JP2011004539A - インバータ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電動機の運転状態に関わらず、的確なセンサレスベクトル制御を実現できるようにする。
【解決手段】電動機６の運転状態に応じて、相電流用シャント抵抗１２、１３にて検出された電流値を用い第１の電流検出モードと、特定の角度の範囲以外では相電流用シャント抵抗にて検出された電流値を用い、特定の角度の範囲では、１８０°前の時間に検出された電流値をこの特定の角度の範囲の電流値に換えて用い、又は、その近傍において相電流用シャント抵抗により検出された電流値から現在の電流値を演算によって算出し、その算出した値を特定の角度の範囲の電流値に換えて用いる第２の電流検出モードと、母線電流用シャント抵抗にて検出された電流値を用いる第３の電流検出モードとを切り替えて実行する。
【選択図】図１

Description

本発明は、磁極位置センサを用いない、センサレスベクトル方式により電動機を制御するインバータ装置に関するものである。

従来よりブラシレスモータ（電動機）をセンサレスベクトル制御で運転する場合、インバータ主回路を流れる相電流からロータ位置を推定し、電圧指令値、回転速度（角周波数）、及び、位相を算出するものであるが、この相電流を検出する装置として小型で安価なシャント抵抗が用いられる。このシャント抵抗を用いる方式は基本的に二種類あり、一つはインバータ装置の母線電流を一つのシャント抵抗で検出する方式（１シャント方式）で（例えば、特許文献１参照）、もう一つはインバータ主回路の三つのアームのうちの二つの相に流れる電流をシャント抵抗で検出する方式（２シャント方式）である（例えば、特許文献２参照）。

特開２００７−３１２５１１号公報 特開２０００−２６２０８８号公報

しかしながら、特許文献１に示される１シャント方式では、騒音・振動を発生し易く、また、低負荷状態ではインバータ主回路のスイッチング素子のＯＮ期間が短くなって１相分の電流しか検出できなくなる。そして、この１相分の電流のみではベクトル制御で使用するｄ−ｑ電流を計算できなくなる問題がある。

一方、特許文献２に示される２シャント方式では、高負荷状態で特定の位相で下アームのスイッチング素子のＯＮ期間が短くなり、相電流を検出できなくなる問題があった。

本発明は、係る従来の技術的課題を解決するために成されたものであり、シャント抵抗を用いて電動機の駆動制御を行うインバータ装置において、電動機の運転状態に関わらず、的確なセンサレスベクトル制御を実現できるようにすることを目的とするものである。

上記課題を解決するために、本発明のインバータ装置は、相反するＯＮ／ＯＦＦ動作を行う２つのスイッチング素子を直流電源に直列に接続して成る三つのアームを三相ブリッジ状に結線し、三相ＰＷＭ方式の三相疑似交流電圧を電動機に印加するインバータ主回路と、このインバータ主回路の母線と直列に直流電源に接続された母線電流用シャント抵抗と、インバータ主回路の三つのアームのうち、少なくとも二つのアームと直列に直流電源に接続された相電流用シャント抵抗と、所定の周期でシャント抵抗に流れる電流を検出し、その検出された電流に基づいて、インバータ主回路のそれぞれのスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ動作を制御する制御手段とを備えており、この制御手段は、電動機の運転状態に応じて、相電流用シャント抵抗にて検出された電流値を用いる第１の電流検出モードと、特定の角度の範囲以外では相電流用シャント抵抗にて検出された電流値を用い、特定の角度の範囲では、１８０°前の時間に検出された電流値をこの特定の角度の範囲の電流値に換えて用い、又は、その近傍において相電流用シャント抵抗により検出された電流値から現在の電流値を演算によって算出し、その算出した値を特定の角度の範囲の電流値に換えて用いる第２の電流検出モードと、母線電流用シャント抵抗にて検出された電流値を用いる第３の電流検出モードとを切り替えて実行することを特徴とする。

