JP2003199389A

JP2003199389A - モータの制御装置及びその制御方法

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Publication number: JP2003199389A
Application number: JP2001395632A
Authority: JP
Inventors: Yoshimi Sakurai; 芳美櫻井; Yoshinao Iwamichi; 善尚岩路; Ryozo Masaki; 良三正木
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 2001-12-27
Filing date: 2001-12-27
Publication date: 2003-07-11
Anticipated expiration: 2021-12-27
Also published as: US6771039B2; US20030128009A1; JP3661642B2

Abstract

(57)【要約】【課題】交流モータを位置センサレスで高応答に制御す
ることができるモータの制御装置及びその制御方法を提
供することである。【解決手段】同期モータ１に電圧を印加するインバータ
３と、ＰＷＭ信号で印加する電圧指令値を演算する制御
装置４とを備えたモータ制御装置において、同期モータ
１の電流差分検出部１４と、印加電圧による電流変化を
演算する電流差分演算部１３と、電流差分検出部１４に
よって検出された電流変化及び電流差分演算部１３によ
って演算された電流変化に基づいて逆起電力方向を推定
する位置検出部１５とを有すると共に、位置検出部１５
によって推定された逆起電力方向に基づいて同期モータ
１の回転子の磁極位置を推定し、この推定された磁極位
置に基づいて同期モータ１に印加される電圧を制御す
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、同期モータ，リラ
クタンスモータなどの交流モータの速度或いはトルクを
制御するモータの制御装置及びその制御方法に関する。

【０００２】

【従来の技術】同期モータ，リラクタンスモータなどの
交流モータの速度或いはトルクは、回転子の磁極位置に
基づく電流制御或いは電圧制御によって制御される。近
年、交流モータの速度或いはトルクの制御方式として
は、回転子の磁極位置を位置検出器によって検出するこ
となく制御する（回転子の磁極位置を推定して制御す
る）磁極位置センサレス制御方式が種々提案されてい
る。例えば特開平８−256496号公報に開示されたもので
は、モータの電圧・電流方程式から導き出される逆起電
力（誘起電圧）を印加電圧とモータの電流から推定し、
この推定された逆起電力に基づいて回転子の磁極位置を
推定している。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、前述し
た従来の技術では、瞬時に逆起電力の方向を推定するこ
とが難しく、モータ制御系の応答性を高めることに限界
があるという課題が依然として残る。すなわち前述した
従来の技術では、インバータのスイッチング動作に伴う
電流脈動(印加電流中に混在するインバータによる外乱
に起因するノイズ)の影響を除去するために、ノイズフ
ィルタを用いて電流脈動を抑制している。このため、前
述した従来の技術では、モータの電圧・電流方程式にお
いて電流微分を用いる代わりに、オブザーバ理論に基づ
くフィードバックゲインによって応答性を調整するオブ
ザーバを用いて逆起電力を求めている。従って、前述し
た従来の技術では、瞬時に逆起電力の方向を推定するこ
とが難しく、モータ制御系の応答性を高めることに限界
があるという課題が依然として残る。

【０００４】本発明の代表的な目的は、交流モータを位
置センサレスで高応答に制御することができるモータの
制御装置及びその制御方法を提供することにある。ま
た、本発明の他の代表的な目的は、突極性を有する交流
モータを位置センサレスで高応答に制御することができ
るモータの制御装置及びその制御方法を提供することに
ある。さらに、本発明の他の代表的な目的は、交流モー
タを用いる駆動システムの中速度領域から高速度領域に
おける駆動効率を向上させることができるモータの制御
装置及びその制御方法を提供することにある。

【０００５】

【課題を解決するための手段】本発明の基本的な特徴
は、交流モータの電流変化及び印加電圧による電流変化
に基づいて逆起電力方向を推定することにある。このた
め、本発明は、電力変換器から交流モータに印加される
電圧を制御する制御装置に、交流モータの電流変化を検
出する電流変化検出手段と、電力変換器から交流モータ
に印加される電圧による電流変化を演算する電流変化演
算手段と、電流変化検出手段によって検出された電流変
化及び電流変化演算手段によって演算された電流変化に
基づいて逆起電力方向を推定する逆起電力推定手段とを
有する。交流モータが、突極性を有する同期モータの場
合には、電流変化演算手段は、電力変換器から同期モー
タに印加される電圧による電流変化を演算すると共に、
同期モータの回転に伴って変化するインダクタンスによ
る電流変化を演算する。

【０００６】また、制御装置は、電流変化演算手段によ
って演算された電流変化を電力変換器の入力電圧に応じ
て補正する補正手段を有する。電流変化検出手段は、電
力変換器のスイッチング動作により変化する電流変化の
影響を除去するタイミングで電流変化を検出する。電流
変化演算手段は、電流変化検出手段によって電流変化を
検出する前に算出された印加電圧指令を受けて電流変化
を演算する。

【０００７】本発明によれば、推定された逆起電力方向
に基づいて交流モータの回転子の磁極位置を推定し、こ
の推定された磁極位置に基づいて電力変換器から交流モ
ータに印加される電圧を制御する。

