WO2014077281A1 - 電力変換装置 - Google Patents

電力変換装置 Download PDF

Info

Publication number
WO2014077281A1
WO2014077281A1 PCT/JP2013/080694 JP2013080694W WO2014077281A1 WO 2014077281 A1 WO2014077281 A1 WO 2014077281A1 JP 2013080694 W JP2013080694 W JP 2013080694W WO 2014077281 A1 WO2014077281 A1 WO 2014077281A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
phase
transformer
switching
voltage
upper arm
Prior art date
Application number
PCT/JP2013/080694
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
浩志 田村
久保　謙二
充 休波
Original Assignee
日立オートモティブシステムズ株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 日立オートモティブシステムズ株式会社 filed Critical 日立オートモティブシステムズ株式会社
Publication of WO2014077281A1 publication Critical patent/WO2014077281A1/ja

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/40—Means for preventing magnetic saturation
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/3353—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having at least two simultaneously operating switches on the input side, e.g. "double forward" or "double (switched) flyback" converter

Definitions

  • the present invention relates to a power conversion device, and more particularly to a power conversion device capable of suppressing the bias magnetism of a transformer used.
  • Patent Document 1 is known as a technique for suppressing the bias magnetism of a transformer used in a power converter.
  • a switching signal (ON) is detected which detects the amount of biased magnetism of a transformer and supplies the switching elements that constitute a pair of upper and lower arms among the switching elements that configure the inverter unit according to the detected amount of biased magnetism. It is described that the amount of biased magnetization is reduced by changing the duty ratio of the off signal).
  • the voltage output by the power conversion device does not accurately follow the voltage command value. That is, in such a biased magnetization suppression method, the control response and stability of the output voltage of the power conversion device may be degraded.
  • the present invention has been made in view of such problems, and Abstract: A power converter capable of suppressing biased magnetization without deteriorating control response and stability.
  • the present invention adopts the following means in order to solve the above problems.
  • a switching circuit that sequentially switches switching elements including an upper arm and a lower arm to apply a voltage in one direction and a reverse direction to the primary winding of the transformer, and rectifies an AC output generated in the secondary winding of the transformer
  • a controller for controlling on / off of the plurality of switching elements, the controller including a detector for detecting a bias magnetism of the transformer, and applying in one direction according to an output of the detector The application time of the voltage to be applied is increased by a predetermined amount, and the application time of the voltage applied in the reverse direction is decreased by the predetermined amount to reduce the biased magnetization.
  • the present invention has the above configuration, it is possible to suppress the bias magnetism of the power conversion device without deteriorating the control response or the stability of the output voltage.
  • FIG. 7 is a schematic view showing a relationship between a negative amount of magnetic bias V21 and a duty correction amount Dcomp. It is a figure which shows the relationship between switching instruction
  • FIG. 7 is a schematic view showing a relationship between a negative amount of magnetic bias V21 and a duty correction amount Dcomp. It is a figure which shows the relationship between switching instruction
  • FIG. 17 is a diagram showing a relationship between gate voltages V30 to V60 supplied when the potential difference V20 is a positive value and voltages applied to the primary winding 40 of the transformer 50.
  • FIG. 17 is a diagram showing a relationship between gate voltages V30 to V60 supplied when the potential difference V20 is a negative value and a voltage applied to the primary winding 40 of the transformer 50. It is a figure explaining the DC-DC converter using a center tap type transformer and an active clamp circuit. It is a figure explaining a current doubler type DC-DC converter. It is a figure explaining the power converter concerning a 2nd embodiment. It is a figure explaining the power converter concerning 3rd Embodiment.
  • FIG. 1 is a diagram for explaining a power converter (DC-DC converter) according to a first embodiment of the present invention.
  • the primary side (high voltage side) of the power conversion device is a middle point where one end of the smoothing capacitor 20, the drain of the MOSFET 210 of the upper arm of the first phase, the cathode of the diode 250 and one end of the snubber capacitor 140, The drain of the two-phase upper arm MOSFET 270, the cathode of the diode 270, and one end of the snubber capacitor 160 are connected to a middle point connected.
  • the middle point where the source of the first phase upper arm MOSFET 210 and the anode of the diode 250 and one end of the snubber capacitor 140 are connected is the drain of the first phase lower arm MOSFET 220 and the cathode of the diode 260 and one end of the snubber capacitor 150 Are connected to one end of the resonant inductor 30.
  • the other end of the resonant inductor 30 is connected to one end of the primary winding 40 of the transformer 50, and the other end of the primary winding 40 of the transformer 50 is the source of the MOSFET 230 of the upper arm of the second phase , And the middle point where the anode of diode 270 and one end of snubber capacitor 160 are connected, and the middle point where the drain side of MOSFET 240 of the lower arm of the second phase, the cathode side of diode 280 and one end of snubber capacitor 170 are connected Be done.
  • the resonant inductor 30 may be replaced by the leakage inductance or wiring inductance of the transformer 50.
  • the source of the first phase lower arm MOSFET 220, the anode of the diode 260 and one end of the snubber capacitor 150 are connected to each other at the source of the second phase lower arm MOSFET 240, the anode of the diode 280 and one end of the snubber capacitor 170 Are connected to one end of the smoothing capacitor 20 and the low potential side of the DC power supply 10.
  • the high potential side of the DC power supply 100 on the secondary side (low voltage side) of the power conversion device is connected to one end of the load 110, one end of the smoothing capacitor 90, and one end of the smoothing inductor 80.
  • the other end of the smoothing inductor 80 is connected to a midpoint between the secondary winding 60 and the secondary winding 70 of the transformer 50 via the current sensor 200.
  • a hole current sensor or a shunt resistor is used for the current sensor 200.
  • the other end of the secondary winding 60 of the transformer 50 is connected to one end of the resistor 120 of the low pass filter 135 and the cathode side of the rectifying diode 300.
  • the other end of the secondary side winding 70 of the transformer 50 is connected to one end of the capacitor 130 of the low pass filter 135 and the cathode side of the rectifying diode 290.
  • the anode of the rectification diode 290 on the secondary side is connected to the anode of the rectification diode 300, one end of the smoothing capacitor 90, the low potential side of the DC power supply 100, and one end of the load 110.
  • the other end of the resistor 120 of the low pass filter 135 is connected to the other end of the capacitor 130 of the low pass filter 135.
  • the cutoff frequency of the low pass filter 135 is set to a value that can sufficiently attenuate the switching frequency components of the MOSFETs 210 to 240 on the primary side.
  • the cutoff frequency of the low pass filter 135 it is desirable to set the cutoff frequency of the low pass filter 135 to 1/10 or less of the switching frequency of the MOSFETs 210 to 240 on the primary side.
  • the voltage sensor 180 is connected to both ends of the capacitor 130 of the low pass filter 135, detects a potential difference between both ends of the capacitor 130 of the low pass filter 135, and inputs the detected potential difference to the control device 310.
  • the potential difference between both ends of the capacitor 130 of the low pass filter 135 detected by the voltage sensor 180 is the amount of biased magnetization of the transformer 50.
  • the bias magnetism of the transformer 50 is a variation in on resistance of the MOSFETs 210 to 240 on the primary side, or a variation in rise time or fall time at the time of switching of the MOSFETs 210 to 240, a variation in impedance of the main circuit wiring, or the primary side. This is caused by the voltage fluctuation of the DC power supply 10 or the like.
  • the voltage sensor 190 is connected to both ends of the smoothing capacitor 90 on the secondary side, detects a potential difference between the both ends of the smoothing capacitor 90, and inputs the detected potential difference to the control device 310.
  • a non-inverted amplification circuit configured by an operational amplifier or the like is used.
  • the current sensor 200 is attached to a wire connecting the middle point of the secondary side winding 60 and the secondary side winding 70 of the transformer 50 and the smoothing inductor 80, and detects the current flowing in the smoothing inductor 80 for control. Input to the device 310.
  • the position where the current sensor 200 is attached may be a wiring portion connecting the anode of the secondary side rectifier diode 300 and one end of the smoothing capacitor 90. Further, although the rectifying diodes 290 and 300 are used as the rectifying elements on the secondary side, there is no problem even if they are changed to MOSFETs.
  • FIG. 2 is a diagram for explaining a control device of the power conversion device according to the first embodiment of the present invention.
  • the control device 310 includes an A / D converter 320, a duty command generation unit 330, a switching command generation unit 340, a correction amount calculation unit 350 that calculates the duty correction amount Dcomp, a switching command correction unit 360, and a gate drive circuit 370.
