JP2002281766A - 変圧器の偏磁抑制制御方法および装置 - Google Patents
変圧器の偏磁抑制制御方法および装置Info
- Publication number
- JP2002281766A JP2002281766A JP2001074655A JP2001074655A JP2002281766A JP 2002281766 A JP2002281766 A JP 2002281766A JP 2001074655 A JP2001074655 A JP 2001074655A JP 2001074655 A JP2001074655 A JP 2001074655A JP 2002281766 A JP2002281766 A JP 2002281766A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- output
- pulse
- transformer
- inverter
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 交流出力を変圧器に印加する電圧形自励
インバータ装置において、変圧器の直流偏磁が起こらな
いようにインバータ用半導体素子のスイッチング用ＰＷ
Ｍパルスを作成しても、このＰＷＭパルスの作成後にオ
ンディレイ時間等を確保する目的でパルス幅が変更され
ると、直流偏磁制御が十分に機能しなくなる。 【解決手段】 ＰＷＭパルスまたは同パルスの出力用ゲ
ートドライバからの返送信号に基づいてインバータ出力
電圧の直流分を推定し、この推定値が変圧器の励磁電流
直流成分または二次電圧直流成分を抑制する調節器の出
力と一致するようにＰＷＭパルスを制御する。
インバータ装置において、変圧器の直流偏磁が起こらな
いようにインバータ用半導体素子のスイッチング用ＰＷ
Ｍパルスを作成しても、このＰＷＭパルスの作成後にオ
ンディレイ時間等を確保する目的でパルス幅が変更され
ると、直流偏磁制御が十分に機能しなくなる。 【解決手段】 ＰＷＭパルスまたは同パルスの出力用ゲ
ートドライバからの返送信号に基づいてインバータ出力
電圧の直流分を推定し、この推定値が変圧器の励磁電流
直流成分または二次電圧直流成分を抑制する調節器の出
力と一致するようにＰＷＭパルスを制御する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、変圧器を介して
負荷または電力系統に交流電力を供給する電圧型自励式
インバータの変圧器偏磁抑制制御方法ならびに装置に関
する。
負荷または電力系統に交流電力を供給する電圧型自励式
インバータの変圧器偏磁抑制制御方法ならびに装置に関
する。
【０００２】
【従来の技術】この種のインバータの制御方法として、
従来、変圧器の一次電流と二次電流との差から励磁電流
を求め、この励磁電流の直流成分をフィルタ等により検
出し直流成分ができるだけ小さくなるように制御する方
法が知られている。
従来、変圧器の一次電流と二次電流との差から励磁電流
を求め、この励磁電流の直流成分をフィルタ等により検
出し直流成分ができるだけ小さくなるように制御する方
法が知られている。
【０００３】図５および図６は従来方法の回路接続例を
示すもので、直流電源１から変圧器１３を介して負荷１
５に交流電力を供給するインバータとして、自己消弧形
素子２ａ〜２ｄにダイオードを逆並列接続してなる電圧
形インバータ１００が用いられている。
示すもので、直流電源１から変圧器１３を介して負荷１
５に交流電力を供給するインバータとして、自己消弧形
素子２ａ〜２ｄにダイオードを逆並列接続してなる電圧
形インバータ１００が用いられている。
【０００４】変圧器１３が直流電流成分により偏磁して
飽和状態になることを防ぐために、図５に示す従来回路
では、変圧器の一次電流と二次電流をそれぞれ検出器１
２および検出器１４で検出し、その差分としての励磁電
流をローパスフィルタ４に通して直流成分を抽出し、こ
れと設定値６とを直流成分調節器５に入力する。
