CN111034013B - 三相同步电动机的控制装置和使用其的电动助力转向装置 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种三相同步电动机的控制装置，其在由多个***的逆变器驱动一个三相同步电动机的情况下，能够提高转子的位置检测精度。三相同步电动机的控制装置(3)包括：具有第1三相绕(41)和第2三相绕组(42)的三相同步电动机；与第1三相绕组连接的第1逆变器(31)；与第2三相绕组连接的第2逆变器(32)；基于三相同步电动机的转子位置来控制第1逆变器的第1控制装置；和基于三相同步电动机的转子位置来控制第2逆变器的第2控制装置，第1控制装置基于第1三相绕组的中性点电位和第2三相绕组的中性点电位，推算转子位置。

Description

三相同步电动机的控制装置和使用其的电动助力转向装置
技术领域
本发明涉及基于转子的位置来控制三相同步电动机的三相同步电动机的控制装置、以及使用其的电动助力转向装置。
背景技术
在工业、家电、汽车等多种领域中，广泛使用小型、高效的三相同步电动机(永磁同步电机)。特别是在电动助力转向装置等汽车设备领域中，大多使用小型化及高效化优异的永磁同步电机。
在永磁同步电机中，通常，用霍尔IC等磁检测元件检测具有磁铁的转子的旋转位置，并基于其检测结果，依次对定子侧的电枢线圈进行励磁，使转子旋转。此外，通过使用精密的旋转位置检测器即分解器或编码器、GMR传感器(GMR：Giant Magneto Resistivityeffect，巨磁阻效应)等，能够实现正弦波电流下的驱动，可降低转矩脉动等振动或噪音。近年来，不设置该旋转位置传感器即可进行电动机的转速或转矩控制的无旋转位置传感器控制广泛普及。
通过无旋转位置传感器控制的实用化，能够实现位置传感器的费用(传感器自身的成本、传感器的配线的成本等)的削减、装置的小型化。另外，由于不需要传感器，因此具有能够在对传感器而言的恶劣环境下进行电动机控制等优点。
当前，永磁同步电机的无旋转位置传感器控制采用如下方法和根据对象电动机的数学模型来推算运算转子位置的位置推算方式等，该方法是直接检测通过具有磁铁的转子旋转而产生的感应电压(速度起电压)作为转子的位置信息，进行永磁同步电机的驱动的方法。
这些无旋转位置传感器控制也存在许多问题。通常，被提及较多的问题是电动机的转速为低速时的位置检测方法。当前已被实用化的大多的无旋转位置传感器控制都是基于通过永磁同步电机旋转而产生的感应电压(速度电动势)的控制。因此，在感应电压较小的停止、低速域中，灵敏度降低，位置信息有可能被埋没于噪音中。作为该问题的解决方案，已知有专利文献1～4记载的技术。
在专利文献1记载的技术中，向永磁同步电机通以高频电流，根据此时产生的电流高次谐波和永磁同步电机的数学模型，检测转子位置。在该技术中，通过使用由永磁同步电机的转子的凸极性产生的电流高次谐波，能够进行位置检测。
在专利文献2记载的技术中，以从永磁同步电机的三相定子绕组中选择二相进行通电的120度通电方式为基础，基于在非通电相上产生的电动势(不是伴随速度而来的电动势，而是由电感的不平衡引起的电动势)，检测转子的位置。在该技术中，因为利用根据位置而产生的电动势，所以即使是完全的停止状态，也能够获取位置信息。
在专利文献3及专利文献4记载的技术中，检测三相定子绕组的接点的电位即“中性点电位”，得到位置信息。此时，通过与逆变器的PWM(脉冲宽度调制)波同步地检测中性点电位，能够与专利文献2的技术同样地，检测由电感的不平衡引起的电动势，结果是，能够得到转子的位置信息。进而，在专利文献3的技术中，能够将驱动波形制成理想的正弦波电流。
在专利文献1～4的技术中，专利文献3及专利文献4的技术作为无旋转位置传感器控制的问题之一即电动机的转速为低速时的位置检测单元是有用的。
另外，当以永磁同步电机的绕组和逆变器一对一地连接在一起的组合为一个***，且相对于一个永磁同步电机将由绕组和逆变器的组合构成的***的数量设为两个以上时，即使一个***发生了故障，也能够使其他***持续动作。但是，即使是多***的永磁同步电机的驱动***，也需要针对每个***来得到永磁同步电机的转子的位置信息。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开平7-245981号公报
专利文献2：日本特开2009-189176号公报
专利文献3：日本特开2010-74898号公报
专利文献4：国际公开第2012/157039号
发明内容
发明所要解决的问题
在专利文献1的技术中，需要使永磁同步电机的转子构造具有凸极性。在无凸极性的构造、凸极性少的构造中，位置检测灵敏度会降低，难以进行位置推算。另外，为了高灵敏度地进行检测，需要使注入的高频成分增加，或使频率下降。其结果是，会招致旋转脉动或振动、噪音的增大、永磁同步电机的高次谐波损耗的增大。
在专利文献2的技术中，由于对三相绕组的非通电相上产生的电动势进行观测，因此永磁同步电机能够从停止状态开始驱动，但驱动电流波形会变成120度通电(矩形波)。本来，永磁同步电机在以正弦波状的电流进行驱动时，在抑制旋转不均、抑制高次谐波损耗上是有利的，但在专利文献2的技术中，难以进行正弦波驱动。
在专利文献3及专利文献4的技术中，检测三相定子绕组的接点的电位即“中性点电位”，得到位置信息。通过与从逆变器向电动机施加的脉冲电压同步地检测该中性点电位，能够得到依赖于转子位置的电位变化。另外，作为向电动机施加的施加电压，即使利用通过通常的正弦波调制而得到的PWM(脉冲宽度调制)，也可得到位置信息。但是，专利文献3的技术存在如下详述的问题。
图1表示基于专利文献3及专利文献4的技术的PWM波形及中性点电位波形。将三相电压指令Vu*、Vv*、Vw*和三角波载波进行比较，产生PWM脉冲波形PVu、PVv、PVw。三相电压指令Vu*、Vv*、Vw*成为正弦波状的波形，但因为在低速驱动时，可看作是比三角波载波充分低的频率，所以如果捕捉某瞬间，则可看作是实质上如图1所示的直流。
PWM脉冲波即PVu、PVv、PVw分别以不同的时序反复进行接通、断开。图中的电压矢量带有V(0，0，1)那样的名称，但它们的后缀(0，0，1)分别表示U、V、W相的开关状态。即，V(0，0，1)表示U相为PVu＝0、V相为PVv＝0、W相为PVw＝1。这里，V(0，0，0)以及V(1，1，1)都是向电动机施加的施加电压成为零时的零矢量。
如这些波形所示，通常的PWM波在第1零矢量V(0，0，0)和第2零矢量V(1，1，1)之间，产生两种电压矢量V(0，0，1)和V(1，0，1)。即，以电压矢量推移的图案“V(0，0，0)→V(0，0，1)→V(1，0，1)→V(1，1，1)→V(1，0，1)→V(0，0，1)→V(0，0，0)”为一个周期，重复该图案。作为在零矢量之间使用的电压矢量，在三相电压指令Vu*、Vv*、Vw*的大小关系不变的期间，使用相同的矢量。
在施加了零矢量以外的电压时，会在中性点电位上产生与转子位置对应的电动势。在专利文献3的技术中，利用该电动势，推算转子位置。
但是，在将使用了零速或极低速下的中性点电位的无旋转位置传感器控制，应用于由两个以上的逆变器驱动一个永磁同步电机的电动机控制装置的情况下，存在实用上的问题。作为一例，对由两个逆变器驱动一个永磁同步电机的情况进行描述。
图2表示具有多个***的永磁同步电机之一例及该电动机的绕组和逆变器的连接。本电动机是极数为8、槽数为12的8极12槽的电动机。在设置于由层叠在一起的电磁钢板构成的定子铁芯的槽即永磁同步电机4的槽内，U相、V相、W相的绕组卷绕于电磁钢板上。在***1中，逆变器1与三相绕组41(U1、U2、V1、V2、W1、W2)连接，在***2中，逆变器2与三相绕组42(U3、U4、V3、V4、W3、W4)连接。使用***1的中性点电位Vn-m和***2的中性点电位Vn-s，进行无旋转位置传感器控制。
