WO2013153656A1 - 電動機駆動装置 - Google Patents

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WO2013153656A1
WO2013153656A1 PCT/JP2012/060039 JP2012060039W WO2013153656A1 WO 2013153656 A1 WO2013153656 A1 WO 2013153656A1 JP 2012060039 W JP2012060039 W JP 2012060039W WO 2013153656 A1 WO2013153656 A1 WO 2013153656A1
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WO
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neutral point
potential
drive device
motor drive
electric motor
Prior art date
Application number
PCT/JP2012/060039
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English (en)
French (fr)
Inventor
岩路　善尚
高畑　良一
鈴木　尚礼
Original Assignee
株式会社 日立製作所
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Publication date
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Priority to US14/391,578 priority patent/US9325264B2/en
Priority to JP2014509988A priority patent/JP5853096B2/ja
Priority to DE112012006220.5T priority patent/DE112012006220T5/de
Priority to CN201280072283.XA priority patent/CN104221273B/zh
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/14—Electronic commutators
    • H02P6/16—Circuit arrangements for detecting position
    • H02P6/18—Circuit arrangements for detecting position without separate position detecting elements
    • H02P6/187—Circuit arrangements for detecting position without separate position detecting elements using the star point voltage
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/14—Estimation or adaptation of machine parameters, e.g. flux, current or voltage
    • H02P21/18—Estimation of position or speed

Definitions

  • the present invention drives and controls synchronous motors used for torque control, such as rotational speed control of fans, pumps, compressors, spindle motors, positioning devices in conveyors and machine tools, and electric assists.
  • the present invention relates to an electric motor driving device, an integrated electric motor system including the electric motor driving device, a pump system, a compressor system, and a positioning system.
  • sensorless control that eliminates this position sensor and controls the rotation speed and torque of a permanent magnet motor has become widespread.
  • sensorless control it is possible to reduce the cost of the position sensor (the cost of the sensor itself, the cost of sensor wiring, etc.) and the size of the device. Further, since the sensor is not necessary, there is an advantage that it can be used in a poor environment.
  • sensorless control of a permanent magnet motor is a method of directly detecting an induced voltage (speed electromotive voltage) generated by rotation of a rotor of a permanent magnet motor and driving the permanent magnet motor as position information of the rotor.
  • a position estimation technique for estimating and calculating the rotor position from a mathematical model of the target motor is employed.
  • the invention described in Patent Document 1 detects the “neutral point potential” that is the potential of the connection point of the three-phase stator winding to obtain position information.
  • the position information can be obtained by PWM (pulse width modulation) at the time of normal sine wave modulation as the voltage applied to the motor.
  • the rotor position means the position of the permanent magnet incorporated in the rotor.
  • FIG. 27 is a diagram showing an example of a conventional synchronous motor drive system that detects the neutral point potential of a permanent magnet motor and performs sensorless drive.
  • the controller 1K generates a PWM signal for controlling the permanent magnet motor 4 based on the detected value of the neutral point potential.
  • the PWM signal is input to the inverter 3, and the inverter 3 drives the permanent magnet motor 4 based on the PWM signal.
  • the virtual neutral point circuit 100 is connected to the permanent magnet motor 4 in parallel. From the virtual neutral point circuit 100, a virtual neutral point potential Vnn for detecting the neutral point potential of the permanent magnet motor 4 is extracted. In order to observe the neutral point potential Vn of the permanent magnet motor 4 with reference to the virtual neutral point potential Vnn, a voltage dividing circuit 2 is provided. The divided potential Vin generated by the voltage dividing circuit 2 is input to the A / D converter of the controller 1K via the insulation amplifier 101.
  • FIG. 28A shows the output waveform of each phase observed from the ground line (Ni) of the inverter 3.
  • the three-phase output potential changes sequentially in this way.
  • the neutral point potential Vn and the virtual neutral point potential Vnn of the permanent magnet motor 4 change as shown in FIG. Since the impedance Z3 of the virtual neutral point circuit 100 is equal, Vnn takes four values of VDC, (2/3) VDC, (1/3) VDC, 0 depending on the switch state.
  • VDC is a DC voltage value of the DC power supply 31 of the inverter.
  • Vn also changes in the same way as Vnn because the impedance of the three-phase winding is basically equal.
  • these three-phase inductance values slightly change under the influence of the magnetic flux of the permanent magnet motor 4.
  • the three-phase inductance value is unbalanced, and the value of Vn varies.
  • the difference between Vn and Vnn becomes the rotor position information as it is, and position sensorless can be realized. Therefore, it is necessary to input a difference signal between Vn and Vnn to the controller 1K. To achieve this, the neutral point potential Vn is observed with reference to the virtual neutral point Vnn.
  • the reference potential greatly increases and decreases depending on the switch state of the inverter 3, it is indispensable to input to a controller such as a microcomputer through the insulation amplifier as described above.
  • a controller such as a microcomputer
  • the input of an A / D converter of a controller such as a microcomputer is about several volts, and the ground of the control circuit needs to be fixed at least. Therefore, in order to use this method for a motor that uses a relatively high voltage of 100 V or more, an insulation amplifier is essential.
  • Insulation amplifier is a relatively expensive part, which increases costs. Further, since the neutral point potential is detected in a very short pulse period, the insulating amplifier itself is required to have high response performance. On the other hand, a high-performance and inexpensive insulation amplifier is not available, and it is difficult to expand the above-described method to home appliances such as washing machines and refrigerators and general industrial applications.
  • an electric motor driving device includes an inverter that drives a synchronous motor by turning on and off a plurality of switching elements to convert DC power from a DC power source into AC power, and a three-phase synchronous motor.
  • a neutral point potential detector for detecting the neutral point potential of the stator winding of the motor, and estimating the rotor position of the three-phase synchronous motor based on the detected neutral point potential, and the inverter based on the estimation result
  • a control unit for controlling the motor the ground potential of the control unit is set to the negative or positive potential of the DC voltage applied to the inverter, the neutral point potential detection unit is the negative side Alternatively, the neutral point potential is detected based on the positive side potential, and the control unit detects whether the first neutral point potential detected by the neutral point potential detection unit during the on / off operation and the constant first reference potential.
  • the control unit Based on the difference between the second reference potential constant and a second neutral point potential detected by the neutral point potential detecting unit, estimates the rotor position.
  • the control unit generates a difference signal between the first neutral point potential and the first reference potential, and outputs the difference signal.
  • the rotor position is preferably estimated based on the outputs of the first and second A / D converters.
  • the control unit selects one of the first and second reference potentials in conjunction with the on / off operation of the plurality of switching elements.
  • the control unit preferably includes a reference potential generation unit that generates the first and second reference potentials.
  • a DC voltage dividing circuit that divides the voltage of the DC power source to generate a divided potential
  • the reference potential generation unit includes the divided voltage
  • the first and second reference potentials are generated based on the position.
  • the apparatus in the electric motor drive device according to the fourth aspect, includes a direct-current voltage dividing circuit that divides the voltage of the direct-current power supply to generate a divided potential, and the control unit sets the divided potential to Based on this, it is preferable to correct the differential signal so that the influence of the power supply voltage fluctuation in the A / D converted differential signal is reduced, and to estimate the rotor position based on the corrected differential signal.
  • the voltage of the DC power source is divided to generate the first and second divided potentials as the first and second reference potentials. It is preferable to provide a direct current voltage dividing circuit.
  • the electric motor drive device includes an insulation amplifier provided between the differential amplifier and the A / D converter.
  • the output signal is preferably input to the A / D converter via an insulation amplifier.
  • the control unit corrects the offset component included in the neutral point potential before starting the three-phase synchronous motor. It is preferable to include an offset correction unit.
  • the offset correction unit sequentially sets the rotor to a plurality of rotation positions to detect neutral point potentials, and detects the detected plurality of points.
  • the offset correction unit includes a voltage command output unit that sequentially outputs a plurality of voltage commands, and detects a neutral point potential when each voltage command is output.
  • the offset component is preferably corrected based on the neutral point potential detected by the unit.
  • an integrated motor system includes a motor drive device according to any one of the first to eleventh aspects, and a rotor and stator of a three-phase synchronous motor that is driven and controlled by the motor drive device. Are housed in a common housing.
  • a pump system is driven by the motor driving device according to any one of the first to eleventh aspects, a three-phase synchronous motor that is driven and controlled by the motor driving device, and a three-phase synchronous motor.
  • a liquid pump is driven.
  • a compressor system includes a motor drive device according to any one of the first to eleventh aspects, a three-phase synchronous motor that is driven and controlled by the motor drive device, and a three-phase synchronous motor. And a driven compressor.
  • the positioning system includes a motor drive device according to any one of the first to eleventh aspects, a three-phase synchronous motor that is driven and controlled by the motor drive device, and a three-phase synchronous motor.
  • a positioning stage that is driven to slide or rotate by rotating and reversely rotating.
  • the neutral point potential of the three-phase synchronous motor can be detected with high accuracy without using an insulation amplifier, and sensorless driving with a sinusoidal current can be performed from an extremely low speed range near zero speed. realizable.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an electric motor drive device according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a block diagram showing details of the position estimation / motor controller 11 shown in FIG.
  • FIG. 3 is a diagram for explaining the voltage vector.
  • FIG. 4 is a diagram showing the relationship between the voltage vector and the PWM waveform actually output from the inverter 3.
  • FIG. 5 is a diagram showing changes in neutral point potential.
  • FIG. 6 is a waveform diagram showing the operation of each part.
  • FIG. 7 is a block diagram showing a configuration of an electric motor drive device according to the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating a signal Vin2 (neutral point potential) obtained in response to switching of the analog switch 6.
  • Vin2 neutral point potential
  • FIG. 9 is a diagram illustrating an example of the analog amplifier 5a.
  • FIG. 10 is a block diagram showing a configuration of an electric motor drive device according to the third embodiment of the present invention.
  • FIG. 11 is a block diagram showing a configuration of an electric motor drive device according to the fourth embodiment of the present invention.
  • FIG. 12 is a block diagram showing a configuration of an electric motor drive device according to the fifth embodiment of the present invention.
  • FIG. 13 is a block diagram showing a configuration of an electric motor drive device according to the sixth embodiment of the present invention.
  • FIG. 14 is a block diagram showing the internal processing of the digital controller 10F.
  • FIG. 15 is a block diagram showing a configuration of an electric motor drive device according to the seventh embodiment of the present invention.
  • FIG. 15 is a block diagram showing a configuration of an electric motor drive device according to the seventh embodiment of the present invention.
  • FIG. 16 is a block diagram showing a configuration of an electric motor drive device according to the eighth embodiment of the present invention.
  • FIG. 17 is a flowchart showing the offset amount calculation operation.
  • FIG. 18 is a diagram illustrating a waveform during offset adjustment.
  • FIG. 19 is a block diagram showing a configuration of an electric motor driving device according to the ninth embodiment of the present invention.
  • FIG. 20 is a flowchart showing an offset adjustment method according to the ninth embodiment.
  • FIG. 21 is a diagram showing voltage commands Vu *, Vv *, and Vw * at the time of offset adjustment.
  • FIG. 22 is a diagram illustrating an integrated electric motor system 41 according to the tenth embodiment.
  • FIG. 23 is a diagram showing a pump system in the eleventh embodiment.
  • FIG. 24 is a diagram illustrating a compressor system according to the twelfth embodiment.
  • FIG. 25 is a diagram showing a positioning system in the thirteenth embodiment.
  • FIG. 26 is a diagram illustrating a configuration in which the positive side of the DC voltage (the positive side of the DC power supply 31) is the ground Ni.
  • FIG. 27 is a diagram illustrating an example of a conventional synchronous motor drive system.
  • FIG. 28 is a diagram showing drive waveforms in a conventional synchronous motor drive system.
  • the motor driving device includes a rotational speed control for a fan, a pump (hydraulic pump, water pump), a compressor, a washing machine, a spindle motor, a disk driver, etc., a positioning device for a conveyor or a machine tool, and an electric motor. It can be used for the purpose of controlling torque such as assist.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an electric motor drive device according to the first embodiment of the present invention.
  • This electric motor drive device is intended to drive the permanent magnet motor 4 (three-phase synchronous motor).
  • An electric motor drive device 1000 according to the present embodiment includes a controller 1, a voltage dividing circuit 2, an inverter main circuit 32 provided in an inverter 3, and an output predriver 33. Is done.
  • a configuration including the DC power supply 31 may be used as the electric motor drive device.
  • the inverter 3 may include the DC power supply 31.
  • the DC power supply 31 is a DC power supply that supplies power to the inverter main circuit 32.
  • the inverter main circuit 32 is an inverter circuit composed of six switching elements Sup to Swn. MOSFETs or IGBTs are used for the switching elements Sup to Swn.
  • the output pre-driver 33 is a driver that directly drives the inverter main circuit 32.
  • the controller 1 receives Vin, which is a partial pressure value of a neutral point potential of a permanent magnet motor (hereinafter referred to as a motor) 4.
  • the controller 1 processes the signal Vin in the controller 1 to estimate and calculate the rotor position of the motor 4 and to control the permanent magnet motor 4 to a desired speed or torque. Is generated.
  • the rotor position estimation calculation and PWM signal generation are performed by the position estimation / motor controller 11.
  • the controller 1 includes an A / D converter 12, a subtractor 13, a signal switch 14, and reference voltage generators 15a and 15b.
  • the inverter 3 amplifies the PWM signal from the controller 1 by the output pre-driver 33 and drives the switching elements Sup to Swn of the inverter main circuit 32.
  • the output of the inverter 3 is applied to the three-phase stator winding of the motor 4 to drive the motor 4.
  • the neutral point potential Vn of the stator winding of the motor 4 is lowered to the input level value Vin of the controller 1 by the voltage dividing circuit 2.
  • the neutral point potential Vin is input to the controller 1.
  • the input range of the controller 1 is 0 to Emax.
  • the ground Nm of the voltage dividing circuit 2, the ground Nc of the controller 1, and the ground Ni of the inverter 3 are all connected in common.
  • the neutral point potential Vin input to the controller 1 is converted into a discrete value by the A / D converter 12 provided in the controller 1.
  • a reference voltage generator 15a provided inside the controller 1 generates a reference voltage (2/3) Emax
  • a reference voltage generator 15b generates a reference voltage (1/3) Emax.
  • the reference voltages (2/3) Emax and (1/3) Emax are input to the subtractor 13 via the signal switcher 14 and are subtracted from the output of the A / D converter 12 in the subtractor 13.
  • the subtraction result Vin2 is input to the position estimation / motor controller 11.
  • the signal switcher 14 performs switching according to the switch state of the PWM signal that is the output of the position estimation / motor controller 11.
  • FIG. 2 is a block diagram showing details of the position estimation / motor controller 11 and shows a basic part of a sensorless control block using a neutral point potential. Although omitted in FIG. 1, phase current sensors 30a and 30b for detecting the motor current are provided. In the example shown in FIG. 2, the motor current is detected by the phase current sensors 30a and 30b, but the DC bus current (current of the DC power supply line) in the inverter 3 may be detected.
  • the detection values of the phase current sensors 30 a and 30 b are input to A / D converters 12 c and 12 d provided in the position estimation / motor controller 11.