飽和状態になることを防ぐために、図５に示す従来回路
では、変圧器の一次電流と二次電流をそれぞれ検出器１
２および検出器１４で検出し、その差分としての励磁電
流をローパスフィルタ４に通して直流成分を抽出し、こ
れと設定値６とを直流成分調節器５に入力する。
【０００５】直流成分調節器５は入力偏差を零にするよ
うな出力を出すが、この出力にはインバータ１００の交
流電圧指令値７が加算される。この加算結果は比較器９
と比較器９’の一方の入力に与えられ、比較器９の他方
の入力には図８に示すパルス幅変調用のキャリア信号８
が、また比較器９’にはキャリア信号８を反転したキャ
リア信号８’が与えられる。この結果、比較器９は自己
消弧素子２ａ，２ｄ用のＰＷＭ（パルス幅変調）パルス
を生成し、比較器９’は自己消弧素子２ｂ，２ｃ用のＰ
ＷＭパルスを生成する。
うな出力を出すが、この出力にはインバータ１００の交
流電圧指令値７が加算される。この加算結果は比較器９
と比較器９’の一方の入力に与えられ、比較器９の他方
の入力には図８に示すパルス幅変調用のキャリア信号８
が、また比較器９’にはキャリア信号８を反転したキャ
リア信号８’が与えられる。この結果、比較器９は自己
消弧素子２ａ，２ｄ用のＰＷＭ（パルス幅変調）パルス
を生成し、比較器９’は自己消弧素子２ｂ，２ｃ用のＰ
ＷＭパルスを生成する。
【０００６】これらのＰＷＭパルスは、パルス整形器１
０によって図７に示すようなオンディレイ時間およびオ
ンミニマム時間を確保した後に、ゲートドライブユニッ
ト（ＧＤＵ）３を介して自己消弧形素子２ａ〜２ｄのス
イッチングを行う。
０によって図７に示すようなオンディレイ時間およびオ
ンミニマム時間を確保した後に、ゲートドライブユニッ
ト（ＧＤＵ）３を介して自己消弧形素子２ａ〜２ｄのス
イッチングを行う。
【０００７】ゲートドライブユニット３は、上記のスイ
ッチング作用を行うほか、素子電圧測定器１１にて所属
の自己消弧形素子のコレクタ−エミッタ間電圧を測定
し、その値から素子のオンオフ状態を検出して、ゲート
に与えるパルスと素子のオンオフとが一致しているか否
かを判断して、不一致の場合にはパルス整形器１０にパ
ルスを送ってパルスオフとさせ、装置を停止させる。こ
の場合、ゲートドライブユニット３がパルス整形器１０
に伝送する信号は、図９に示すように、素子が正常のと
きは受信信号の極性を反転した信号を返送し、異常のと
きは等しい極性の信号を返送する。
ッチング作用を行うほか、素子電圧測定器１１にて所属
の自己消弧形素子のコレクタ−エミッタ間電圧を測定
し、その値から素子のオンオフ状態を検出して、ゲート
に与えるパルスと素子のオンオフとが一致しているか否
かを判断して、不一致の場合にはパルス整形器１０にパ
ルスを送ってパルスオフとさせ、装置を停止させる。こ
の場合、ゲートドライブユニット３がパルス整形器１０
に伝送する信号は、図９に示すように、素子が正常のと
きは受信信号の極性を反転した信号を返送し、異常のと
きは等しい極性の信号を返送する。
【０００８】図５の回路例では励磁電流を利用したが、
図６に示すように変圧器一次電圧検出器１７にて変圧器
１３の一次電圧を検出し、これをローパスフィルタ４を
介して直流電圧成分の実際値を求め、これと直流電圧成
分設定値６‘との偏差を変圧器印加電圧直流成分調節器
５１に与えるようにして、他は図５の回路と同様とする
ことも可能である。
図６に示すように変圧器一次電圧検出器１７にて変圧器
１３の一次電圧を検出し、これをローパスフィルタ４を
介して直流電圧成分の実際値を求め、これと直流電圧成
分設定値６‘との偏差を変圧器印加電圧直流成分調節器
５１に与えるようにして、他は図５の回路と同様とする
ことも可能である。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】ところが、これらの従
来技術においては、ＰＷＭパルスを作成した後に、パル
ス整形器においてオンディレイ時間、オンミニマム時間
を確保するためにパルス幅が変更されること、ならびに
ゲートパルスに対して自己消弧素子がオンするまでの時