請求項２の発明のインバータ装置は、上記において制御手段は、インバータ主回路を制御するための電圧指令値に基づき、電動機が高負荷状態ではないときは第１の電流検出モードを実行し、高負荷状態であって負荷変動、及び、電圧変動が大きくない場合は第２の電流検出モードを実行し、高負荷状態であって負荷変動、及び／又は、電圧変動が大きい場合には第３の電流検出モードを実行することを特徴とする。

本発明によれば、電動機の運転状態に応じて、インバータ主回路の二つのアームに接続された相電流用シャント抵抗にて検出された電流値を用いる第１の電流検出モードと、特定の角度の範囲以外では相電流用シャント抵抗にて検出された電流値を用い、特定の角度の範囲では、１８０°前の時間に検出された電流値をこの特定の角度の範囲の電流値に換えて用い、又は、その近傍において相電流用シャント抵抗により検出された電流値から現在の電流値を演算によって算出し、その算出した値を特定の角度の範囲の電流値に換えて用いる第２の電流検出モードと、インバータ主回路の母線に接続された母線電流用シャント抵抗にて検出された電流値を用いる第３の電流検出モードとを切り替えて実行するので、例えば、インバータ主回路を制御するための電圧指令値に基づき、電動機が高負荷状態ではないときは第１の電流検出モードを実行し、高負荷状態であって負荷変動、及び、電圧変動が大きくない場合は第２の電流検出モードを実行し、高負荷状態であって負荷変動、及び／又は、電圧変動が大きい場合には第３の電流検出モードを実行することで、低負荷から高負荷まで、電動機の運転状態に関わらず、各電流検出モードの長所のみを利用し、変動に強く、騒音・振動を抑えた、的確なセンサレスベクトル制御を実現することができるようになるものである。

本発明を適用した一実施形態のインバータ装置の回路構成図である。 図１のインバータ装置のもう一つの回路構成図である。 図１のインバータ装置の１キャリア周波数内の下アームのスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態と電圧指令値を示す図である。 図１のインバータ装置の更にもう一つの回路構成図である。 図４のインバータ装置の制御装置の動作を説明する電圧指令値略１００％デューティーのときの三相変調の特性図である。 図１の制御装置の機能ブロックと、インバータ主回路及び電動機を示す図である。 図１の制御装置による各電流検出モードの長所と短所を説明した図である。 図１の制御装置による電流検出モードの切り換え動作を説明するフローチャートである。

以下、本発明の実施の形態について詳細に説明する。図１は本発明を適用した例えば空気調和機やカーエアコン用のインバータ装置１の電気回路図である。この図において、３は三相ＰＷＭ(Pulse Width Modulation)方式のインバータ主回路である。インバータ主回路３は、直流電源部４から供給される電圧を、任意の可変電圧、可変周波数の三相疑似交流電圧に変換して出力し、電動機（例えば、空気調和機の冷媒回路を構成する圧縮機駆動用モータ。例えば、同期電動機）６に供給する。

インバータ主回路３は、相反するＯＮ／ＯＦＦ動作を行う二つのスイッチング素子（７ｕ〜７ｗ、８ｕ〜８ｗ）を直流電源部４に直列に接続して成る三つのアームを三相ブリッジ状に結線して構成されている。即ち、インバータ主回路３は、Ｕ相用の上アームのスイッチング素子７ｕ、Ｕ相用の下アームのスイッチング素子８ｕ、Ｖ相用の上アームのスイッチング素子７ｖ、Ｖ相用の下アームのスイッチング素子８ｖ、Ｗ相用の上アームのスイッチング素子７ｗ、Ｗ相用の下アームのスイッチング素子８ｗを備え、各スイッチング素子７ｕ、８ｕ、７ｖ、８ｖ、７ｗ、８ｗには、電動機６の巻線に流れる電流を還流させるダイオードが逆並列接続されている。

尚、前記のスイッチング素子には、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor、絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタ）が使用されている（以降も同様である。）。スイッチング素子７ｕ、８ｕ、７ｖ、８ｖ、７ｗ、８ｗは、ゲートに入力されるパルス信号が「Ｈ」レベルのときにＯＮとなり、「Ｌ」レベルのときにＯＦＦとなる。