【０００８】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施例を図面に基
づいて説明する。

【０００９】図１は、本発明の第１実施例であるモータ
の制御装置のシステム構成を示す。本実施例のモータの
制御装置は、例えば内燃機関であるエンジン及び交流モ
ータである同期モータを駆動源とし、これらを切り替え
て車両を駆動するハイブリッド型電気自動車の駆動シス
テムに用いられるものであり、上位制御装置、例えば内
燃機関であるエンジンの制御装置から受けたトルク指令
に対して同期モータのトルクを位置センサレス、すなわ
ち位置センサで回転子の磁極位置を検出することなく高
性能に制御するものである。

【００１０】図面において１は円筒型の同期モータであ
る。同期モータ１は、複数の永久磁石が鉄心内部或いは
外周表面に環状に等間隔で配置された非突極性のロータ
を有する交流モータであり、車載の蓄電手段であるバッ
テリ２から供給された直流電圧が、電力変換器であるイ
ンバータ３によって３相の交流電圧に変換されて印加さ
れている。インバータ３はＩＧＢＴ，ＭＯＳ−ＦＥＴな
どのパワースイッチング素子から構成されたものであ
る。パワースイッチング素子は、制御装置４から出力さ
れたＰＷＭ信号に基づいてオン・オフ制御されている。
これにより、インバータ３から同期モータ１に印加電圧
が制御される。

【００１１】制御装置４は、外部から入力されたトルク
指令τr に基づいて同期モータ１の印加電圧を制御する
ものである。入力されたトルク指令τr は、後述する方
法で得られたモータ速度ωと共に電流指令発生部６に入
力される。電流指令発生部６では、モータ速度が得られ
た時点におけるモータ速度ωでトルク指令τr 通りのモ
ータトルクを発生させるために最適なｄ軸電流指令ｉd
r，ｑ軸電流指令ｉqrを算出し、電流制御部７に出力す
る。ここで、指定する交流モータの動作点での損失が最
小となるｄ軸，ｑ軸電流を最適なｄ軸，ｑ軸電流と定義
すると、最適なｄ軸，ｑ軸電流指令とは、例えば予め計
算或いは実験によって求められてマップ化された最適な
ｄ軸，ｑ軸電流から算出されたものを意味する。

【００１２】電流制御部７では、入力されたｄ軸電流指
令ｉdrと検出されてフィードバックされたｄ軸電流ｉd
との差分、入力されたｑ軸電流指令ｉqrと検出されてフ
ィードバックされたｑ軸電流ｉq との差分をそれぞれ求
め、この差分に基づいてｄ軸，ｑ軸電流制御演算値を演
算している。また、電流制御部７では、入力されたモー
タ速度ωに基づいて同期モータ１のｄ軸，ｑ軸干渉電圧
成分を演算している。そして、電流制御部７では、ｄ軸
干渉電圧成分をｄ軸電流制御演算値に、ｑ軸干渉電圧成
分をｑ軸電流制御演算値にそれぞれ加算し、この結果を
ｄ軸電圧指令Ｖdr，ｑ軸電圧指令Ｖqrとして座標変換部
８に出力する。

【００１３】尚、ｄ軸電流ｉd，ｑ軸電流ｉqは、電流セ
ンサ５ｕ，５ｖによって検出された同期モータ１のｕ相
電流ｉu，ｖ相電流ｉvを、後述するＰＷＭ発生回路９か
らのサンプリングタイミングパルスＰ１のタイミングで
電流検出部１０に入力し、入力されたｕ相電流ｉu，ｖ
相電流ｉvを座標変換部１１において、入力された磁極
位置θc で座標変換することより算出されている。ここ
で、座標変換部１１に入力された磁極位置θc は、本実
施例の特徴である検出方法によって得られたものであ
り、その詳細な検出方法については後述する。

【００１４】座標変換部８では、入力された磁極位置θ
c に基づいてｄ−ｑ軸座標系のｄ軸電圧指令Ｖdr，ｑ軸
電圧指令Ｖqrを、静止座標系の電圧であるｕ相電圧指令
Ｖur，ｖ相電圧指令Ｖvr，ｗ相電圧指令Ｖwrに変換して
ＰＷＭ発生回路９に出力する。ＰＷＭ発生回路９では、
入力された各相の電圧指令値Ｖur，Ｖvr，Ｖwrに対応す
る各相のＰＷＭ信号Ｐu，Ｐv，Ｐw を生成してインバー
タ３に出力する。インバータ３では、入力されたＰＷＭ
信号Ｐu，Ｐv，Ｐw に基づいてパワースイッチング素子
がオン・オフ制御される。これにより、インバータ３の
出力電圧、すなわち同期モータ１への印加電圧が制御さ
れる。

【００１５】図２は、同期モータ１が駆動しているとき
の各ベクトルの関係を示す。具体的に図２は、横軸にα
軸，縦軸にβ軸をとる静止座標系の第４象現にｄ−ｑ軸
座標系のｄ軸があると共に、α軸に対する同期モータ１
の回転子の磁極位置θが−８０°方向にあるときの各ベ
クトルの関係を示す。このとき、逆起電力ベクトルＶem
f はｑ軸の負方向（第３象現）に位置する。図２の状態
における各相の電圧指令Ｖur，Ｖvr，Ｖwrの電圧位相θ
v における電圧は図３の通りである。図３は、横軸に位
相（ｄｅｇ），縦軸に相電圧（Ｖ）をとったときの各相
の電圧指令Ｖur，Ｖvr，Ｖwrの電圧波形と位相の関係を
示す。