  • the duty command generation unit 330 detects the output voltage command Vref (voltage command to the smoothing capacitor 90 on the secondary side) and the output of the A / D converter 320 that converts an analog value to a digital value, that is, the voltage sensor 190
  • the duty command Dref is generated using a digital value V11 representing the potential difference V10 across the smoothing capacitor 90 and a digital value I11 representing the current I10 flowing through the smoothing inductor 200 detected by the current sensor 200.
  • switching command generation unit 340 generates switching commands H1 to H4 based on duty command Dref.
  • the correction amount calculation unit 350 calculates the duty correction amount Dcomp of the switching command H1 to H4 based on the digital value V21 of the potential difference V20 of the both ends of the capacitor 180 which constitutes the low pass filter 135 detected by the voltage sensor 180.
  • switching command correction unit 360 corrects the duty of switching commands H1 to H4 based on duty correction amount Dcomp.
  • the gate drive circuit 370 converts the corrected switching commands H1 'to H4' into gate voltages V30 to V60 of the MOSFETs 210 to 240 on the primary side.
  • the A / D converter 320 converts the potential difference V10 across the smoothing capacitor 90 detected by the voltage sensor 190 into a digital value V11, and converts the converted digital value V11 (hereinafter referred to as the output voltage V11) into a duty command generating unit Input to 330.
  • the A / D converter 320 converts the current I10 flowing through the smoothing inductor 80 detected by the current sensor 200 into a digital value I11, and converts the converted digital value I11 (hereinafter referred to as the smoothing inductor current I11) into a duty command Input to the generation unit 330.
  • the A / D converter 320 converts the potential difference V20 at both ends of the capacitor 130 of the low pass filter 135 detected by the voltage sensor 180 into a digital value V21 and converts it into a digital value V21 (hereinafter referred to as a biased magnetization amount V21). ) Is input to the correction amount calculation unit 350.
  • Duty command generation unit 330 compares output voltage command Vref with output voltage V11 to calculate a voltage deviation, converts the calculated voltage deviation into a current command of smoothing inductor 200 by proportional integral control, etc. A current deviation is calculated by comparing the smoothed inductor current I11, the calculated current deviation is converted into a duty command Dref by proportional integral control or the like, and the converted duty command Dref is input to the switching command generation unit 340.
  • Duty command generation unit 330 may compare output voltage command Vref with output voltage V11 to calculate a voltage deviation, and may directly convert the calculated voltage deviation into duty command Dref by proportional integral control or the like (switching command). Description of generation unit)
  • Switching command generation unit 340 generates switching commands H1 to H4 based on input duty command Dref.
  • the switching commands H1 to H4 are switching commands for turning on and off the primary side MOSFETs 210 to 240, respectively.
  • phase shift PWM control As a method of generating the switching commands H1 to H4 from the duty command Dref, there is, for example, phase shift PWM control.
  • FIG. 3 is a diagram for explaining an outline of phase shift PWM control in the first embodiment.
  • the phase shift PWM control is a method of fixing the ratio of the on time to the off time to 50% and changing the phase difference between the switching signals H1 to H4, and the on overlap period of H1 and H4 and the on of H2 and H3.
  • the overlap period is adjusted, and a voltage corresponding to the duty command Dref is output.
  • the switching command H4 is generated as a pulse signal in which the ratio of the on time to the off time is fixed to 50%. For example, when the switching frequency is 100 kHz, the on time and the off time are each 5 ⁇ s.
  • the switching command H3 is generated by inverting the on / off signal of the switching command H4. As a result, the switching command H3 is turned off during the on period of the switching command H4, and is turned on during the off period of the switching command H4.
  • the switching command H2 is turned on at a timing when the on overlap period of the switching command H3 and the switching command H2 coincides with the duty command, and is turned off when 50% of one switching cycle has elapsed from the moment of turning on.
  • the switching command H1 is turned on at a timing when the on overlap period of the switching command H4 and the switching command H1 coincides with the duty command, and is turned off when 50% of one switching cycle has elapsed from the moment of turning on.
  • the power conversion device can output a voltage corresponding to the duty command.
  • the correction amount calculation unit 350 calculates the duty correction amount Dcomp of the switching command H1 to H4 based on the input bias amount V21 for each switching cycle, and the calculated duty correction amount Dcomp is used as the switching command correction unit 360. Enter in
  • FIG. 4 is a schematic diagram showing the relationship between the amount of positive magnetic deviation V21 and the amount of duty correction Dcomp in the first embodiment.
  • FIG. 5 is a schematic view showing the relationship between the negative amount of biased magnetization V21 and the duty correction amount Dcomp in the first embodiment.
  • the correction amount calculation unit 350 compares the input bias amount V21 with the command value zero to calculate the deviation, and converts the calculated deviation into the duty correction amount Dcomp by proportional integral control or the like. Do.
  • the duty correction amount Dcomp When the amount of biased magnetization V21 is a positive value, the duty correction amount Dcomp is converted to a negative value, and when the amount of biased magnetization V21 is a negative value, the duty correction amount Dcomp is positive. Convert to a value.
  • the correction amount calculation unit 350 inputs the converted duty correction amount Dcomp into the switching command correction unit 360.
  • the duty correction amount Dcomp is set to be calculated when the switching command H3 falls, it may be calculated when any of the switching commands H1 to H4 rises or falls. .
  • Switching command correction unit 360 corrects the duty of switching commands H1 to H4 based on the input duty correction amount Dcomp.
  • FIG. 6 is a diagram showing the relationship between the switching commands H1 to H4 and the switching command correction values H1 'to H4' when the duty correction amount Dcomp is a negative value in the first embodiment.
  • the switching command correction unit 360 delays the ON timing of the switching command H1 of the first-phase upper arm MOSFET 210 by the duty correction amount Dcomp.
  • a switching command correction value H1 ' is generated.
  • the switching command correction unit 360 delays the timing at which the switching command H2 of the MOSFET 220 of the lower arm of the first phase is turned off by the duty correction amount Dcomp.
  • the switching command correction value H2 ' is generated.
  • the switching command correction unit 360 delays the timing at which the switching command H3 of the MOSFET 230 of the upper arm of the second phase is turned off by the duty correction amount Dcomp.
  • the switching command correction value H3 ' is generated.
  • the switching command correction unit 360 delays the timing at which the switching command H4 of the MOSFET 240 of the lower arm of the second phase is turned on by the duty correction amount Dcomp.
  • the switching command correction value H4 ' is generated.
  • FIG. 7 shows the relationship between switching commands H1 to H4 and switching command correction values H1 'to H4' when the duty correction amount Dcomp is a positive value in the first embodiment.
  • the switching command correction unit 360 delays the timing at which the switching command H1 of the MOSFET 210 of the upper arm of the first phase is turned off by the duty correction amount Dcomp.
  • a switching command correction value H1 ' is generated.
  • the switching command correction unit 360 delays the ON timing of the switching command H2 of the MOSFET 220 of the lower arm of the first phase by the duty correction amount Dcomp.
  • the switching command correction value H2 ' is generated.
  • the switching command correction unit 360 delays the ON timing of the switching command H3 of the MOSFET 230 of the upper arm of the second phase by the duty correction amount Dcomp.
  • the switching command correction value H3 ' is generated.
  • the switching command correction unit 360 delays the timing at which the switching command H4 of the MOSFET 240 of the lower arm of the second phase is turned off by the duty correction amount Dcomp.
  • the switching command correction value H4 ' is generated.
  • the gate drive circuit 370 converts the inputted switching command correction values H1 ′ to H4 ′ into gate voltages V30 to V60, and inputs the converted gate voltages V30 to V60 to the gates of the MOSFETs 210 to 240.
  • the MOSFETs 210 to 240 are driven in accordance with the on / off signals of the gate voltages V30 to V60.
  • the bias magnetism of the transformer 50 can be suppressed by controlling the switching of the MOSFETs 210 to 240 of the power converter as described above.
  • FIG. 8 shows the gate voltages V30 to V60 supplied when the potential difference V20 across the capacitor 130 of the low pass filter detected by the voltage sensor 180 is a positive value and the primary of the transformer 50 in the first embodiment.
  • FIG. 7 is a diagram showing a relationship of voltages applied to a side winding 40.
  • the on time of signal V30 is less than 50% of one switching cycle, the off time of gate signal V30 is more than 50% of one switching cycle, and the on time of gate signal V40 is more than 50% of one switching cycle, The off time of the gate signal V40 is less than 50% of one switching cycle, the on time of the gate signal V50 is 50% or more of one switching cycle, and the off time of the gate signal V50 is less than 50% of one switching cycle.
  • the on time of the gate signal V60 is one cycle of switching It becomes less than 50%, off-time of the gate signal V60 becomes a switching cycle of 50% or more.