  • the A / D converters 12c and 12d discretize the detected values of the phase currents Iu and Iw of the motor 4 and take them into the controller.
  • the discretized values Iuc and Iwc of the phase currents Iu and Iw are converted by the coordinate converter 16 into values Id and Iq on the dq coordinate which is the rotation coordinate axis.
  • the dq coordinate conversion is a general conversion used in vector control of an AC motor, and the direction of the permanent magnet magnetic flux is the d axis, and the direction of the torque current orthogonal to the d axis is the q axis.
  • the phase angle ⁇ dc used for this coordinate conversion is given from the position estimator 17.
  • the position estimator 17 estimates and calculates the rotor phase based on the fluctuation of the neutral point potential.
  • the rotor phase estimation calculation can be performed using the method described in Patent Document 1.
  • the current controllers 21 and 22 are voltage commands Vd * for controlling the difference calculated by the subtractors 18a and 18b, that is, the deviation of the current values Id and Iq from the command values Id * and Iq * to be zero. , Vq * is calculated.
  • the voltage commands Vd * and Vq * output from the current controllers 21 and 22 are converted into values on a three-phase alternating current by the dq inverse converter 23, and then the pulse width modulated signal is output from the PWM generator 24. Is converted to
  • Id * and Iq * which are command values of Id and Iq are output from the Id * generator 20 and the Iq * generator 19, respectively.
  • the Id * generator 20 is normally given “zero” in the case of a non-saliency motor, but is controlled to a negative value in accordance with the load in the case of a motor using saliency.
  • the Iq * generator 19 indirectly generates a torque command and is described as being included in the position estimation / motor controller 11 in FIG. 2, but a speed controller, a position controller, etc. It can be thought of as the upper control part.
  • the outline of the position sensorless algorithm using the neutral point potential of the permanent magnet motor will be described.
  • the state of the arm of each phase of the inverter main circuit 32 is represented as “1” when the upper switching element is ON and the lower switching element is OFF, and the upper switching element is OFF and the lower switching is performed.
  • the element is ON and expressed as “0”
  • a vector notation of each phase is as shown in FIG.
  • V (1,0,0), etc. represents the switch state of each switching element of the inverter 3, and V (1,0,0) is in the order of U, V, W phase. Meaning element ON, lower element ON, lower element ON.
  • the total number of voltages that can be output by the inverter 3 is eight including the two zero vectors V (0,0,0) and V (1,1,1).
  • Such a vector representation can be obtained by converting the switch state into ⁇ - ⁇ coordinates.
  • the relationship between these vector expressions and the coordinate axes of the permanent magnet motor 4 is shown in FIG.
  • the output voltage vector is on a fixed coordinate, whereas the dq coordinate is a rotational coordinate, so the dq coordinate rotates counterclockwise.
  • FIG. 4 shows the relationship between these vectors (also referred to as voltage vectors) and the PWM waveforms actually output by the inverter 3.
  • FIG. 4A shows the relationship between the three-phase voltage command (the output of the dq inverse converter 23) and the triangular wave carrier.
  • FIG. 4B shows the output PWM pulses PVu, PVv, and PVw.
  • FIG. 4C shows the generated voltage vector.
  • FIG. 4D shows the fluctuation potential generated at the neutral point of the motor 4 when a voltage vector is applied.
  • FIG. 4 schematically shows a waveform at a certain moment, and the three-phase voltage commands Vu *, Vv *, and Vw * are DC amounts. These are originally AC amounts that change in a sine wave shape, but can be regarded as DC as long as the fundamental frequency is low and the carrier frequency is sufficiently high.
  • the voltage vectors output from the inverter 3 are four types of vectors including two zero vectors, as shown in FIG. Then, as shown in FIG. 4 (d), the neutral point potential during the period in which non-zero vectors V (1,0,0) and V (1,1,0) are output corresponds to the rotor position. Variation is observed. It is considered that this is influenced by the permanent magnet magnetic flux of the rotor, and a difference occurs between the inductances of the respective phase windings, and the neutral point potential Vn0 varies due to the difference in inductance.
  • the fluctuation of the neutral point potential generated when V (1,0,0) is applied is VnA
  • the fluctuation of the neutral point potential when V (1,1,0) is applied is VnB. It is said.
  • FIG. 5 shows measured values of changes in VnA and VnB according to the rotor phase ⁇ d.
  • the detection circuit is designed so that the input range is 10 bits (1024) and the center value is 512.
  • the dependence on the electrical angle ⁇ d can be confirmed, and it can be seen that the position can be estimated.
  • the above-described position estimator 17 estimates and calculates the rotor phase based on these neutral point potential fluctuations.
  • the estimated value ⁇ dc of the rotor phase is obtained by calculation as follows.
  • the neutral point potentials VnA and VnB showing changes as shown in FIG. 5 are regarded as two of the three-phase alternating current amounts Xu, Xv, and Xw as in the following equation (1)
  • the motor is PWM-controlled by the inverter 3, and an example of the waveform is shown in FIG.
  • VDC is a voltage value on the DC input side of the inverter 3.
  • the neutral point potential Vn of the motor 4 changes between 0 and VDC when observed from the ground level Ni, that is, based on the potential Ni.
  • the voltage dividing ratio (Z1 / (Z1 + Z2)) is set so that the change of the neutral point potential Vn (0 to VDC) is in the range of 0 to Emax.
  • This range (0 to Emax) is preferably substantially matched to the input range of the A / D converter 12 of the controller 1.
  • the waveform of the neutral point potential Vin is as shown in FIG.
  • the neutral point potential Vin should basically be 4 points of 0, (1/3) Emax, (2/3) Emax, Emax, but as described above, Due to the influence of the magnetic flux, a deviation corresponding to the position (phase) of the rotor is observed.
  • the neutral point potential Vin is converted into a discrete value by the A / D converter 12, and then the reference voltage (2/3) Emax or (1/3) Emax is subtracted by the subtractor 13. Which of these two reference voltages (2/3) Emax and (1/3) Emax is selected is determined by the PWM signal.
  • the signal SW1 in FIG. 6C is a switch signal input from the controller 1 to the signal switch 14.
  • the switch signal SW1 is 1, the switch of the signal switcher 14 is switched to the [1] side, and when the switch signal SW1 is 0, the switch of the signal switcher 14 is switched to the [0] side.
  • the switch of the signal switch 14 is set to [1] side, and the reference voltage (2/3) from the reference voltage generator 15a is set. Select Emax. In other cases, that is, when the number of VDC phases is one or less, the switch is set to the [0] side and the reference voltage (1/3) Emax from the reference voltage generator 15b is selected.
  • the potential (2/3) Emax of the neutral point potential Vin of the motor 4 or the variation Vin2 from (1/3) Emax can be extracted.
  • the variation Vin2 of the neutral point potential Vin is equivalent to the output of the insulation amplifier 101 shown in FIG. 27, and the rotor position estimation and motor control based on the neutral point potential can be realized.
  • the negative side of the DC voltage applied to the inverter 3 (the negative side of the DC power supply 31) is the ground Ni of the inverter 3.
  • the positive side of the DC power supply 31 may be the ground Ni.
  • the present embodiment includes the voltage dividing circuit 2 as a neutral point potential detection unit that detects the neutral point potential, and the ground potential of the controller 1 is a DC voltage applied to the inverter 3.
  • the neutral point potential is detected with reference to the ground potential.
  • a constant first reference potential and a second reference potential that are not affected by the on / off operation of the inverter 3 are generated, and the first neutral point potential and the constant first potential are generated.
  • the rotor position is estimated based on the difference between the first reference potential and the difference between the second neutral point potential and the second reference potential. Therefore, unlike the conventional apparatus that observes the neutral point potential based on the virtual neutral point, the reference potential (reference potential) does not greatly increase or decrease depending on the switch state of the inverter.
  • the detected neutral point potential can be input to the controller 1 such as a microcomputer without passing through the insulation amplifier. Furthermore, since there is no need to use an isolation amplifier that is uneasy in terms of response performance, the neutral point potential of the three-phase synchronous motor can be detected with high accuracy, and a sinusoidal wave can be detected from a very low speed range near zero speed. Sensorless driving with a current of can be easily realized.
  • FIG. 7 is a block diagram showing a configuration of an electric motor drive device according to the second embodiment of the present invention.
  • This motor drive device shares many components with the motor drive device of the first embodiment shown in FIG. Specifically, the voltage dividing circuit 2 and the inverter 3 have the same configuration as that shown in FIG. 1, and the configuration of the controller 1B is different from that of the controller 1.
  • description of an internal component is abbreviate
  • the neutral point potential Vin obtained by the voltage dividing circuit 2 is directly input to the A / D converter 12 in the controller 1, and the difference between the value after the discrete value and the reference voltage is obtained. It is configured to take. In such a configuration, if the resolution of the A / D converter 12 is not sufficiently high, necessary detection accuracy cannot be ensured for the following reason.
  • the amount that the neutral point potential varies depending on the rotor position is only a few percent with respect to the power supply voltage VDC of the inverter 3.
  • VDC of the inverter 3 For example, an A / D converter of about 10 bits can only obtain information with a change width of only about 10 digits.
  • Increasing the resolution of the A / D converter 12 improves accuracy, but conversely increases costs.
  • the detection resolution is improved without changing the accuracy of the A / D converter 12.
  • the digital controller 10B is a digital controller incorporating an A / D converter, and includes the A / D converter 12 and the position estimation / motor controller 11 shown in the first embodiment.
  • the signal (neutral point potential) Vin input from the voltage dividing circuit 2 to the controller 1B is input to the input terminal “+” of the analog amplifier 5a as the input signal In1.
  • the output value of the reference voltage generator 7a reference voltage (2/3) Emax) or the output value of the reference voltage generator 7b (reference voltage) is connected to the input terminal “ ⁇ ” of the analog amplifier 5a via the analog switch 6.
  • Value (1/3) Emax) is entered.
  • the analog amplifier 5a amplifies a difference value between the signal In1 input to the input terminal “+” and the signal In2 input to the input terminal “ ⁇ ”, and outputs the amplified signal Vin0.
  • the signal Vin0 output from the analog amplifier 5a is input to the digital controller 10B.
  • a differential amplifier as shown in FIG. 9 is used as the analog amplifier 5a.
  • the differential amplifier shown in FIG. 9 includes three operational amplifiers 50a, 50b, and 50c and resistors 51a, 51b, 52a, 52b, 53a, 53b, and 54.
  • the switching of the analog switch 6 is performed by a switching signal SW1 input from the controller 1B.
  • the switching signal SW1 is the same as that shown in FIG.
  • the reference voltage (2/3) Emax is input to the analog amplifier 5a.
  • FIG. 8 shows a waveform similar to that shown in FIG. 6, and is a diagram for explaining the signal Vin2 (neutral point potential) obtained in accordance with the switching of the analog switch 6.
  • Vin which is the input signal In1 of the input terminal “+” of the analog amplifier 5a changes as shown in FIG. This is the same as that shown in FIG.
  • the switching signal SW1 shown in FIG. 8B is input to the analog switch 6, the output of the analog switch 6, that is, the signal In2 at the input terminal “ ⁇ ” of the analog amplifier 5a is as shown in FIG. It will be something.
  • the output Vin0 of the analog amplifier 5a is as shown in FIG.
  • the output Vin0 of the analog amplifier 5a needs to be matched with the A / D converter input range (0 to VADmax) of the digital controller 10B. For this reason, it is necessary to provide an offset so that the center of the input voltage input from the analog amplifier 5a to the A / D converter becomes an intermediate voltage in the A / D converter input range.
  • the offset can be realized by setting the potential at the connection point of the resistor 51a (R4) to VADmax / 2.
  • the amplification factor of the analog amplifier 5a may be set so that the fluctuation range of the neutral point potential after amplification falls within the A / D converter input range.
  • the fluctuation range of the neutral point potential greatly depends on the magnetic circuit characteristics of the motor 4, but the amplification factor may be expected to be about 5 to 50 times.
  • the analog amplifier 5a which is a differential amplifier, is used to amplify the difference signal between the neutral point potential and the two reference potentials, and then the A / D converter of the digital controller 10B.
  • the configuration is made discrete. Therefore, even if the A / D converter of the digital controller 10B is not highly accurate, it is possible to detect a change in neutral point potential with high accuracy, and position sensorless driving at an extremely low speed, which has been difficult to realize in the past. Can be realized easily.
  • FIG. 10 is a block diagram showing a configuration of an electric motor drive device according to the third embodiment of the present invention.
  • the motor drive device of the third embodiment shares many components with the motor drive device of the second embodiment shown in FIG. 10, the voltage dividing circuit 2 and the inverter 3 are the same as those shown in FIGS. 1 and 7, and the controller 1B in FIG. 7 is replaced with the controller 1C.
  • the reference voltage of the analog amplifier 5a is switched by the analog switch 6 to obtain the difference value from the neutral point potential Vin.
  • the digital controller 10C is used. Are provided with two analog amplifiers 5a and 5b.
  • a digital controller such as a microcomputer usually has a plurality of input channels of a built-in A / D converter. Rather, it can be said that it takes more time to generate a signal for switching an analog switch.
  • an analog amplifier circuit is easy to implement because there is a circuit in which a plurality of amplifiers are built in one package.
  • the analog amplifier 5a functions as a differential amplifier based on (2/3) Emax, and the analog amplifier 5b is set to (1/3) Emax. It works with the standard differential amplifier.
  • the output of the analog amplifier 5a is input to the A / D converter input channel ch0 of the digital controller 10C, and the output of the analog amplifier 5b is input to the A / D converter input channel ch1.
  • the third embodiment can achieve the same functions and effects as those of the first and second embodiments described above. Furthermore, in the third embodiment, the change in the neutral point potential can be detected with high accuracy as in the case of the second embodiment while omitting the analog switch 6 shown in FIG. Position sensorless driving at extremely low speed, which has been difficult to realize, can be easily realized.
  • a digital controller such as a microcomputer usually has a plurality of input channels of a built-in A / D converter, and an analog amplifier circuit has a plurality of amplifiers built in one package. There is also. Therefore, a simpler circuit can be easily realized by providing two differential amplifiers (analog amplifiers 5a and 5b) corresponding to two reference potentials.
  • FIG. 11 is a block diagram showing a configuration of an electric motor drive device according to the fourth embodiment of the present invention.
  • the motor drive device of the fourth embodiment shares many components with the motor drive device of the third embodiment shown in FIG.
  • the voltage dividing circuit 2, the analog amplifiers 5a and 5b, and the digital controller 10C in the controller 1D are the same as those shown in FIG.
  • the inverter 3 includes a DC voltage dividing circuit 34, and a buffer amplifier 8 and a buffer voltage dividing circuit 9 are provided inside the controller 1D.
  • the reference voltage for the neutral point potential of the motor 4 is independently provided to detect the fluctuation of the neutral point potential with high accuracy. I tried to do it.
  • the voltage value VDC of the DC power supply 31 of the inverter 3 fluctuates due to a load fluctuation of the motor 4 and the like.
  • the DC power supply 31 is obtained by rectifying the commercial power supply. Therefore, if the commercial power supply fluctuates, the DC voltage value also changes as it is. It will be.