这时，由于***1的三相绕组41和***2的三相绕组42卷绕于同一定子的电磁钢板，因此可看作是***1和***2磁耦合在一起。在与三相绕组41连接的逆变器1和与三相绕组42连接的逆变器2未同步地输出相同的电压脉冲的情况下，由于***间的磁干扰，***1的中性点电位Vn-m和***2的中性点电位Vn-s会因各自的逆变器所施加的电压而变动，变得不能检测用于获得作为中性点电位的位置信息所需要的值。
图3是与逆变器1连接的三相绕组41的中性点电位Vn-m的测定结果之一例。图中，表示逆变器2未施加电压时的三相绕组41的中性点电位Vn-m(黑线)和逆变器2施加电压时的三相绕组41的中性点电位Vn-m(灰色线)。如图3所示，当逆变器2施加电压时，三相绕组41的中性点电位Vn-m就发生变动，不能得知真正的中性点电位。
因此，本发明的目的在于，提供一种三相同步电动机的控制装置、以及使用该三相同步电动机的控制装置的电动助力转向装置，其在由多个***的逆变器驱动一个三相同步电动机的情况下，能够提高转子的位置检测精度。
用于解决问题的技术方案
为了解决上述技术问题，本发明的三相同步电动机的控制装置包括：具有第1三相绕组和第2三相绕组的三相同步电动机；与第1三相绕组连接的第1逆变器；与第2三相绕组连接的第2逆变器；基于三相同步电动机的转子位置来控制第1逆变器的第1控制装置；和基于三相同步电动机的转子位置来控制第2逆变器的第2控制装置，第1控制装置基于第1三相绕组的中性点电位和第2三相绕组的中性点电位，推算转子位置。
另外，为了解决上述技术问题，本发明的三相同步电动机的控制装置包括：具有第1三相绕组和第2三相绕组的三相同步电动机；与第1三相绕组连接的第1逆变器；与第2三相绕组连接的第2逆变器；基于三相同步电动机的转子位置来控制第1逆变器的第1控制装置；和基于三相同步电动机的转子位置来控制第2逆变器的第2控制装置，第1控制装置获取关于第2逆变器的驱动状态的信息，并基于第1三相绕组的中性点电位和信息，推算转子位置。
另外，为了解决上述技术问题，本发明的三相同步电动机的控制装置包括：具有第1三相绕组和第2三相绕组的三相同步电动机；与第1三相绕组连接的第1逆变器；与第2三相绕组连接的第2逆变器；基于三相同步电动机的转子位置来控制第1逆变器的第1控制装置；和基于三相同步电动机的转子位置来控制第2逆变器的第2控制装置，第1控制装置基于由冗余地设置的多个旋转位置检测器检测出的转子位置，控制第1逆变器，第1控制装置基于根据第1三相绕组的中性点电位和第2三相绕组的中性点电位推算出的转子推算位置，判断多个旋转位置检测器是否异常。
另外，为了解决上述技术问题，本发明的三相同步电动机的控制装置包括：具有第1三相绕组和第2三相绕组的三相同步电动机；与第1三相绕组连接的第1逆变器；与第2三相绕组连接的第2逆变器；基于三相同步电动机的转子位置来控制第1逆变器的第1控制装置；和基于三相同步电动机的转子位置来控制第2逆变器的第2控制装置，三相同步电动机的控制装置还包括：构成第1控制装置的第1微型计算机；和构成第2控制装置的第2微型计算机，第1三相绕组的中性点和第2三相绕组的中性点与第1微型计算机和第2微型计算机电连接。
进而，为了解决上述技术问题，本发明的电动助力转向装置包括：方向盘；依照方向盘的操作来使车轮转向的转向机构；依照方向盘的转矩来产生电动机转矩的电动机控制装置；和将电动机转矩传递给转向机构的转向辅助机构，电动机控制装置是本发明的上述三相同步电动机的控制装置。
发明效果
根据本发明，在由多个***的逆变器驱动一个三相同步电动机的情况下，在本***的转子位置的检测中，可抑制其他***的影响。由此，能够提高转子的位置检测精度。
上述以外的技术问题、结构及效果通过以下实施方式的说明即可明了。
附图说明
图1表示基于专利文献3及4的技术的PWM波形及中性点电位波形。
图2表示具有多个***的永磁同步电机之一例及电动机的绕组和逆变器的连接。
图3是与逆变器1连接的三相绕组的中性点电位的测定结果之一例。
图4是表示实施方式1的电动机控制装置的结构的方框图。
图5表示***1的控制部的方框图。
图6是表示逆变器输出电压的开关图案的矢量图以及表示转子位置和电压矢量的关系的矢量图。
图7表示施加有电压矢量的状态下的永磁同步电机和假想中性点电路的关系。
图8表示电压指令、中性点电压及PWM脉冲的关系之一例。
图9表示实施方式1的电压指令、PWM脉冲、电压矢量及中性点电位的关系之一例。
图10表示实施方式1的电压指令、PWM脉冲、电压矢量及中性点电位的关系的另一例。
图11是表示***1的中性点电位检测部的中性点电位检测处理的流程图。
图12是表示实施方式2的电动机控制装置的结构的方框图。
图13是表示***1的控制部的结构的方框图。
图14表示实施方式3的电动机控制装置的电压指令、PWM脉冲、电压矢量及中性点电位的关系之一例。
图15是表示实施方式3的电动机控制装置的结构的方框图。
图16是表示实施方式3的***1的旋转位置推算部的结构的方框图。
图17是表示实施方式4的电动机控制装置的结构的方框图。
图18是表示***1的检测位置判断单元的判断处理的流程图。
图19是表示实施方式5的电动机控制装置的***1的控制部的结构的方框图。
图20表示实施方式6的电动助力转向装置的结构。
具体实施方式
下面，利用附图对本发明的实施方式进行说明。此外，在各图中，参照号码相同的要件表示相同的构成要件或包括类似功能的构成要件。
(实施方式1)
图4是表示本发明实施方式1的三相同步电动机的控制装置(以下，记述为“电动机控制装置”)的结构的方框图。
电动机控制装置3驱动控制作为三相同步电动机的永磁同步电机4。该电动机控制装置3包括：直流电源5、包含逆变器主电路311和单并联电流检测器312的***1的逆变器31、包含逆变器主电路321和单并联电流检测器322的***2的逆变器32、以及作为驱动对象的永磁同步电机4。
在本实施方式1中，作为构成逆变器主电路311、321的半导体开关元件，可使用MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)。另外，逆变器31、32为电压型，通常在半导体开关元件上反向并联地连接有续流二极管。在本实施方式1中，由于作为续流二极管，可使用MOSFET的内置二极管，因此在图4中，省略了续流二极管的图示。此外，也可以使用IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)等来代替MOSFET。另外，也可以外置续流二极管。
永磁同步电机4包括设置于同一定子的三相绕组41及三相绕组42。极数和槽数的组合例如为图2所示的8极12槽。此外，如果在同一定子上包括多个***的三相绕组，且在每个三相绕组上都连接有逆变器，则极数和槽数的组合也可以根据所期望的电动机性能而适当设定。
***1的逆变器31除了包含逆变器主电路311及单并联电流检测器312以外，还包含预输出驱动器313。
逆变器主电路311是由六个半导体开关元件Sup1～Swn1构成的三相全桥电路。
单并联电流检测器312检测向***1的逆变器主电路311供给的供给电流I0-m(直流母线电流)。
预输出驱动器313是直接驱动逆变器主电路311的半导体开关元件Sup1～Swn1的驱动电路。
***2的逆变器32除了包含逆变器主电路321及单并联电流检测器322以外，还包含预输出驱动器323。
逆变器主电路321是由六个开关元件Sup2～Swn2构成的三相全桥电路。
单并联电流检测器322检测向***2的逆变器主电路321供给的供给电流I0-s(直流母线电流)。
预输出驱动器323是直接驱动逆变器主电路321的半导体开关元件Sup2～Swn2的驱动器。
此外，基于由单并联电流检测器312检测的直流母线电流I0-m，通过所谓的单并联方式，测量三相绕组41中流动的三相电流。另外，基于由单并联电流检测器312检测的直流母线电流I0-s，同样地测量三相绕组42中流动的三相电流。此外，因为单并联方式为公知的技术，所以省略详细的说明。
直流电源5向***1的逆变器31及***2的逆变器32供给直流电力。此外，也可以用各自的直流电源向逆变器31和逆变器32供给直流电力。