  • the on overlap period of the gate voltage V30 and the gate voltage V60 is shorter than the on overlap period of the gate voltage V40 and the gate voltage V50, the voltage is applied to the primary side winding 40 of the transformer 50. Voltage is longer than the period during which a negative voltage is applied to a positive voltage.
  • the voltage output by the power conversion device is smaller than the voltage command value.
  • the on overlap period of the gate voltage V40 and the gate voltage V50 becomes longer than the duty command value Dref by the duty correction amount Dcomp, the voltage output by the power conversion device becomes a larger value than the voltage command value.
  • Vhigh described in FIG. 8 is a voltage value of the DC power supply 10 on the primary side.
  • FIG. 9 shows the gate voltage V30 to V60 and the primary side winding of the transformer 50 when the potential difference V20 across the capacitor 130 of the low pass filter detected by the voltage sensor 180 is a negative value in the first embodiment.
  • FIG. 7 is a diagram showing the relationship of voltages applied to a line 40.
  • the on time of the signal V30 is 50% or more of one switching cycle, the off time of the gate signal V30 is less than 50% of one switching cycle, and the on time of the gate signal V40 is less than 50% of one switching cycle,
  • the off time of the gate signal V40 is 50% or more of one switching cycle, the on time of the gate signal V50 is less than 50% of one switching cycle, and the off time of the gate signal V50 is 50% or more of one switching cycle
  • the on time of the gate signal V60 is one cycle of switching It is 50% or more of the off time of the gate signal V60 becomes less than 50% of the switching cycle.
  • the on overlap period of the gate voltage V40 and the gate voltage V50 is shorter than the on overlap period of the gate voltage V30 and the gate voltage V60, and thus applied to the primary side winding 40 of the transformer 50. Voltage decreases the period during which a negative voltage is applied to a positive voltage.
  • the voltage output by the power conversion device is larger than the voltage command value.
  • the on overlap period of the gate voltage V40 and the gate voltage V50 is shorter than the duty command value Dref by the duty correction amount Dcomp, the voltage output by the power conversion device is smaller than the voltage command value.
  • the voltage output by the power conversion device is a voltage command in one switching cycle. Match the value.
  • the above-described method for suppressing the biased magnetization is not limited to the DC-DC converter using the center tap transformer shown in FIG. 1, but a DC-DC converter using the center tap transformer and the active clamp circuit shown in FIG.
  • the present invention can be applied to the current doubler type DC-DC converter shown in FIG.
  • FIG. 12 is a diagram for explaining the power conversion device according to the second embodiment.
  • the voltage generated by the secondary side windings 60 and 70 of the transformer 50 is detected by the voltage sensor 180 through the low pass filter 135, and the bias magnetism of the transformer 50 is suppressed.
  • the voltage applied to the primary side winding 40 of the transformer 50 is detected by the voltage sensor 180 through the low pass filter 135, and the bias magnetism of the transformer 50 is detected by the bias control method described above. Suppress.
  • circuit system of a power converter and the control apparatus 310 are the same as Embodiment 1, description is abbreviate
  • One end of the resistor 120 of the low pass filter 135 is connected to the middle point where one end of the resonant inductor 30 and one end of the primary side winding 40 of the transformer 50 are connected, and the other end of the resistor 120 of the low pass filter 135 is One end of the capacitor 130 of the low pass filter 135 is connected, and the other end of the capacitor 130 of the low pass filter 135 is connected to the other end of the primary winding 40 of the transformer 50.
  • the voltage sensor 180 is connected to both ends of the capacitor 130 of the low pass filter 135, detects a potential difference between both ends of the capacitor 130 of the low pass filter 135, and inputs the detected voltage V20 to the control device 310.
  • the controller 310 generates the gate voltages V30 to V60 of the MOSFETs 210 to 240 in the same manner as in the first embodiment, inputs the generated gate voltages V30 to V60 to the gates of the MOSFETs 210 to 240, and turns on the MOSFETs 210 to 240, Turn off. Thereby, the biased magnetism of the transformer 50 is suppressed.
  • FIG. 13 is a diagram for explaining the power conversion device according to the third embodiment.
  • the voltage generated by the secondary side windings 60 and 70 of the transformer 50 is detected by the voltage sensor 180 via the low pass filter 135, and the bias magnetism of the transformer 50 is suppressed.
  • the current flowing through the resonance inductor 30 is detected by the current sensor 600, the detected current value is converted to a voltage value through the low pass filter 135, and the converted voltage value is detected by the voltage sensor 180 and detected.
  • the input voltage is input to the controller 310.
  • Control device 310 suppresses the biased magnetism of transformer 50 in the same manner as in the first embodiment.
  • circuit system of a power converter and the control apparatus 310 are the same as Embodiment 1, description is abbreviate
  • the first terminal of the current sensor 600 is connected to one end of the resonant inductor 30, and the second terminal of the current sensor 600 is connected to one end of the primary winding 40 of the transformer 50. Is connected to one end of the resistor 120 of the low pass filter 135.
  • the other end of the resistor 120 constituting the low pass filter 135 is connected to one end of the capacitor 130 of the low pass filter 135, and the other end of the capacitor 130 of the low pass filter 135 is connected to the ground.
  • the voltage sensor 180 is connected to both ends of the capacitor 130 of the low pass filter 135, detects a potential difference between both ends of the capacitor 130 of the low pass filter 135, and inputs the detected voltage V20 to the control device 310.
  • the controller 310 generates gate voltages V30 to V60 of the MOSFETs 210 to 240 in the same manner as in the first embodiment.
  • the generated gate voltages V30 to V60 are input to the gates of the MOSFETs 210 to 240, respectively, and the MOSFETs 210 to 240 are turned on and off, whereby the bias magnetism of the transformer 50 is suppressed.
  • the ratio of the on time to the off time is fixed to 50%, and each switching command (H1 (gate voltage V30), H2 (gate voltage V40), H3 (h).
  • H1 gate voltage V30
  • H2 gate voltage V40
  • H3 H3
  • a phase shift PWM control device that changes the phase difference between gate voltages V50
  • H4 gate voltage V60
  • potential difference V20 across capacitor 130 is a positive value
  • gate voltage V30 when potential difference V20 across capacitor 130 is a positive value, gate voltage V30 and The on overlap period of the gate voltage V60 is corrected to be shorter than the on overlap period of the gate voltage V40 and the gate voltage V50.
  • the voltage applied to the primary side winding 40 of the transformer 50 has a long period during which a negative voltage is applied to a positive voltage. Therefore, the potential difference between both ends of the low pass filter 130 increases in the negative direction.
  • the potential difference V20 between both ends of the capacitor 130 is a negative value
  • the on overlap period of the gate voltage V30 and the gate voltage V60 is corrected to be longer than the on overlap period of the gate voltage V40 and the gate voltage V50.
  • the voltage applied to the primary side winding 40 of the transformer 50 has a short period in which a negative voltage is applied to a positive voltage. Therefore, the potential difference between both ends of the low pass filter 130 increases in the positive direction.
  • the potential difference V20 across the capacitor 130 of the low-pass filter detected by the voltage sensor 180 approaches zero and the bias magnetism of the transformer 50 is suppressed.
  • the present invention is limited to the above embodiment. Rather, various modifications are included.
  • the above-described embodiment is described in detail to explain the present invention in an easy-to-understand manner, and is not necessarily limited to one having all the described configurations.
  • part of the configuration of one embodiment can be replaced with the configuration of another embodiment, and the configuration of another embodiment can be added to the configuration of one embodiment.
  • each of the configurations, functions, processing units, processing means, etc. described above may be realized by hardware, for example, by designing part or all of them with an integrated circuit.
  • each configuration, function, etc. described above may be realized by software by the processor interpreting and executing a program that realizes each function.
  • Information such as programs and files for realizing each function can be placed in a memory or a recording apparatus such as a hard disk, SSD (Solid State Drive), or an IC card, an SD card, a DVD, etc. .
  • control lines or information lines indicate what is considered to be necessary for the description, and not all control lines or information lines in a product are shown. In practice, almost all configurations may be considered to be mutually connected.
  • 10 DC power supply on primary side, 20, 90 ... smoothing capacitor, 30 ... inductor for resonance 40 ... Primary winding of transformer, 50 ... Transformer, 60, 70 ... Secondary winding of transformer, 80, 490, 500 ... smoothing inductor, 100 ... secondary side DC power supply, 110 ... load, 120 ... resistance of low pass filter, 130 ... capacitor of low pass filter, 135 ... low pass filter, 140, 150, 160, 170 ... snubber capacitor, 180, 190 ... voltage sensor, 200, 600 ... current sensor, 210, 220, 230, 240, 400, 410, 420, 430 ...
  • MOSFET MOSFET, 250, 260, 270, 280, 290, 300, 440, 450, 460, 470 ... diode, 310 ... controller, 320 ... A / D converter, 330 ... duty command generator, 340: switching command generation unit, 350: correction amount calculation unit, 360 ... switching command correction unit, 370 ... gate drive circuit, 480 ... clamp capacitor