そして、母線電流用のシャント抵抗２はインバータ主回路３の直流母線と直流電源部４に直列に接続されており、このシャント抵抗２には直流母線電流Ｉｄｃ（１シャント電流）が流れる構成とされている。

また、相電流用のシャント抵抗１２、１３はそれぞれＶ相用の下アームとＷ相用の下アームと直流電源部４に直列に接続されており、シャント抵抗１２にはＶ相の相電流Ｉｖ、シャント抵抗１３にはＷ相の相電流Ｉｗ（２シャント電流）が流れる構成とされている。

本発明における制御装置（制御手段）１１は、電動機６の電流を検出してロータ位置を推定する場合の方式として、２シャント方式による第１の電流検出モード、２シャント電流コピー方式による第２の電流検出モード、及び、１シャント方式による第３の電流検出モードの三つの電流検出モードを有している。以下に各電流検出モードについて説明する。

（１シャント方式：第３の電流検出モードについて）
先ず、１シャント方式による第３の電流検出モードについて説明する。この第３の電流検出モードでは、制御装置（制御手段）１１は、自らが出力するパルス信号Ｕ、Ｕbar、Ｖ、Ｖbar、Ｗ、Ｗbarに基づき、所定周期（キャリア信号の周期）でシャント抵抗２に流れる直流母線電流Ｉｄｃを検出し、検出した直流母線電流Ｉｄｃを各相に分配することによって電動機６に流れる三相電流、即ち、Ｕ相の相電流Ｉｕ、Ｖ相の相電流Ｉｖ、Ｗ相の相電流Ｉｗを推定する。

図６は係る制御装置１１の機能ブロックを示している。シャント抵抗２に流れる母線電流Ｉｄｃは電流検出部２１に取り込まれ、この電流検出部２１において三相の相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが求められる。この場合、各電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗが離れた範囲では、図３に示す如く例えば、（１）と（２）の期間内で直流母線電流Ｉｄｃが検出される。

期間（１）では、図１に示すようにＵ相用の上アームのスイッチング素子７ｕがＯＮで、Ｖ相用の下アームのスイッチング素子８ｖがＯＮ、Ｗ相用の下アームのスイッチング素子８ｗがＯＮであるので、Ｕ相の相電流Ｉｕ（符号は負）は期間（１）で検出された直流母線電流Ｉｄｃであると推定される。

期間（２）では、図２に示すようにＵ相用の上アームのスイッチング素子７ｕがＯＮで、Ｖ相用の上アームのスイッチング素子７ｖがＯＮ、Ｗ相用の下アームのスイッチング素子８ｗがＯＮであるので、Ｗ相の相電流Ｉｗ（符号は負）は期間（２）で検出された直流母線電流Ｉｄｃであると推定される。

また、Ｕ相の相電流ＩｕとＶ相の相電流ＩｖとＷ相の相電流Ｉｗとの和が零となることからＩｖ＝−（Ｉｕ＋Ｉｗ）でＶ相の相電流Ｉｖも推定される。このようにして各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを求める。

（２シャント方式：第１の電流検出モードについて）
次に、２シャント方式による第１の電流検出モードについて説明する。この第１の電流検出モードでは、制御装置（制御手段）１１は、自らが出力するパルス信号Ｕ、Ｕbar、Ｖ、Ｖbar、Ｗ、Ｗbarに基づき、所定周期（キャリア信号の周期）でシャント抵抗１２及び１３に流れるＶ相の相電流Ｉｖ及びＷ相の相電流Ｉｗを検出する。シャント抵抗１２、１３に流れるＶ相の相電流Ｉｖ、Ｗ相の相電流Ｉｗは図６の電流検出部２１に取り込まれ、この電流検出部２１において三相の相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが求められる。

