、
    を備え、
    　前記第１の三相巻線の中性点および前記第２の三相巻線の中性点が、前記第１のマイクロコンピュータおよび前記第２のマイクロコンピュータに電気的に接続されていることを特徴とする三相同期電動機の制御装置。
22. 　ステアリングホイールと、
    　前記ステアリングホイールの操作に応じてタイヤを転舵するステアリング機構と、
    　前記ステアリングホイールの回転トルクに応じてモータトルクを発生するモータ制御装置と、
    　前記モータトルクを前記ステアリング機構に伝達するステアリングアシスト機構と、
    を備える電動パワーステアリング装置において、
    　前記モータ制御装置は、請求項１、請求項７、請求項１５および請求項２１のいずれか一項に記載される三相同期電動機の制御装置であることを特徴とする電動パワーステアリング装置。
23. 　ステアリングホイールと、
    　前記ステアリングホイールの操作に応じてタイヤを転舵するステアリング機構と、
    　前記ステアリングホイールの回転トルクに応じてモータトルクを発生するモータ制御装置と、
    　前記モータトルクを前記ステアリング機構に伝達するステアリングアシスト機構を備える電動パワーステアリング装置において、
    　前記モータ制御装置は、請求項１５に記載される三相同期電動機の制御装置であり、
    　前記第１の制御装置は、前記三相同期電動機の回転速度が所定値より小さいとき、前記第１の三相巻線の中性点電位と前記第２の三相巻線の中性点電位とに基づき前記回転子推定位置を推定し、
    　前記回転速度は舵角センサを用いて計測されることを特徴とする電動パワーステアリング装置。

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