  • a DC voltage dividing circuit 34 for detecting a change in the inverter DC power supply is provided, and DC voltage information (here, the DC power supply line side of the inverter 3) is provided. , Referred to as VDC information) is input to the controller 1D.
  • VDC information DC voltage information
  • the DC voltage dividing circuit 34 provided in the DC power supply line is connected in parallel to the DC power supply 31.
  • the voltage VDC of the DC power supply 31 is divided by the DC voltage dividing circuit 34, and a voltage (potential with respect to the ground Ni) determined by the voltage dividing ratio (Z4 / (Z3 + Z4)) is used as the CVD information of the controller 1D. It is input to the buffer amplifier 8.
  • the voltage as the CVD information is amplified by the buffer amplifier 8 and divided by the buffer voltage dividing circuit 9 into the reference voltage (2/3) Emax and the reference voltage (1/3) Emax.
  • These reference voltages (2/3) Emax and (1/3) Emax are input to analog amplifiers 5a and 5b similar to those in FIG. 10, and similar differential amplification is performed.
  • the reference voltages (2/3) Emax and (1/3) Emax are generated based on the DC voltage on the DC power supply line side of the inverter 3, so that, for example, the power supply voltage When the voltage decreases, the reference voltage decreases accordingly. Further, since the divided voltage value Vin of the neutral point potential Vn also decreases as the power supply voltage decreases, the output of the differential amplifier (analog amplifiers 5a and 5b) can be detected as “difference” to the last. As a result, it is possible to reduce the influence on the position estimation due to the fluctuation of the power supply voltage.
  • the DC voltage dividing circuit 34 that divides the voltage of the DC power supply 31 to generate the divided potential is provided.
  • 2 based on the divided potential is provided.
  • Two reference potentials reference potential (2/3) Emax, (1/3) Emax) were generated. Therefore, it is possible to detect a change in the neutral point potential of the motor with high accuracy without using an insulation amplifier, a high-resolution AD converter, an analog switch, and without causing an error even with respect to fluctuations in the power supply of the inverter.
  • position sensorless driving at an extremely low speed which has been difficult to realize in the past, can be easily realized.
  • FIG. 12 is a block diagram showing a configuration of an electric motor drive device according to the fifth embodiment of the present invention.
  • the motor drive device of the fifth embodiment shown in FIG. 12 shares many components with the motor drive device of the fourth embodiment shown in FIG. 11, and the voltage divider circuit 2 and the analog of the controller 1E.
  • the amplifiers 5a and 5b and the digital controller 10C are the same as those shown in FIG.
  • the inverter 3 is provided with a DC voltage dividing circuit 34E instead of the DC voltage dividing circuit 34, and the buffer amplifier 8 and the buffer voltage dividing circuit 9 used in FIG. 11 are omitted. .
  • the circuit configuration is as simple as possible.
  • a circuit configuration simpler than the circuit configuration of the fourth embodiment is provided. I made it.
  • the DC voltage dividing circuit 34E shown in FIG. 12 two voltage dividing points are created by using three resistors.
  • the partial pressure ratio is set so that the respective partial pressure values are (2/3) Emax and (1/3) Emax.
  • these pieces of voltage information generated by voltage division are used as reference voltages for the analog amplifiers 5a and 5b provided in the controller 1E.
  • the buffer amplifier 8 is necessary, but in the case of this embodiment, the buffer amplifier is not necessary.
  • the routing of the wiring from the voltage dividing resistor increases, it does not become a big problem when applied to the “electromotive integrated motor system” in which the motor 4 and the motor driving device 1000 are integrated.
  • the present embodiment which can reduce the number of components, is better than the mounting area.
  • the voltage of the DC power supply 31 is divided to generate two divided potentials as two reference potentials ((2/3) Emax and (1/3) Emax).
  • the DC voltage dividing circuit 34E is provided.
  • the neutral point potential of the synchronous motor can be reduced with a simple detection circuit without using an isolation amplifier, high-resolution AD converter, analog switch, and without causing an error in the power supply fluctuation of the inverter.
  • a change can be detected with high accuracy, and position sensorless driving at an extremely low speed, which has been difficult to realize in the past, can be easily realized.
  • FIG. 13 is a block diagram showing a configuration of an electric motor drive device according to the sixth embodiment of the present invention.
  • the motor drive apparatus of the sixth embodiment shares many components with the motor drive apparatus of the third embodiment shown in FIG. 10, and the DC voltage dividing circuit shown in FIG. 34 is added, and the VDC information from the DC voltage dividing circuit 34 is input to the digital controller 10F of the controller 1F.
  • the digital controller 10F has three channels, ch0 to ch2, for the A / D converter input channels. Similarly to the case of FIG. 10, the outputs of the analog amplifiers 5a and 5b are input to the input channels ch0 and ch1, and the VDC information from the DC voltage dividing circuit 34 is input to the input channel ch2.
  • FIG. 14 is a diagram showing a block configuration of internal processing of the digital controller 10F.
  • the digital controller 10F includes a position estimation / motor controller 11F, A / D converters 12a to 12c, adders 13a and 13b, a DC voltage reference value generator 121, a multiplier / divider 122, a generator 123, a subtractor 124, A gain G125 and gain coefficients 126 and 127 are provided. Note that in this block configuration, the portions other than the A / D converters 12a to 12c may be considered to be realized by software in practice.
  • Vn2 G ⁇ (VDC / VDC0) Vin ⁇ Vinb ⁇ + Eb (6)
  • Vn1-Vn2 G ⁇ Vinb-G ⁇ (VDC / VDC0)
  • Vinb G ⁇ ⁇ 1- (VDC / VDC0) ⁇ Vinb (7) Therefore, since Vn1 is expressed by the following equation (8), if Vn2 is corrected, the original value of Vn1 can be obtained.
  • Vn1 Vn2 + Ve (8)
  • Vinb represents two reference voltages (2/3) Emax and (1/3) Emax, and therefore, each may be corrected according to equation (7).
  • These expressions (7) and (8) are represented in a block diagram as shown in FIG.
  • the value of the DC voltage VDC is A / D converted by the A / D converter 12c, quantized, and input to the multiplier / divider 122 as VDC in the equation (5).
  • the multiplier / divider 122 also receives the above-described reference value VDC0 from the DC voltage reference value generator 121, and the multiplier / divider 122 calculates VDC / VDC0.
  • VDC / VDC0 is subtracted from 1 input from the 1 generator 123, and the result is input to the gain G125.
  • the DC voltage dividing circuit 34 that divides the voltage of the DC power supply 31 to generate the divided potential is provided, and A / D conversion is performed based on the divided potential.
  • the difference signal is corrected so as to reduce the influence of the power supply voltage fluctuation in the difference signal, and the rotor position is estimated based on the corrected difference signal.
  • FIG. 15 is a block diagram showing a configuration of an electric motor drive device according to the seventh embodiment of the present invention.
  • the motor drive device of the seventh embodiment shares many components with the motor drive device of the fifth embodiment shown in FIG. 12, and is obtained by adding insulation amplifiers 101a and 101b to the configuration of FIG. It is. That is, the outputs of the analog amplifiers 5a and 5b are input to the digital controller 10C via the isolation amplifiers 101a and 101b.
  • the virtual neutral point potential fluctuates greatly in the range of the power supply voltage.
  • An amplifier becomes essential. Since the reference potential (virtual neutral point potential) of the virtual neutral point potential varies greatly, noise countermeasures must be taken in consideration of circuit mounting in order to stably operate the insulation amplifier.
  • the seventh embodiment it is possible to detect a neutral point potential that is not easily affected by fluctuations in the power supply of the inverter and noise without using a high-resolution AD converter and analog switch.
  • position sensorless driving at an extremely low speed which has been difficult to realize in the past, can be easily realized.
  • FIG. 16 is a block diagram showing a configuration of an electric motor drive device according to the eighth embodiment of the present invention.
  • the motor drive device of the eighth embodiment shares many components with the motor drive device of the fifth embodiment shown in FIG. 12, and phase current sensors 30a and 30b for detecting the phase current of the motor 4 are used. Is added.
  • the present embodiment is characterized by the configuration of the digital controller 10H, and these blocks are mainly realized by software except for the A / D converter and the PWM generation part.
  • this embodiment is characterized by a configuration relating to offset adjustment.
  • the configuration of the controller 1H will be described.
  • the A / D converters 12a and 12b discretize fluctuations in the neutral point potential.
  • the A / D converters 12c and 12d discretize the detected values of Iu and Iw of the motor 4 and take them into the controller.
  • an offset corrector 25, a ⁇ ds generator 26, an offset adjustment command generator 27, a positioning current command generator 28, a zero generator 29, and changeover switches 14a to 14d are added so that the position sensor is not used. It has a function to adjust the important offset.
  • the fluctuation amount of the neutral point potential changes as shown in FIG. 5 with respect to the rotor phase ⁇ d.
  • the waveform in FIG. 5 is a detection circuit designed so that the input range is 10 bits (1024) and the center value of the fluctuation component is 512, but it can be seen that an offset amount is actually generated. . If this offset is not corrected, there is a problem that an estimation error occurs when the position estimation calculation is performed. In the present embodiment, this offset correction is automatically performed.
  • the selector switch 14d is switched to the [1] side, and the voltage vectors V (1,0,0) and V (1,1,0) are alternately supplied from the offset adjustment command generator 27.
  • a command to be applied (voltage command) is output. That is, voltage commands Vu *, Vv *, Vw * as shown in FIG. 4A are input from the offset adjustment command generator 27 to the PWM generator 24.
  • Vu *, Vv *, Vw * as shown in FIG. 4A are input from the offset adjustment command generator 27 to the PWM generator 24.
  • the voltage command output from the offset adjustment command generator 27 is changed, the neutral point potential is detected while changing the rotor position little by little, and a waveform as shown in FIG. 5 is acquired.
  • the offset amount can be obtained from the average value of the waveforms shown in FIG.
  • FIG. 17 is a flowchart showing an offset amount calculation operation.
  • FIG. 18 is a diagram illustrating a waveform during offset adjustment.
  • step S03 a step size ⁇ for changing the value of ⁇ ds is set.
  • the smaller the step size ⁇ the better the calculation accuracy of the offset amount.
  • the smaller the step size ⁇ the longer the time for acquiring the offset amount. Therefore, an electrical angle of about 10 deg to 30 deg is preferable.
  • step S04 the step size ⁇ is added to the previous ⁇ ds value ⁇ ds (k-1), and the current Id is supplied to the updated ⁇ ds (k) to position the rotor at ⁇ ds (k).
  • step S05 the changeover switch 14d is switched to the [1] side, two types of voltage vectors are applied, and the neutral point potential fluctuation in ⁇ ds (k) is acquired. The obtained fluctuation of the neutral point potential is stored in a memory provided in the digital controller 10H.
  • step S07 an average value of the fluctuation amount VnA is calculated from the plurality of obtained fluctuation amounts VnA, and is set as an offset amount. Similarly, in step S08, an average value is calculated for the fluctuation amount VnB to obtain an offset amount.
  • the measurement of the offset amount is completed by a series of processes shown in FIG.
  • FIG. 18 shows the states SWa to SWc of the changeover switches 14a to 14c (FIG. 18A), the state SWd of the changeover switch 14d (FIG. 18B), and the rotor phase ⁇ d (FIG. 18) during the offset measurement.
  • the change of (c)) is shown.
  • the changeover switches 14a to 14c are always “1”, and the d-axis current Id continues to flow.
  • the rotor of the motor 4 rotates stepwise according to the value ⁇ ds generated by the ⁇ ds generator 26.
  • the changeover switch 14d is switched to the [1] side, and VnA and VnB, which are fluctuations in the neutral point potential, are acquired.
  • the selector switches 14a to 14d are switched to the [0] side to switch to normal driving.
  • the offset corrector 25 that corrects the offset component of the neutral point potential accompanying the detection of the neutral point potential before starting the motor 4 is provided. Since the rotor is sequentially set at a plurality of rotational positions to detect neutral point potentials, and the offset component is corrected based on the detected plurality of neutral point potentials, the offset component is corrected. Therefore, it is possible to realize position sensorless driving at a low speed with higher accuracy.
  • FIG. 19 the motor drive device of the ninth embodiment shares many components with the motor drive device of the eighth embodiment shown in FIG.
  • a digital controller 10J shown in FIG. 19 has a configuration in which the selector switches 14a to 14c, the ⁇ ds generator 26, the positioning current command generator 28, and the zero generator 29 are deleted from the digital controller 10H shown in FIG. ing. Further, instead of the offset adjustment command generator 27 of FIG. 16, an offset adjustment command generator 27J having different operations is provided.
  • the neutral point potential offset adjustment is performed by positioning the rotor at a plurality of positions before the motor 4 is actually operated. Therefore, it is necessary that the system can freely move the rotor of the motor 4. Therefore, for example, in the case of a system that cannot move a motor without permission, such as a transporter or a robot arm, the method described in the ninth embodiment cannot be applied.
  • the offset of the neutral point potential detection circuit can be detected and adjusted without moving the rotor of the motor 4.
  • the changeover switch 14d is switched to the [1] side, and a three-phase voltage command is given to the PWM generator 24 from the offset adjustment command generator 27J. Then, according to the flow of FIG. 20, application of a voltage command and acquisition of a change in neutral point potential are performed.
  • step S12 voltage commands Vu *, Vv *, Vw * to which voltage vectors V (0,1,0), V (0,1,1) as shown in FIG. Output from the offset adjustment command generator 27J. Then, the neutral point potential fluctuations (VnC and VnD) generated at that time are detected and stored in the memory.
  • step S13 voltage commands Vu *, Vv *, Vw * to which voltage vectors V (0,0,1) and V (1,0,1) as shown in FIG. Output from the offset adjustment command generator 27J. Then, the neutral point potential fluctuations (VnE and VnF) generated at that time are detected and stored in the memory.
  • step S14 an average value of the detected variations VnA to VnF of the neutral point potential is calculated, and the result is set as an offset amount.
  • the detection values VnA to VnF are coarse information in increments of 60 degrees, an offset value can be obtained by such a method. Further, since the method described above does not move the rotor, it can also be applied to an electric motor that is used in a system with limited conditions as described above.
  • the offset corrector 25 that corrects the offset component of the neutral point potential accompanying the detection of the neutral point potential before starting the motor 4 is provided.
  • a plurality of voltage commands are sequentially output from the offset adjustment command generator 27J, which is a voltage command output unit, and the offset component is corrected based on the neutral point potential detected when each voltage command is output. Therefore, even in a system in which the rotor cannot be moved, an offset component can be acquired, and position sensorless driving with higher accuracy and lower speed can be realized.
  • FIG. 22 is a diagram for explaining the tenth embodiment. Schematic configuration of the integrated motor system 41 in which the motor driving device 1000 and the motor 4 according to the first to eighth embodiments described above are integrated. Is shown.
  • FIG. 22A is an external perspective view of the integrated motor system 41
  • FIG. 22B is a diagram showing the configuration of the integrated motor system 41.
  • the integrated electric motor system 41 is obtained by integrating the motor 4 and the electric motor driving device 1000 described above in a housing 410.
  • the housing 410 may be used as the motor case of the motor 4 or the motor case and the housing 410 may be provided separately.