【００１６】ここで、ｉは、同期モータ１の各相に流れ
る電流のベクトルｉu，ｉv，ｉw を合成した電流ベクト
ル，Ｖr は、各相の電圧指令のベクトルＶur、Ｖvr、Ｖ
wrを合成した電圧指令ベクトル，Ｖemf は、同期モータ
１の各相の逆起電力のベクトルを合成した逆起電力ベク
トル，Φは、同期モータ１の回転子の永久磁石から発生
する磁束を示す磁束ベクトルである。θemf は、α軸に
対する逆起電力ベクトルＶemf の位相，θv は、α軸に
対する電圧指令ベクトルＶr の電圧位相である。尚、静
止座標系上におけるｕ相軸，ｖ相軸，ｗ相軸は、α軸上
のｕ相軸を基準として１２０°間隔で配置された同期モ
ータ１の三相各相の座標軸である。

【００１７】図４は、電圧位相θvのときの搬送波信号
と、各相のＰＷＭ信号Ｐu，Ｐv，Ｐw及び各相の電圧指
令値Ｖur，Ｖvr，Ｖwrの発生状態と、ｕ相における電流
の変化状態との関係を示す。各相の電圧指令値Ｖur，Ｖ
vr，Ｖwrは、搬送波信号が最大値となる三角波の頂点の
時点、例えばｔ(ｎ−１)，ｔ(ｎ)，ｔ(ｎ＋１)におい
て、演算された新しい値が設定される。また、各相のＰ
ＷＭ信号Ｐu，Ｐv，Ｐw は、各相の電圧指令値Ｖur，Ｖ
vr，Ｖwrと搬送波信号とを比較してそれぞれ得られる。
この状態においてインバータ３にＰＷＭ信号を印加する
と、各相の電流波形はインバータ３のパワースイッチン
グ素子のスイッチング動作に伴って脈動する。その理由
は、ある相におけるＰＷＭ信号がhighのときには、当該
相における同期モータ１の端子電圧がバッテリ２の正極
の電圧になり、ＰＷＭ信号がlow のときには、当該相に
おける同期モータ１の端子電圧がバッテリ２の負極の電
圧になるためである。このため、図４に示すように、ｕ
相電流ｉu の波形はインバータ３のパワースイッチング
素子のスイッチング動作に合わせて脈動している。

【００１８】ＰＷＭ発生回路９では、搬送波が最大値と
なる時点において、サンプリングタイミングパルスＰ１
を発生させている。前述したように、本実施例では、サ
ンプリングタイミングパルスＰ１を電流検出部１０に入
力してｕ相電流ｉu ，ｖ相電流ｉv を検出している。サ
ンプリングタイミングパルスＰ１が発生する間隔、例え
ば時刻ｔ(ｎ−１)から時刻ｔ(ｎ)までの区間（ｎ−１）
において、同期モータ１に印加される各相の平均電圧Ｖ
u，Ｖv，Ｖw はそれぞれ、区間（ｎ−２）で演算される
各相の電圧指令値Ｖur(ｎ−２)，Ｖvr(ｎ−２)，Ｖwr
(ｎ−２)と等しくなる。このため、相電流は脈動する。
しかし、時刻ｔ(ｎ−１)のｕ相電流ｉu(ｎ−１) と時刻
ｔ(ｎ)のｕ相電流ｉu(ｎ)とのｕ相電流差分Δｉu(ｎ)
は、区間（ｎ−１）で印加される各相の平均電圧Ｖu，
Ｖv，Ｖw と、そのときの逆起電力ベクトルの平均値に
よって決定される。すなわちΔｉu(ｎ) は電圧指令値Ｖ
ur(ｎ−２)，Ｖvr(ｎ−２)，Ｖwr(ｎ−２)と逆起電力ベ
クトルの平均値に影響される。

【００１９】この関係を静止座標系における同期モータ
の電圧・電流方程式を用いて説明と、同期モータの電圧
・電流方程式は、

【００２０】

【数１】Ｖ＝Ｒｉ＋Ｌdi/dt＋jωｍφ ＝Ｒｉ＋Ｌdi/dt＋Ｖemf となる。ここで、Ｖは印加電圧ベクトル、ｉは電流ベク
トル、φは磁束ベクトル、Ｒは抵抗、Ｌはインダクタン
ス、ωｍはモータ速度、Ｖemf は逆起電力ベクトル、ｊ
は単位ベクトルexp｛-j（π/2）｝をそれぞれ示す。数
１を電流差分Δｉの式に近似すると、

【００２１】

【数２】Δｉ＝（Ｖ−Ｒｉ−Ｖemf）Δｔ／Ｌとなる。ここで、Δｔはサンプリング時間、Δｉはサン
プリング時間間隔における電流差分ベクトルをそれぞれ
示す。さらに、抵抗Ｒが小さい場合には、

【００２２】

【数３】Δｉ＝（Δｔ／Ｌ）Ｖ−（Δｔ／Ｌ）Ｖemf ＝Δｉv＋Δｉemf のように近似できる。数３から判るように、電流差分ベ
クトルΔｉは、第１項の印加電圧ベクトルによる印加電
圧分電流差分ベクトルΔｉv と、逆起電力ベクトルによ
る逆起電力分電流差分ベクトルΔｉemf に分けられる。
ΔｉemfはＶemfと同方向のベクトルであり、ｑ軸の負方
向を向いている。