間とオフするまでの時間が異なることが原因となって、
偏磁抑制制御の精度をあげることが困難であった。
来技術においては、ＰＷＭパルスを作成した後に、パル
ス整形器においてオンディレイ時間、オンミニマム時間
を確保するためにパルス幅が変更されること、ならびに
ゲートパルスに対して自己消弧素子がオンするまでの時
間とオフするまでの時間が異なることが原因となって、
偏磁抑制制御の精度をあげることが困難であった。
【００１０】このために、インバータに接続される変圧
器は、運転時の最大磁束密度を鉄心の飽和磁束密度より
もかなり低い値として運転せざるを得なかった。
器は、運転時の最大磁束密度を鉄心の飽和磁束密度より
もかなり低い値として運転せざるを得なかった。
【００１１】そこで、この発明の課題は、インバータ運
転時の変圧器の最大許容磁束密度を飽和磁束密度に可能
な限り近づけて運転しても変圧器の飽和移行を未然に防
ぐことができるような偏磁抑制制御を可能にすることに
ある。
転時の変圧器の最大許容磁束密度を飽和磁束密度に可能
な限り近づけて運転しても変圧器の飽和移行を未然に防
ぐことができるような偏磁抑制制御を可能にすることに
ある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、この課
題は以下のようにして解決される。
題は以下のようにして解決される。
【００１３】すなわち、交流出力を変圧器に供給する自
励式インバータの制御パルスを生成するパルス制御装置
を備えたものにおいて、パルス制御装置の出力パルスに
基づいてインバータ出力電圧の直流分を推定し、この推
定値が変圧器の励磁電流直流成分を抑制する調節器出力
と一致するように制御する（請求項１記載の発明）。
励式インバータの制御パルスを生成するパルス制御装置
を備えたものにおいて、パルス制御装置の出力パルスに
基づいてインバータ出力電圧の直流分を推定し、この推
定値が変圧器の励磁電流直流成分を抑制する調節器出力
と一致するように制御する（請求項１記載の発明）。
【００１４】上記の推定のための具体的手段としては、
インバータが正の電圧を発生するためのパルスを出力す
る時間に関係する量と直流電圧の値に関係する量とを乗
算する手段と、インバータが負の電圧を発生ためのパル
スを出力する時間に関係する量と直流電圧の値に関係す
る量とを乗算する手段と、前記二つの手段の出力の差を
積分する手段と、この積分値にゲインを乗算した値が、
変圧器の励磁電流直流成分を抑制する調節器出力と一致
するように制御する手段とを備える（請求項２記載の発
明）。
インバータが正の電圧を発生するためのパルスを出力す
る時間に関係する量と直流電圧の値に関係する量とを乗
算する手段と、インバータが負の電圧を発生ためのパル
スを出力する時間に関係する量と直流電圧の値に関係す
る量とを乗算する手段と、前記二つの手段の出力の差を
積分する手段と、この積分値にゲインを乗算した値が、
変圧器の励磁電流直流成分を抑制する調節器出力と一致
するように制御する手段とを備える（請求項２記載の発
明）。
【００１５】他の解決手法としては、交流出力を変圧器
に供給する自励式インバータの制御パルスを生成するパ
ルス制御装置を備えたものにおいて、パルス制御装置の
出力パルスに基づいてインバータ出力電圧の直流分を推
定し、この推定値が変圧器の二次電圧直流成分を抑制す
る調節器出力と一致するように制御する（請求項３記載
の発明）。
に供給する自励式インバータの制御パルスを生成するパ
ルス制御装置を備えたものにおいて、パルス制御装置の
出力パルスに基づいてインバータ出力電圧の直流分を推
定し、この推定値が変圧器の二次電圧直流成分を抑制す
る調節器出力と一致するように制御する（請求項３記載
の発明）。
【００１６】上記の推定のための具体的手段としては、
インバータが正の電圧を発生するためのパルスを出力す
る時間に関係する量と直流電圧の値に関係する量とを乗
算する手段と、インバータが負の電圧を発生ためのパル
スを出力する時間に関係する量と直流電圧の値に関係す
る量とを乗算する手段と、前記二つの手段の出力の差を