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

　出力電圧の制御応答性あるいは安定性を劣化させることなく、偏磁を抑制する。　上アームおよび下アームからなるスイッチング素子を順次切り替えて変圧器の１次巻線に一方向および逆方向の電圧を印加するスイッチング回路と、前記変圧器の２次巻線に発生する交流出力を整流する整流回路と、前記複数のスイッチング素子をオンオフ制御する制御装置を備え、前記制御装置は、前記変圧器の偏磁を検出する検出器を備え、該検出器出力にしたがって、前記一方向に印加する電圧の印加時間を所定量増加し、逆方向に印加する電圧の印加時間を前記所定量減少して、前記偏磁を低減する。

Description

電力変換装置
　本発明は、電力変換装置に係り、特に使用される変圧器の偏磁を抑制することのできる電力変換装置に関する。
　電力変換装置において、使用される変圧器の偏磁を抑制する技術に関しては、特許文献１が知られている。この文献には、変圧器の偏磁量を検出し、検出した偏磁量に応じて、インバータ部を構成するスイッチング素子の内、一対の上下アームを構成するスイッチング素子に供給するスイッチング信号（オン、オフ信号）のデューティ比を変化させることにより、偏磁量を減少させることが記載されている。
特開２００３－３７９７３号公報
　しかしながら、前記特許文献１記載の技術は、偏磁量に応じて一対の上下アームを構成するスイッチング素子に供給するオン、オフ信号のデューティ比だけを変化させている。
このため、電力変換装置が出力する電圧は、電圧指令値に正確に追従しない。すなわち、このような偏磁抑制方式では、電力変換装置の出力電圧の制御応答性や安定性などが劣化することがある
　本発明はこのような問題点に鑑みてなされたもので、出力電圧の制御応答性や安定性を劣化させることなく、偏磁を抑制することができる電力変換装置を提供するものである。
　本発明は上記課題を解決するため、次のような手段を採用した。
　上アームおよび下アームからなるスイッチング素子を順次切り替えて変圧器の１次巻線に一方向および逆方向の電圧を印加するスイッチング回路と、前記変圧器の２次巻線に発生する交流出力を整流する整流回路と、前記複数のスイッチング素子をオンオフ制御する制御装置を備え、前記制御装置は、前記変圧器の偏磁を検出する検出器を備え、該検出器出力にしたがって、前記一方向に印加する電圧の印加時間を所定量増加し、逆方向に印加する電圧の印加時間を前記所定量減少して、前記偏磁を低減する。
　本発明は、以上の構成を備えるため、出力電圧の制御応答性あるいは安定性を劣化させることなく、電力変換装置の偏磁を抑制することができる。
第１の実施形態にかかる電力変換装置を説明する図である。 電力変換装置の制御装置を説明する図である。 位相シフトＰＷＭ制御の概略を説明する図である。 正の偏磁量Ｖ２１とデューティ補正量Ｄｃｏｍｐの関係を示す概略図である。 負の偏磁量Ｖ２１とデューティ補正量Ｄｃｏｍｐの関係を示す概略図である。 デューティ補正量Ｄｃｏｍｐが負の値である場合のスイッチング指令Ｈ１～Ｈ４とスイッチング指令補正値Ｈ１’～Ｈ４’の関係を示す図である。 デューティ補正量Ｄｃｏｍｐが正の値である場合のスイッチング指令Ｈ１～Ｈ４とスイッチング指令補正値Ｈ１’～Ｈ４’の関係を示す図である。 電位差Ｖ２０が正の値である場合に供給するゲート電圧Ｖ３０～Ｖ６０と変圧器５０の１次側巻線４０に印加される電圧の関係を示す図である。 電位差Ｖ２０が負の値である場合に供給するゲート電圧Ｖ３０～Ｖ６０と変圧器５０の１次側巻線４０に印加される電圧の関係を示す図である。 センタータップ型のトランスとアクティブクランプ回路を用いたＤＣ－ＤＣコンバータを説明する図である。 カレントダブラ型のＤＣ－ＤＣコンバータを説明する図である。 第２の実施形態にかかる電力変換装置を説明する図である。 第３の実施形態にかかる電力変換装置を説明する図である。
　以下、本発明の実施形態を図面参照しながら説明する。
(実施形態１）
図１は、本発明の第１の実施形態にかかる電力変換装置（直流－直流コンバータ）を説明する図である。
(一次側回路の説明）
　電力変換装置の１次側(高圧側）は、平滑用キャパシタ２０の一端と第１相の上アームのＭＯＳＦＥＴ２１０のドレインとダイオード２５０のカソードとスナバキャパシタ１４０の一端が接続された中点と、第２相の上アームのＭＯＳＦＥＴ２７０のドレインとダイオード２７０のカソードとスナバキャパシタ１６０の一端が接続された中点に接続される。
　第１相の上アームのＭＯＳＦＥＴ２１０のソースとダイオード２５０のアノードとスナバキャパシタ１４０の一端が接続された中点は、第１相の下アームのＭＯＳＦＥＴ２２０のドレインとダイオード２６０のカソードとスナバキャパシタ１５０の一端が接続された中点と、共振用インダクタ３０の一端に接続される。
　共振用インダクタ３０の他端は、変圧器５０の１次側巻線４０の一端に接続され、変圧器５０の１次側巻線４０の他端は、第２相の上アームのＭＯＳＦＥＴ２３０のソースとダイオード２７０のアノードとスナバキャパシタ１６０の一端が接続された中点と、第２相の下アームのＭＯＳＦＥＴ２４０のドレイン側とダイオード２８０のカソード側とスナバキャパシタ１７０の一端が接続された中点に接続される。
　ここで、共振インダクタ３０は、変圧器５０の漏れインダクタンスあるいは配線インダクタンスで代替してもよい。
　第１相の下アームのＭＯＳＦＥＴ２２０のソースとダイオード２６０のアノードとスナバキャパシタ１５０の一端が接続された中点は、第２相の下アームのＭＯＳＦＥＴ２４０のソースとダイオード２８０のアノードとスナバキャパシタ１７０の一端が接続された中点と、平滑キャパシタ２０の一端と、直流電源１０の低電位側に接続される。
（２次側回路の説明）
　電力変換装置の２次側（低圧側)の直流電源１００の高電位側は、負荷１１０の一端と、平滑キャパシタ９０の一端と、平滑インダクタ８０の一端に接続される。
　平滑インダクタ８０の他端は、電流センサ２００を介して変圧器５０の２次側巻線６０と２次側巻線７０の中点に接続される。
　ここで、電流センサ２００には、ホール電流センサあるいはシャント抵抗などが用いられる。
　変圧器５０の２次側巻線６０の他端は、ローパスフィルタ１３５の抵抗１２０の一端と、整流ダイオード３００のカソード側に接続される。
　変圧器５０の２次側巻線７０の他端は、ローパスフィルタ１３５のキャパシタ１３０の一端と、整流ダイオード２９０のカソード側に接続される。
　２次側の整流ダイオード２９０のアノードは、整流ダイオード３００のアノードと、平滑キャパシタ９０の一端と、直流電源１００の低電位側と、負荷１１０の一端に接続される。
　ローパスフィルタ１３５の抵抗１２０の他端は、ローパスフィルタ１３５のキャパシタ１３０の他端に接続される。
　ここで、ローパスフィルタ１３５のカットオフ周波数は、一次側のＭＯＳＦＥＴ２１０～２４０のスイッチング周波数成分を十分に減衰できる値とする。
　具体的には、ローパスフィルタ１３５のカットオフ周波数を一次側のＭＯＳＦＥＴ２１０～２４０のスイッチング周波数の１／１０以下に設定することが望ましい。
　電圧センサ１８０は、ローパスフィルタ１３５のキャパシタ１３０の両端に接続され、ローパスフィルタ１３５のキャパシタ１３０の両端の電位差を検出し、制御装置３１０に入力する。
　ここで、電圧センサ１８０で検出したローパスフィルタ１３５のキャパシタ１３０の両端の電位差は、変圧器５０の偏磁量となる。
　変圧器５０の偏磁は、一次側のＭＯＳＦＥＴ２１０～２４０のオン抵抗のばらつき、あるいは、ＭＯＳＦＥＴ２１０～２４０のスイッチング時の立ち上がり時間あるいは立ち下り時間のばらつきあるいは、主回路配線のインピーダンスのばらつきあるいは、一次側の直流電源１０の電圧変動などにより発生する。