  • the digital controller 10C is realized by a single integrated circuit, and drives the inverter 3 by the PWM pulse waveform output therefrom.
  • the inverter 3 and the digital controller 10C are mounted on the board, and wiring for supplying U, V, and W phase currents and wiring for detecting the neutral point potential Vn are provided between the board and the motor 4. And are provided.
  • these wires are accommodated in the housing 410. Therefore, the only wires that are drawn out from the housing 410 are the power supply line 411 to the inverter 3 and the communication line 412 that is used for returning the rotational speed command and the operation state.
  • the neutral point potential of the motor 4 it is necessary to extract the neutral point potential of the motor 4.
  • the neutral point potential can be easily wired by integrating the motor and the drive circuit portion in this way.
  • the integrated system can be integrated extremely compactly, and downsizing can be realized.
  • FIG. 23 is a diagram for explaining the eleventh embodiment and shows a pump system to which the electric motor drive device 1000 and the motor 4 of the first to eighth embodiments described above are applied.
  • the pump system shown in FIG. 23 is a hydraulic system including an oil pump 74, and is used for transmission hydraulic pressure, brake hydraulic pressure, and the like inside an automobile.
  • the integrated electric motor system 41 shown in the tenth embodiment is used.
  • the electric motor driving device 1000 and the motor 4 may be provided separately.
  • an oil pump 74 is attached to the motor 4.
  • the oil pressure of the hydraulic circuit 60 is controlled by the oil pump 74.
  • the hydraulic circuit 60 includes a tank 61 that stores oil, a relief valve 62 that keeps the hydraulic pressure below a set value, a solenoid valve 63 that switches the hydraulic circuit, and a cylinder 64 that operates as a hydraulic actuator.
  • the oil pump 74 generates hydraulic pressure by the integrated electric motor system 41 and drives the cylinder 64 which is a hydraulic actuator.
  • the load of the oil pump 74 changes, and a load disturbance occurs in the integrated electric motor system 41.
  • a load of several times or more may be applied to the steady-state pressure, and the motor 4 may stop.
  • the relief valve 62 allows the hydraulic pressure, which is a great load on the motor, to escape.
  • FIG. 24 is a diagram showing a twelfth embodiment of the present invention.
  • FIG. 24 shows an outdoor unit 80 that is a compressor system used in an air conditioning system of a room air conditioner or a packaged air conditioner.
  • the outdoor unit 80 of the air conditioning system includes components such as the above-described electric motor drive device 1000, the motor 4, the compressor 81, and a fan.
  • the power source of the compressor 81 is the motor 4 and is incorporated in the compressor.
  • FIG. 25 is a diagram showing a thirteenth embodiment of the present invention.
  • FIG. 25 is a diagram illustrating an overall block configuration of a positioning system including the motor 4 that drives the positioning device 90.
  • a positioning device 90 is connected as a load of the motor 4.
  • a speed controller 91 as a higher order command generator is connected to the controller 1.
  • the actual speed ⁇ r is subtracted from the speed command ⁇ r *, which is the output of the position controller 92, in the subtractor 93b. Then, the speed controller 91 calculates Iq * so that the difference value (deviation) becomes zero.
  • the positioning device 90 is a device using a ball screw, for example, and is adjusted by the position controller 92 so that the position is controlled to a predetermined position ⁇ *.
  • the position sensor is not attached to the positioning device 90, and the estimated position value ⁇ dc in the controller 1 is used as it is. Accordingly, it is not necessary to attach a position sensor to the positioning device, and position control can be performed.
  • the embodiments described above may be used alone or in combination. This is because the effects of the respective embodiments can be achieved independently or synergistically.
  • the configuration using the VDC information of FIGS. 11 and 13 or the configuration of dividing the power supply voltage to generate two reference voltages as shown in FIG. 12 is applied to the configuration using the analog switch 6 as shown in FIG. Also good.
  • the configuration related to offset correction shown in FIGS. 16 and 19 can be applied to the motor drive device 1000 shown in FIGS.
  • the configuration using the insulation amplifier as shown in FIG. 15 can also be applied to the motor drive apparatus 1000 shown in FIG. In this case, as in the case of FIG. 15, a high-performance insulation amplifier is not required, so that an increase in cost and anxiety in performance due to the use of the insulation amplifier can be eliminated.
  • the present invention is not limited to the above embodiment as long as the characteristics of the present invention are not impaired.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)

Abstract

　電動機駆動装置１０００は、モータ４を駆動するインバータ３と、モータ４の固定子巻線の中性点電位を検出する中性点電位検出部としての分圧回路２と、検出された中性点電位に基づいてモータ４の回転子位置を推定し、その推定結果に基づいてインバータ３を制御する制御器１と、を備え、制御器１のグランド電位は、インバータ３に印加される直流電圧の負側または正側の電位に設定され、分圧回路２は、直流電圧の負側または正側の電位を基準に中性点電位を検出し、制御器１は、インバータ３のオンオフ動作時に検出される第１の中性点電位と一定な基準電位（2/3）Emaxとの差、および、オンオフ動作時に検出される第２の中性点電位と一定な基準電位(1/3)Emaxとの差に基づいて、回転子位置を推定するようにした。

Description

電動機駆動装置
　本発明は、例えばファン、ポンプ、圧縮機、スピンドルモータなどの回転速度制御や、搬送機や工作機械における位置決め装置、ならびに電動アシストなどのようにトルクを制御する用途に利用する同期電動機を駆動制御する電動機駆動装置、その電動機駆動装置を備えた一体型電動機システム、ポンプシステム、圧縮機システムおよび位置決めシステムに関する。
　産業，家電，自動車等の様々な分野において、小型・高効率の永久磁石モータ（同期電動機）が幅広く用いられている。しかし、永久磁石モータを駆動させるには、モータの回転子の位置情報が必要であり、そのための位置センサが必要であった。
　近年では、この位置センサを排除し、永久磁石モータの回転数やトルク制御を行うセンサレス制御が広く普及している。センサレス制御の実用化によって、位置センサにかかる費用（センサ自体のコスト、センサの配線にかかるコストなど）の削減、装置の小型化が実現できる。また、センサが不要となることで、劣悪な環境下での使用が可能となる等のメリットがある。現在、永久磁石モータのセンサレス制御は、永久磁石モータの回転子が回転することによって発生する誘起電圧(速度起電圧)を直接検出し、回転子の位置情報として永久磁石モータの駆動を行う方法や、対象となるモータの数式モデルから、回転子位置を推定演算する位置推定技術などが採用されている。
　これらのセンサレス制御にも大きな課題がある。それは低速運転時の位置検出方法である。現在実用化されている大半のセンサレス制御は、永久磁石モータの発生する誘起電圧に基づくものである。したがって、停止時や誘起電圧の小さい低速域では、感度が低下してしまい、位置情報がノイズに埋もれる可能性がある。この問題に対しては種々の解決策が提案されている。
　特許文献１に記載された発明は、三相固定子巻線の接続点の電位である「中性点電位」を検出して、位置情報を得るものである。この中性点電位を、インバータからモータへ印加するパルス電圧に同期して検出することで、インダクタンスのアンバランスによる起電圧を検出でき、回転子位置に依存した電位変化を得ることができる。そのため、モータへの印加電圧として、通常の正弦波変調時のＰＷＭ（パルス幅変調）によって、位置情報が得られるという特徴がある。ここで、回転子位置とは、回転子に組み込まれた永久磁石の位置を意味する。
　図２７は，永久磁石モータの中性点電位を検出してセンサレス駆動する、従来の同期電動機駆動システムの一例を示す図である。制御器１Ｋは、中性点電位の検出値に基づいて，永久磁石モータ４を制御するためのＰＷＭ信号を発生する。ＰＷＭ信号はインバータ３に入力され、インバータ３はそのＰＷＭ信号に基づいて永久磁石モータ４を駆動する。
　永久磁石モータ４には、仮想中性点回路１００が並列に接続されている。仮想中性点回路１００からは、永久磁石モータ４の中性点電位を検出するための仮想中性点電位Vnnが引き出される。永久磁石モータ４の中性点電位Vnを、仮想中性点電位Vnnを基準にして観測するために、分圧回路２が設けられている。分圧回路２で生成された分圧電位Vinは、絶縁アンプ１０１を介して、制御器１ＫのＡ／Ｄコンバータに入力される。
　図２８（ａ）は、インバータ３のグランドライン（Ni）から観察した、各相の出力波形を示したものである。通常のＰＷＭ動作では、このように三相の出力電位が順次変化する。この時の永久磁石モータ４の中性点電位Vnおよび仮想中性点電位Vnnは、図２８（ｂ）に示すように変化する。仮想中性点回路１００のインピーダンスＺ３が等しいため、Vnnは、スイッチ状態に応じて，VDC，(2/3)VDC，（1/3）VDC，0の４つの値を取る。ここで、VDCはインバータの直流電源３１の直流電圧値である。