***1的控制部61根据由中性点电位检测部11基于三相绕组41的中性点电位Vn-m及三相绕组42的中性点电位Vn-s检测的、去除了由Vn-s引起的变动量的***1的中性点电位Vn-m’，基于由旋转位置推算部21推算运算的转子位置θd-m，制作要提供给预输出驱动器313的选通指令信号。
***2的控制部62根据由中性点电位检测部12基于三相绕组42的中性点电位Vn-s及三相绕组41的中性点电位Vn-m检测的、去除了由Vn-m引起的变动量的***2的中性点电位Vn-s’，基于由旋转位置推算部22推算运算的转子位置θd-s，制作要提供给预输出驱动器323的选通指令信号。
图5表示***1的控制部61的方框图。在控制部61中，应用所谓的矢量控制。此外，关于***2的控制部62的结构，因为与控制部61同样，所以省略说明。
如图5所示，***1的控制部61由q轴电流指令产生单元(Iq*产生单元)611、d轴电流指令产生单元(Id*产生单元)612、减法运算单元613a、减法运算单元613b、d轴电流控制单元(IdACR)614a、q轴电流控制单元(IqACR)614b、dq逆转换单元615、PWM产生单元616、电流再生单元617、dq转换单元618、采样/保存单元619、速度运算单元620、脉冲移位单元621构成。通过该结构，控制部61以使永磁同步电机4产生与q轴电流指令Iq*相当的转矩的方式进行动作。
Iq*产生单元611产生相当于电动机的转矩的q轴电流指令Iq*。Iq*产生单元611通常一边观测实际速度ω1，一边产生q轴电流指令Iq*，以使永磁同步电机4的转速达到规定值。Iq*产生单元611的输出即q轴电流指令Iq*被输出到减法运算单元613b。
Id*产生单元612产生与永磁同步电机4的励磁电流相当的d轴电流指令Id*。Id*产生单元612的输出即d轴电流指令Id*被输出到减法运算单元613a。
减法运算单元613a求出Id*产生单元612的输出即d轴电流指令Id*、和将dq转换单元618输出的d轴电流Id即三相绕组41中流动的三相电流(Iuc、Ivc、Iwc)进行dq转换而得到的d轴电流Id之间的偏差。
减法运算单元613b求出Iq*产生单元611的输出即q轴电流指令Iq*、和将dq转换单元618输出的q轴电流Iq即三相绕组41中流动的三相电流(Iuc、Ivc、Iwc)进行dq转换而得到的q轴电流Iq之间的偏差。
IdACR614a运算dq坐标轴上的d轴电压指令Vd*，以使由减法运算单元613a运算的d轴电流偏差变成零。另外，IqACR614b运算dq坐标轴上的q轴电压指令Vq*，以使由减法运算单元613b运算的q轴电流偏差变成零。IdACR614a的输出即d轴电压指令Vd*及IqACR614b的输出即q轴电压指令Vq*被输出到dq逆转换单元615。
dq逆转换单元615将dq坐标(磁通轴－磁通轴正交轴)系的电压指令Vd*、Vq*转换为三相交流坐标上的电压指令Vu*、Vv*、Vw*。dq逆转换单元615基于电压指令Vd*、Vq*及***1的旋转位置推算部21(图4)输出的转子位置θd-m，运算三相交流坐标系的电压指令Vu*、Vv*、Vw*。dq逆转换单元615将运算出的Vu*、Vv*、Vw*输出到PWM产生单元616。
PWM产生单元616将用于控制***1的逆变器主电路311的电力转换动作的PWM(Pulse Width Modulation：脉冲宽度调制)信号输出。PWM产生单元616通过基于三相交流电压指令Vu*、Vv*、Vw*，将这些三相交流电压指令与载波信号(例如，三角波)进行比较，产生PWM信号(后述的图9、10、14中的PVu、PVv、PVw)。从PWM产生单元616输出的PWM信号经由后述的脉冲移位单元621，被输入到预输出驱动器313(图4)及采样/保存单元(S/H电路)619。
电流再生单元617根据从逆变器主电路311向单并联电流检测器312输出的直流母线电流I0-m，再生三相绕组41中流动的三相电流(Iuc、Ivc、Iwc)。再生后的三相电流(Iuc、Ivc、Iwc)从电流再生单元617输出到dq转换单元618。
dq转换单元618将三相电流(Iuc、Ivc、Iwc)转换为旋转坐标轴即dq坐标上的Id、Iq。转换后的Id及Iq分别在减法运算单元613a及613b中用于运算与电流指令的偏差。
速度运算单元620根据转子位置的推算值即转子位置θd-m，计算永磁同步电机的转速ω1。该运算出的转速ω1被输出到Iq*产生单元611，用于与磁通轴(d轴)正交的轴(q轴)的电流控制。
此外，在本实施方式1中，中性点电位检测部11、旋转位置推算部21和控制部61，即***1的控制装置部由一个微型计算机构成。另外，中性点电位检测部12、旋转位置推算部22和控制部62，即***2的控制装置部由另一个微型计算机构成。三相绕组41的中性点及三相绕组42的中性点分别通过配线等与***1的控制用微型计算机及***2的控制用微型计算机电连接。
进而，逆变器主电路311、预输出驱动器313、逆变器主电路321、预输出驱动器323各者也可以由集成电路装置构成。另外，逆变器31及逆变器32各者也可以由集成电路装置构成。由此，能够使电动机控制装置大幅度地小型化。另外，既可使电动机控制装置向各种电动装置安装变得容易，又可使各种电动装置小型化。
接着，对该电动机驱动***的基本动作进行说明。
在本实施方式1中，作为使同步电动机的转矩线性化的控制单元，可应用通常公知的矢量控制。
矢量控制技术的原理是在以电动机的转子位置为基准的旋转坐标轴(dq坐标轴)上独立地控制有助于转矩的电流Iq和有助于磁通的电流Id的方法。图5中的d轴电流控制单元614a、q轴电流控制单元614b、dq逆转换单元615、dq转换单元618等都是用于实现该矢量控制技术的主要部分。
在图5的***1的控制部61中，由Iq*产生单元611运算与转矩电流相当的电流指令Iq*，进行电流控制，以使电流指令Iq*与永磁同步电机4的实际转矩电流Iq一致。
如果是非凸极型的永磁同步电机，则电流指令Id*通常被赋予“零”。另一方面，在凸极构造的永磁同步电机、励磁削弱控制中，作为电流指令Id*，有时也赋予负的指令。
此外，永磁同步电机的三相电流由CT(Current Transformer)等电流传感器直接检测，或者如本实施方式1那样，检测直流母线电流，基于直流母线电流，在控制器内部进行再生运算。在本实施方式1中，根据***1的直流母线电流I0-m或***2的直流母线电流I0-s，再生运算三相电流。例如，在图5所示的控制部61中，通过使S/H单元619在与由脉冲移位单元621进行了相移的PWM信号对应的时刻进行动作，而采集并保存直流母线电流I0-m的电流值，来获取包含与三相电流相关的信息的直流母线电流I0-m的电流值。然后，根据所获取的电流值，由电流再生单元617再生运算三相电流(Iuc、Ivc、Iwc)。此外，关于再生运算的具体单元，因为是公知的技术，所以省略详细的说明。
在本实施方式1中，成为旋转坐标系的基准的转子位置由旋转位置推算部基于三相绕组的中性点电位来推算。例如，在***1中，旋转位置推算部21基于由中性点电位检测部11检测的去除了***2的影响的中性点电位Vn-m’，对于三相绕组41推算转子位置θd-m。此外，在***2中也同样，对于三相绕组42推算转子位置θd-s。
下面，以***1为代表，对本实施方式1的根据中性点电位来推算转子位置的单元进行说明。
首先，对中性点电位的变动进行说明。
逆变器31的各相的输出电位通过逆变器主电路311的上侧半导体开关元件(Sup1、Svp1、Swp1)或下侧半导体开关元件(Sun1、Svn1、Swn1)的通/断状态来设定。这些半导体开关元件在各相中，如果上侧及下侧中的一方为接通状态，则另一方为断开状态。即，在各相中，上侧及下侧半导体开关元件互补地通、断。因此，逆变器31的输出电压总共具有8种开关图案。
图6是表示逆变器输出电压的开关图案的矢量图(左图)以及表示转子位置(相位)θd与电压矢量的关系的矢量图(右图)。