この場合、図４に示す如くＵ相用の上アームのスイッチング素子７ｕがＯＮで、Ｖ相用の下アームのスイッチング素子８ｖがＯＮ、Ｗ相用の下アームのスイッチング素子８ｗがＯＮである期間で、シャント抵抗１２によりＶ相の相電流Ｉｖ（符号は負）が検出され、シャント抵抗１３によりＷ相の相電流Ｉｗ（符号は負）が検出される。また、Ｕ相の相電流ＩｕとＶ相の相電流ＩｖとＷ相の相電流Ｉｗとの和が零となることからＩｕ＝−（Ｉｖ＋Ｉｗ）でＵ相の相電流Ｉｕも求められる。このようにして各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを求める。

（２シャント電流コピー方式：第２の電流検出モードについて）
次に、２シャント電流コピー方式による第２の電流検出モードについて説明する。ここで、上記２シャント方式では、電圧指令値がデューティー略１００％の高負荷状態となると、例えば図５の位相９０°付近（特定の角度の範囲）でＶ相用の下アームのスイッチング素子８ｖが１キャリア周波数の略全域においてオフしてしまうため、位相９０°付近ではＶ相の電流Ｉｖを検出できなくなる。同様に、位相２１０°付近（特定の角度の範囲）ではＷ相の電流Ｉｗが検出できなくなる。

一方で、現在から１８０°前の位相（時間）の電流値は、現在の電流値と極性が逆で、且つ、略同一の絶対値となる。また、１８０°前の近傍の位相の電流値も、現在の電流値と極性が逆で、且つ、略同一の絶対値となる。そこで、この第２の電流検出モードでは、後述する電圧指令値Ｖｖ、Ｖｕ、Ｖｗのデューティーが１００％より少許小さい（例えば８５％。或いは、８５％〜９５％のうちの何れかの値。以下、同じ）値Ｈ・Ｄｕｔｙを超えた場合、電流検出部２１はＶ相の相電流Ｉｖ及びＷ相の相電流Ｉｗの検出と、Ｕ相の相電流Ｉｕの推定を行わない。

そして、電流検出部２１は現在の位相から１８０°前の位相、若しくは、１８０°前の近傍の位相の電流値から現在の電流値を演算によって求める。例えば、図５の位相Ｐ２で電圧指令値のデューティーがＨ・Ｄｕｔｙを超えた場合、Ｖ相電流Ｉｖを検出できなくなると判断し、そこから１８０°前の位相Ｐ３（若しくはその近傍の位相）のＶ相の相電流Ｉｖを採用し、その極性を反転した同一の値の相電流Ｉｖが現在流れているものとする。Ｗ相の相電流Ｉｗも同様である。

この場合、電流検出部２１は位相Ｐ２の前のサンプリング時に回転速度（推定値）が現在も同一であるとし（即ち、同じ速度で回っていると仮定）、その回転速度で次のサンプリングまでに進んだものとして現在（Ｐ２）の位相θを把握する。そして、このＰ２の位相から１８０°前の位相、若しくは、１８０°前の近傍の位相Ｐ３を特定する。

尚、この第２の電流検出モードでも、前記特定の角度の範囲以外では前記第１の電流検出モードと同様にシャント抵抗１２、１３が検出する現在の電流値から各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを求める。また、これらの電流検出モードの切り換えについては後に詳述する。

（電動機の制御について）
制御装置１１の電流検出部２１では、このようにして各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが求められる。次に、３相２相座標変換部２２において、電流検出部２１で求められた各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを３相２相変換し、ｑ軸電流Ｉｑと、ｄ軸電流Ｉｄが算出される。次に、位置・速度推定器２３において、３相２層座標変換部２２で算出されたｑ軸電流Ｉｑとｄ軸電流Ｉｄ、及び、ｑ軸電流制御部２４及びｄ軸電流制御部２６で算出されるｑ軸電圧及びｄ軸電圧を用いて電動機６の回転速度、ロータ（回転子）の磁極位置が推定される。

次に、速度制御部２７において、位置・速度推定器２２で推定された回転速度及び目標回転速度（例えば、空気調和機により空調される被調和室の温度に基づいて算出される）から、ＰＩ制御により目標ｑ軸電流（ｑ軸電流はトルクに比例）が算出される。次に、ｑ軸電流制御部２４において、この速度制御部２７で算出された目標ｑ軸電流と、３相２相座標変換部２２で算出された実際のｑ軸電流Ｉｑから、ＰＩ制御によりｑ軸電圧が算出される。