積分する手段と、この積分値にゲインを乗算した値が、
変圧器の二次電圧直流成分を抑制する調節器出力と一致
するように制御する手段とを備える（請求項４記載の発
明）。
インバータが正の電圧を発生するためのパルスを出力す
る時間に関係する量と直流電圧の値に関係する量とを乗
算する手段と、インバータが負の電圧を発生ためのパル
スを出力する時間に関係する量と直流電圧の値に関係す
る量とを乗算する手段と、前記二つの手段の出力の差を
積分する手段と、この積分値にゲインを乗算した値が、
変圧器の二次電圧直流成分を抑制する調節器出力と一致
するように制御する手段とを備える（請求項４記載の発
明）。
【００１７】さらに他の解決手法としては、交流出力を
変圧器に供給する自励式ＰＷＭインバータの制御パルス
を生成するパルス制御装置を備えたものにおいて、制御
パルスを出力するゲートドライバからの返送信号からイ
ンバータ出力電圧の直流分を推定し、この推定値が変圧
器の励磁電流直流成分を抑制する調節器出力と一致する
ように制御する（請求項５記載の発明）。
変圧器に供給する自励式ＰＷＭインバータの制御パルス
を生成するパルス制御装置を備えたものにおいて、制御
パルスを出力するゲートドライバからの返送信号からイ
ンバータ出力電圧の直流分を推定し、この推定値が変圧
器の励磁電流直流成分を抑制する調節器出力と一致する
ように制御する（請求項５記載の発明）。
【００１８】このための具体的手段としては、インバー
タを構成する素子に点弧パルスを供給するゲートドライ
バと、このゲートドライバにより監視される素子のオン
オフ状態の監視結果に基づいてインバータの出力電圧の
状態を判断する手段と、正の電圧を出力する時間と直流
電圧との乗算値と、負の電圧を出力する時間と直流電圧
との乗算値との差を積分する手段と、この積分値にゲイ
ンを乗算した値が変圧器の励磁電流直流成分を抑制する
調節器出力と一致するように制御する手段とを備える
（請求項６記載の発明）。
タを構成する素子に点弧パルスを供給するゲートドライ
バと、このゲートドライバにより監視される素子のオン
オフ状態の監視結果に基づいてインバータの出力電圧の
状態を判断する手段と、正の電圧を出力する時間と直流
電圧との乗算値と、負の電圧を出力する時間と直流電圧
との乗算値との差を積分する手段と、この積分値にゲイ
ンを乗算した値が変圧器の励磁電流直流成分を抑制する
調節器出力と一致するように制御する手段とを備える
（請求項６記載の発明）。
【００１９】さらに他の解決手法としては、交流出力を
変圧器に供給する自励式ＰＷＭインバータの制御パルス
を生成するパルス制御装置を備えたものにおいて、制御
パルスを出力するゲートドライバからの返送信号からイ
ンバータ出力電圧の直流分を推定し、この推定値が変圧
器の二次電圧直流成分を抑制する調節器出力と一致する
ように制御する（請求項７記載の発明）。
変圧器に供給する自励式ＰＷＭインバータの制御パルス
を生成するパルス制御装置を備えたものにおいて、制御
パルスを出力するゲートドライバからの返送信号からイ
ンバータ出力電圧の直流分を推定し、この推定値が変圧
器の二次電圧直流成分を抑制する調節器出力と一致する
ように制御する（請求項７記載の発明）。
【００２０】このための具体的手段としては、インバー
タを構成する素子に点弧パルスを供給するゲートドライ
バと、このゲートドライバにより監視される素子のオン
オフ状態の監視結果に基づいてインバータの出力電圧の
状態を判断する手段と、正の電圧を出力する時間と直流
電圧との乗算値と、負の電圧を出力する時間と直流電圧
との乗算値との差を積分する手段と、この積分値にゲイ
ンを乗算した値が変圧器の二次電圧直流成分を抑制する
調節器出力と一致するように制御する手段とを備える
（請求項８記載の発明）。
タを構成する素子に点弧パルスを供給するゲートドライ
バと、このゲートドライバにより監視される素子のオン
オフ状態の監視結果に基づいてインバータの出力電圧の
状態を判断する手段と、正の電圧を出力する時間と直流
電圧との乗算値と、負の電圧を出力する時間と直流電圧