作为各矢量，如V(1，0，0)那样命名。在该矢量表述中，用“1”表示上侧半导体开关元件接通的状态，用“0”表示下侧半导体开关元件接通的状态。另外，括弧内的数字的排列按“U相、V相、W相”的顺序表示开关状态。逆变器输出电压可使用包含两个零矢量(V(0，0，0)，V(1，1，1))的八个电压矢量来表达。通过组合这八个电压矢量，将正弦波状的电流供给到永磁同步电机4。
如图6(右图)所示，以永磁同步电机4的转子位置的基准为U相方向，来定义转子位置(相位)θd。旋转坐标中的dq坐标轴以磁铁磁通Φm的方向为d轴方向，逆时针旋转。此外，q轴方向是与d轴方向正交的方向。
这里，在θd＝0度附近的情况下，感应电压矢量Em因为其方向为q轴方向，所以位于电压矢量V(1，0，1)及V(0，0，1)的附近。在这种情况下，主要使用电压矢量V(1，0，1)及V(0，0，1)来驱动永磁同步电机4。此外，也使用电压矢量V(0，0，0)及V(1，1，1)，但这两个矢量均为零矢量。
图7表示施加有电压矢量的状态下的永磁同步电机4与假想中性点电路34的关系。这里，Lu、Lv及Lw分别是U相绕组的电感、V相绕组的电感和W相绕组的电感。此外，被施加的电压矢量是上述的电压矢量V(1，0，1)(左图)及V(0，0，1)(右图)。
图7所示的中性点电位Vn0可如下那样运算。
在施加电压矢量V(1，0，1)时，通过式(1)来运算。
Vn0＝{Lv/(Lu//Lw+Lv)－(2/3)}×VDC…(1)
在施加电压矢量V(0，0，1)时，通过式(2)来运算。
Vn0＝{(Lu//Lv)/(Lu//Lv+Lw)－(1/3)}×VDC…(2)
这里，“//”这种表述是两个电感的并联电路的综合电感值，例如，“Lu//Lw”用式(3)来表示。
Lu//Lw＝(Lu·Lw)/(Lu+Lw)…(3)
如果三相的绕组电感Lu、Lv、Lw的大小全都相等，则根据式(1)、(2)，中性点电位Vn0为零。但是，实际上会受到转子的永久磁铁磁通分布的影响，在电感的大小上产生不少差异。即，电感Lu、Lv及Lw的大小因转子的位置而变化，在Lu、Lv及Lw的大小上产生差异。因此，中性点电位Vn0的大小随着转子位置而变化。
在上述的图1中表示出了使用三角波载波的脉冲宽度调制的情形、此时的电压矢量、以及中性点电位的变化的情形。这里，所谓三角波载波，是指成为用于将三相电压指令Vu*、Vv*、Vw*的大小转换为脉冲宽度的基准的信号，通过将该三角波载波与三相电压指令Vu*、Vv*、Vw*的大小关系进行比较，来制作PWM脉冲。如图1所示，在各电压指令Vu*、Vv*、Vw*与三角波载波的大小关系发生变化的时刻，PWM脉冲的上升/下降发生变化。另外，在同一时刻，检测不为零的中性点电位Vn0。
如图1所示，在PWM脉冲的上升/下降的时刻以外的时刻，中性点电位Vn0几乎不变动。这表示根据转子位置而产生的三相的绕组电感Lu、Lv、Lw的大小差异较小。与此相对，由于在PWM脉冲的上升/下降的时刻，即在施加了零矢量以外的电压矢量(在图1中，V(1，0，1)及V(0，0，1))时，电动机电流的变化率增大，因此即使电感的大小差异较小，也要检测比较大的中性点电位Vn0的变动。因此，如果与PWM脉冲信号PVu、PVv、PWw同步地观察中性点电位，就能够灵敏度良好地检测中性点电位的变动。
接着，对根据所检测出的中性点电位来推算转子位置的单元进行说明。
由于中性点电位Vn0随着转子位置而周期地变化(例如，参照上述的专利文献3及专利文献4)，因此预先实测或模拟转子位置与中性点电位Vn0的关系，求出表示转子位置与中性点电位Vn0的关系的映射表数据、查找表数据或函数。使用这种映射表数据、查找表数据或函数，根据所检测出的中性点电位，推算转子位置。
另外，关于两种电压矢量(在图1中，V(1，0，1)及V(0，0，1))，将被检测的中性点电位看作是三相交流量(的二相量)，使用坐标变换(三相二相变换)，运算相位量，以该相位量为转子位置的推算值。此外，因为该技术手段是基于公知技术的手段(例如，参照上述的专利文献4)，所以省略详细的说明。
***1的旋转位置推算部21(图4)利用如上所述的推算单元，基于由中性点电位检测部11输出的中性点电位Vn-m’，推算转子位置θd-m。这些推算单元可根据所期望的位置检测精度、控制用微型计算机的性能而适当选择。此外，***2的旋转位置推算部22(图4)也同样。
下面，对本实施方式1的中性点电位检测部(图4)进行说明。
***1的中性点电位检测部11基于在三相绕组41的中性点检测的中性点电位Vn-m和在三相绕组42的中性点检测的中性点电位Vn-s，检测不受Vn-s的影响的***1的中性点电位检测值Vn-m’。
另外，***2的中性点电位检测部12基于在三相绕组42的中性点检测的中性点电位Vn-s和在三相绕组41的中性点检测的中性点电位Vn-m，检测不受Vn-m的影响的***2的中性点电位检测值Vn-s’。
在本实施方式1中，为了检测不受其他***影响的中性点电位，即，为了防止因其他***的电压施加而产生如上述的图3所示的检测误差，将本***(例如，***1)的中性点电位(例如，Vn-m)和其他***(例如，***2)的中性点电位(例如，Vn-s)输入本***的中性点电位检测部(例如，11)，在其他***中，在未施加电压的时刻获取本***的中性点电位检测值。
首先，利用图8～图10对施加于永磁同步电机的电压与中性点电位的关系进行说明。
图8表示电压指令、中性点电压及PWM脉冲的关系之一例。此外，在图8中，半导体开关元件用表示开关的电路符号来表示。
如图8所示，在电压矢量为V(0，0，0)的情况下，逆变器主电路311的上侧半导体开关元件(Sup1、Svp1、Swp1)变成断开(OFF)。这时，施加于永磁同步电机4的绕组的电压成为零，中性点电位Vn成为零。另外，在电压矢量为V(1，1，1)的情况下，逆变器主电路311的下侧半导体开关元件(Sun1、Svn1、Swn1)变成断开。这时，施加于永磁同步电机4的绕组的电压成为零，中性点电位Vn成为与直流电源电压相同的E。因此，是否对永磁同步电机4的绕组施加电压，基于被检测的三相绕组的中性点电位来判断，如果中性点电位为零及直流电源电压E中的任一种，则判断为未施加电压，如果哪种都不是，则判断为施加电压。
如上所述，本实施方式1的中性点电位检测部11、12判断是否对永磁同步电机4的绕组施加电压。
图9表示本实施方式1的***1及***2的电压指令、PWM脉冲、电压矢量及中性点电位(Vn-m，Vn-s)的关系之一例。
如图9所示，将***1的逆变器主电路311的施加电压为V(0，0，1)及V(1，0，1)的区间分别设为区间(A)及区间(B)。在区间(A)和区间(B)中，***2的中性点电位Vn-s都是零。这时，因为在***2中，电压矢量为零矢量V(0，0，0)，所以对***2的逆变器主电路321没有施加有电压。因此，Vn-m不受***2的影响。
此外，在区间(A)及区间(B)中，***2的中性点电位Vn-s也可以为直流电源电压E。在这种情况下，因为在***2中，电压矢量为零矢量V(1，1，1)，所以对***2的逆变器主电路321没有施加有电压。
图10表示本实施方式1的电压指令、PWM脉冲、电压矢量及中性点电位(Vn-m，Vn-s)的关系的另一例。
如图10所示，将***1的逆变器主电路311的施加电压为V(0，0，1)及V(1，0，1)的区间分别设为区间(C)及区间(D)。在本例中，在区间(C)和区间(D)中，***2的中性点电位Vn-s既不是零也不是直流电源电压E。这时，因为在***2中，电压矢量为零矢量V(0，0，1)及V(1，0，1)，所以对***2的逆变器主电路321施加有电压。因此，Vn-m受到***2的影响而变动。在这种情况下，在***1中，中性点电位Vn-m不用于转子位置的推算。
这样，在本***中检测中性点电位时，如果其他***的中性点电位为零及直流电源电压E中的任一种，则在本***中检测的中性点电位就不受其他***的影响。因此，可防止本***中检测的中性点电位的检测误差。
图11是表示***1的中性点电位检测部11执行的中性点电位检测处理的流程图。
在步骤S1中，中性点电位检测部11判断在***2中检测的中性点电位Vn-s是否为零及直流电源电压E中的任一种。