　電圧センサ１９０は、２次側の平滑キャパシタ９０の両端に接続され、平滑キャパシタ９０の両端の電位差を検出し、制御装置３１０に入力する。
　ここで、電圧センサ１８０、１９０には、オペアンプで構成された非反転増幅回路などが用いられる。
　電流センサ２００は、変圧器５０の２次側巻線６０と２次側巻線７０の中点と、平滑インダクタ８０を接続している配線に取り付け、平滑インダクタ８０に流れる電流を検出し、制御装置３１０に入力する。
　電流センサ２００を取り付ける位置は、２次側の整流ダイオード３００のアノードと平滑キャパシタ９０の一端を接続する配線部分であってもよい。また、２次側の整流素子として整流ダイオード２９０、３００を用いているが、ＭＯＳＦＥＴに変更しても問題ない。
（制御装置の説明）
　図２は、本発明の第１の実施形態にかかる電力変換装置の制御装置を説明する図である。
　制御装置３１０は、Ａ／Ｄ変換器３２０、デューティ指令生成部３３０、スイッチング指令生成部３４０、デューティ補正量Ｄｃｏｍｐを演算する補正量演算部３５０、スイッチング指令補正部３６０、ゲートドライブ回路３７０を備える。
　デューティ指令生成部３３０は、出力電圧指令Ｖｒｅｆ（２次側の平滑キャパシタ９０への電圧指令）、およびアナログ値をデジタル値に変換するＡ／Ｄ変換器３２０の出力、すなわち電圧センサ１９０で検出した平滑キャパシタ９０の両端の電位の差Ｖ１０を表すデジタル値Ｖ１１、および電流センサ２００で検出した平滑インダクタ２００に流れる電流Ｉ１０を表すデジタル値Ｉ１１とを用いてデューティ指令Ｄｒｅｆを生成する。
　また、スイッチング指令生成部３４０は、デューティ指令Ｄｒｅｆに基づいてスイッチング指令Ｈ１～Ｈ４を生成する。
　補正量演算部３５０は、電圧センサ１８０で検出したローパスフィルタ１３５を構成するキャパシタ１８０の両端の電位差Ｖ２０のデジタル値Ｖ２１に基づいてスイッチング指令Ｈ１～Ｈ４のデューティ補正量Ｄｃｏｍｐを演算する。
　更に、スイッチング指令補正部３６０はデューティ補正量Ｄｃｏｍｐに基づきスイッチング指令Ｈ１～Ｈ４のデューティを補正する。ゲートドライブ回路３７０は、補正されたスイッチング指令Ｈ１’～Ｈ４’を１次側のＭＯＳＦＥＴ２１０～２４０のゲート電圧Ｖ３０～Ｖ６０に変換する。
（制御装置を構成する各ブロックの説明）
（Ａ／Ｄ変換器の説明）
　Ａ／Ｄ変換器３２０は、電圧センサ１９０で検出した平滑キャパシタ９０の両端の電位差Ｖ１０をデジタル値Ｖ１１に変換し、変換したデジタル値Ｖ１１（以下、出力電圧Ｖ１１と記載する）をデューティ指令生成部３３０に入力する。
　また、Ａ／Ｄ変換器３２０は、電流センサ２００で検出した平滑インダクタ８０に流れる電流Ｉ１０をデジタル値Ｉ１１に変換し、変換したデジタル値Ｉ１１（以下、平滑インダクタ電流Ｉ１１と記載する）をデューティ指令生成部３３０に入力する。
　また、Ａ／Ｄ変換器３２０は、電圧センサ１８０で検出したローパスフィルタ１３５のキャパシタ１３０の両端の電位差Ｖ２０をデジタル値Ｖ２１に変換し、変換したデジタル値Ｖ２１（以下、偏磁量Ｖ２１と記載する）を補正量演算部３５０に入力する。
（デューティ指令生成部の説明）
　デューティ指令生成部３３０は、出力電圧指令Ｖｒｅｆと出力電圧Ｖ１１を比較して電圧偏差を算出し、算出した電圧偏差を比例積分制御などにより平滑インダクタ２００の電流指令に変換し、変換した電流指令と平滑インダクタ電流Ｉ１１を比較して電流偏差を算出し、算出した電流偏差を比例積分制御などによりデューティ指令Ｄｒｅｆに変換し、変換したデューティ指令Ｄｒｅｆをスイッチング指令生成部３４０に入力する。
　なお、デューティ指令生成部３３０は、出力電圧指令Ｖｒｅｆと出力電圧Ｖ１１を比較して電圧偏差を算出し、算出した電圧偏差を比例積分制御などによりデューティ指令Ｄｒｅｆに直接変換してもよい
（スイッチング指令生成部の説明）
　スイッチング指令生成部３４０は、入力されたデューティ指令Ｄｒｅｆに基づきスイッチング指令Ｈ１～Ｈ４を生成する。スイッチング指令Ｈ１～Ｈ４は、それぞれ１次側のＭＯＳＦＥＴ２１０～２４０をオンオフするスイッチング指令である。
　デューティ指令Ｄｒｅｆからスイッチング指令Ｈ１～Ｈ４を生成する方法として、例えば位相シフトＰＷＭ制御がある。
　図３は、第１の実施形態における位相シフトＰＷＭ制御の概略を説明する図である。
　位相シフトＰＷＭ制御は、オン時間とオフ時間の割合を５０％に固定し、各スイッチング信号Ｈ１～Ｈ４の位相差を変化させる方法であり、Ｈ１とＨ４のオン重なり期間と、Ｈ２とＨ３のオン重なり期間を調整し、デューティ指令Ｄｒｅｆに対応した電圧を出力する。
　ここでは、一例として１次側のＭＯＳＦＥＴ２４０のスイッチング指令Ｈ４を基準とした場合のスイッチング指令Ｈ１～Ｈ４の生成方法を説明する。
　まず、スイッチング指令Ｈ４は、オン時間とオフ時間の割合を５０％に固定したパルス信号で生成する。例えば、スイッチング周波数を１００ｋＨｚとした場合、オン時間とオフ時間はそれぞれ５μｓとなる。
　スイッチング指令Ｈ３は、スイッチング指令Ｈ４のオン、オフ信号を反転させて生成する。これによって、スイッチング指令Ｈ３は、スイッチング指令Ｈ４のオン期間にオフし、スイッチング指令Ｈ４のオフ期間にオンする。
　スイッチング指令Ｈ２は、スイッチング指令Ｈ３とスイッチング指令Ｈ２のオン重なり期間がデューティ指令と一致するタイミングでオンし、オンした瞬間からスイッチング１周期の５０％の時間が経過した時にオフする。
　スイッチング指令Ｈ１は、スイッチング指令Ｈ４とスイッチング指令Ｈ１のオン重なり期間がデューティ指令と一致するタイミングでオンし、オンした瞬間からスイッチング１周期の５０％の時間が経過した時にオフする。
　上述したように、スイッチング指令Ｈ１～Ｈ４を生成することで、電力変換装置は、デューティ指令に対応した電圧を出力することができる。
　なお、各相上下アームのＭＯＳＦＥＴの短絡を防止するため、スイッチング指令Ｈ１～Ｈ４にそれぞれデッドタイムを設けることが望ましいが、ここでは、デッドタイムを省略して説明する。
（補正量演算部の説明）
　補正量演算部３５０は、スイッチングの１周期毎に、入力された偏磁量Ｖ２１に基づいてスイッチング指令Ｈ１～Ｈ４のデューティ補正量Ｄｃｏｍｐを演算し、演算したデューティ補正量Ｄｃｏｍｐをスイッチング指令補正部３６０に入力する。
　図４は、第１の実施例における、正の偏磁量Ｖ２１とデューティ補正量Ｄｃｏｍｐの関係を示す概略図である。
　図５は、第１の実施例における、負の偏磁量Ｖ２１とデューティ補正量Ｄｃｏｍｐの関係を示す概略図である。
　補正量演算部３５０は、スイッチング指令Ｈ３の立ち下り時に、入力された偏磁量Ｖ２１と指令値ゼロを比較して偏差を算出し、算出した偏差を比例積分制御などによりデューティ補正量Ｄｃｏｍｐに変換する。
　偏磁量Ｖ２１が正の値である場合には、デューティ補正量Ｄｃｏｍｐを負の値となるように変換し、偏磁量Ｖ２１が負の値である場合には、デューティ補正量Ｄｃｏｍｐを正の値となるように変換する。
　そして、補正量演算部３５０は、変換したデューティ補正量Ｄｃｏｍｐをスイッチング指令補正部３６０に入力する。
　なお、ここでは、スイッチング指令Ｈ３の立ち下り時に、デューティ補正量Ｄｃｏｍｐを演算するように設定しているが、スイッチング指令Ｈ１～Ｈ４のいずれかの立ち上がり時、もしくは、立ち下り時に演算してもよい。
（スイッチング指令補正部の説明）
　スイッチング指令補正部３６０は、入力されたデューティ補正量Ｄｃｏｍｐに基づきスイッチング指令Ｈ１～Ｈ４のデューティを補正する。
　図６は、第１の実施形態において、デューティ補正量Ｄｃｏｍｐが負の値である場合のスイッチング指令Ｈ１～Ｈ４とスイッチング指令補正値Ｈ１’～Ｈ４’の関係を示す図である。
　スイッチング指令補正部３６０は、入力されたデューティ補正量Ｄｃｏｍｐが負の値である場合、第１相の上アームのＭＯＳＦＥＴ２１０のスイッチング指令Ｈ１のオンするタイミングを、デューティ補正量Ｄｃｏｍｐ分だけ遅らせることによって、スイッチング指令補正値Ｈ１’を生成する。