との乗算値との差を積分する手段と、この積分値にゲイ
ンを乗算した値が変圧器の二次電圧直流成分を抑制する
調節器出力と一致するように制御する手段とを備える
（請求項８記載の発明）。
【００２１】
【発明の実施の形態】図１は図５に示す従来例に対応す
る本発明の好適な実施態様を示すもので、図５における
と同様に、自己消弧形素子２ａ〜２ｄおよびこれらに逆
並列接続されたダイオード１６ａ〜１６ｄ（図では一つ
のダイオードのみに１６なる符号を付してある。）から
なるインバータ１００が設けられている。
る本発明の好適な実施態様を示すもので、図５における
と同様に、自己消弧形素子２ａ〜２ｄおよびこれらに逆
並列接続されたダイオード１６ａ〜１６ｄ（図では一つ
のダイオードのみに１６なる符号を付してある。）から
なるインバータ１００が設けられている。
【００２２】図５に示す従来例と異なる点は、従来の励
磁電流直流成分調節器５の後段に調節器１８を挿入し、
この調節器１８に調節器５の出力と出力パルス監視器１
９の出力の偏差を入力し、調節器５の出力とインバータ
の交流電圧指令値の他にこの新たに加えられた調節器１
８の出力を加算して比較器９の一方の入力端に加えるよ
うにした点である。
磁電流直流成分調節器５の後段に調節器１８を挿入し、
この調節器１８に調節器５の出力と出力パルス監視器１
９の出力の偏差を入力し、調節器５の出力とインバータ
の交流電圧指令値の他にこの新たに加えられた調節器１
８の出力を加算して比較器９の一方の入力端に加えるよ
うにした点である。
【００２３】出力パルス監視器１９は、ゲートドライブ
ユニット３の出力パルスを監視するもので、たとえば図
１０に示すような回路構成をとる。
ユニット３の出力パルスを監視するもので、たとえば図
１０に示すような回路構成をとる。
【００２４】図１０において、２２ａ、２２ｂはカウン
タで、インバータが正の電圧を出力している期間を、ア
ンドゲート２３ａにより自己消弧形素子２ａへの出力パ
ルスと自己消弧形素子２ｄへの出力パルスが共にＨ（ハ
イ）になっている期間として捉え、この期間にクロック
パルスをカウンタ２２ａにてカウントする。インバータ
が負の電圧を出力している期間は、同様にアンドゲート
２３ｂにより自己消弧形素子２ｂへの出力パルスと自己
消弧形素子２ｃへの出力パルスが共にＨ（ハイ）になっ
ている期間として捉え、この期間にクロックパルスをカ
ウンタ２２ｂにてカウントする。
タで、インバータが正の電圧を出力している期間を、ア
ンドゲート２３ａにより自己消弧形素子２ａへの出力パ
ルスと自己消弧形素子２ｄへの出力パルスが共にＨ（ハ
イ）になっている期間として捉え、この期間にクロック
パルスをカウンタ２２ａにてカウントする。インバータ
が負の電圧を出力している期間は、同様にアンドゲート
２３ｂにより自己消弧形素子２ｂへの出力パルスと自己
消弧形素子２ｃへの出力パルスが共にＨ（ハイ）になっ
ている期間として捉え、この期間にクロックパルスをカ
ウンタ２２ｂにてカウントする。
【００２５】ついで、（１）式に基づいて基本波周期で
カウンタ２２ａ、２２ｂの出力に直流電圧を積算した値
の差を計算すると、インバータ出力電圧のオフセット量
が求められる。
カウンタ２２ａ、２２ｂの出力に直流電圧を積算した値
の差を計算すると、インバータ出力電圧のオフセット量
が求められる。
【００２６】
【数１】
【００２７】ここで、Ｃ２２ａはカウンタ２２ａのカウ
ント出力、Ｃ２２ｂはカウンタ２２ｂのカウント出力、
ＥDC（ｔ）は直流電圧、ＣＬＫはクロック周波数、Ｔは
インバータ出力電圧の基本周期である。
ント出力、Ｃ２２ｂはカウンタ２２ｂのカウント出力、
ＥDC（ｔ）は直流電圧、ＣＬＫはクロック周波数、Ｔは
インバータ出力電圧の基本周期である。
【００２８】このオフセット量と変圧器励磁電流直流成
分用調節器５の出力との差を前述のごとく調節器１８に
入力し、その出力と調節器５の出力及びインバータの交
流電圧指令値７８との和をキャリアと比較してＰＷＭパ
ルスを生成するのである。