当判断Vn-s为零或E时(步骤S1的“是”)，执行步骤S2，中性点电位检测部11将所检测出的***1的中性点电位Vn-m作为中性点电压检测值Vn-m’而输出。而且，该Vn-m’在***1的旋转位置推算部21中被用于转子位置θd-m的推算。
另外，当判断Vn-s不为零及E中的任一种时(步骤S1的“否”)，执行步骤S3，中性点电位检测部11不将所检测出的***1的中性点电位Vn-m作为中性点电压检测值Vn-m’而输出。即，所检测出的***1的中性点电位Vn-m’不被用于转子位置θd-m的推算。在这种情况下，也可以根据上次推算出的转子位置和转速，推算运算本次的转子位置。
此外，在***2的中性点电位检测部12中，也执行与图11同样的***1的中性点电位检测处理。
作为本实施方式1的变形例，通过采用由***1的控制部61和***2的控制部62使PWM用的三角波载波的相位错开规定量的结构，能够在其他***变成V(0，0，0)或V(1，1，1)的时刻检测本***的中性点电位。此外，优选使相位错开90度。由此，能够可靠地在其他***成为零矢量的时刻检测本***的中性点电位。
如上所述，根据本实施方式1，由于可防止由伴随其他***的逆变器的电压施加而来的磁干扰引起的本***的中性点电位的变动，因此转子位置的推算精度提高。因此，在由两个逆变器驱动一个永磁同步电机的电动机驱动***中，能够进行极低速度下的无位置传感器驱动。
另外，根据本实施方式1，由于无需使各自的***的控制用微型计算机彼此通信，即可通过其他***的中性点电位是0还是直流电源电压E来判断其他***是否施加有电压，因此成为输入各***的中性点电位这样的简单结构。因此，能够抑制由多个逆变器驱动一个三相同步电动机的控制装置的成本的增大。
此外，***1的控制系和***2的控制系也可以由单一的微型计算机构成。由此，能够简化控制系的装置构成。在这种情况下，由于三相绕组41、42的各中性点电位被输入一个微型计算机，因此中性点电位输入用的配线变得容易。
(实施方式2)
在实施方式1(图4)中，本***(例如，***1)的中性点电位检测部为了判断有无其他***(例如，***2)的电压施加，输入了在其他***中检测的中性点电位。其他***的中性点电位是表示其他***的逆变器的驱动状态的一个信息。在本实施方式2中，作为这种信息，应用选通信号代替中性点电位。
下面，利用图12及图13对本实施方式2进行说明。
图12是表示本发明实施方式2的电动机控制装置的结构的方框图。此外，主要对与实施方式1不同的方面进行说明。
在本实施方式2中，如图12所示，设有控制部通信部63，使***1的控制部61a与***2的控制部62a进行通信。由此，***1的控制部61a能够输入由***2的控制部62a向预输出驱动器323输出的选通指令信号(PWM脉冲信号)。
控制部61a基于所输入的***2的选通指令信号，判断是否在***2的施加电压矢量为零矢量即V(0，0，0)及V(1，1，1)中的任一个零矢量的区间中推算了由***1的旋转位置推算部21输出的转子位置θd-m。
此外，***2的控制部62a与***1的控制部61a同样，基于所输入的***1的选通指令信号，判断是否在***1的施加电压矢量为零矢量即V(0，0，0)及V(1，1，1)中的任一个零矢量的区间中推算了由***2的旋转位置推算部22输出的θd-s。
另外，中性点电位检测部(11、12)不管有无变动，都将所检测的中性点电位(Vn-m，Vn-s)直接作为中性点电位检测值(Vn-m’，Vn-s’)而输出。
图13是表示***1的控制部61a的结构的方框图。此外，关于***2的控制部62a的结构，与***1的控制部61a同样，省略图示及说明。
如图13所示，在本实施方式2的控制部61a中，附加了实施方式1的控制部61a(图5)中的采样/保存单元621、位置推算单元622和位置判断单元623。
采样/保存单元621与采样/保存单元619同样，将所输入的转子位置(θd-m’)作为1控制周期前的转子位置(θd-m”)来保存。
位置推算单元622根据速度运算单元620输出的转速ω1和采样/保存单元621保存的1控制周期前的转子位置θd-m”，推算转子位置θd-me。
位置判断单元623选择输出经由控制部通信部63输入的***2的信息、在本实施方式2中基于***2的选通指令信号由旋转位置推算部21输出的θd-m和由位置推算单元622输出的θd-me中的任一个。即，位置判断单元623当基于***2的选通指令信号判断***2的施加电压矢量为零矢量时，选择θd-m，当判断为不是零矢量时，选择θd-me。
由此，在本***中检测的中性点电位受到了其他***的电压施加的影响的情况下，由于上次所选择的θd-m，即在无其他***的影响时由本***的旋转位置推算部推算出的转子位置被用于电动机控制，因此能够维持控制精度。
作为本实施方式2的变形例，也可以由同一微型计算机构成包含控制部61a及控制部62a的***1及***2的控制系，省略图12的控制部通信部63。
如上所述，根据本实施方式2，由于即使在可防止伴随其他***的逆变器的电压施加而来的本***的中性点电位的变动，并且受到其他***的影响的情况下，也能够进行去除了该影响的转子位置推算，因此推算精度提高。因此，在由两个逆变器驱动一个永磁同步电机的电动机驱动***中，能够实现极低速度下的无位置传感器驱动。
另外，根据本实施方式2，本***的中性点电位检测部不需要用于输入由其他***检测的中性点电位的信号线。因此，电动机控制装置的结构能够简化。
(实施方式3)
利用图14～16对本发明的实施方式3进行说明。此外，主要对与实施方式1不同的方面进行说明。
图14表示本发明实施方式3的电动机控制装置的电压指令、PWM脉冲、电压矢量和中性点电位(Vn-m，Vn-s)的关系之一例。
如图14所示，因为调制率比上述的实施方式1(图9、10)高，所以电压矢量为零矢量V(0，0，0)及V(1，1，1)的各区间比实施方式1(图9、10)短。因此，在其他***的这些零矢量区间中，可检测本***的中性点电位的概率降低。
因此，在本实施方式3中，通过如下那样的单元，即使调制率高，也会提高位置推算精度。
图15是表示本发明实施方式3的电动机控制装置的结构的方框图。
如图15所示，在本实施方式3中，未设置实施方式1(图4)的中性点电位检测部(11、12)，旋转位置推算部21a、22a基于在本***及其他***中检测的中性点电位(Vn-m，Vn-s)，推算转子位置。
图16是表示本实施方式3的***1的旋转位置推算部21a的结构的方框图。此外，关于***2的旋转位置推算部22a的结构，因为与旋转位置推算部21a同样，所以省略图示及说明。
如图16所示，旋转位置推算部21a包括多个映射表，该多个映射表具有表示***1的中性点电位Vn-m与转子位置的关系的映射表数据或查找表数据或函数。该多个映射表21b是针对***2的每个电压矢量而设置的，在图16中，针对零矢量(V(0，0，0)、V(1，1，1))、V(1，0，0)、V(1，0，1)、V(0，0，1)、V(0，1，1)、V(0，1，0)及V(1，1，0)分别设置映射表1、映射表2、映射表3、映射表4、映射表5、映射表6及映射表7。这些映射表1、映射表2、映射表3、映射表4、映射表5、映射表6及映射表7根据被输入的Vn-m，分别输出转子位置θd-m1、θd-m2、θd-m3、θd-m4、θd-m5、θd-m6及θd-m7。
进而，旋转位置推算部21a还包括映射表选择单元21c，该映射表选择单元21c基于在***2中被检测的中性点电位Vn-s，根据由映射表1～7输出的转子位置θd-m1～θd-m7，选择与在***2中被施加的电压矢量对应的转子位置，并作为转子位置的推算值θd-m’而输出。此外，在图16中，映射表选择单元21c基于Vn-s，选择出映射表3根据Vn-m对在***2中被施加的电压矢量为V(1，0，1)的矢量输出的θd-m3。即，旋转位置推算部21a基于Vn-m及Vn-s，推算***1的转子位置θd-m是θd-m3。