一方、弱め磁束制御部２８（弱め磁束制御とは誘起電圧を減らす制御）において、位置・速度推定器２３で推定された回転速度（推定値）と速度制御部２７で算出された目標ｑ軸電流から目標ｄ軸電流が求められる。次に、ｄ軸電流制御部２６において、この弱め磁束制御部２８で算出された目標ｄ軸電流と３相２相座標変換部２２で算出された実際のｄ軸電流Ｉｄから、ＰＩ制御によりｄ軸電圧が算出される。

そして、２相３相座標変換部２９において、ｑ軸電流制御部２４及びｄ軸電流制御部２６で算出されたｑ軸電圧とｄ軸電圧を２相３相変換することにより、Ｕ相の電圧指令値Ｖｕ、Ｖ相の電圧指令値Ｖｖ、Ｗ相の電圧指令値Ｖｗが算出される。この三相の電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗは、更にパルス幅変調され、インバータ主回路３の各アームのスイッチング素子７ｕ、８ｕ、７ｖ、８ｖ、７ｗ、８ｗをそれぞれＯＮ／ＯＦＦ制御するパルス信号Ｕ、Ｕbar、Ｖ、Ｖbar、Ｗ、Ｗbarが生成される。

インバータ主回路３ではこのパルス信号Ｕ、Ｕbar、Ｖ、Ｖbar、Ｗ、Ｗbarにより各スイッチング素子７ｕ、８ｕ、７ｖ、８ｖ、７ｗ、８ｗがＯＮ／ＯＦＦ制御され、電動機６が運転制御されるものである。このようにして、制御装置１１は電動機６のセンサレスベクトル制御を実行する。

（電流検出モードの切り換えについて）
次に、図７、図８を用いて制御装置１１の電流検出部２１における電流検出モードの切り換え動作について説明する。前述した如く１シャント方式では低負荷時に１相分の相電流しか検出できなくなる。また、騒音・振動が発生し易い。これは、２相の電圧指令値が略同じになるときが周期的にあり、そのとき１シャント方式では、１相の電流のみしか検出できなくなる。そのため、係る状況でも２相の電流を検出できるように、電圧指令値が略同じになる２相の電圧指令値を上下にずらす補正を行うものであるが、その補正のために、今度は電圧指令値が本来の正弦波からずれるため、電動機６の騒音・振動の原因となるからである。一方、２シャント方式では１シャント方式に比べて騒音・振動を抑えられるが、高負荷時に相電流を検出できなくなる問題がある。更に、２シャント電流コピー方式では、前回の電流値を換えて、或いは、前回の電流値から演算によって現在の電流値を求めるため、負荷変動や直流電源部４の電圧変動が大きくなると、前回と今回の値の差が大きくなって利用できなくなる問題がある（各方式における問題点を図７に×で示す）。

そこで、制御装置１１の電流検出部２１は、電動機６の運転状態と直流電源部４の状態に応じて、上記第１〜第３の電流検出モードを切り換えて実行する。次に、図８のフローチャートを用いて電流検出部２１における相電流の検出、推定についての電流検出モードの切り換え動作を説明する。

即ち、図８のステップＳ１で電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに基づき、現在電動機７が高負荷の状態であるか否か判断する。現在の電圧指令値が所定値以下で、電動機７の運転状態が高負荷状態では無い場合、ステップＳ４に進んで前述した２シャント方式の第１の電流検出モードを実行し、各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを求める。これによって、１シャント方式に比して騒音・振動を抑えた電動機６の運転が行われる。