　また、スイッチング指令補正部３６０は、入力されたデューティ補正量Ｄｃｏｍｐが負の値である場合、第１相の下アームのＭＯＳＦＥＴ２２０のスイッチング指令Ｈ２のオフするタイミングを、デューティ補正量Ｄｃｏｍｐ分だけ遅らせることによって、スイッチング指令補正値Ｈ２’を生成する。
　また、スイッチング指令補正部３６０は、入力されたデューティ補正量Ｄｃｏｍｐが負の値である場合、第２相の上アームのＭＯＳＦＥＴ２３０のスイッチング指令Ｈ３のオフするタイミングを、デューティ補正量Ｄｃｏｍｐ分だけ遅らせることによって、スイッチング指令補正値Ｈ３’を生成する。
　また、スイッチング指令補正部３６０は、入力されたデューティ補正量Ｄｃｏｍｐが負の値である場合、第２相の下アームのＭＯＳＦＥＴ２４０のスイッチング指令Ｈ４のオンするタイミングを、デューティ補正量Ｄｃｏｍｐ分だけ遅らせることによって、スイッチング指令補正値Ｈ４’を生成する。
　図７は、第１の実施例において、デューティ補正量Ｄｃｏｍｐが正の値である場合のスイッチング指令Ｈ１～Ｈ４とスイッチング指令補正値Ｈ１’～Ｈ４’の関係を示す。
　スイッチング指令補正部３６０は、入力されたデューティ補正量Ｄｃｏｍｐが正の値である場合、第１相の上アームのＭＯＳＦＥＴ２１０のスイッチング指令Ｈ１のオフするタイミングを、デューティ補正量Ｄｃｏｍｐ分だけ遅らせることによって、スイッチング指令補正値Ｈ１’を生成する。
　また、スイッチング指令補正部３６０は、入力されたデューティ補正量Ｄｃｏｍｐが正の値である場合、第１相の下アームのＭＯＳＦＥＴ２２０のスイッチング指令Ｈ２のオンするタイミングを、デューティ補正量Ｄｃｏｍｐ分だけ遅らせることによって、スイッチング指令補正値Ｈ２’を生成する。
　また、スイッチング指令補正部３６０は、入力されたデューティ補正量Ｄｃｏｍｐが正の値である場合、第２相の上アームのＭＯＳＦＥＴ２３０のスイッチング指令Ｈ３のオンするタイミングを、デューティ補正量Ｄｃｏｍｐ分だけ遅らせることによって、スイッチング指令補正値Ｈ３’を生成する。
　また、スイッチング指令補正部３６０は、入力されたデューティ補正量Ｄｃｏｍｐが正の値である場合、第２相の下アームのＭＯＳＦＥＴ２４０のスイッチング指令Ｈ４のオフするタイミングを、デューティ補正量Ｄｃｏｍｐ分だけ遅らせることによって、スイッチング指令補正値Ｈ４’を生成する。
（ゲートドライブ回路の説明）
　ゲートドライブ回路３７０は、入力されたスイッチング指令補正値Ｈ１’～Ｈ４’をゲート電圧Ｖ３０～Ｖ６０に変換し、変換したゲート電圧Ｖ３０～Ｖ６０をＭＯＳＦＥＴ２１０～２４０のゲートに入力する。
　これによって、ＭＯＳＦＥＴ２１０～２４０は、ゲート電圧Ｖ３０～Ｖ６０のオン、オフ信号に従って駆動される。
（偏磁抑制法の説明）
　変圧器５０の偏磁は、電力変換装置のＭＯＳＦＥＴ２１０～２４０のスイッチングを上述したように制御することで抑制できる。
　図８は、第１の実施例において、電圧センサ１８０で検出したローパスフィルタのキャパシタ１３０の両端の電位差Ｖ２０が正の値であった場合に供給するゲート電圧Ｖ３０～Ｖ６０と変圧器５０の１次側巻線４０に印加される電圧の関係を示す図である。
　電力変換装置のＭＯＳＦＥＴ２１０～２４０のスイッチングを上述したようにオンオフ制御することにより、（１）電圧センサ１８０で検出したローパスフィルタのキャパシタ１３０の両端の電位差Ｖ２０が正の値である場合には、ゲート信号Ｖ３０のオン時間は、スイッチング１周期の５０％未満となり、ゲート信号Ｖ３０のオフ時間は、スイッチング１周期の５０％以上となり、ゲート信号Ｖ４０のオン時間は、スイッチング１周期の５０％以上となり、ゲート信号Ｖ４０のオフ時間は、スイッチング１周期の５０％未満となり、ゲート信号Ｖ５０のオン時間は、スイッチング１周期の５０％以上となり、ゲート信号Ｖ５０のオフ時間は、スイッチング１周期の５０％未満となり、ゲート信号Ｖ６０のオン時間は、スイッチング１周期の５０％未満となり、ゲート信号Ｖ６０のオフ時間は、スイッチング１周期の５０％以上となる。
（２）このため、ゲート電圧Ｖ３０とゲート電圧Ｖ６０のオン重なり期間は、ゲート電圧Ｖ４０とゲート電圧Ｖ５０のオン重なり期間に対して短くなるため、変圧器５０の１次側巻線４０に印加される電圧は、正の電圧に対して負の電圧が印加される期間が長くなる。
（３）変圧器５０の２次側巻線６０、７０には、変圧器５０の巻数比によって、変圧器５０の１次側巻線４０に印加された電圧が変圧されて出力されるため、ローパスフィルタ１３０の両端の電位差は、負の方向に増加していく。
　すなわち、図８に示した電圧センサ１８０で検出したローパスフィルタのキャパシタ１３０の両端の電位差Ｖ２０が、ゼロに近づいていくため、変圧器５０の偏磁が抑制される。
　なお、ゲート電圧Ｖ３０とゲート電圧Ｖ６０のオン重なり期間は、デューティ指令値Ｄｒｅｆよりデューティ補正量Ｄｃｏｍｐ分だけ短くなるため、電力変換装置が出力する電圧は、電圧指令値より小さな値となる。しかし、ゲート電圧Ｖ４０とゲート電圧Ｖ５０のオン重なり期間が、デューティ指令値Ｄｒｅｆよりデューティ補正量Ｄｃｏｍｐ分だけ長くなるため、電力変換装置が出力する電圧は、電圧指令値より大きな値となる。
　すなわち、ゲート電圧Ｖ３０とゲート電圧Ｖ６０のオン重なり期間が短くなった分だけゲート電圧Ｖ４０とゲート電圧Ｖ５０のオン重なり期間が長くなるため、スイッチング１周期において、電力変換装置が出力する電圧は電圧指令値と一致する。
　これにより、電力変換装置の出力電圧の制御応答性あるいは安定性を劣化させることなく、偏磁を抑制することができる。なお、図８に記載したＶｈｉｇｈは、１次側の直流電源１０の電圧値である。
　図９は、第１の実施例において、電圧センサ１８０で検出したローパスフィルタのキャパシタ１３０の両端の電位差Ｖ２０が負の値であった場合のゲート電圧Ｖ３０～Ｖ６０と変圧器５０の１次側巻線４０に印加される電圧の関係を示す図である。
　電力変換装置のＭＯＳＦＥＴ２１０～２４０のスイッチングを上述したようにオンオフ制御することによって、（１）電圧センサ１８０で検出したローパスフィルタのキャパシタ１３０の両端の電位差Ｖ２０が負の値である場合には、ゲート信号Ｖ３０のオン時間は、スイッチング１周期の５０％以上となり、ゲート信号Ｖ３０のオフ時間は、スイッチング１周期の５０％未満となり、ゲート信号Ｖ４０のオン時間は、スイッチング１周期の５０％未満となり、ゲート信号Ｖ４０のオフ時間は、スイッチング１周期の５０％以上となり、ゲート信号Ｖ５０のオン時間は、スイッチング１周期の５０％未満となり、ゲート信号Ｖ５０のオフ時間は、スイッチング１周期の５０％以上となり、ゲート信号Ｖ６０のオン時間は、スイッチング１周期の５０％以上となり、ゲート信号Ｖ６０のオフ時間は、スイッチング１周期の５０％未満となる。
（２）このため、ゲート電圧Ｖ４０とゲート電圧Ｖ５０のオン重なり期間は、ゲート電圧Ｖ３０とゲート電圧Ｖ６０のオン重なり期間に対して短くなるため、変圧器５０の１次側巻線４０に印加される電圧は、正の電圧に対して負の電圧が印加される期間が短くなる。
（３）変圧器５０の２次側巻線６０、７０には、変圧器５０の巻数比によって、変圧器５０の１次側巻線４０に印加された電圧が変圧されて出力されるため、ローパスフィルタ１３０の両端の電位差は、正の方向に増加していく。
　すなわち、図９に示した電圧センサ１８０で検出したローパスフィルタのキャパシタ１３０の両端の電位差Ｖ２０が、ゼロに近づいていくため、変圧器５０の偏磁が抑制される。
　なお、ゲート電圧Ｖ３０とゲート電圧Ｖ６０のオン重なり期間は、デューティ指令値Ｄｒｅｆよりデューティ補正量Ｄｃｏｍｐ分だけ長くなるため、電力変換装置が出力する電圧は、電圧指令値より大きな値となる。しかし、ゲート電圧Ｖ４０とゲート電圧Ｖ５０のオン重なり期間が、デューティ指令値Ｄｒｅｆよりデューティ補正量Ｄｃｏｍｐ分だけ短くなるため、電力変換装置が出力する電圧は、電圧指令値より小さな値となる。