分用調節器５の出力との差を前述のごとく調節器１８に
入力し、その出力と調節器５の出力及びインバータの交
流電圧指令値７８との和をキャリアと比較してＰＷＭパ
ルスを生成するのである。
【００２９】上記と同様な考え方は、図６に示した変圧
器の印加電圧における直流成分を検出して制御を行う従
来方式に対しても適用可能である。
器の印加電圧における直流成分を検出して制御を行う従
来方式に対しても適用可能である。
【００３０】図２は図６に示す従来例に対応する本発明
の好適な実施態様を示すもので、図６に示す従来例と異
なる点は、従来の変圧器印加電圧直流成分調節器５１の
後段に調節器１８１を挿入し、この調節器１８１に調節
器５１の出力と出力パルス監視器１９の出力の偏差を入
力し、調節器５１の出力とインバータの交流電圧指令値
の他にこの新たに加えられた調節器１８１の出力を加算
して比較器９の一方の入力端に加えるようにした点であ
る。
の好適な実施態様を示すもので、図６に示す従来例と異
なる点は、従来の変圧器印加電圧直流成分調節器５１の
後段に調節器１８１を挿入し、この調節器１８１に調節
器５１の出力と出力パルス監視器１９の出力の偏差を入
力し、調節器５１の出力とインバータの交流電圧指令値
の他にこの新たに加えられた調節器１８１の出力を加算
して比較器９の一方の入力端に加えるようにした点であ
る。
【００３１】ところで、図１及び図２に示す実施例は、
ゲートドライブユニット３への出力パルスから想定した
期間がインバータの出力電圧期間と一致するものとして
制御を行った例であるが、前述したようにゲートドライ
ブユニットでは電圧計測器１１を用いて実際の出力電圧
を監視し返送信号を出力しているので、この返送信号に
基づいて制御を行うことも可能である。
ゲートドライブユニット３への出力パルスから想定した
期間がインバータの出力電圧期間と一致するものとして
制御を行った例であるが、前述したようにゲートドライ
ブユニットでは電圧計測器１１を用いて実際の出力電圧
を監視し返送信号を出力しているので、この返送信号に
基づいて制御を行うことも可能である。
【００３２】図３はこの場合の実施例を示すもので、図
１の実施例との違いは、出力パルス監視器１９の代わり
に返送信号監視器２１を設けた点にある。この返送信号
監視器２１は各ゲートドレイブユニット３からの返送信
号と直流電圧検出器２０からの信号を入力とするもの
で、具体的には例えば図１１に示すような回路構成をと
る。
１の実施例との違いは、出力パルス監視器１９の代わり
に返送信号監視器２１を設けた点にある。この返送信号
監視器２１は各ゲートドレイブユニット３からの返送信
号と直流電圧検出器２０からの信号を入力とするもの
で、具体的には例えば図１１に示すような回路構成をと
る。
【００３３】すなわち、図１１において、２５ａ、２５
ｂはカウンタで、インバータが正の電圧を出力している
期間を、ナンドゲート２４ａにより自己消弧形素子２ａ
からの返送信号と自己消弧形素子２ｄからの返送信号が
共にＬ（ロウ）になっている期間として捉え、この期間
にクロックパルスをカウンタ２５ａにてカウントする。
インバータが負の電圧を出力している期間は、同様にナ
ンドゲート２４ｂにより自己消弧形素子２ｂへの出力パ
ルスと自己消弧形素子２ｃへの出力パルスが共にＨ（ハ
イ）になっている期間として捉え、この期間にクロック
パルスをカウンタ２５ｂにてカウントする。
ｂはカウンタで、インバータが正の電圧を出力している
期間を、ナンドゲート２４ａにより自己消弧形素子２ａ
からの返送信号と自己消弧形素子２ｄからの返送信号が
共にＬ（ロウ）になっている期間として捉え、この期間
にクロックパルスをカウンタ２５ａにてカウントする。
インバータが負の電圧を出力している期間は、同様にナ
ンドゲート２４ｂにより自己消弧形素子２ｂへの出力パ
ルスと自己消弧形素子２ｃへの出力パルスが共にＨ（ハ
イ）になっている期間として捉え、この期間にクロック
パルスをカウンタ２５ｂにてカウントする。
【００３４】ついで、式（２）に基づいて基本波周期で
カウンタ２５ａ、２５ｂの出力に直流電圧を積算した値