【００２３】ここで、Δｉv，Δｉemfのｕ相成分Δｉu
v，Δｉuemfの波形はそれぞれ図４に示す通りになる。
図４から判るように、ΔｉuvとΔｉuemfとの和が正の場
合、ｉu は増加し、その和が負の場合、ｉu は減少す
る。また、区間（ｎ−１）におけるΔｉuvの平均値とΔ
ｉuemfの平均値との和はΔｉu(ｎ) となる。以上のこと
から、Δｉを実際に流れる電流から検出し、Δｉv を各
相の電圧指令値Ｖur，Ｖvr，Ｖwrから演算することによ
り、Δｉemf を得ることができる。本実施例では、以上
の考え方に基づいて同期モータ１の逆起電力を推定し、
この推定された逆起電力から同期モータ１の回転子の磁
極位置を推定している。

【００２４】次に、ディジタル演算を行う制御装置４で
の同期モータ１の回転子の磁極位置推定について説明す
る。図１において１３は電流差分演算部である。電流差
分演算部１３では、座標変換部８から出力された電圧指
令値Ｖur，Ｖvr，Ｖwrに基づいて実際のα軸印加電圧，
β軸印加電圧にそれぞれ対応するα軸電圧分電流差分Δ
ｉαv ，β軸電圧分電流差分Δｉβv を演算する。イン
バータ３は、直流電源であるバッテリ２を入力としてい
るが、バッテリ電圧ＶB は大幅に変化することがある。
このため、本実施例では、電圧検出部１２によってバッ
テリ電圧ＶB を検出し、電流差分演算部１３に入力して
いる。

【００２５】１４は電流差分検出部である。電流差分検
出部１４では、電流検出部１０においてサンプリングタ
イミングパルスＰ１が発生するタイミングで取り込まれ
たｉu，ｉvを変換し出力されたα軸電流ｉα，β軸電流
ｉβを入力し、α軸電流差分Δｉα，β軸電流差分Δｉ
βを演算する。

【００２６】１５は位置検出部である。位置検出部１５
では、電流差分演算部１３によって演算されたα軸電圧
分電流差分Δｉαv ，β軸電圧分電流差分Δｉβv と、
電流差分検出部１４によって演算されたα軸電流差分Δ
ｉα，β軸電流差分Δｉβを入力し、同期モータ１の回
転子の磁極位置θc を演算する。

【００２７】図５は電流差分演算部１３おける処理内容
を、図６は電流差分検出部１４における処理内容を、図
７は位置検出部１５における処理内容をそれぞれ示す。
また、電流差分演算部１３，電流差分検出部１４，位置
検出部１５の各々の演算処理タイミングを図４のタスク
２，タスク３，タスク４にそれぞれ示す。尚、図４のタ
スク１では、電流指令発生部６，電流制御部７，座標変
換部８，ＰＷＭ発生回路９の処理を行っており、印加す
る各相の電圧指令を決定して次の区間のＰＷＭ波形を設
定した後、タスク２，タスク３，タスク４の順番で処理
が実行される。

【００２８】まず、区間（ｎ）における電流差分演算部
１３（タスク２）の演算処理を図５に基づいて説明す
る。ステップ１０１において、タスク１で演算された各
相の電圧指令値Ｖur(ｎ)，Ｖvr(ｎ)，Ｖwr(ｎ)を入力
し、３相／２相変換の演算によってα軸電圧指令値Ｖα
r(ｎ)，β軸電圧指令値Ｖβr(ｎ)を算出する。ステップ
１０２では、実際に同期モータ１に印加されるα軸電圧
値Ｖα(ｎ)，β軸電圧値Ｖβ(ｎ)を得るために、バッテ
リ電圧ＶB を入力し、基準バッテリ電圧ＶB0に対して次
の演算を実行する。

【００２９】

【数４】Ｖα（ｎ）＝Ｖαr（ｎ）・（ＶB／ＶB0）

【００３０】

【数５】Ｖβ（ｎ）＝Ｖβr（ｎ）・（ＶB／ＶB0）このような補正を行った後、ステップ１０３ではα軸電
圧分電流差分Δｉαv，β軸電圧分電流差分Δｉβv を
次のように算出する。

【００３１】

【数６】ΔｉαＶ（ｎ）＝Ｖα（ｎ）・Δｔ／Ｌ

【００３２】

【数７】ΔｉβＶ（ｎ）＝Ｖβ（ｎ）・Δｔ／Ｌ区間（ｎ）で演算された電圧指令値Ｖur(ｎ)，Ｖvr
(ｎ)，Ｖwr(ｎ)は、実際には区間(ｎ＋１)で印加される
ので、区間(ｎ＋１)におけるα軸電圧分電流差分Δｉα
v,β軸電圧分電流差分Δｉβvの平均値がα軸電圧分電
流差分Δｉαv(ｎ)，β軸電圧分電流差分Δｉβv(ｎ)
となる。これらの値は数３の右辺第１項の印加電圧分電
流差分ベクトルΔｉv のα軸，β軸成分となる。この結
果は位置検出部１５に入力される。