　すなわち、ゲート電圧Ｖ３０とゲート電圧Ｖ６０のオン重なり期間が長くなった分だけゲート電圧Ｖ４０とゲート電圧Ｖ５０のオン重なり期間が短くなるため、スイッチング１周期において、電力変換装置が出力する電圧は電圧指令値と一致する。
　これにより、電力変換装置の出力電圧の制御応答性あるいは安定性を劣化させることなく、偏磁を抑制することができる。
　なお、上述した偏磁抑制法は、図１に示すセンタータップ型のトランスを用いたＤＣ－ＤＣコンバータに限らず、図１０に示すセンタータップ型のトランスとアクティブクランプ回路を用いたＤＣ－ＤＣコンバータ、あるいは図１１に示すカレントダブラ型のＤＣ－ＤＣコンバータに適用することができる。
（実施形態２）
　図１２は、第２の実施形態にかかる電力変換装置を説明する図である。
　前述した第１の実施例では、変圧器５０の２次側巻線６０、７０で発生する電圧をローパスフィルタ１３５を介して、電圧センサ１８０で検出し、変圧器５０の偏磁を抑制したが、本実施形態では、変圧器５０の１次側巻線４０に印加される電圧をローパスフィルタ１３５を介して、電圧センサ１８０で検出し、上述した偏磁抑制法により、変圧器５０の偏磁を抑制する。
　なお、電力変換装置の回路方式と制御装置３１０は、実施形態１と同じであるため、説明を省略する。
　ローパスフィルタ１３５の抵抗１２０の一端は、共振用インダクタ３０の一端と変圧器５０の１次側巻線４０の一端が接続された中点に接続され、ローパスフィルタ１３５の抵抗１２０の他端は、ローパスフィルタ１３５のキャパシタ１３０の一端に接続され、ローパスフィルタ１３５のキャパシタ１３０の他端は、変圧器５０の１次巻線４０の他端に接続される。
　電圧センサ１８０は、ローパスフィルタ１３５のキャパシタ１３０の両端に接続され、ローパスフィルタ１３５のキャパシタ１３０の両端の電位差を検出し、検出した電圧Ｖ２０を制御装置３１０に入力する。
　制御装置３１０は、実施形態１と同様な方法でＭＯＳＦＥＴ２１０～２４０のゲート電圧Ｖ３０～Ｖ６０を生成し、生成したゲート電圧Ｖ３０～Ｖ６０をＭＯＳＦＥＴ２１０～２４０のゲートにそれぞれ入力し、ＭＯＳＦＥＴ２１０～２４０をオン、オフする。これにより、変圧器５０の偏磁が抑制される。
(実施形態３）
　図１３は、第３の実施形態にかかる電力変換装置を説明する図である。
　上述した第１の実施形態では、ローパスフィルタ１３５を介して、変圧器５０の２次側巻線６０、７０で発生する電圧を電圧センサ１８０で検出し、変圧器５０の偏磁を抑制した。本実施形態では、共振用インダクタ３０に流れる電流を電流センサ６００で検出し、検出した電流値をローパスフィルタ１３５を介して電圧値に変換し、変換した電圧値を電圧センサ１８０で検出し、検出した電圧を制御装置３１０に入力する。制御装置３１０は、実施形態１と同様な方法で変圧器５０の偏磁を抑制する。
　なお、電力変換装置の回路方式と制御装置３１０は、実施形態１と同じであるため、説明を省略する。
　なお、電流センサ６００の第１の端子は、共振用インダクタ３０の一端と接続され、電流センサ６００の第２の端子は変圧器５０の１次側巻線４０の一端と接続され、電流センサ６００の第３の端子は、ローパスフィルタ１３５の抵抗１２０の一端に接続される。
　ローパスフィルタ１３５を構成する抵抗１２０の他端は、ローパスフィルタ１３５のキャパシタ１３０の一端に接続され、ローパスフィルタ１３５のキャパシタ１３０の他端は、グラウンドに接続される。
　電圧センサ１８０は、ローパスフィルタ１３５のキャパシタ１３０の両端に接続され、ローパスフィルタ１３５のキャパシタ１３０の両端の電位差を検出し、検出した電圧Ｖ２０を制御装置３１０に入力する。
　制御装置３１０は、実施形態１と同様な方法でＭＯＳＦＥＴ２１０～２４０のゲート電圧Ｖ３０～Ｖ６０を生成する。生成したゲート電圧Ｖ３０～Ｖ６０をＭＯＳＦＥＴ２１０～２４０のゲートにそれぞれ入力し、ＭＯＳＦＥＴ２１０～２４０をオン、オフすることによって、変圧器５０の偏磁が抑制される。
　以上説明したように、本発明の実施形態によれば、オン時間とオフ時間の割合を、５０％に固定し、各スイッチング指令（Ｈ１（ゲート電圧Ｖ３０），Ｈ２（ゲート電圧Ｖ４０），Ｈ３（ゲート電圧Ｖ５０），Ｈ４（ゲート電圧Ｖ６０））の位相差を変化させる位相シフトＰＷＭ制御装置を備えた電力変換装置において、キャパシタ１３０の両端の電位差Ｖ２０が正の値である場合、ゲート電圧Ｖ３０とゲート電圧Ｖ６０のオン重なり期間を、ゲート電圧Ｖ４０とゲート電圧Ｖ５０のオン重なり期間に対して短くなるように補正する。このため、変圧器５０の１次側巻線４０に印加される電圧は、正の電圧に対して負の電圧が印加される期間が長くなる。このため、ローパスフィルタ１３０の両端の電位差は、負の方向に増加していく。
 一方キャパシタ１３０の両端の電位差Ｖ２０が負の値である場合、ゲート電圧Ｖ３０とゲート電圧Ｖ６０のオン重なり期間を、ゲート電圧Ｖ４０とゲート電圧Ｖ５０のオン重なり期間に対して長くなるように補正する。このため、変圧器５０の１次側巻線４０に印加される電圧は、正の電圧に対して負の電圧が印加される期間が短くなる。このため、ローパスフィルタ１３０の両端の電位差は、正の方向に増加していく。このようにして電圧センサ１８０で検出したローパスフィルタのキャパシタ１３０の両端の電位差Ｖ２０が、ゼロに近づいてゆき変圧器５０の偏磁は抑制される
　なお、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、上記した実施形態は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。
　また、ある実施形態の構成の一部を他の実施形態の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施形態の構成に他の実施形態の構成を加えることも可能である。また、各実施形態の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。また、上記の各構成、機能、処理部、処理手段等は、それらの一部又は全部を、例えば集積回路で設計する等によりハードウェアで実現してもよい。また、上記の各構成、機能等は、プロセッサがそれぞれの機能を実現するプログラムを解釈し、実行することによりソフトウェアで実現してもよい。各機能を実現するプログラム、ファイル等の情報は、メモリあるいは、ハードディスク、S S D（Solid State Drive）等の記録装置、または、I Cカード、ＳＤカード、ＤＶＤ等の記録媒体に置くことができる。また、制御線あるいは情報線は説明上必要と考えられるものを示しており、製品上必ずしも全ての制御線あるいは情報線を示しているとは限らない。実際には殆ど全ての構成が相互に接続されていると考えてもよい。
１０…１次側の直流電源、２０、９０…平滑キャパシタ、３０…共振用インダクタ、
４０…変圧器の１次側巻線、５０…変圧器、６０、７０…変圧器の２次側巻線、
８０、４９０、５００…平滑インダクタ、１００…２次側の直流電源、１１０…負荷、
１２０…ローパスフィルタの抵抗、１３０…ローパスフィルタのキャパシタ、
１３５…ローパスフィルタ、１４０、１５０、１６０、１７０…スナバキャパシタ、
１８０、１９０…電圧センサ、２００、６００…電流センサ、
２１０、２２０、２３０、２４０、４００、４１０、４２０、４３０…ＭＯＳＦＥＴ、
２５０、２６０、２７０、２８０、２９０、３００、４４０、４５０、４６０、４７０…ダイオード、３１０…制御装置、３２０…Ａ／Ｄ変換器、３３０…デューティ指令生成部、
３４０…スイッチング指令生成部、３５０…補正量演算部、
３６０…スイッチング指令補正部、３７０…ゲートドライブ回路、
４８０…クランプキャパシタ