次に、ステップＳ１で現在の電圧指令値が所定値より大きく高負荷状態である場合、ステップＳ２に進み、電圧指令値に基づいて負荷の変動が大きいか否か、及び、直流電源部４の電圧値の変動が大きいか否か判断する。そして、所定期間内における負荷の変動幅が所定値以内であり、且つ、電圧の変動幅も所定値以内である場合、ステップＳ３に進んで前述した２シャント電流コピー方式の第２の電流検出モードを実行し、特定の角度の範囲では各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを前回のものと置き換えて、或いは、その近傍から算出したものに置き換えて使用する。これによって、２シャント方式では不可能であったデューティー略１００％の高負荷状態での相電流の推定が可能となる。

一方、ステップＳ２で所定期間内における負荷の変動幅が所定値より大きく、又は、電圧の変動幅が所定値より大きい場合、２シャント電流コピー方式では問題があるため、ステップＳ５に進み、前述した１シャント方式の第３の電流検出モードを実行して、各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを求める。このような、各電流検出モードの切り換えを行うことにより、低負荷から高負荷まで、電動機６の運転状態に関わらず、各電流検出モードの長所のみを利用し、変動に強く、騒音・振動を抑えた、的確なセンサレスベクトル制御を実現することができるようになる。

尚、上述した実施形態では図８のステップＳ２における変動を、負荷変動と電圧変動を元に判断したが、それに限らず、電動機６の負荷変動のみを対象として判断してもよい。但し、実施例の如く直流電源部４の電圧変動も加味することにより、第２の電流検出モードから第１の電流検出モードへの切り換えをより的確に行うことができるようになる。

また、実施形態では第２の電流検出モードにおいて、１８０°前の位相、若しくはその近傍の位相の電流値から現在の電流値を算出したが、それに限らず、例えば１８０°前の前後二つの位相における電流値、或いは、１８０°前、及び、その近傍の位相における更に多くの複数の位相における電流値に基づき、それらから所定の計算式（演算）によって現在の電流値を算出するようにしてもよい。そのようにすることで、より正確に現在の電流値の推定を行うことが可能となる。

１ インバータ装置
２、１２、１３ シャント抵抗
３ インバータ主回路
４ 直流電源部
６ 電動機
７ｕ〜７ｗ、８ｕ〜８ｗ スイッチング素子
１１ 制御装置
２１ 電流検出部

Claims (2)

1. 相反するＯＮ／ＯＦＦ動作を行う２つのスイッチング素子を直流電源に直列に接続して成る三つのアームを三相ブリッジ状に結線し、三相ＰＷＭ方式の三相疑似交流電圧を電動機に印加するインバータ主回路と、
   該インバータ主回路の母線と直列に前記直流電源に接続された母線電流用シャント抵抗と、
   前記インバータ主回路の三つのアームのうち、少なくとも二つのアームと直列に前記直流電源に接続された相電流用シャント抵抗と、
   所定の周期で前記シャント抵抗に流れる電流を検出し、その検出された電流に基づいて、前記インバータ主回路のそれぞれのスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ動作を制御する制御手段とを備え、
   該制御手段は、前記電動機の運転状態に応じて、
   前記相電流用シャント抵抗にて検出された電流値を用いる第１の電流検出モードと、
   特定の角度の範囲以外では前記相電流用シャント抵抗にて検出された電流値を用い、前記特定の角度の範囲では、１８０°前の時間に検出された電流値をこの特定の角度の範囲の電流値に換えて用い、又は、その近傍において前記相電流用シャント抵抗により検出された電流値から現在の電流値を演算によって算出し、その算出した値を前記特定の角度の範囲の電流値に換えて用いる第２の電流検出モードと、
   前記母線電流用シャント抵抗にて検出された電流値を用いる第３の電流検出モードとを切り替えて実行することを特徴とするインバータ装置。
2. 前記制御手段は、前記インバータ主回路を制御するための電圧指令値に基づき、前記電動機が高負荷状態ではないときは前記第１の電流検出モードを実行し、
   高負荷状態であって負荷変動、及び、電圧変動が大きくない場合は前記第２の電流検出モードを実行し、
   高負荷状態であって負荷変動、及び／又は、電圧変動が大きい場合には前記第３の電流検出モードを実行することを特徴とする請求項１に記載のインバータ装置。

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