如上所述，根据本实施方式3，即使在其他***的施加电压矢量为零矢量以外的电压矢量的情况下，也能够检测本***的中性点电位Vn-m而推算转子位置。由此，基于被推算的转子位置的电动机控制的精度提高。
此外，也可以如实施方式1所述，使用转子位置的推算运算式来代替映射表，该转子位置的推算运算式是将针对本***的两种电压矢量而检测的中性点电位看作三相交流量(的二相量)，并使用坐标变换(三相二相变换)而得到的。由此，能够节约在控制系中使用的存储器容量，并且由于不需要确定映射表数据，因此控制系的构筑变得容易。
(实施方式4)
在本实施方式4中，同时使用如上所述的基于中性点电位的转子位置推算和旋转位置检测器(例如霍尔IC、分解器、编码器、GMR传感器)的旋转位置探测。通常，基于由旋转位置检测器检测的转子位置，执行电动机控制。另外，根据基于中性点电位的旋转推算位置，判断旋转位置检测器是否异常。当旋转位置检测器被判断为异常时，根据基于中性点电位的旋转推算位置，执行电动机控制。由此，即使旋转位置检测器发生了故障或信号异常等不良情况，也能够由转子推算位置继续进行电动机控制，因此电动机控制装置的可靠性提高。
下面，利用图17及图18对实施方式4进行说明。此外，主要对与实施方式1不同的方面进行说明。
图17是表示本发明实施方式4的电动机控制装置的结构的方框图。
如图17所示，除了实施方式1(图4)的结构以外，还在***1中设有旋转位置检测器411及412，在***2中设有旋转位置检测器421、422。在本实施方式4中，通过在各***中冗余地设置多个旋转位置检测器，旋转检测器的旋转位置检测的可靠性提高。
进而，在***1中，设有检测位置判断单元71，该检测位置判断单元71在由旋转位置检测器411、412检测的转子位置θd-11、θd-12及由旋转位置推算部21推算的转子位置θd-m内，判断正确的转子位置，并将其作为转子位置θd-31输出到控制部61。另外，在***2中，设有检测位置判断单元72，该检测位置判断单元72在由旋转位置检测器421、422检测的转子位置θd-21、θd-22及由旋转位置推算部22推算的转子(推算)位置θd-s内，判断正确的转子位置，并将其作为转子位置θd-32而输出到控制部62。
图18是表示***1的检测位置判断单元71执行的判断处理的流程图。此外，***2的检测位置判断单元72执行的判断处理也是同样的。
首先，在步骤S11中，检测位置判断单元71判断旋转位置检测器411的输出即θd-11与旋转位置检测器412的输出即θd-12是否大致一致。例如，在θd-11与θd-12的差值的大小为预设定的值以下的情况下，判断为大致一致。在θd-11与θd-12大致一致的情况下(步骤S11的“是”)，进入步骤S12，在θd-11与θd-12不一致的情况下，进入步骤S13(步骤S11的“否”)。
在步骤S12中，检测位置判断单元71将θd-11作为正确的转子位置θd-31而输出到控制部61。即，在控制部61中，θd-11被用于电动机控制。此外，在本步骤S12中，检测位置判断单元71代替θd-11将θd-12作为θd-31而输出。
这里，在θd-11与θd-12不一致的情况下，能够判断为旋转位置检测器411或旋转位置检测器412中的任一方是异常的。因此，通过步骤S13及步骤S14，使用由旋转位置推算部21输出的转子推算位置θd-m，来判断旋转位置检测器411及旋转位置检测器412中的任一个旋转位置检测器是否异常。
在步骤S13中，检测位置判断单元71判断θd-11和θd-m是否大致一致。例如，在θd-11与θd-m的差值的大小为预设定的值以下的情况下，判断为大致一致。在θd-11与θd-m大致一致的情况下(步骤S13的“是”)，旋转位置检测器411被判断为正常，进入步骤S14，在θd-11与θd-m不一致的情况下，旋转位置检测器411被判断为异常，进入步骤S15(步骤S13的“否”)。
在步骤S14中，检测位置判断单元71将θd-11作为正确的转子位置θd-31而输出到控制部61。即，在控制部61中，θd-11被用于电动机控制。
在步骤S15中，检测位置判断单元71判断θd-12和θd-m是否大致一致。例如，在θd-12与θd-m的差值的大小为预设定的值以下的情况下，判断为大致一致。在θd-12与θd-m大致一致的情况下(步骤S15的“是”)，旋转位置检测器412被判断为正常，进入步骤S16，在θd-12与θd-m不一致的情况下，旋转位置检测器412被判断为异常(步骤S15的“否”)，进入步骤S17。
在步骤S16中，检测位置判断单元71将θd-12作为正确的转子位置θd-31而输出到控制部61。即，在控制部61中，θd-12被用于电动机控制。
在步骤S17中，由于通过步骤S13及步骤S14，旋转位置检测器411、412都被判断为异常，因此检测位置判断单元71将θd-m作为正确的转子位置θd-31而输出到控制部61。即，在控制部61中，θd-m被用于电动机控制。
此外，θd-11、θd-12及θd-m的各位置优选为同一时刻的位置。例如，通过修改旋转位置检测器的检测时刻，或通过插补等来修改各位置数据，能够在同一时刻将三个位置进行比较。由此，旋转位置检测器的异常的判断精度提高。
如上所述，根据本实施方式4，通过旋转推算位置，能够判断冗余设置的多个旋转位置检测器中的任一个是否异常。由此，即使在多个旋转位置检测器中的任一个异常的情况下，也能够选择正常的旋转位置检测器，与正常时(未发生故障时)同样地执行电动机控制，持续输出所期望的电动机转矩。进而，即使在多个旋转位置检测器都异常的情况下，也能够使用转子推算位置而执行电动机控制，因此能够维持电动机驱动。
此外，本实施方式4的旋转位置推算单元是构成控制系的微型计算机的一种功能，无需追加如旋转位置检测器那样的硬件就能够实现。因此，根据本实施方式4，不会增大电动机控制装置的成本，能够提高电动机控制装置的可靠性。
(实施方式5)
图19是表示本发明实施方式5的电动机控制装置的***1的控制部61的结构的方框图。此外，***2的控制部也具有同样的结构。另外，控制部以外的结构与实施方式4(图17)同样。因此，关于***2的控制部62，省略了图示及说明。下面，主要对与实施方式4(图17)不同的方面进行说明。
如图19所示，在本实施方式5中，控制部61除了包括实施方式1的控制部61的结构(图5)以外，还包括中高速位置推算器622和推算相位切换开关623。
中高速位置推算器622基于dq轴电压指令Vd*，Vq*以及dq轴电流检测值Id、Iq，根据永磁同步电机4的常数(电感或绕组电阻)，推算运算转子位置θdc2。这是基于感应电压的公知的转子位置推算单元，关于具体的运算方法，省略说明。此外，作为基于感应电压的转子位置推算单元，公知有各种单元，省略详细的说明，但无论哪种单元都可以应用。
推算相位切换开关623根据电动机速度(转速)，选择由中高速位置推算器622输出的θdc2和由旋转位置推算部21基于中性点电位推算的θd-m，将其作为用于控制的转子位置θdc3而输出。即，根据电动机速度，变更转子的位置推算算法。例如，当将规定值以上的速度设为中高速，且将小于该规定值的速度设为低速时，利用推算相位切换开关623，在中高速时选择θdc2，在低速时选择θd-m。此外，在本实施方式4中，电动机速度ω1由速度运算单元620基于θdc3来运算。
此外，也可以按照在低速域中θd-m占主导地位且在中高速域中θdc2占主导地位的方式对θd-m和θdc2进行加权来代替θdc2和θd-m的切换，运算转子位置θdc3。在这种情况下，由于逐渐切换基于中性点电位的控制和基于感应电压的控制，因此在低速域和高速域的切换时，控制的稳定性提高。另外，也可以使切换θd-m和θdc2的转速具有滞后。由此，能够防止切换时的振荡。
在本实施方式5中，根据由速度运算单元620运算的电动机速度，切换θdc2和θd-m，但不限于此，也可以根据由旋转位置传感器(磁極位置传感器、转向角传感器等)检测的电动机速度，切换θdc2和θd-m。
如上所述，根据本实施方式5，由于在从低速域到中高速域的较宽的速度范围内，用于电动机控制的转子位置的精度提高，因此同步电动机的速度控制的精度及稳定性、或可靠性提高。