【００３３】次に、区間（ｎ）における電流差分検出部
１４（タスク３）の演算処理を図６に基づいて説明す
る。まず、ステップ１１１では、電流検出部１０におい
て、時刻ｔ(ｎ)でｉu(ｎ)，ｉv(ｎ)が取り込まれると共
に、２相／３相変換の演算によってα軸電流ｉα(ｎ)，
β軸電流ｉβ(ｎ)が算出される。ステップ１１２では、
電流差分検出部１４において、α軸電流ｉα(ｎ)，β軸
電流ｉβ(ｎ)に対して、前回の区間(ｎ−１)で算出され
たα軸電流ｉα(ｎ−１)，β軸電流ｉβ(ｎ−１)との差
分がそれぞれ次のように求められる。

【００３４】

【数８】Δｉα(ｎ)＝ｉα(ｎ)−ｉα(ｎ−１）

【００３５】

【数９】Δｉβ(ｎ)＝ｉβ(ｎ)−ｉβ(ｎ−１）これらの値は数３の左辺の電流差分ベクトルΔｉのα
軸、β軸成分となる。この結果は位置検出部１５に入力
される。

【００３６】次に、区間（ｎ）における位置検出部１５
（タスク４）の演算処理を図７に基づいて説明する。ま
ず、ステップ１２１では、逆起電力分電流差分ベクトル
Δｉemf のα軸成分Δｉαemf(ｎ)，β軸成分Δｉβemf
(ｎ)が数３の関係に基づいて次のように求められる。

【００３７】

【数１０】 Δｉαemf(ｎ)＝Δｉα(ｎ)−ΔｉαＶ(ｎ−２)

【００３８】

【数１１】 Δｉβemf(ｎ＝Δｉβ(ｎ)−ΔｉβＶ(ｎ−２) ここで注意すべき点は、数１０，数１１の演算で用いら
れる電流差分ベクトルの演算タイミングが異なることに
ある。つまりα軸電流差分Δｉα(ｎ)，β軸電流差分Δ
ｉβ(ｎ)は、区間（ｎ）で演算された結果であるが、実
際には区間（ｎ−１）のときの値である。これに対して
α軸電圧分電流差分Δｉαv(ｎ−２) ，β軸電圧分電流
差分Δｉβv(ｎ−２）は、区間（ｎ−２）のタスク２
で得られた結果である。このような結果になるのは、こ
れらの電圧分電流差分の基になっている各相の電圧指令
値Ｖur(ｎ−２)，Ｖvr(ｎ−２)，Ｖwr(ｎ−２)が区間
（ｎ−１）で印加されるためである。本実施例では、α
軸電流差分Δｉα(ｎ)，β軸電流差分Δｉβ(ｎ)が区間
（ｎ）の１つ前の区間（ｎ−１）の値である点、電圧分
電流差分の基になる各相の電圧指令値Ｖur(ｎ−２)，Ｖ
vr(ｎ−２) ，Ｖwr(ｎ−２) が区間（ｎ−２）の１つ前
の区間（ｎ−１）で印加される点に着目し、演算タイミ
ングの異なる電流差分ベクトルによる数１０，数１１の
演算を行っている。

【００３９】このように本実施例では、電流差分ベクト
ルの演算タイミングを正確に考慮して演算するので、電
圧指令がステップ的に変化した場合であっても、ローパ
スフィルタなどを用いることなく、区間（ｎ−１）にお
ける逆起電力分電流差分ベクトルΔｉemf のα軸成分Δ
ｉαemf(ｎ)，β軸成分Δｉβemf(ｎ)への影響を取り除
くことができ、モータ制御装置の応答性を向上させるこ
とができる。また、本実施例では、ローパスフィルタな
どを用いる必要がないので、負荷急変時にも磁極位置を
短時間で検出することができる。また、本実施例では、
印加電圧が急変した場合であっても、その変化による電
流差分の影響を除去することができる。よって、本実施
例では、高い過渡応答性が要求されるモータ制御システ
ムに好適な位置センサレス制御方式を提供することがで
きる。

【００４０】次に、ステップ１２２では、ステップ１２
１で演算された逆起電力分電流差分ベクトルΔｉemf の
α軸成分Δｉαemf(ｎ)，β軸成分Δｉβemf(ｎ)の値か
ら、逆起電力分電流差分ベクトルΔｉemfの位相θemf
(ｎ)を次のように算出している。

【００４１】

【数１２】 θemf(ｎ)＝tan^-1（Δｉβemf(ｎ)／Δｉαemf(ｎ)）位相θemf(ｎ) は、図２の逆起電力ベクトルＶemfの方
向（ｑ軸の負方向）の位相を示す。さらに、ステップ１
２３では、磁極位置θc（ｄ軸方向）を得るために次の
演算を実行する。