Claims (7)

  1. 　上アームおよび下アームからなるスイッチング素子を順次切り替えて変圧器の１次巻線に一方向および逆方向の電圧を印加するスイッチング回路と、前記変圧器の２次巻線に発生する交流出力を整流する整流回路と、前記複数のスイッチング素子をオンオフ制御する制御装置を備え、
    　前記制御装置は、前記変圧器の偏磁を検出する検出器を備え、該検出器出力にしたがって、前記一方向に印加する電圧の印加時間を所定量増加し、逆方向に印加する電圧の印加時間を前記所定量減少して、前記偏磁を低減することを特徴とする電力変換装置。
  2. 　上アームおよび下アームからなる第１相のスイッチング素子および上アームおよび下アームからなる第２相のスイッチング素子を備え、直流入力をスイッチングして変圧器の１次巻線に供給するブリッジ型のスイッチング回路と、
    　前記変圧器の２次巻線に発生する交流出力を整流する整流回路と、
    　同一相の上アームおよび下アームを構成するスイッチング素子を逆相で駆動するとともに、第１相と第２相を構成するスイッチング素子を位相差を持たせて駆動する制御装置とを備え、
    　前記制御装置は、前記変圧器の偏磁を検出する検出器を備え、該検出器出力にしたがって、ブリッジ接続された第１相の上アームと第２相の下アームを構成するスイッチング素子により生成されるスイッチング出力のデューティ比、およびブリッジ接続された第２相の上アームと第１相の下アームを構成するスイッチング素子により生成されるスイッチング出力のデューティ比のいずれか一方を増加させ、他方を減少させることを特徴とする電力変換装置。
  3. 　請求項２記載の電力変換装置において、
    　前記制御装置は、第１相の上アームをオンするタイミングおよび第２相の下アームをオンするタイミングを所定量遅延させ、
    　第２相の上アームをオフするタイミングおよび第１相の下アームをオフするタイミングを前記所定量遅延させることを特徴とする電力変換装置。
  4. 　請求項１または２記載の電力変換装置において、
    　前記変圧器の偏磁量は、前記変圧器の１次側の交流電圧に含まれる直流分をもとに演算することを特徴とする電力変換装置。
  5. 　請求項１または２記載の電力変換装置において、
    　前記変圧器の偏磁量は、前記変圧器の２次側の交流電圧に含まれる直流分をもとに演算することを特徴とする電力変換装置。
  6. 　請求項１または２記載の電力変換装置において、
    　前記変圧器の偏磁量は、前記変圧器の１次側に挿入した共振インダクタに流れる電流の直流分をもとに演算することを特徴とする電力変換装置。
  7. 　請求項２に記載の電力変換装置において、
    　第１相の上アームを構成するスイッチング素子と第２相の下アームを構成するスイッチング素子のオン時間は、第１相の下アームを構成するスイッチング素子と第２相の上アームを構成するスイッチング素子のオン時間の増加分だけ減少させ、また、第１相の下アームのＭＯＳＦＥＴと第２相の上アームを構成するスイッチング素子のオン時間の減少分だけ増加させることを特徴とする電力変換装置。
PCT/JP2013/080694 2012-11-15 2013-11-13 電力変換装置 WO2014077281A1 (ja)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2012-251268 2012-11-15
JP2012251268A JP5933418B2 (ja) 2012-11-15 2012-11-15 電力変換装置

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2014077281A1 true WO2014077281A1 (ja) 2014-05-22

Family

ID=50731192

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2013/080694 WO2014077281A1 (ja) 2012-11-15 2013-11-13 電力変換装置

Country Status (2)

Country Link
JP (1) JP5933418B2 (ja)
WO (1) WO2014077281A1 (ja)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104079176A (zh) * 2014-06-20 2014-10-01 华为技术有限公司 一种电源管理方法及电源
JP2018038230A (ja) * 2016-09-02 2018-03-08 日立オートモティブシステムズ株式会社 電力変換装置

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP6707003B2 (ja) * 2016-09-14 2020-06-10 ローム株式会社 スイッチ駆動回路及びこれを用いたスイッチング電源装置

Citations (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS59174277A (ja) * 1983-03-23 1984-10-02 Mitsubishi Electric Corp 直流ア−ク溶接用電源装置
JPS634190U (ja) * 1986-06-21 1988-01-12
JPH01171591U (ja) * 1988-05-16 1989-12-05
JPH05161363A (ja) * 1991-12-09 1993-06-25 Meidensha Corp 電力変換装置の制御装置
JPH08223944A (ja) * 1995-02-17 1996-08-30 Nissin Electric Co Ltd インバータの制御装置及び制御方法
JPH08340679A (ja) * 1995-06-09 1996-12-24 Mitsubishi Electric Corp 高周波変圧器の偏磁防止回路
JPH09168278A (ja) * 1995-12-13 1997-06-24 Yuasa Corp フルブリッジ形スイッチングレギュレータの偏磁防止回路
JP2002281766A (ja) * 2001-03-15 2002-09-27 Fuji Electric Co Ltd 変圧器の偏磁抑制制御方法および装置
JP2003037973A (ja) * 2001-07-24 2003-02-07 Fuji Electric Co Ltd 電力変換装置における偏磁低減方法及び偏磁低減回路
WO2007116481A1 (ja) * 2006-03-31 2007-10-18 Fujitsu Limited 電源装置

Patent Citations (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS59174277A (ja) * 1983-03-23 1984-10-02 Mitsubishi Electric Corp 直流ア−ク溶接用電源装置
JPS634190U (ja) * 1986-06-21 1988-01-12
JPH01171591U (ja) * 1988-05-16 1989-12-05
JPH05161363A (ja) * 1991-12-09 1993-06-25 Meidensha Corp 電力変換装置の制御装置
JPH08223944A (ja) * 1995-02-17 1996-08-30 Nissin Electric Co Ltd インバータの制御装置及び制御方法
JPH08340679A (ja) * 1995-06-09 1996-12-24 Mitsubishi Electric Corp 高周波変圧器の偏磁防止回路
JPH09168278A (ja) * 1995-12-13 1997-06-24 Yuasa Corp フルブリッジ形スイッチングレギュレータの偏磁防止回路
JP2002281766A (ja) * 2001-03-15 2002-09-27 Fuji Electric Co Ltd 変圧器の偏磁抑制制御方法および装置
JP2003037973A (ja) * 2001-07-24 2003-02-07 Fuji Electric Co Ltd 電力変換装置における偏磁低減方法及び偏磁低減回路
WO2007116481A1 (ja) * 2006-03-31 2007-10-18 Fujitsu Limited 電源装置

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104079176A (zh) * 2014-06-20 2014-10-01 华为技术有限公司 一种电源管理方法及电源
US9787203B2 (en) 2014-06-20 2017-10-10 Huawei Technologies Co., Ltd. Power source management method and power source
JP2018038230A (ja) * 2016-09-02 2018-03-08 日立オートモティブシステムズ株式会社 電力変換装置
WO2018042896A1 (ja) * 2016-09-02 2018-03-08 日立オートモティブシステムズ株式会社 電力変換装置

Also Published As

Publication number Publication date
JP5933418B2 (ja) 2016-06-08
JP2014100022A (ja) 2014-05-29

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN107733232B (zh) 电压变换器及其变压器内的磁通饱和的消除方法
US8717783B2 (en) Method and apparatus for regulating gain within a resonant converter
EP2589139B1 (en) Feed forward control for a cyclo-converter
US20140226369A1 (en) Power converter with dead-time control function
KR102116705B1 (ko) 컨버터 및 그 구동 방법
US10491136B2 (en) Bridge-less type electric power conversion device having current detection circuit of current transformer type
JP2007097319A (ja) 交直変換回路
US9923455B2 (en) Current-sensing and gain-switching circuit and method for using wide range of current
US9160238B2 (en) Power converter with current feedback loop
JP6607495B2 (ja) 電力変換装置
WO2015136592A1 (ja) 電流検出器及び電力変換装置
WO2014077281A1 (ja) 電力変換装置
JP2011055596A (ja) 力率改善回路
JP6366543B2 (ja) Ｄｃ／ｄｃコンバータ
CN114389456A (zh) 同步整流器驱动器电路、集成电路、谐振转换器及方法
JP6443652B2 (ja) 電力変換装置
JP2021027788A (ja) 電力変換装置の制御回路及び電力変換装置
JP7389642B2 (ja) スイッチング電源装置
JP4105606B2 (ja) スイッチング電源装置
JP2019103200A (ja) 電力変換装置
JP5954256B2 (ja) 制御方法
WO2021028972A1 (ja) 電力変換装置の制御回路
JP5582361B2 (ja) 電力変換装置および電源システム
US11258353B2 (en) Power converter
US11444531B2 (en) Voltage converter

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 13855400

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 13855400

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1