此外，图19的中高速位置推算器622及推算相位切换开关623不限于实施方式4，也可以应用于实施方式1～3。
(实施方式6)
图20表示本发明实施方式6的电动助力转向装置的结构。
如图20所示，在电动助力转向装置8中，由转矩传感器82检测方向盘81的转矩，电动机控制装置3的逆变器31(***1)、32(***2)根据所检测到的转矩而驱动控制永磁同步电机(三相绕组41(***1)、三相绕组42(***2))。由此，永磁同步电机产生的电动机转矩经由转向辅助机构83传递到转向机构84。由此，当由驾驶员操作方向盘81时，电动助力转向装置8就根据向方向盘81的操作输入，一边辅助转向力，一边使车轮85通过转向机构84而转向。
本实施方式6的电动机控制装置3可应用实施方式5(图19)的电动机控制装置(整体结构参照实施方式4(图17))。因此，一个永磁同步电机由两台逆变器31、32来驱动。逆变器31、32被基于由冗余设置的多个旋转位置检测器检测的转子位置、基于中性点电位推算的转子位置而控制。
此外，与实施方式5同样，由中高速位置推算器622输出的θdc2和由旋转位置推算部21基于中性点电位推算的θd-m是根据电动机的转速而切换的。在本实施方式6中，电动机转速使用测定方向盘81的角度位置而检测车辆的转向角的转向角传感器(未图示)来测量。例如，根据转向角的时间变化，运算转速。
根据本实施方式6，与实施方式4同样，由于通过旋转推算位置，能够判断多个旋转位置检测器中的任一个是否发生了故障，因此即使在多个旋转位置检测器中的任一个发生了故障的情况下，也能够选择正常的旋转位置检测器，与正常时(未发生故障时)同样地执行电动机控制，持续输出所期望的电动机转矩。因此，电动助力转向装置能够正常地持续进行辅助动作。
进而，由于即使在多个旋转位置检测器都发生了故障的情况下，也能够使用旋转推算位置而持续进行电动机控制，因此电动助力转向装置能够持续进行辅助动作。例如，即使在车辆的车轮开到了台阶上的情况等下，电动助力转向装置也能够持续辅助转向力。
另外，在多个旋转位置检测器都发生了故障的情况下，能够使用旋转推算位置而持续进行电动机控制。由此，能够将故障通知给驾驶员，并且能够防止永久磁铁电动机的输出逐渐减小而陷入急剧地辅助停止。由此，在电动助力转向装置包括的多个旋转位置检测器都发生了故障或发生了异常的情况下，驾驶员能够安全地使本车停止。
另外，旋转位置推算单元无需追加硬件就能够实现。因此，根据本实施方式6，不会增大成本，能够提高电动助力转向装置的可靠性。
此外，在本实施方式6中，作为电动机控制装置3，不限于实施方式5，也可以应用实施方式1～4。
此外，本发明不限于上述的实施方式，可包含各种变形例。例如，上述的实施方式都是为通俗易懂地说明本发明而进行了详细说明的实施方式，不一定局限于包括已说明的全部结构的实施方式。另外，关于各实施方式的结构的一部分，可进行其他结构的追加、删除、替换。
例如，驱动一个永磁同步电机的逆变器不限于两台，也可以为任意的多台。另外，三相同步电动机不限于永磁同步电机，也可以为绕组励磁型同步电动机。另外，作为用于推算本***的转子位置的表示其他***的逆变器的驱动状态的信息，也可以使用逆变器的输出电压或电动机端子电压的检测值。
符号说明
3…电动机控制装置，4…永磁同步电机，5…直流电源，
8…电动助力转向装置，11、12…中性点电位检测部，
21、21a…旋转位置推算部，21b…映射表，21c…映射表选择单元，
22、22a…旋转位置推算部，31、32…逆变器，41、42…三相绕组，
61、61a…控制部，62、62a…控制部，71、72…检测位置判断单元，
81…方向盘，82…转矩传感器，83…转向辅助机构，84…转向机构，85…车轮，311…逆变器主电路，
312…单并联电流检测器，313…预输出驱动器，
321…逆变器主电路，322…单并联电流检测器，
323…预输出驱动器，411、412、421、422…旋转位置检测器，
611…q轴电流指令产生单元，612…d轴电流指令产生单元，613a…减法运算单元，613b…减法运算单元，614a…d轴电流控制单元，614b…q轴电流控制单元，
615…dq逆转换单元，616…PWM产生单元，617…电流再生单元，
618…dq转换单元，619…采样/保存单元，620…速度运算单元，
621…脉冲移位单元。

Claims (21)

1.一种三相同步电动机的控制装置，其特征在于，包括：
具有第1三相绕组和第2三相绕组的三相同步电动机；
与所述第1三相绕组连接的第1逆变器；
与所述第2三相绕组连接的第2逆变器；
基于所述三相同步电动机的转子位置来控制所述第1逆变器的第1控制装置；和
基于所述三相同步电动机的所述转子位置来控制所述第2逆变器的第2控制装置，
所述第1控制装置基于所述第2三相绕组的中性点电位，检测没有对所述第2三相绕组施加电压时的所述第1三相绕组的中性点电位，并基于所检测出的所述第1三相绕组的中性点电位，推算所述转子位置。
2.根据权利要求1所述的三相同步电动机的控制装置，其特征在于：
所述第2控制装置基于所述第1三相绕组的中性点电位和所述第2三相绕组的中性点电位，推算所述转子位置。
3.根据权利要求1所述的三相同步电动机的控制装置，其特征在于：
所述第1控制装置在所述三相同步电动机的转速小于规定值时，基于所述第1三相绕组的中性点电位和所述第2三相绕组的中性点电位，推算所述转子位置。
4.根据权利要求1所述的三相同步电动机的控制装置，其特征在于：
所述第1控制装置的PWM载波相位与所述第2控制装置的PWM载波相位错开规定量。
5.根据权利要求4所述的三相同步电动机的控制装置，其特征在于：
所述规定量为90度。
6.根据权利要求1所述的三相同步电动机的控制装置，其特征在于：
所述第1控制装置和所述第2控制装置由一个微型计算机构成，所述第1三相绕组的中性点电位和所述第2三相绕组的中性点电位被输入到所述微型计算机。
7.根据权利要求1所述的三相同步电动机的控制装置，其特征在于：
所述三相同步电动机的控制装置还包括：
构成所述第1控制装置的第1微型计算机；和
构成所述第2控制装置的第2微型计算机，
所述第1三相绕组的中性点和所述第2三相绕组的中性点与所述第1微型计算机和所述第2微型计算机电连接。
8.一种三相同步电动机的控制装置，其特征在于，包括：
具有第1三相绕组和第2三相绕组的三相同步电动机；
与所述第1三相绕组连接的第1逆变器；
与所述第2三相绕组连接的第2逆变器；
基于所述三相同步电动机的转子位置来控制所述第1逆变器的第1控制装置；和
基于所述三相同步电动机的所述转子位置来控制所述第2逆变器的第2控制装置，
所述第1控制装置获取关于所述第2逆变器的驱动状态的信息，基于所述信息，检测没有对所述第2三相绕组施加电压时的所述第1三相绕组的中性点电位，并基于检测出的所述第1三相绕组的中性点电位，推算所述转子位置。
9.根据权利要求8所述的三相同步电动机的控制装置，其特征在于：
所述信息是所述第2逆变器对于所述第2三相绕组的电压施加状态。
10.根据权利要求8所述的三相同步电动机的控制装置，其特征在于：
所述第1控制装置在所述三相同步电动机的转速小于规定值时，基于所述第1三相绕组的中性点电位和所述信息，推算所述转子位置。
11.根据权利要求3或10所述的三相同步电动机的控制装置，其特征在于：
所述第1控制装置在所述三相同步电动机的所述转速为所述规定值以上时，基于所述第1三相绕组的感应电压和电流，推算所述转子位置。
12.根据权利要求11所述的三相同步电动机的控制装置，其特征在于：
所述规定值在增速时和減速时为不同的大小。
13.根据权利要求8所述的三相同步电动机的控制装置，其特征在于：
所述第1控制装置保存没有对所述第2三相绕组施加电压时所推算出的所述转子位置，在对所述第2三相绕组施加电压时，基于所保存的所述转子位置，控制所述第1逆变器。
14.根据权利要求8所述的三相同步电动机的控制装置，其特征在于：
所述信息是所述第2逆变器的选通信号。
15.根据权利要求8所述的三相同步电动机的控制装置，其特征在于：
所述第1控制装置通过与所述第2控制装置进行通信来获取所述信息。