　一方、Vnも、基本的には三相巻線のインピーダンスが等しいため、Vnnと同様に変化する。しかし、永久磁石モータ４の磁石磁束の影響を受けて、これら三相のインダクタンス値がわずかに変化する。その結果、回転子がどの位相（位置角）に存在するかによって、三相のインダクタンス値がアンバランス化し、Vnの値が変動する。このVnとVnnの差が，そのまま回転子の位置情報となり、位置センサレスが実現できる。よって、制御器１Ｋには、VnとVnnの差の信号を入力する必要がある。それを実現するため，仮想中性点Vnnを基準として中性点電位Vnを観測する。
特開２０１０－７４８９８号公報
　しかしながら、基準電位がインバータ３のスイッチ状態に応じて大きく上下するため、マイコンなどの制御器に入力するには、上述したように絶縁アンプを介することが必須となる。通常，マイコン等の制御器のＡ／Ｄコンバータ入力は数Ｖ程度であり、また、制御回路のグランドは少なくとも固定させる必要がある。そのため、１００Ｖ以上の比較的高い電圧を用いるモータに本方式を用いるには、絶縁アンプが必須となる。
　絶縁アンプは比較的に高価な部品であり、コストアップの要因となる。また、中性点電位を検出する期間は、非常に短いパルス状の期間であるため、絶縁アンプ自体にも高い応答性能が要求される。これに対し、高性能で安価な絶縁アンプは入手不可能であり、上述した方式をこのままや洗濯機や冷蔵庫等の家電製品や一般産業用途に展開するのは困難である。
　本発明の第１の態様によると、電動機駆動装置は、複数のスイッチング素子をオンオフ動作させて、直流電源からの直流電力を交流電力に変換して同期電動機を駆動するインバータと、三相同期電動機の固定子巻線の中性点電位を検出する中性点電位検出部と、検出された中性点電位に基づいて三相同期電動機の回転子位置を推定し、その推定結果に基づいてインバータを制御する制御部と、を備える電動機駆動装置において、制御部のグランド電位は、インバータに印加される直流電圧の負側または正側の電位に設定され、中性点電位検出部は、負側または正側の電位を基準に中性点電位を検出し、制御部は、オンオフ動作時に中性点電位検出部により検出される第１の中性点電位と一定な第１の参照電位との差、および、オンオフ動作時に中性点電位検出部により検出される第２の中性点電位と一定な第２の参照電位との差に基づいて、回転子位置を推定する。
　本発明の第２の態様によると、第１の態様の電動機駆動装置において、制御部は、第１の中性点電位と第１の参照電位との差分信号をそれぞれ生成し、該差分信号を増幅して出力する第１の差動増幅器と、第２の中性点電位と第２の参照電位との差分信号をそれぞれ生成し、該差分信号を増幅して出力する第２の差動増幅器と、第１の差動増幅器の出力信号をＡ／Ｄ変換する第１のＡ／Ｄ変換器と、第２の差動増幅器の出力信号をＡ／Ｄ変換する第２のＡ／Ｄ変換器と、を備え、第１および第２のＡ／Ｄ変換器の出力に基づいて回転子位置を推定するのが好ましい。
　本発明の第３の態様によると、第１の態様の電動機駆動装置において、制御部は、複数のスイッチング素子のオンオフ動作に連動して、第１および第２の参照電位のいずれか一方を選択する選択部と、中性点電位検出部により検出された第１および第２の中性点電位が順に第１入力信号として入力されると共に、選択部で選択された参照電位が順に第２入力信号として入力され、第１入力信号と第２入力信号との差分を増幅して出力する差動増幅器と、差動増幅器の出力信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器と、を備え、Ａ／Ｄ変換器の出力に基づいて回転子位置を推定するのが好ましい。
　本発明の第４の態様によると、第２または３の態様の電動機駆動装置において、制御部は、第１および第２の参照電位を生成する参照電位生成部を備えるのが好ましい。
　本発明の第５の態様によると、第４の態様の電動機駆動装置において、直流電源の電圧を分圧して分圧電位を生成する直流電圧分圧回路を備え、参照電位生成部は、分圧電位に基づいて第１および第２の参照電位を生成するのが好ましい。
　本発明の第６の態様によると、第４の態様の電動機駆動装置において、直流電源の電圧を分圧して分圧電位を生成する直流電圧分圧回路を備え、制御部は、分圧電位に基づいて、Ａ／Ｄ変換された差分信号における電源電圧変動の影響が低減されるように該差分信号を補正し、その補正された差分信号に基づいて回転子位置を推定するのが好ましい。
　本発明の第７の態様によると、第２または３の態様の電動機駆動装置において、直流電源の電圧を分圧し、第１および第２の参照電位として第１および第２の分圧電位を生成する直流電圧分圧回路を備えるのが好ましい。
　本発明の第８の態様によると、第１乃至７のいずれか一の態様の電動機駆動装置において、差動増幅器とＡ／Ｄ変換器との間に設けられる絶縁アンプを備え、差動増幅器から出力された信号を、絶縁アンプを介してＡ／Ｄ変換器に入力するのが好ましい。
　本発明の第９の態様によると、第１乃至８のいずれか一の態様の電動機駆動装置において、制御部は、中性点電位に含まれるオフセット成分を、三相同期電動機の起動前に補正するオフセット補正部を備えるのが好ましい。
　本発明の第１０の態様によると、第９の態様の電動機駆動装置において、オフセット補正部は、回転子を複数の回転位置に順に設定して中性点電位をそれぞれ検出し、検出された複数の中性点電位に基づいてオフセット成分を補正するのが好ましい。
　本発明の第１１の態様によると、第９の態様の電動機駆動装置において、オフセット補正部は、複数の電圧指令を順に出力する電圧指令出力部を備え、各電圧指令出力時に中性点電位検出部により検出される中性点電位に基づいて、オフセット成分を補正するのが好ましい。
　本発明の第１２の態様によると、一体型電動機システムは、第１乃至１１のいずれか一の態様の電動機駆動装置と、電動機駆動装置によって駆動制御される三相同期電動機の回転子および固定子とを、共通の筐体内に収納したものである。
　本発明の第１３の態様によると、ポンプシステムは、第１乃至１１のいずれか一の態様の電動機駆動装置と、電動機駆動装置によって駆動制御される三相同期電動機と、三相同期電動機により駆動される液体用ポンプと、を備える。
　本発明の第１４の態様によると、圧縮機システムは、第１乃至１１のいずれか一の態様の電動機駆動装置と、電動機駆動装置によって駆動制御される三相同期電動機と、三相同期電動機により駆動される圧縮機と、を備える。
　本発明の第１５の態様によると、位置決めシステムは、第１乃至１１のいずれか一の態様の電動機駆動装置と、電動機駆動装置によって駆動制御される三相同期電動機と、三相同期電動機が正回転および逆回転することにより、スライド駆動または回転駆動される位置決めステージと、を備える。
　本発明によれば、絶縁アンプを用いることなく，三相同期電動機の中性点電位の検出を高精度に行うことができ，零速度近傍の極低速域から、正弦波状の電流によるセンサレス駆動を実現できる。
図１は、本発明の第１の実施の形態に関わる電動機駆動装置の構成を示すブロック図である。 図２は、図１に示す位置推定／モータ制御器１１の詳細を示すブロック図である。 図３は、電圧ベクトルを説明する図である。 図４は、電圧ベクトルとインバータ３が実際に出力するＰＷＭ波形との関係を示す図である。 図５は、中性点電位の変化を示す図である。 図６は、各部の動作を表す波形図である。 図７は、本発明の第２の実施の形態に関わる電動機駆動装置の構成を示すブロック図である。 図８は、アナログスイッチ６の切り替えに応じて得られる信号Vin2（中性点電位）を説明する図である。 図９は、アナログ増幅器５ａの一例を示す図である。 図１０は、本発明の第３の実施の形態に関わる電動機駆動装置の構成を示すブロック図である。 図１１は、本発明の第４の実施の形態に関わる電動機駆動装置の構成を示すブロック図である。 図１２は、本発明の第５の実施の形態に関わる電動機駆動装置の構成を示すブロック図である。 図１３は、本発明の第６の実施の形態に関わる電動機駆動装置の構成を示すブロック図である。 図１４は、デジタル制御器1０Ｆの内部処理のブロック構成を示す図である。 図１５は、本発明の第７の実施の形態に関わる電動機駆動装置の構成を示すブロック図である。 図１６は、本発明による第８の実施の形態に関わる電動機駆動装置の構成を示すブロック図である。 図１７は、オフセット量算出動作を示すフローチャートである。 図１８は、オフセット調整中の波形を示す図である。 図１９は、本発明による第９の実施の形態に関わる電動機駆動装置の構成を示すブロック図である。 図２０は、第９の実施の形態におけるオフセット調整法を示すフロー図である。 図２１は、オフセット調整時の電圧指令Vu*，Vv*，Vw*を示す図である。 図２２は、第１０の実施の形態における一体型電動機システム４１を示す図である。 図２３は、第１１の実施の形態におけるポンプシステムを示す図である。 図２４は、第１２の実施の形態における圧縮機システムを示す図である。 図２５は、第１３の実施の形態における位置決めシステムを示す図である。 図２６は、直流電圧の正側（直流電源３１の正側）をグランドNiとした構成を示す図である。 図２７は、従来の同期電動機駆動システムの一例を示す図である。 図２８は、従来の同期電動機駆動システムにおける駆動波形を示す図である。
　以下、図を参照して本発明を実施するための形態について説明する。なお、本発明による電動機駆動装置は、ファン、ポンプ（油圧ポンプ、水ポンプ）、圧縮機、洗濯機、スピンドルモータ、ディスクドライバなどの回転速度制御や、搬送機や工作機械における位置決め装置、ならびに電動アシストなどのようにトルクを制御する用途に利用することができる。
－第１の実施の形態－
　図１は、本発明の第１の実施の形態に関わる電動機駆動装置の構成を示すブロック図である。この電動機駆動装置は、永久磁石モータ４（三相同期電動機）の駆動を目的とするものである。本実施の形態の電動機駆動装置１０００（以下に説明する他の実施の形態でも同様）は、制御器１、分圧回路２、インバータ３に設けられたインバータ主回路３２および出力プリドライバ３３で構成される。なお、直流電源３１も含めた構成を電動機駆動装置としても良い。また、インバータ３に直流電源３１が含まれるような構成としても良い。
　直流電源３１は、インバータ主回路３２にパワーを供給する直流電源である。インバータ主回路３２は、６個のスイッチング素子Sup～Swnで構成されるインバータ回路である。スイッチング素子Sup～SwnにはＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴなどが用いられる。出力プリドライバ３３は、インバータ主回路３２を直接駆動するドライバである。
　制御器１には、永久磁石モータ（以下では、モータと称する）４の中性点電位の分圧値であるVinが入力される。制御器１は、この信号Vinを制御器１の内部で信号処理することで、モータ４の回転子位置を推定演算し、永久磁石モータ４を所望の速度、あるいはトルクに制御するためのＰＷＭ信号を発生する。回転子位置の推定演算やＰＷＭ信号の発生は、位置推定/モータ制御器１１において行われる。制御器１は、位置推定/モータ制御器１１の他に、Ａ／Ｄコンバータ１２、減算器１３、信号切替器１４、基準電圧発生器１５ａ，１５ｂを備えている。
　インバータ３は、制御器１からのＰＷＭ信号を出力プリドライバ３３にて増幅し、インバータ主回路３２のスイッチング素子Sup～Swnを駆動する。インバータ３の出力は、モータ４の三相固定子巻線へ印加され、モータ４が駆動される。モータ４の固定子巻線の中性点電位Vnは、分圧回路２によって制御器１の入力レベルの値Vinまで下げられる。その中性点電位Vinは制御器１に入力される。ここでは、制御器１の入力範囲を０～Emaxとする。なお、本実施の形態では、分圧回路２のグランドNm、制御器１のグランドNcおよびインバータ３のグランドNiは、すべて共通に接続されている。
　制御器１に入力された中性点電位Vinは、制御器１の内部に設けられたＡ／Ｄコンバータ１２によって離散値化される。制御器１の内部に設けられた基準電圧発生器１５ａは基準電圧（2/3）Emaxを発生し、基準電圧発生器１５ｂは基準電圧(1/3)Emaxを発生する。基準電圧（2/3）Emax，(1/3)Emaxは信号切替器１４を介して減算器１３に入力され、減算器１３においてＡ／Ｄコンバータ１２の出力から減算される。その減算結果であるVin2は、位置推定/モータ制御器１１に入力される。信号切替器１４は、位置推定/モータ制御器１１の出力であるＰＷＭ信号のスイッチ状態に応じて切り替えを行う。
（中性点電位を用いたセンサレス制御）
　図２は、位置推定／モータ制御器１１の詳細を示すブロック図であり、中性点電位を用いたセンサレス制御ブロックの基本部分を示している。なお、図１では省略しているが、モータ電流を検出するための相電流センサ３０ａ，３０ｂが設けられている。図２に示す例では、相電流センサ３０ａ，３０ｂによってモータ電流を検出しているが、インバータ３内の直流母線電流（直流電源ラインの電流）を検出してもよい。
　相電流センサ３０ａ，３０ｂの検出値は、位置推定／モータ制御器１１に設けられたＡ/Ｄコンバータ１２ｃ，１２ｄに入力される。Ａ/Ｄコンバータ１２ｃ，１２ｄは、モータ４の相電流Iu，Iwの検出値を離散化し、制御器内部に取り込む。相電流Iu，Iwの離散化値Ｉｕｃ，Ｉｗｃは、座標変換器１６によって、回転座標軸であるｄｑ座標上の値Ｉｄ，Ｉｑに変換される。
　ｄｑ座標変換は、交流モータのベクトル制御で用いられる一般的な変換であり、永久磁石磁束の方向がｄ軸、ｄ軸に直交するトルク電流方向がｑ軸である。この座標変換に用いる位相角θｄｃは、位置推定器１７から与えられる。位置推定器１７は、中性点電位の変動分に基づいて回転子位相を推定演算するものである。なお、回転子位相の推定演算については、特許文献１に記載された手法などを用いて行うことができる。
　減算器１８ａ，１８ｂでは、電流値Ｉｄ，Ｉｑに対する指令値Ｉｄ*，Ｉｑ*と電流値Ｉｄ，Ｉｑとの差分が計算される。電流制御器２１，２２は、減算器１８ａ，１８ｂで計算された差分、すなわち、電流値Ｉｄ，Ｉｑの指令値Ｉｄ*，Ｉｑ*に対する偏差が零になるように制御するための電圧指令Vd*，Vq*を算出する。電流制御器２１，２２から出力された電圧指令Vd*，Vq*は、ｄｑ逆変換器２３によって、三相交流上の値に変換され、その後、ＰＷＭ発生器２４において、パルス幅変調された信号に変換される。
　なお、Ｉｄ，Ｉｑの指令値であるＩｄ*，Ｉｑ*は，それぞれＩｄ*発生器２０，Ｉｑ*発生器１９より出力される。Ｉｄ*発生器２０は、非突極型のモータであれば通常「零」が与えられるが、突極性を利用したモータの場合には、負荷に応じてマイナスの値に制御される。また、Ｉｑ*発生器１９は、間接的にトルク指令を発生しているものであり、図２では位置推定／モータ制御器１１に含まれるように記載したが、速度制御器や位置制御器などの上位の制御部分と考えてよい。
　次に、永久磁石モータの中性点電位を利用した位置センサレスのアルゴリズムに関して、その概要を説明する。インバータ３が出力可能な電圧（スイッチングパターン）は、全部で８通りである。例えば、インバータ主回路３２の各相のアームの状態を、上側のスイッチング素子がＯＮで下側のスイッチング素子がＯＦＦの場合には「１」と表し、上側のスイッチング素子がＯＦＦで下側のスイッチング素子がＯＮの場合には「０」と表すと、各相をまとめてベクトル表記したものは、図３（ａ）のようになる。
　図３（ａ）におけるＶ(1,0,0)等は、インバータ３の各スイッチング素子のスイッチ状態を表しており、Ｖ(1,0,0）は，Ｕ，Ｖ，Ｗ相の順に上素子ＯＮ，下素子ＯＮ，下素子ＯＮを意味する。インバータ３が出力可能な電圧は、２つの零ベクトルＶ(0,0,0)，Ｖ(1,1,1)を含めて全部で８つである。このようなベクトル表現は、スイッチ状態をα－β座標に変換することで得られる。これらのベクトル表現と、永久磁石モータ４の座標軸との関係を、図１３（ｂ）に示す。出力電圧ベクトルは固定座標上であるのに対し、ｄｑ座標は回転座標であるため、ｄｑ座標は反時計周りに回転する。