【００４２】

【数１３】θc＝θemf(ｎ)＋π／２＋θ(ωｍ) ここで、θｃは、演算によって得られた磁極位置、θ
は、図２の実際の磁極位置をそれぞれ示す。図２から判
るように、磁極位置θは、逆起電力ベクトルＶemf に対
してπ／２進んだ位相であるので、数１３の右辺第２項
に加えている。また、時間的に考えると、θemf(ｎ)
は、図４に示す区間（ｎ−１）における平均位相（ほぼ
区間（ｎ−１）の中間時点の位相）となる。これを用い
ると、座標変換を行うタイミングは、図４に示す区間
（ｎ＋１）のタスク１となり、これによって得られた各
相の電圧指令値Ｖur(ｎ＋１)，Ｖvr(ｎ＋１)，Ｖwr(ｎ
＋１)がＰＷＭ信号として出力されるタイミングは区間
（ｎ＋２）となる。このため、同期モータ１の回転子は
その間にモータ速度ωｍに応じて回転するので、それを
考慮する必要がある。その補正項が数１３の右辺第３項
である。この補正量は演算のデッドタイムとモータ速度
によって決定されるので、図４に示す演算タスクの順番
を変更した場合、その影響分を含めて決定することもで
きる。このようにして得られた磁極位置θc は座標変換
部８，１１における演算に用いられる。また、磁極位置
θc は速度検出部１６に入力される。速度検出部１６は
磁極位置θc の変化状態からモータ速度ωｍを算出す
る。

【００４３】以上説明したように本実施例では、印加電
圧とこれに対応する電流変化とをディジタル的なタイミ
ングを合わせた演算によって逆起電力から磁極位置を推
定する点に特徴を有する。このような本実施例の特徴に
よれば、オブザーバ理論や定常状態のシミュレータのよ
うなフィルタ処理も用いる必要がないので、従来のもの
よりも応答性を高めることができる。

【００４４】本実施例のモータ制御装置は、逆起電力を
計測できるモータの中速度領域から高速度領域において
高応答でモータを制御するのに特に好適なものであり、
モータの低速度領域において高応答にモータを制御する
ことができるモータ制御装置と組み合わせることによっ
て、モータの低速度領域から高速度領域までの全領域で
高応答にモータを制御することができる。

【００４５】また、本実施例のモータ制御装置を備えた
駆動システム、例えば内燃機関であるエンジン及び交流
モータである同期モータを駆動源とし、これらを切り替
えて車両を駆動するハイブリッド型電気自動車の駆動シ
ステムによれば、中速度領域から高速度領域における駆
動効率を向上させることができる。また、モータを唯一
の駆動源とする電気自動車では、駆動効率の向上によっ
て一充電あたりの走行距離を延伸できるなどの効果もあ
る。また、本実施例のモータ制御装置を備えた駆動シス
テムによれば、運転者の加速要求に対しても高応答に対
応することができるので、駆動システムの運転性能を向
上させることができる。また、本実施例のモータ制御装
置を備えた駆動システムによれば、同期モータの回転子
の磁極位置を検出する位置センサを用いることがないの
で、駆動システムの低コスト化を図ることができる。

【００４６】図８は、本発明の第２実施例であるモータ
の制御装置のシステム構成を示す。本実施例では、同期
モータ２２として、突極性を有する同期モータ１を用い
ている。このため、本実施例では、第１実施例の静止座
標系で演算する電流差分演算部１３の代わりに、回転座
標系であるｄ−ｑ軸座標系で演算した結果を座標変換に
よって静止座標系に変換し、α軸電圧分電流差分Δｉα
v(ｎ) ，β軸電圧分電流差分Δｉβv(ｎ) を得る方式を
採用している。具体的には、電流制御部７で得られたｄ
軸電圧指令Ｖdrをｄ軸印加電圧分電流差分演算部１７
に、ｑ軸電圧指令Ｖqrをｑ軸印加電圧分電流差分演算部
１８にそれぞれ入力し、次のようにｄ軸印加電圧分電流
差分Δｉdv(ｎ)，ｑ軸印加電圧分電流差分Δｉqv(ｎ)を
演算する。

【００４７】

【数１４】 ΔｉｄＶ(ｎ)＝Ｖｄ(ｎ)・Δｔ・（ＶB／ＶB0）／Ｌｄ

【００４８】

【数１５】 ΔｉｑＶ(ｎ)＝Ｖｑ(ｎ)・Δｔ・（ＶB／ＶB0）／Ｌｑ第１実施例で述べたように、バッテリ２の電圧変動に対
して、実際に印加される電圧に対応するように補正する
ために、本実施例においても（ＶB ／ＶB0）の補正項を
追加しているが、バッテリ電圧の変動が少ない場合には
取り除いてもよい。円筒型同期モータのように、非突極
性の特性を有する交流モータの場合には、ここで得られ
たｄ軸印加電圧分電流差分Δｉdv(ｎ)，ｑ軸印加電圧分
電流差分Δｉqv(ｎ)を座標変換部２１によってｄ−ｑ軸
座標系から静止座標系に座標変換し、α軸電圧分電流差
分Δｉαv(ｎ)，β軸電圧分電流差分Δｉβv(ｎ)を算出
できる。しかし、突極性を有する同期モータ２２の場合
には、突極性による影響を考慮する必要がある。それを
補償する演算部がｄ軸突極性演算部１９，ｑ軸突極性演
算部２０である。ｄ軸突極性演算部１９では、ｑ軸電流
ｉq とモータ速度ωｍを入力し、ｄ軸突極分電流差分Δ
ｉdp(ｎ)を次のように演算する。

【００４９】

【数１６】Δｉdp(ｎ)＝（Ｌq‐Ｌd）ωｍΔｔ／Ｌｄまた、ｑ軸突極性演算部２０では、ｄ軸電流ｉd とモー
タ速度ωｍを入力し、ｑ軸突極分電流差分Δｉqp(ｎ)を
次のように演算する。