16.根据权利要求8所述的三相同步电动机的控制装置，其特征在于：
所述信息是所述第2三相绕组的中性点电位。
17.一种三相同步电动机的控制装置，其特征在于，包括：
具有第1三相绕组和第2三相绕组的三相同步电动机；
与所述第1三相绕组连接的第1逆变器；
与所述第2三相绕组连接的第2逆变器；
基于所述三相同步电动机的转子位置来控制所述第1逆变器的第1控制装置；和
基于所述三相同步电动机的所述转子位置来控制所述第2逆变器的第2控制装置，
所述第1控制装置基于所述第1三相绕组的中性点电位和所述第2三相绕组的中性点电位，推算所述转子位置，
所述第1控制装置包括：
多个映射表，其依照所述第2三相绕组的多个电压施加状态，表示所述第1三相绕组的中性点电位与所述转子位置的关系；和
映射表选择单元，其基于所述第2三相绕组的中性点电位，选择所述多个映射表中的一个映射表，
所述第1控制装置基于由所选择的所述映射表输出的所述转子位置，控制所述第1逆变器。
18.一种三相同步电动机的控制装置，其特征在于，包括：
具有第1三相绕组和第2三相绕组的三相同步电动机；
与所述第1三相绕组连接的第1逆变器；
与所述第2三相绕组连接的第2逆变器；
基于所述三相同步电动机的转子位置来控制所述第1逆变器的第1控制装置；和
基于所述三相同步电动机的所述转子位置来控制所述第2逆变器的第2控制装置，
所述第1控制装置基于由冗余地设置的多个旋转位置检测器检测出的所述转子位置，控制所述第1逆变器，
所述第1控制装置基于所述第2三相绕组的中性点电位，检测没有对所述第2三相绕组施加电压时的所述第1三相绕组的中性点电位，并基于所检测出的所述第1三相绕组的中性点电位，推算出转子推算位置，基于推算出的所述转子推算位置，判断所述多个旋转位置检测器是否异常。
19.根据权利要求18所述的三相同步电动机的控制装置，其特征在于：
所述第1控制装置当判断所述多个旋转位置检测器均发生异常时，基于所述转子推算位置，控制所述第1逆变器。
20.一种电动助力转向装置，其特征在于，包括：
方向盘；
依照所述方向盘的操作来使车轮转向的转向机构；
依照所述方向盘的转矩来产生电动机转矩的电动机控制装置；和
将所述电动机转矩传递给所述转向机构的转向辅助机构，
所述电动机控制装置是权利要求1、8、17和18中任一项所述的三相同步电动机的控制装置。
21.一种电动助力转向装置，其特征在于，包括：
方向盘；
依照所述方向盘的操作来使车轮转向的转向机构；
依照所述方向盘的转矩来产生电动机转矩的电动机控制装置；和
将所述电动机转矩传递给所述转向机构的转向辅助机构，
所述电动机控制装置是权利要求18所述的三相同步电动机的控制装置，
所述第1控制装置在所述三相同步电动机的转速小于规定值时，基于所述第1三相绕组的中性点电位和所述第2三相绕组的中性点电位，推算所述转子推算位置，
所述转速使用转向角传感器来测量。
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Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN117639597B (zh) * 2023-12-05 2024-05-28 湖南大学 多三相永磁电机分布式控制器间载波自同步方法及装置

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2004120853A (ja) * 2002-09-25 2004-04-15 Toyota Central Res & Dev Lab Inc 動力出力装置
CN103534929A (zh) * 2011-05-13 2014-01-22 株式会社日立制作所 同步电动机的驱动***
CN104579085A (zh) * 2014-12-23 2015-04-29 广东威灵电机制造有限公司 电机转子位置的检测方法和检测装置
WO2017006719A1 (ja) * 2015-07-03 2017-01-12 日立オートモティブシステムズ株式会社 三相同期電動機の駆動装置

Family Cites Families (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3312472B2 (ja) 1994-03-01 2002-08-05 富士電機株式会社 電動機の磁極位置検出装置
JP2001276485A (ja) * 2000-03-29 2001-10-09 Matsushita Electric Ind Co Ltd 洗濯機
DE10064486A1 (de) * 2000-12-22 2002-07-18 Bosch Gmbh Robert Verfahren und Vorrichtung zur Ermittlung der Rotorposition eines Elektromotors mit mehreren Motorsträngen
JP4749852B2 (ja) * 2005-11-30 2011-08-17 日立オートモティブシステムズ株式会社 モータ駆動装置及びそれを用いた自動車
JP5175569B2 (ja) 2008-02-07 2013-04-03 ルネサスエレクトロニクス株式会社 同期電動機の駆動システム
JP5308109B2 (ja) 2008-09-17 2013-10-09 ルネサスエレクトロニクス株式会社 同期電動機の駆動システム
US8258736B2 (en) * 2009-10-20 2012-09-04 GM Global Technology Operations LLC Fail-safe controls for electric traction drive systems
DE112012006220T5 (de) * 2012-04-12 2015-01-15 Hitachi, Ltd. Ansteuervorrichtung für einen Elektromotor
JP2014135830A (ja) 2013-01-09 2014-07-24 Chugoku Electric Power Co Inc:The 電線結束用操作具
JP6022951B2 (ja) * 2013-01-18 2016-11-09 トヨタ自動車株式会社 電動パワーステアリング装置
JP5846151B2 (ja) * 2013-04-05 2016-01-20 株式会社日本自動車部品総合研究所 電力変換装置
DE102016119892B4 (de) * 2015-10-21 2022-04-28 Denso Corporation Steuerungsgerät für eine rotierende elektrische Maschine
JP6693319B2 (ja) * 2015-10-21 2020-05-13 株式会社デンソー 回転電機の制御装置
WO2018066065A1 (ja) * 2016-10-04 2018-04-12 新電元工業株式会社 始動発電装置および始動発電方法

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2004120853A (ja) * 2002-09-25 2004-04-15 Toyota Central Res & Dev Lab Inc 動力出力装置
CN103534929A (zh) * 2011-05-13 2014-01-22 株式会社日立制作所 同步电动机的驱动***
CN104579085A (zh) * 2014-12-23 2015-04-29 广东威灵电机制造有限公司 电机转子位置的检测方法和检测装置
WO2017006719A1 (ja) * 2015-07-03 2017-01-12 日立オートモティブシステムズ株式会社 三相同期電動機の駆動装置

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