　図４は、これらのベクトル（電圧ベクトルとも称する）と、インバータ３が実際に出力するＰＷＭ波形との関係を示したものである。図４（ａ）は、三相電圧指令（ｄｑ逆変換器２３の出力）と三角波キャリアの関係を示したものである。図４（ｂ）は、出力されるＰＷＭパルスPVu，PVv，PVwを示す。図４（ｃ）は、生成される電圧ベクトルを示す。図４（ｄ）は、電圧ベクトルが印加されたときにモータ４の中性点に生じる変動電位を示したものである。なお、図４は、ある瞬間の波形を模式的に記載したものであり、三相電圧指令Vu*，Vv*，Vw*が直流量になっている。これらは、本来は正弦波状に変化する交流量であるが、基本波周波数が低く、キャリア周波数が十分高い条件であれば、このように直流とみなすことができる。
　インバータ３より出力される電圧ベクトルは、図４（ｃ）に示すように、零ベクトル２つを含む４種類のベクトルである。そして、図４（ｄ）に示すように、零でないベクトルV(1,0,0)，V(1,1,0) が出力された期間の中性点電位に、回転子位置に応じた変動が観測される。これは、回転子の永久磁石磁束の影響を受け、各相巻線のインダクタンスの間に差が生じ、このインダクタンスの差によって、中性点電位Ｖｎ０が変動するものと考えられる。なお、ここでは、V(1,0,0)を印加した際に発生する中性点電位の変動分をＶｎＡ、V(1,1,0)印加時の中性点電位の変動分をＶｎＢとしている。
　図５は、回転子位相θｄに応じたＶｎＡ、ＶｎＢの変化の実測値を示したものである。図５においては、入力範囲を１０ビット(１０２４)とし、中心値が５１２となるように検出回路を設計した時のものである。電気角θｄに対する依存性が確認でき、位置推定が可能であることがわかる。上述した位置推定器１７は、これらの中性点電位の変動分に基づいて回転子位相を推定演算する。
　例えば、以下のようにして、回転子位相の推定値θdcを演算により求める。ここでは、図５のような変化を示す中性点電位ＶｎＡ，ＶｎＢを、次式（１）のように三相交流量Ｘｕ，Ｘｖ，Ｘｗの内の２つとみなし、残りの一相分の中性点電位をＶｎＣ（＝Ｘｗ）と表すことにする。ここでＸｗ（ＶｎＣ）はＸｕ＋Ｘｖ＋Ｘｗ＝０の関係より導出することができる。
　　Xu = VnA、Xv = －VnB、Xw = VnC 　　…（１）
　次に、この三相交流量Ｘｕ，Ｘｖ，Ｘｗを、次式（２）により三相二相変換（α－β変換）して、Ｘａ，Ｘｂを導出する。その結果を用いて、次式（３）により回転子位置θdの推定値θdcを求めればよい。なお、式（３）中における“arctan”は、アークタンジェントの意味である。
　　Xa = (2/3)・{ Xu －(1/2)・Xv－(1/2)・Xw }
　　Xb = (2/3)・{ (√(3)/2)・Xv －(√(3)/2)・Xw } 　…（２）
　　θdc = (1/2) arctan ( Xb / Xa ） 　…（３）
　次に、中性点電位Vinの形成方法について説明する。上述したように、モータはインバータ３によってＰＷＭ制御されるが、その波形例を図６（ａ）に示す。インバータ３のグランドレベルNiからインバータ３の三相出力端を観測すると零とVDC（インバータ３の直流電圧値）の値を取る波形となる。VDCは、インバータ３の直流入力側の電圧値である。モータ４の中性点電位Vnは、グランドレベルNiから観測すれば、すなわち電位Niを基準とすると０～VDCの間で変化することになる。
　分圧回路２においては、中性点電位Vnの変化（０～VDC）が０～Emaxの範囲となるように、分圧比（Z1/（Z1+Z2））が設定されている。この範囲（０～Emax）は、制御器１のＡ／Ｄコンバータ１２の入力範囲に実質的に一致させるのが好ましい。その結果、中性点電位Vinの波形は、図６（ｂ）のようになる。中性点電位Vinは、基本的には０，(1/3)Emax，(2/3)Emax，Emaxの４点となるはずであるが、上述したように、永久磁石モータ４の内部の磁束の影響で、回転子の位置（位相）に応じたずれ分が観測される。
　中性点電位Vinは、Vinは，Ａ／Ｄコンバータ１２にて離散値化された後に、減算器１３において基準電圧（2/3）Emaxまたは(1/3)Emaxが減算される。これら二つの基準電圧（2/3）Emax，(1/3)Emaxの内、どちらを選択するかは、ＰＷＭ信号によって決定する。
　図６（ｃ）の信号SW1は、制御器１から信号切替器１４へ入力されるスイッチ信号である。スイッチ信号SW1が１のときには、信号切替器１４のスイッチが[1]側に切り替えられ、スイッチ信号SW1が０のときには、信号切替器１４のスイッチが[0]側に切り替えられる。インバータ３の三相出力の内、２つ以上の出力がVDCである場合には、信号切替器１４のスイッチを[1]側にして、基準電圧発生器１５ａからの基準電圧（2/3）Emaxを選択する。それ以外の場合、すなわち、VDCである相が１つ以下の場合には、スイッチを[0]側にして基準電圧発生器１５ｂからの基準電圧(1/3)Emaxを選択する。
　その結果、図６（ｄ）に示すように、モータ４の中性点電位Vinの電位（2/3）Emaxまたは(1/3)Emaxからの変動分Vin2が抽出できる。中性点電位Vinの変動分Vin2は、図２７に示した絶縁アンプ１０１の出力と等価であり、中性点電位に基づく回転子位置の推定およびモータ制御が実現可能となる。
　なお、図１に示す構成では、インバータ３に印加される直流電圧の負側（直流電源３１の負側）をインバータ３のグランドNiとしたが、図２６に示すように、直流電圧の正側（直流電源３１の正側）をグランドNiとしても良い。
　以上説明したように、本実施の形態では、中性点電位を検出する中性点電位検出部としての分圧回路２を備え、制御器１のグランド電位は、インバータ３に印加される直流電圧の負側または正側の電位に設定され、そのグランド電位を基準に中性点電位を検出するようにした。そして、図１のように制御器１内で、インバータ３のオンオフ動作に影響されない一定な第１の参照電位と第２の参照電位とを生成し、第１の中性点電位と一定な第１の参照電位との差および第２の中性点電位と第２の参照電位との差に基づいて、回転子位置を推定するようにした。そのため、仮想中性点を基準として中性点電位を観測する従来の装置のように、基準電位（参照電位）がインバータのスイッチ状態に応じて大きく上下することがない。
　その結果、検出した中性点電位を、絶縁アンプを介すことなくマイコンなどの制御器１に入力することができる。さらに、応答性能の点で不安のある絶縁アンプを用いなくて済むため、三相同期電動機の中性点電位の検出を高精度に行うことができ、零速度近傍の極低速域から、正弦波状の電流によるセンサレス駆動を簡便に実現できる。
－第２の実施の形態－
　図７は、本発明の第２の実施の形態に関わる電動機駆動装置の構成を示すブロック図である。この電動機駆動装置は、図１に示した第１の実施形態の電動機駆動装置と多くの部品を共通にしている。具体的には、分圧回路２およびインバータ３は図１に示したものと同一構成となっており、制御器１Ｂの構成が制御器１と異なっている。なお、インバータ３およびモータ４については、内部の構成部品の記載を省略している。
　上述した第１の実施形態では、分圧回路２で得られた中性点電位Vinをそのまま制御器１内のＡ／Ｄコンバータ１２に入力し、離散値化後の値と基準電圧との差分を取るような構成としている。このような構成とした場合、Ａ／Ｄコンバータ１２の分解能が十分高くなければ、以下のような理由により必要な検出精度が確保できない。
　中性点電位が回転子位置に依存して変動する量は、インバータ３の電源電圧VDCに対してわずか数％である。例えば，10ビット程度のＡ／Ｄコンバータでは、わずか10digit程度の変化幅の情報しか得られないことになる。Ａ／Ｄコンバータ１２の分解能を上げれば精度は向上するが、逆にコストアップの要因となる。また、高速高分解能のＡ／Ｄコンバータを用いた場合には、Ａ／Ｄコンバータ１２自体の消費電力が大きくなってしまうという問題がある。よって、本実施の形態では、Ａ／Ｄコンバータ１２の精度を変えずに、検出分解能の向上を図るような構成とした。
　図７の制御器１Ｂは、アナログ増幅器５ａ、基準電圧発生器７ａ，7ｂ、アナログスイッチ６およびデジタル制御器１０Ｂを備えている。デジタル制御器１０ＢはＡ/Ｄコンバータを内蔵したデジタル制御器であり、第１の実施形態で示したＡ/Ｄコンバータ１２と位置推定/モータ制御器１１を含んでいる。
　分圧回路２から制御器１Ｂに入力された信号（中性点電位）Vinは、入力信号In1としてアナログ増幅器５ａの入力端子「＋」に入力される。一方、アナログ増幅器５ａの入力端子「－」には、アナログスイッチ６を介して基準電圧発生器７ａの出力値（基準電圧(2/3)Emax）または基準電圧発生器７ｂの出力値（基準電圧値(1/3)Emax）が入力される。アナログ増幅器５ａは、入力端子「＋」に入力された信号In1と入力端子「－」に入力された信号In2との差分値を増幅して、信号Vin0として出力するものである。アナログ増幅器５ａから出力された信号Vin0は、デジタル制御器１０Ｂに入力される。
　なお、アナログ増幅器５ａには、例えば、図９に示すような差動増幅器を用いる。図９に示す差動増幅器は、３個のオペアンプ５０ａ，５０ｂ,５０ｃ、および抵抗器５１ａ，５１ｂ，５２ａ，５２ｂ，５３ａ，５３ｂ，５４によって構成される。
　アナログスイッチ６の切り替えは、制御器１Ｂから入力される切替信号SW1によって行われる。切替信号SW1は図６（ｂ）に示したものと同一である。アナログスイッチ６にSW1＝１が入力されると、基準電圧(2/3)Emaxがアナログ増幅器５ａに入力される。逆に、SW1＝０が入力されると、基準電圧値(1/3)Emaxがアナログ増幅器５ａに入力される。
　図８は、図６に示したものと同様の波形を示したものであり、アナログスイッチ６の切り替えに応じて得られる信号Vin2（中性点電位）を説明する図である。アナログ増幅器５ａの入力端子「＋」の入力信号In1であるVinは、図８（ａ）のように変化する。これは、図６（ｂ）に示したものと同じである。図８（ｂ）に示す切替信号SW1がアナログスイッチ６に入力されると、アナログスイッチ６の出力、すなわち、アナログ増幅器５ａの入力端子「－」の信号In2は、図８（ｃ）に示すようなものとなる。その結果、アナログ増幅器５ａの出力Vin0は、図８（ｄ）のようになる。
　アナログ増幅器５ａの出力Vin0は、デジタル制御器１０ＢのＡ/Ｄコンバータ入力範囲（0～VADmax）に合わせる必要がある。そのため、アナログ増幅器５ａからＡ/Ｄコンバータに入力される入力電圧の中心が、Ａ/Ｄコンバータ入力範囲の中間の電圧になるようにオフセット分を持たせる必要がある。そのオフセットは、抵抗器５１ａ（Ｒ４）の接続点の電位を、VADmax/2に設定することで実現できる。また、アナログ増幅器５ａの増幅率は、増幅後の中性点電位の変動幅が、Ａ/Ｄコンバータ入力範囲に収まるように設定すれば良い。中性点電位の変動幅はモータ４の磁気回路特性に大きく依存するが、増幅率としては、５～５０倍程度を見込んでおけばよい。
　上述したように、第２の実施の形態においても、第１の実施の形態の場合と同様の作用効果を奏することができる。さらに、第２の実施の形態では、差動増幅器であるアナログ増幅器５ａを用いて、中性点電位と２つの参照電位との差分信号を増幅してからデジタル制御器１０ＢのＡ／Ｄコンバータで離散値化するような構成とした。そのため、デジタル制御器１０ＢのＡ／Ｄコンバータが高精度なものでなくても、中性点電位の変化を高精度に検出することができ、従来実現が難しかった極低速度での位置センサレス駆動を簡便に実現できる。
－第３の実施の形態－
　図１０は、本発明の第３の実施の形態に関わる電動機駆動装置の構成を示すブロック図である。第３の実施の形態の電動機駆動装置は、図７に示した第２の実施形態の電動機駆動装置と多くの部品を共通にしている。図１０において、分圧回路２、インバータ３は図１，７に示したものと同一のものであり、図７の制御器１Ｂを制御器１Ｃで置き換えたものになっている。
　上述した第２の実施形態では、アナログスイッチ６によってアナログ増幅器５ａの基準電圧を切り替えて、中性点電位Vinとの差分値を求めていたが、第３の実施の形態では、デジタル制御器１０Ｃの外部に２つのアナログ増幅器５ａ，５ｂを設けるようにした。
　このように、アナログスイッチ６を設ける代わりにアナログ増幅器を増やした方が、回路としてシンプルになる場合がある。例えば、マイコンなどのデジタル制御器には、内蔵Ａ/Ｄコンバータの入力チャンネルが複数個あるものが普通であり、むしろ、アナログスイッチを切替るための信号を作る方が手間がかかると言える。また、アナログ増幅回路は、一つのパッケージの中に複数個の増幅器が内蔵されているものもあるため、実現が容易である。
　図１０に示す制御器１Ｃでは、アナログ増幅器５ｂを追加することで、アナログ増幅器５ａを(2/3)Emaxを基準にした差動増幅器として機能させ、アナログ増幅器５ｂを(1/3)Emaxを基準にした差動増幅器と機能させている。アナログ増幅器５ａの出力はデジタル制御器１０ＣのＡ/Ｄコンバータ入力チャンネルch0に入力され、アナログ増幅器５ｂの出力は、Ａ/Ｄコンバータ入力チャンネルch1に入力される。デジタル制御器１０Ｃにおいては、ＰＷＭ信号のスイッチ状態に応じて、チャンネルch0とチャンネルch1のどちらの信号を選択してＡ／Ｄ変換すべきかが決定される。その結果、第２の実施形態の図４に示すものと全く等価な波形をデジタル制御器１０Ｃの内部に読み込むことが可能となる。
　以上説明したように、第３の実施形態は、上述した第１および第２の実施の形態と同様の作用効果を奏することができる。さらに、第３の実施形態では、図７に示したアナログスイッチ６を省略しつつ、第２の実施の形態の場合と同様に中性点電位の変化を高精度に検出することができ，従来実現が難しかった極低速度での位置センサレス駆動を簡便に実現できる。
　マイコンなどのデジタル制御器には、内蔵Ａ/Ｄコンバータの入力チャンネルが複数個あるものが普通であり、また、アナログ増幅回路は、一つのパッケージの中に複数個の増幅器が内蔵されているものもある。そのため、２つの基準電位に対応させて２つの差動増幅器（アナログ増幅器５ａ，５ｂ）を備える構成とすることで、より簡便な回路を容易に実現できる。
－第４の実施の形態－
　図１１は、本発明の第４の実施の形態に関わる電動機駆動装置の構成を示すブロック図である。第４の実施の形態の電動機駆動装置は、図１０に示した第３の実施形態の電動機駆動装置と多くの部品を共通にしている。分圧回路２、制御器１Ｄにおけるアナログ増幅器５ａ，５ｂ、デジタル制御器１０Ｃは、図１０に示したものと同一のものである。そして、本実施の形態では、図１１に示すように、インバータ３の中に直流電圧分圧回路３４を備え、制御器１Ｄの内部にバッファアンプ８およびバッファ分圧回路９が設けられている。
　上述した第１～３の実施形態の電動機駆動装置では、いずれの場合も、モータ４の中性点電位に対しする基準電圧を独立に設けて、高精度に中性点電位の変動分を検出するようにした。しかし、これらの方式においては、インバータ３の直流電源３１の電圧値ＶＤＣが、モータ４の負荷変動などによって少なからず変動するという共通の問題点がある。産業用インバータや、冷蔵庫や洗濯機等のいわゆる白物家電と呼ばれる機器のインバータでは、直流電源３１は商用電源を整流して得ているため、商用電源が変動すればそのまま直流電圧値も変化することになる。
　第１～３の実施形態の電動機駆動装置のように、インバータ電源電圧とは無関係な基準電圧を用いた場合、電源電圧の変動の影響が基準電圧には全く反映されないことになる。さらに、上述したように中性点電位の変化量は微小であるため、電源電圧変動による中性点電位の変動を回転子の位置による変化と誤認しやすく、回転子位置推定に影響を及ぼす。