【００５０】

【数１７】Δｉqp(ｎ)＝（‐Ｌq＋Ｌd）ωｍΔｔ／Ｌｑ突極型同期モータが回転するとき、静止座標系のある一
方向から特性を見ると、インダクタンスが変化するため
に電流が流れ易くなったり、流れ難くなったりする。こ
の影響によって電流変化が生じる。その特性がｄ軸突極
分電流差分Δｉdp(ｎ)，ｑ軸突極分電流差分Δｉqp(ｎ)
である。従って、ｄ軸印加電圧分電流差分Δｉdv(ｎ)に
ｄ軸突極分電流差分Δｉdp(ｎ)を加算し、ｑ軸印加電圧
分電流差分Δｉqv(ｎ)からｑ軸突極分電流差分Δｉqp
(ｎ)を減算することにより、印加電圧と突極性の影響を
考慮した電流差分となる。そして、演算した結果得られ
た電流差分を座標変換部２１によって静止座標系に座標
変換することにより、同期モータ２２の突極性を考慮し
たα軸電圧分電流差分Δｉαv(ｎ) ，β軸電圧分電流差
分Δｉβv(ｎ) を算出することができる。このようにし
て算出されたα軸電圧分電流差分Δｉαv(ｎ)，β軸電
圧分電流差分Δｉβv(ｎ)は位置検出部１５に入力さ
れ、第１実施例で述べた処理方法によって磁極位置θc
が求められる。

【００５１】本実施例によれば、交流モータが突極性を
有するものであっても、モータ制御装置の応答性を向上
させることができる。従って、本実施例においても、高
い過渡応答性が要求されるモータ制御システムに好適な
位置センサレス制御方式を提供することができる。

【００５２】以上本発明の実施例の説明では、位置セン
サを用いることなく、同期モータの２相の電流を検出す
る電流センサからの出力を用いて同期モータの回転子の
磁極位置を求める方法について述べたが、同期モータの
３相の電流を検出する電流センサからの出力を用いて同
期モータの回転子の磁極位置を求めることもできる。ま
た、本発明の実施例の説明では、交流モータとして、突
極性を有する同期モータ、円筒型の同期モータを用いた
場合について述べたが、誘導モータであっても、１次電
流で確立した磁束による逆起電力を求めるようにすれ
ば、本発明のモータ制御装置を適用することができる。
また、本発明の実施例の説明では、トルク指令に対する
制御システムを例にとり述べたが、速度指令に対する速
度制御系を有する制御システム或いは位置制御系を構成
する制御システムにも本発明のモータ制御装置を適用す
ることができる。

【００５３】

【発明の効果】本発明によれば、推定された逆起電力方
向に基づいて交流モータの回転子の磁極位置を推定し、
この推定された磁極位置に基づいて電力変換器から交流
モータに印加される電圧を制御するので、交流モータを
位置センサレスで高応答に制御することができる。従っ
て、本発明によれば、交流モータを位置センサレスで高
応答に制御することができるモータの制御装置及びその
制御方法を提供することができる。また、本発明によれ
ば、突極性を有する交流モータを位置センサレスで高応
答に制御することができるモータの制御装置及びその制
御方法を提供することができる。さらに、本発明によれ
ば、交流モータを用いる駆動システムの中速度領域から
高速度領域における駆動効率を向上させることができる
モータの制御装置及びその制御方法を提供することがで
きる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１実施例のモータ制御装置のシステ
ム構成を示すブロック図であり、トルク指令に対して円
筒型同期モータを位置センサレスで高性能にトルク制御
を行う制御システム例である。

【図２】同期モータが駆動しているときの各ベクトルの
関係を示すベクトル図であり、横軸にα軸，縦軸にβ軸
をとる静止座標系の第４象現にｄ−ｑ軸座標系のｄ軸が
あると共に、α軸に対する同期モータ１の回転子の磁極
位置θが−８０°方向にあるときの電圧指令ベクトルＶ
ｒと、電流ベクトルｉの関係を示す。

【図３】横軸に位相(deg），縦軸に相電圧（Ｖ）をとっ
たときの３相の正弦波状の印加電圧指令Ｖur，Ｖvr，Ｖ
wrと電圧位相θv の関係を示す波形図。

【図４】電圧位相θvのときの搬送波信号と、各相のＰ
ＷＭ信号Ｐu，Ｐv，Ｐw及び各相の電圧指令値Ｖur，Ｖv
r，Ｖwrの発生状態と、ｕ相における電流の変化状態と
の関係を示すタイムチャート。

【図５】図１の電流差分演算部の処理内容を示すフロー
チャート。

【図６】図１の電流差分検出部の処理内容を示すフロー
チャート。

【図７】図１の位置検出部の処理内容を示すフローチャ
ート。

【図８】本発明の第２実施例のモータ制御装置のシステ
ム構成を示すブロック図であり、トルク指令に対して突
極型同期モータを位置センサレスで高性能にトルク制御
を行う制御システム例である。