　第４の実施形態では、このような問題を解決するために、インバータ直流電源の変動を検出するための直流電圧分圧回路３４を設け、インバータ３の直流電源ライン側の直流電圧情報（ここでは、VDC情報と呼ぶことにする）を制御器１Ｄへ入力するような構成とした。図１１に示すように、直流電源ラインに設けられた直流電圧分圧回路３４は、直流電源３１に対して並列接続されている。直流電源３１の電圧VDCは直流電圧分圧回路３４によって分圧され、分圧比（Z4/（Z3+Z4））によって決まる電圧（グランドNiを基準とした電位）が、CVD情報として制御器１Ｄのバッファアンプ８に入力される。
　CVD情報としての電圧はバッファアンプ８により増幅され、バッファ分圧回路９にて基準電圧(2/3)Emaxおよび基準電圧(1/3)Emaxに分圧される。これらの基準電圧(2/3)Emax，(1/3)Emaxは、図１０の場合と同様のアナログ増幅器５ａ，５ｂに入力され、同様の差動増幅が行われる。
　このように、第４の実施形態では、インバータ３の直流電源ライン側の直流電圧に基づいて基準電圧(2/3)Emax，(1/3)Emaxを生成しているので、例えば、電源電圧が減少した場合には、それに連動して基準電圧も減少することになる。また、中性点電位Vnの分圧値Vinも電源電圧の減少に応じて減少するため、差動増幅器（アナログ増幅器５ａ，５ｂ）の出力は，あくまでも「差分」としての検出が可能になる。その結果、電源電圧の変動による位置推定への影響を低減することができる。
　以上説明したように、第４の実施形態では、直流電源３１の電圧を分圧して分圧電位を生成する直流電圧分圧回路３４を備え、バッファ分圧回路９において、分圧電位に基づく２つの参照電位（基準電位(2/3)Emax，(1/3)Emax）を生成するようにした。そのため、絶縁アンプ、高分解能のＡＤコンバータ、アナログスイッチを用いることなく、さらにはインバータの電源変動に対しても誤差を生じることなく、電動機の中性点電位の変化を高精度に検出することができ、従来実現が難しかった極低速度での位置センサレス駆動を簡便に実現できる。
－第５の実施の形態－
　図１２は、本発明の第５の実施の形態に関わる電動機駆動装置の構成を示すブロック図である。図１２に示す第５の実施の形態の電動機駆動装置は、図１１に示した第４の実施形態の電動機駆動装置と多くの部品を共通にしており、分圧回路２、制御器１Ｅのアナログ増幅器５ａ，５ｂおよびデジタル制御器１０Ｃは図１１に示したものと同一のものである。そして、本実施形態では、直流電圧分圧回路３４に代わる直流電圧分圧回路３４Ｅをインバータ３に設け、図１１で用いていたバッファアンプ８、バッファ分圧回路９を省略するような構成とした。
　ところで、電動機駆動システムを実現する上では，回路構成はできるだけシンプルな方が望ましく、上述のような構成とすることで、第４の実施形態の回路構成よりもさらにシンプルな回路構成を提供するようにした。
　図１２に示す直流電圧分圧回路３４Ｅでは、抵抗器を３つ用いることにより、分圧点を２点作成している。分圧比は、それぞれの分圧値が(2/3)Emaxおよび(1/3)Emaxとなるように設定される。本実施の形態では、分圧によって生成されたこれらの電圧情報を、制御器１Ｅに設けられたアナログ増幅器５ａ，５ｂの各基準電圧として用いるようにしている。
　その結果、上述した第４の実施形態と全く同じ動作が可能になる。第４の実施形態の場合にはバッファアンプ８が必要であったが、本実施形態の場合にはバッファアンプは不要となる。なお、分圧抵抗からの配線の引き回しは増えるが、モータ４と電動機駆動装置１０００とを一体構成とした「起電一体型の電動機システム」に適用した場合には、大きな問題とならない。それよりも、部品数を削減することができる本実施の形態のほうが、実装面積から考えると得策である。
　以上説明したように、第５の実施の形態では、直流電源３１の電圧を分圧し、２つの参照電位（(2/3)Emaxおよび(1/3)Emax）として２つの分圧電位を生成する直流電圧分圧回路３４Ｅを備えるようにした。その結果、絶縁アンプ、高分解能のＡＤコンバータ、アナログスイッチを用いることなく、さらにはインバータの電源変動に対しても誤差を生じることなく、シンプルな検出回路にて，同期電動機の中性点電位の変化を高精度に検出することができ、従来実現が難しかった極低速度での位置センサレス駆動を簡便に実現できる。
－第６の実施の形態－
　図１３は、本発明の第６の実施の形態に関わる電動機駆動装置の構成を示すブロック図である。第６の実施の形態の電動機駆動装置は、図１０に示した第３の実施形態の電動機駆動装置と多くの部品を共通にしており、図１０の構成に図１１に示す直流電圧分圧回路３４を追加して、直流電圧分圧回路３４からのVDC情報を制御器１Ｆのデジタル制御器１０Ｆへ入力するような構成とした。
　デジタル制御器１０Ｆは、Ａ/Ｄコンバータの入力チャンネルをch0～ch2の３チャンネル備えている。入力チャンネルch0，ch1には、図１０の場合と同様にアナログ増幅器５ａ，５ｂの出力が入力され、入力チャンネルch2には、直流電圧分圧回路３４からのVDC情報が入力される。
　図１４は、デジタル制御器1０Ｆの内部処理のブロック構成を示す図である。デジタル制御器１０Ｆは、位置推定/モータ制御器１１Ｆ、Ａ/Ｄコンバータ１２ａ～１２ｃ、加算器１３ａ，１３ｂ、直流電圧基準値発生器１２１、乗除算器１２２、１発生器１２３、減算器１２４、ゲインＧ１２５，ゲイン係数１２６，１２７を備えている。なお、本ブロック構成は、Ａ/Ｄコンバータ１２ａ～１２ｃ以外の部分は、実用上はソフトウエアで実現されているものと考えてよい。
　まず、図１４のブロック構成を説明する前に、上述した直流電源の電圧変動の影響について詳しく述べる。アナログ増幅器５ａ，５ｂの出力値は、次式（４）のように表わすことができる。式（４）において、Vn0はアンプの出力であり、Gはアンプのゲイン、Vinはモータ４の中性点電位の分圧値、Vinbは基準電圧、EbはＡ/Ｄコンバータ入力時のバイアス値である。
　　　Vn0＝G ( Vin－Vinb ) ＋Eb　　…（４）
　ここで、図１１や図１２に示した構成の場合、基準電位にも直流電源の電圧変動の影響が生じている。そのため、直流電圧の基準値をVDC0、実際の直流電圧値をVDCとし、電圧変動分を考慮すると、上述のVn0は、次式（５）で表される値Vn1となる。式（４）と式（５）とを比較すると、見かけ上、ゲインが多少変動したことになるが、大きな問題にはならない。
　　　Vn1＝G { (VDC/VDC0 )Vin－(VDC/VDC0)Vinb }＋Eb　　…（５）
　　　　 ＝G ( VDC/VDC0 ){ Vin－Vinb }＋Eb
　しかし、図１０の基準電圧発生器７ａ，７ｂから出力される基準電圧のように、直流電圧に無関係に一定である場合には、アナログ増幅器５ａ，５ｂの出力値は、次式（６）のVn2のようになる。
　　　Vn2＝G { (VDC/VDC0)Vin－Vinb }＋Eb　　…（６）
　そして、式（２）のVn1に対する誤差Veは、式（７）のようになる。
　　　Ve＝Vn1－Vn2
　　　　＝G・Vinb－G・(VDC/VDC0)Vinb
　　　　＝G・{ 1－(VDC/VDC0) } Vinb　　　　　…（７）
　よって、Vn1は次式（８）のようになるので、Vn2を補正すれば、本来のVn1の値が得られることになる。
　　　Vn1 = Vn2＋Ve　　…（８）
　上述した式において、Vinbは２つの基準電圧(2/3)Emax，(1/3)Emaxを表しているので、式（７）に従って、各々を補正すればよいことになる。これらの式（７），（８）をブロック図で表記すると図１４のようになる。
　すなわち、直流電圧VDCの値は、Ａ/Ｄコンバータ１２ｃによってＡ/Ｄ変換されて量子化され、式（５）のVDCとして乗除算器１２２に入力される。乗除算器１２２には直流電圧基準値発生器１２１から上述した基準値VDC0も入力され、乗除算器１２２において、VDC/VDC0が算出される。減算器１２４では、１発生器１２３から入力された１からVDC/VDC0が減算され、その結果がゲインＧ１２５に入力される。ゲインＧ１２５からはG・{ 1－(VDC/VDC0) }が出力され、ゲイン係数１２６，１２７からは、上述した式（７）で表される誤差Veが出力される。これらの誤差Veが加算器１３ａ，１３ｂにおいてＡ/Ｄコンバータ１２ａ，１２ｂの出力（式（６）に示したVin2）に加算される。その結果、電圧変動分の影響が補正された中性電位信号Vin1,Vin2が位置推定／モータ制御器１１Ｆに入力される。
　以上説明したように、第６の実施形態では、直流電源３１の電圧を分圧して分圧電位を生成する直流電圧分圧回路３４を備え、分圧電位に基づいて、Ａ／Ｄ変換された差分信号における電源電圧変動の影響が低減されるように該差分信号を補正し、その補正された差分信号に基づいて回転子位置を推定するようにした。その結果、インバータ３の電源電圧変動に対しても誤差を生じることなく、シンプルな検出回路にて、電動機の中性点電位の変化を高精度に補正することができ、従来実現が難しかった極低速度での位置センサレス駆動を簡便に実現できる。
－第７の実施の形態－
　図１５は、本発明の第７の実施の形態に関わる電動機駆動装置の構成を示すブロック図である。第７の実施の形態の電動機駆動装置は、図１２に示した第５の実施形態の電動機駆動装置と多くの部品を共通にしており、図１２の構成に絶縁アンプ１０１a，１０１ｂを追加したものである。すなわち、アナログ増幅器５ａ，５ｂの出力を、絶縁アンプ１０１ａ，１０１ｂを介してデジタル制御器１０Ｃに入力するようにした。
　図２７に示したように、仮想中性点電位を基準に永久磁石モータの中性点電位を検出する構成の場合には、仮想中性点電位が電源電圧の範囲で大きく変動するため、絶縁アンプが必須になる。そして、仮想中性点電位の基準電位（仮想中性点電位）が大きく変動することから、絶縁アンプを安定動作させるために、回路実装を十分考慮してノイズ対策を行わねばならない。
　しかし、本実施の形態では、基準電位として、仮想中性点電位を用いる代わりに、インバータ３のスイッチ状態に依存しない固定値を用いているため、基準電位は極めて安定している。そのため、図１５に示すように絶縁アンプ１０１ａ，１０１ｂを用いたとしても、実装に伴うノイズ対策は非常に容易であり、ノイズに強い検出回路となる。絶縁アンプを搭載に伴うコストアップは避けられないが、デジタル制御器1Ｇとの絶縁が実現でき、安全性の確保の上でメリットが大きい。
　以上のように、第７の実施形態によれば、高分解能のＡＤコンバータ、アナログスイッチを用いることなく、さらにはインバータの電源変動、ノイズの影響を受けにくい中性点電位の検出が可能であり、従来実現が難しかった極低速度での位置センサレス駆動を簡便に実現できる。
－第８の実施の形態－
　図１６は、本発明による第８の実施の形態に関わる電動機駆動装置の構成を示すブロック図である。第８の実施の形態の電動機駆動装置は、図１２に示す第５の実施の形態の電動機駆動装置と多くの部品を共通にしており、モータ４の相電流を検出する相電流センサ３０ａ，３０ｂが付加されている。本実施形態では，デジタル制御器１０Ｈの構成に特徴があり、これらのブロックは、Ａ/ＤコンバータやＰＷＭ発生部分以外は、主にソフトウエアで実現されるものである。
　ところで、モータ４の中性点電位を検出する回路に関しては、実用上の問題として、アナログ回路特有の検出誤差の問題がある。特に、オフセット値を補正する必要があり、その補正を行わないと、中性点電位に基づいた正確な位置推定演算ができなくなる。以下に述べるように、本実施形は、オフセット調整に関する構成に特徴がある。
　まず、制御器１Ｈの構成について説明する。Ａ/Ｄコンバータ１２ａ，１２ｂは、第５の実施の形態で説明したように、中性点電位の変動分を離散化するものである。また、Ａ/Ｄコンバータ１２ｃ，１２ｄは、モータ４のIu，Iwの検出値を離散化し、制御器内部に取り込む。さらに本実施の形態では、オフセット補正器２５，θｄｓ発生器２６，オフセット調整用指令発生器２７，位置決め用電流指令発生器２８，零発生器２９，切替スイッチ１４ａ～１４ｄを付加し，位置センサレス時に重要となるオフセットの調整を行う機能を備えている。
　上述したように、中性点電位の変動分は、回転子位相θｄに対して図５に示したように変化する。図５の波形は、入力範囲を１０ビット(１０２４)として、変動成分の中心値が５１２となるように検出回路を設計したものであるが、実際にはオフセット量が発生している様子がわかる。このオフセットを補正しないと、位置推定演算を実施する場合に推定誤差が発生するという問題がある。本実施形態では、このオフセットの補正を自動で行うものである。
　まず初めに、永久磁石モータ４を実運転する前の段階で、オフセット補償を行う。その際には、図１６に示す切替スイッチ１４ａ，１４ｂ，１４ｃを［１］側に切り替える。これらの切替スイッチ１４ａ，１４ｂ，１４ｃは、通常動作時には［０］側とされる。ただし、切替スイッチ１４ｄだけは［０］側にしておく。
　切替スイッチ１４ａ～１４ｄをこのような状態にして、回転子が固定されるような位相指令がθds発生器２６から出力される。切替スイッチ１４ｂ，１４ｃが［１］側とされることによって、加算器１８ａ，１８ｂには、位置決め用電流指令発生器２８が発生する指令Ｉｓと零発生器２９が発生する例信号が入力される。すなわち、加算器１８ａ，１８ｂの入力Ｉｑ*，Ｉｄ*はＩｑ*＝０，Ｉｄ*＝Ｉｓとなっている。そのため、電流Ｉｄのみがモータに流され、電流Ｉｄが流れている位相に回転子が引きつけられて停止する。いわゆる“直流位置決め動作”が実行される。
　そして、位置決めされた時点で、切替スイッチ１４ｄを［１］側に切替え、オフセット調整用指令発生器２７から、電圧ベクトルＶ(1,0,0)，Ｖ（1,1,0）が交互に印加されるような指令（電圧指令）を出力する。すなわち、図４（ａ）に示すような電圧指令Vu*，Vv*，Vw*が、オフセット調整用指令発生器２７からＰＷＭ発生器２４に入力される。その結果、回転子位置があるθdに位置した時の中性点電圧の変動分を取得することができる。オフセット調整用指令発生器２７から出力される電圧指令を変化させて、回転子位置を少しずつ変えながら中性点電位を検出し、図５に示すような波形を取得する。最終的には、図５に示す波形の平均値からオフセット量を求めることができる。
　図１７は、オフセット量算出動作を示すフローチャートである。また、図１８は、オフセット調整中の波形を示す図である。図１７において、ステップＳ０１では、θds発生器２６からθds＝０を出力し、Ｉｄ＝Ｉｓを流して回転子を動かして、回転子位置をθｄ＝０に位置合わせする。ステップＳ０２では、切替スイッチ１４ｄを［１］側に切り替えて、２種類の電圧ベクトル（例えば、図４に示す電圧ベクトルＶ(1,0,0)，Ｖ（1,1,0））を印加し、そのときの、すなわちθｄ＝０における中性点電位の変動分を取得する。
　ステップＳ０３では、θdsの値を変更するための刻み幅δθを設定する。刻み幅δθは、値が小さいほどオフセット量の計算精度は向上するが、小さくするほどオフセット量を取得するための時間が長くなる。そのため、電気角で１０deg～３０deg程度が好ましい。
　ステップＳ０４では、前回のθdsの値θds (k-1)に刻み幅δθを加算し、その更新されたθds(k)において電流Ｉｄを流して、回転子をθds(k)に位置決めする。ステップＳ０５では、切替スイッチ１４ｄを［１］側に切り替えて、２種類の電圧ベクトルを印加し、θds (k)における中性点電位の変動分を取得する。取得された中性点電位の変動分は、デジタル制御器１０Ｈに設けられたメモリーに記憶される。
　ステップＳ０６では、θds＜２πか否かを判定する。θdsに関しては、ステップS０１でθds＝０とされ、ステップＳ０４の処理が実行されるたびに刻み幅δθが加算される。θds＜２πの状態においてはステップＳ０６でｙｅｓと判定されて、ステップＳ０４およびステップＳ０５の処理が繰り返し実行される。そして、θds≧２πとなると、ステップＳ０６でｎｏと判定されて、ステップＳ０７へ進む。ステップＳ０４およびＳ０５を繰り返し実行することにより、メモリー内には、０＜θds＜２πの範囲において複数の回転子位置における変動分ＶｎＡ，ＶｎＢが記憶されることになる。