【符号の説明】

１，２２…同期モータ、２…バッテリ、３…インバー
タ、４…制御装置、５ｕ，５ｖ…電流センサ、６…電流
指令発生部、７…電流制御部、８，１１，２１…座標変
換部、９…ＰＷＭ発生回路、１０…電流検出部、１２…
電圧検出部、１３…電流差分演算部、１４…電流差分検
出部、１５…位置検出部、１６…速度検出部、１７…ｄ
軸印加電圧分電流差分演算部、１８…ｑ軸印加電圧分電
流差分演算部、１９…ｄ軸突極性演算部、２０…ｑ軸突
極性演算部。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者正木良三茨城県日立市大みか町七丁目１番１号株式会社日立製作所日立研究所内Ｆターム(参考） 5H560 AA08 BB04 BB12 DA12 DC12 DC13 EB01 XA02 XA12 XA13 5H576 AA15 BB06 BB09 CC04 DD02 DD07 EE01 EE11 GG04 HB02

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】交流モータに電圧を印加する電力変換器
と、前記印加電圧を制御する制御装置とを備え、該制御
装置は、前記交流モータの電流変化を検出する電流変化
検出手段と、前記印加電圧による電流変化を演算する電
流変化演算手段と、前記電流変化検出手段によって検出
された電流変化及び前記電流変化演算手段によって演算
された電流変化に基づいて逆起電力方向を推定する逆起
電力推定手段とを有すると共に、該逆起電力推定手段に
よって推定された逆起電力方向に基づいて前記印加電圧
を制御することを特徴とするモータの制御装置。
【請求項２】請求項１に記載のモータの制御装置におい
て、前記制御装置は、前記電流変化演算手段によって演
算された電流変化を前記電力変換器の入力電圧に応じて
補正する補正手段を有することを特徴とするモータの制
御装置。
【請求項３】突極性を有する同期モータに電圧を印加す
る電力変換器と、前記印加電圧を制御する制御装置とを
備え、該制御装置は、前記同期モータの電流変化を検出
する電流変化検出手段と、前記印加電圧による電流変化
を演算すると共に、前記同期モータの回転に伴って変化
するインダクタンスによる電流変化を演算する電流変化
演算手段と、前記電流変化検出手段によって検出された
電流変化及び前記電流変化演算手段によって演算された
電流変化に基づいて逆起電力方向を推定する逆起電力推
定手段とを有すると共に、該逆起電力推定手段によって
推定された逆起電力方向に基づいて前記印加電圧を制御
することを特徴とするモータの制御装置。
【請求項４】請求項３に記載のモータの制御装置におい
て、前記制御装置は、前記電流変化演算手段によって演
算された電流変化を前記電力変換器の入力電圧に応じて
補正する補正手段を有することを特徴とするモータの制
御装置。
【請求項５】請求項１乃至４のいずれかに記載のモータ
の制御装置において、前記電流変化検出手段は、前記電
力変換器のスイッチング動作により変化する電流変化の
影響を除去するタイミングで電流変化を検出することを
特徴とするモータの制御装置。
【請求項６】請求項１乃至４のいずれかに記載のモータ
の制御装置において、前記電流変化演算手段は、前記電
流変化検出手段によって電流変化を検出する前に算出さ
れた印加電圧指令を受けて電流変化を演算することを特
徴とするモータの制御装置。
【請求項７】電力変換器から交流モータに印加される電
圧を制御して前記交流モータを制御するにあたり、前記
交流モータの電流変化を検出し、前記印加電圧による電
流変化を演算し、前記検出された交流モータの電流変化
及び前記演算された印加電圧による電流変化に基づいて
逆起電力方向を推定し、該推定された逆起電力方向に基
づいて前記印加電圧を制御することを特徴とするモータ
の制御方法。
【請求項８】請求項７に記載のモータの制御方法におい
て、前記電力変換器の入力電圧に応じて前記印加電圧に
よる電流変化を補正することを特徴とするモータの制御
方法。
【請求項９】請求項７又は８に記載のモータの制御方法
において、前記電力変換器のスイッチング動作により変
化する電流変化の影響を除去するタイミングで前記交流
モータの電流変化を検出することを特徴とするモータの
制御方法。
【請求項１０】請求項７又は８に記載のモータの制御方
法において、前記交流モータの電流変化を検出する前に
算出された指令をもって前記印加電圧による電流変化を
演算することを特徴とするモータの制御方法。
【請求項１１】電力変換器から突極性を有する同期モー
タに印加される電圧を制御して前記同期モータを制御す
るにあたり、前記同期モータの電流変化を検出し、前記
印加電圧による電流変化を演算し、前記同期モータの回
転に伴って変化するインダクタンスによる電流変化を演
算し、前記検出された同期モータの電流変化，前記演算
された印加電圧による電流変化及び前記演算されたイン
ダクタンスによる電流変化に基づいて逆起電力方向を推
定し、該推定された逆起電力方向に基づいて前記印加電
圧を制御することを特徴とするモータの制御方法。
【請求項１２】請求項１１に記載のモータの制御方法に
おいて、前記電力変換器の入力電圧に応じて前記印加電
圧による電流変化を補正することを特徴とするモータの
制御方法。
【請求項１３】請求項１１又は１２に記載のモータの制
御方法において、前記電力変換器のスイッチング動作に
より変化する電流変化の影響を除去するタイミングで前
記同期モータの電流変化を検出することを特徴とするモ
ータの制御方法。
【請求項１４】請求項１１又は１２に記載のモータの制
御方法において、前記同期モータの電流変化を検出する
前に算出された指令をもって前記印加電圧による電流変
化及びインダクタンスによる電流変化を演算することを
特徴とするモータの制御方法。