　ステップＳ０７では、取得された複数の変動分ＶｎＡから、変動分ＶｎＡの平均値を算出し、それをオフセット量とする。同様に、ステップＳ０８では、変動分ＶｎＢに関して平均値の算出してオフセット量とする。図１７に示す一連の処理によって、オフセット量の測定は完了する。
　図１８は、オフセット量測定中の、切替スイッチ１４ａ～１４ｃの状態ＳＷａ～ＳＷｃ（図１８（ａ））、切替スイッチ１４ｄの状態ＳＷｄ（図１８（ｂ））、回転子の位相θｄ（図１８（ｃ））の変化を示したものである。オフセット調整期間中は切替スイッチ１４ａ～１４ｃは常に「１」になっており、ｄ軸電流Ｉｄが流れ続ける。モータ４の回転子は、θds発生器２６の発生する値θdsに従ってステップ的に回転する。回転子位置が固定されたタイミングで切替スイッチ１４ｄが［１］側に切り替えられ、中性点電位の変動分であるＶｎＡ，ＶｎＢが取得される。オフセット調整が終わり次第、切替スイッチ１４ａ～１４ｄを［０］側に切り替えることで、通常駆動に切り替えられる。
　以上説明したように、第８の実施形態では、中性点電位検出に伴う中性点電位のオフセット成分を、モータ４の起動前に補正するオフセット補正器２５を備えるようにした。そして、回転子を複数の回転位置に順に設定して中性点電位をそれぞれ検出し、検出された複数の中性点電位に基づいてオフセット成分を補正するようにしたので、オフセット成分が補正され、より高精度な低速度での位置センサレス駆動が実現できる。
－第９の実施の形態－
　本発明の第９の実施の形態について説明する。図１９に示すように、第９の実施の形態の電動機駆動装置は、図１６に示した第８の実施形態の電動機駆動装置と多くの部品を共通にしている。図１９に示すデジタル制御器１０Jは、図１６に示したデジタル制御器１０Ｈから、切替スイッチ１４ａ～１４ｃ、θds発生器２６，位置決め用電流指令発生器２８および零発生器２９を削除した構成となっている。また、図１６のオフセット調整用指令発生器２７に代えて、動作の異なるオフセット調整用指令発生器２７Ｊを設けている。
　上述した第９の実施形態では、モータ４を実運転する前に、回転子を複数の位置に位置決めして中性点電位オフセット調整を行うようにした。そのため、モータ４の回転子を自由に動かすことができるシステムであることが必要である。そのため、例えば、搬送機やロボットアームのようにモータを勝手に動かせないシステムの場合には、第９の実施形態で説明した手法を適用することができない。
　一方、本実施の形態では、モータ４の回転子を動かすことなく、中性点電位検出回路のオフセットを検出・調整することができる。図１９に示す構成の場合も、オフセット調整を行う場合には、切替スイッチ１４ｄを［１］側に切り替え、オフセット調整用指令発生器２７Ｊから三相電圧指令をＰＷＭ発生器２４に与える。そして、図２０のフローに従って、電圧指令の印加と、中性点電位の変動分の取得を行う。
　ステップＳ１１では、図４（ｃ）に示すような電圧ベクトルＶ(1,0,0)，Ｖ(1,1,0)が印加されるような電圧指令Vu*，Vv*，Vw*を、オフセット調整用指令発生器２７Ｊから出力する。そして、その際に発生する中性点電位の変動分ＶｎＡ，ＶｎＢを検出し、それらをメモリーに記憶する。なお、電圧指令Vu*，Vv*，Vw*に関しては、平均零の電圧を印加しなければモータ４にトルクが発生してしまうので、図４（ａ）では、Vu*＝－Vw*，Vv*＝０のように設定されている。
　ステップＳ１２では、図２１（ａ）に示すような電圧ベクトルＶ(0,1,0)，Ｖ(0,1,1)が印加されるような電圧指令Vu*，Vv*，Vw*を、オフセット調整用指令発生器２７Ｊから出力する。そして、その際に発生する中性点電位の変動分（ＶｎＣ，ＶｎＤとする）を検出し、それらをメモリーに記憶する。ステップＳ１３では、図２１（ｂ）に示すような電圧ベクトルＶ(0,0,1)，Ｖ(1,0,1)が印加されるような電圧指令Vu*，Vv*，Vw*を、オフセット調整用指令発生器２７Ｊから出力する。そして、その際に発生する中性点電位の変動分（ＶｎＥ，ＶｎＦとする）を検出し、それらをメモリーに記憶する。ステップＳ１４では、検出された中性点電位の変動分ＶｎＡ～ＶｎＦの平均値を算出し、その結果をオフセット量に設定する。
　このようにして、オフセット量の代替値を得ることができる。検出値ＶｎＡ～ＶｎＦは６０deｇ刻みの粗い情報ではあるが、このような方法でオフセット値を得ることができる。また、上述した方法では、回転子を動かすことがないので、上述したような条件の限られたシステムに使用される電動機に対しても適用可能である。
　以上説明したように、第９の実施形態では、中性点電位検出に伴う中性点電位のオフセット成分を、モータ４の起動前に補正するオフセット補正器２５を備えるようにした。そして、電圧指令出力部であるオフセット調整用指令発生器２７Ｊから複数の電圧指令を順に出力し、各電圧指令出力時に検出される中性点電位に基づいて、オフセット成分を補正するようにした。そのため、回転子を動かすことができないシステムであってもオフセット成分を取得でき、より高精度な低速度での位置センサレス駆動が実現できる。
－第１０の実施の形態－
　図２２は、第１０の実施の形態を説明する図であり、上述した第１～第８の実施の形態の電動機駆動装置１０００とモータ４とが一体となった一体型電動機システム４１の概略構成を示している。図２２（ａ）は一体型電動機システム４１の外観斜視図であり、図２２（ｂ）は一体型電動機システム４１の構成を示す図である。一体型電動機システム４１は、上述したモータ４と電動機駆動装置１０００とを筐体４１０内に設けて一体化したものである。筐体４１０はモータ４のモータケースを兼用しても良いし、モータケースと筐体４１０とを別々に設けるようにしても良い。
　図２２（ｂ）に示すように、デジタル制御器１０Ｃは一つの集積回路にて実現しており、ここから出力されるＰＷＭパルス波形によって、インバータ３を駆動する。インバータ３やデジタル制御器１０Ｃは基板上に実装されており、基板とモータ４との間には、Ｕ，Ｖ，Ｗ相電流を供給する配線と、中性点電位Ｖｎを検出するための配線とが設けられている。このように一体化することにより、これらの配線は筐体４１０に収納されている。そのため、筐体４１０から外部に引き出されている配線は、インバータ３への電源線４１１と、回転数指令や動作状態を戻すなどに使用される通信線４１２のみとなる。
　本発明では、モータ４の中性点電位を引き出す必要があるが、このようにモータと駆動回路部分を一体化することで、中性点電位の配線は容易となる。また、位置センサレスを実現できるために、一体化したシステムは極めてコンパクトにまとめ上げることができ、小型化を実現できる。
－第１１の実施の形態－
　図２３は、第１１の実施の形態を説明する図であり、上述した第１～第８の実施の形態の電動機駆動装置１０００とモータ４とを適用したポンプシステムを示す。図２３に示すポンプシステムは、オイルポンプ７４を備える油圧システムであり、自動車内部のトランスミッション油圧や、ブレーキ油圧などに用いられる。なお、図２３では、第１０の実施形態で示した一体型電動機システム４１を用いる構成としたが、電動機駆動装置１０００とモータ４とを別々に設ける構成であっても構わない。
　図２３に示す油圧システムでは、モータ４にオイルポンプ７４が取り付けられている。オイルポンプ７４によって油圧回路６０の油圧を制御する。油圧回路６０は、油を貯蔵するタンク６１、油圧を設定値以下に保つリリーフバルブ６２、油圧回路を切り替えるソレノイドバルブ６３、油圧アクチュエータとして動作するシリンダ６４で構成される。
　オイルポンプ7４は、一体型電動機システム４１によって油圧を生成し、油圧アクチュエータであるシリンダ６４を駆動する。油圧回路では、ソレノイドバルブ６３により回路が切り替わることで、オイルポンプ７４の負荷が変化し、一体型電動機システム４１に負荷外乱が発生する。油圧回路では、定常状態の圧力に対し、数倍以上の負荷が加わることもあり、モータ４は停止してしまうことがある。そのため、リリーフバルブ６２によってモータの多大な負荷となる油圧を逃がすようにしている。
－第１２の実施の形態－
　図２４は、本発明の第１２の実施の形態を示す図である。図２４は、ルームエアコンやパッケージエアコンの空調システムに用いられる圧縮機システムである室外機８０を示したものである。空調システムの室外機８０は、上述した電動機駆動装置１０００およびモータ４、圧縮機８１やファンなどの部品を備えている。この中で、圧縮機８１の動力源がモータ４であり、圧縮機内部に組み込まれている。
－第１３の実施の形態－
　図２５は、本発明の第１３の実施の形態を示す図である。図２５は、位置決め装置９０を駆動するモータ４とを備えた位置決めシステムの全体ブロック構成を示す図である。図２５においては、位置決め装置９０がモータ４の負荷として接続されている。上位の指令発生器としての速度制御器９１が、制御器１に接続されている。位置制御器９２の出力である速度指令ωr*は、減算器９３ｂにおいて実際の速度ωｒが減算される。そして、速度制御器９１は、その差分値（偏差）が零になるようにＩｑ*を演算する。
　位置決め装置９０は、例えばボールねじなどを利用した装置であり、所定の位置θ*に位置が制御されるように、位置制御器９２によって調整される。位置センサとしては、位置決め装置９０には取り付けられておらず、制御器１における位置推定値θｄｃをそのまま用いる。これによって、位置決め装置に位置センサを取り付ける必要はなく、位置制御を行うことが可能となる。
　上述した各実施形態はそれぞれ単独に、あるいは組み合わせて用いても良い。それぞれの実施形態での効果を単独あるいは相乗して奏することができるからである。例えば、図１１，１３のＶＤＣ情報を用いる構成や、図１２のように電源電圧を分圧して２つの基準電圧を生成する構成を、図７のようにアナログスイッチ６を用いる構成に適用しても良い。さらに、図１６，１９に示すオフセット補正に関する構成は、図１６，１９以外に示す電動機駆動装置１０００にも適用できる。なお、図１５のように絶縁アンプを用いる構成は、図１５以外に示す電動機駆動装置１０００にも適用できる。この場合、図１５の場合と同様に高性能な絶縁アンプを必要としないので、絶縁アンプを用いることによるコストアップや性能面での不安を排除できる。また、本発明の特徴を損なわない限り、本発明は上記実施の形態に何ら限定されるものではない。

Claims (15)

  1. 　複数のスイッチング素子をオンオフ動作させて、直流電源からの直流電力を交流電力に変換して三相同期電動機を駆動するインバータと、
    　前記三相同期電動機の固定子巻線の中性点電位を検出する中性点電位検出部と、
    　検出された前記中性点電位に基づいて前記三相同期電動機の回転子位置を推定し、その推定結果に基づいて前記インバータを制御する制御部と、を備える電動機駆動装置において、
    　前記制御部のグランド電位は、前記インバータに印加される直流電圧の負側または正側の電位に設定され、
    　前記中性点電位検出部は、前記負側または正側の電位を基準に前記中性点電位を検出し、
    　前記制御部は、前記オンオフ動作時に前記中性点電位検出部により検出される第１の中性点電位と一定な第１の参照電位との差、および、前記オンオフ動作時に前記中性点電位検出部により検出される第２の中性点電位と一定な第２の参照電位との差に基づいて、前記回転子位置を推定する電動機駆動装置。
  2. 　請求項１に記載の電動機駆動装置において、
    　前記制御部は、
    　前記第１の中性点電位と前記第１の参照電位との差分信号をそれぞれ生成し、該差分信号を増幅して出力する第１の差動増幅器と、
    　前記第２の中性点電位と前記第２の参照電位との差分信号をそれぞれ生成し、該差分信号を増幅して出力する第２の差動増幅器と、
    　前記第１の差動増幅器の出力信号をＡ／Ｄ変換する第１のＡ／Ｄ変換器と、
    　前記第２の差動増幅器の出力信号をＡ／Ｄ変換する第２のＡ／Ｄ変換器と、を備え、
    　前記第１および第２のＡ／Ｄ変換器の出力に基づいて前記回転子位置を推定する電動機駆動装置。
  3. 　請求項１に記載の電動機駆動装置において、
    　前記制御部は、
    　前記複数のスイッチング素子のオンオフ動作に連動して、前記第１および第２の参照電位のいずれか一方を選択する選択部と、
    　前記中性点電位検出部により検出された前記第１および第２の中性点電位が順に第１入力信号として入力されると共に、前記選択部で選択された参照電位が順に第２入力信号として入力され、前記第１入力信号と前記第２入力信号との差分を増幅して出力する差動増幅器と、
    　前記差動増幅器の出力信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器と、を備え、
    　前記Ａ／Ｄ変換器の出力に基づいて前記回転子位置を推定する電動機駆動装置。
  4. 　請求項２または３に記載の電動機駆動装置において、
    　前記制御部は、前記第１および第２の参照電位を生成する参照電位生成部を備える電動機駆動装置。
  5. 　請求項４に記載の電動機駆動装置において、
    　前記直流電源の電圧を分圧して分圧電位を生成する直流電圧分圧回路を備え、
    　前記参照電位生成部は、前記分圧電位に基づいて前記第１および第２の参照電位を生成する電動機駆動装置。
  6. 　請求項４に記載の電動機駆動装置において、
    　前記直流電源の電圧を分圧して分圧電位を生成する直流電圧分圧回路を備え、
    　前記制御部は、前記分圧電位に基づいて、前記Ａ／Ｄ変換された差分信号における電源電圧変動の影響が低減されるように該差分信号を補正し、その補正された差分信号に基づいて前記回転子位置を推定する電動機駆動装置。
  7. 　請求項２または３に記載の電動機駆動装置において、
    　前記直流電源の電圧を分圧し、前記第１および第２の参照電位として第１および第２の分圧電位を生成する直流電圧分圧回路を備える電動機駆動装置。
  8. 　請求項１乃至７のいずれか一つに記載の電動機駆動装置において、
    　前記差動増幅器と前記Ａ／Ｄ変換器との間に設けられる絶縁アンプを備え、
    　前記差動増幅器から出力された信号を、前記絶縁アンプを介して前記Ａ／Ｄ変換器に入力する電動機駆動装置。
  9. 　請求項１乃至８のいずれか一つに記載の電動機駆動装置において、
    　前記制御部は、前記中性点電位に含まれるオフセット成分を、前記三相同期電動機の起動前に補正するオフセット補正部を備える電動機駆動装置。
  10. 　請求項９に記載の電動機駆動装置において、
    　前記オフセット補正部は、回転子を複数の回転位置に順に設定して中性点電位をそれぞれ検出し、検出された複数の中性点電位に基づいて前記オフセット成分を補正する電動機駆動装置。
  11. 　請求項９に記載の電動機駆動装置において、
    　前記オフセット補正部は、複数の電圧指令を順に出力する電圧指令出力部を備え、
    　各電圧指令出力時に前記中性点電位検出部により検出される中性点電位に基づいて、前記オフセット成分を補正する電動機駆動装置。
  12. 　請求項１乃至１１のいずれか一項に記載の電動機駆動装置と、前記電動機駆動装置によって駆動制御される前記三相同期電動機の回転子および固定子とを、共通の筐体内に収納した、一体型電動機システム。
  13. 　請求項１乃至１１のいずれか一項に記載の電動機駆動装置と、
    　前記電動機駆動装置によって駆動制御される三相同期電動機と、
    　前記三相同期電動機により駆動される液体用ポンプと、を備えたポンプシステム。
  14. 　請求項１乃至１１のいずれか一項に記載の電動機駆動装置と、
    　前記電動機駆動装置によって駆動制御される三相同期電動機と、
    　前記三相同期電動機により駆動される圧縮機と、を備えた圧縮機システム。
  15. 　請求項１乃至１１のいずれか一項に記載の電動機駆動装置と、
    　前記電動機駆動装置によって駆動制御される三相同期電動機と、
    　前記三相同期電動機が正回転および逆回転することにより、スライド駆動または回転駆動される位置決めステージと、を備えた位置決めシステム。
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