の差を計算すると、インバータ出力電圧のオフセット量
が求められる。
カウンタ２５ａ、２５ｂの出力に直流電圧を積算した値
の差を計算すると、インバータ出力電圧のオフセット量
が求められる。
【００３５】
【数２】
【００３６】ここで、Ｃ２５ａはカウンタ２５ａのカウ
ント出力、Ｃ２５ｂはカウンタ２５ｂのカウント出力、
ＥDC（ｔ）は直流電圧、ＣＬＫはクロック周波数、Ｔは
インバータ出力電圧の基本周期である。
ント出力、Ｃ２５ｂはカウンタ２５ｂのカウント出力、
ＥDC（ｔ）は直流電圧、ＣＬＫはクロック周波数、Ｔは
インバータ出力電圧の基本周期である。
【００３７】このオフセット量と変圧器励磁電流直流成
分用調節器５の出力との差を前述のごとく調節器１８に
入力し、その出力と調節器５の出力及びインバータの交
流電圧指令値７８との和をキャリアと比較してＰＷＭパ
ルスを生成するのである。
分用調節器５の出力との差を前述のごとく調節器１８に
入力し、その出力と調節器５の出力及びインバータの交
流電圧指令値７８との和をキャリアと比較してＰＷＭパ
ルスを生成するのである。
【００３８】上記と同様な考え方は、図２に示した本発
明の実施例に対しても適用可能である。
明の実施例に対しても適用可能である。
【００３９】図４はかかる場合における本発明の実施態
様を示すもので、図２の実施例と異なる点は、出力パル
ス監視器１９の代わりに図１１に示されるような返送信
号監視器２１を用いた点である。この回路の動作説明
は、図２及び図３の説明から自明であるので、詳細は省
略する。
様を示すもので、図２の実施例と異なる点は、出力パル
ス監視器１９の代わりに図１１に示されるような返送信
号監視器２１を用いた点である。この回路の動作説明
は、図２及び図３の説明から自明であるので、詳細は省
略する。
【００４０】
【発明の効果】このように、本発明によれば、電圧形イ
ンバータを構成する自己消弧形素子の保護のために、Ｐ
ＷＭパルスに対してオンディレイ時間、オンミニマム時
間を確保することによって発生した出力パルスの誤差を
補償することができるので、従来よりも偏磁制御の精度
を向上させることが可能となる。
ンバータを構成する自己消弧形素子の保護のために、Ｐ
ＷＭパルスに対してオンディレイ時間、オンミニマム時
間を確保することによって発生した出力パルスの誤差を
補償することができるので、従来よりも偏磁制御の精度
を向上させることが可能となる。
【００４１】また、ゲートドライブユニットからの返送
信号を使う場合には、素子がオンするゲートパルスを出
力する時間と実際に素子がオンしている時間の誤差を補
償することができるため、より一層偏磁制御の精度を向
上させることができる。
信号を使う場合には、素子がオンするゲートパルスを出
力する時間と実際に素子がオンしている時間の誤差を補
償することができるため、より一層偏磁制御の精度を向
上させることができる。
【図１】本発明の実施例の回路接続図である。
【図２】本発明の異なる実施例の回路接続図である。
【図３】本発明の更に異なる実施例の回路接続図であ
る。
る。
【図４】本発明の更に異なる実施例の回路接続図であ
る。
る。
【図５】従来例の回路接続図である。
【図６】他の従来例の回路接続図である。
【図７】オンディレイ時間、オンミニマム時間を説明す
るためのタイムチャートである。
るためのタイムチャートである。
【図８】ＰＷＭ変調を行う際のキャリアの一例を示すタ
イムチャートである。
イムチャートである。
【図９】ゲートドライブユニットＧＤＵからの返送信号
の一例を示すタイムチャートである。
の一例を示すタイムチャートである。
【図１０】本発明の実施の際に適用可能な出力パルス監
視器の一例の回路接続図である。
視器の一例の回路接続図である。
【図１１】本発明の実施の際に適用可能な返送信号監視
器の実施例の回路接続図である。
器の実施例の回路接続図である。
１００ 電圧形インバータ １ 直流電源 ２ａ〜２ｄ 自己消弧形素子 ３ ゲートドライブユニット（ＧＤＵ） ４ ローパスフィルタ ５ 調節器 ６ 直流電流分設定値 ７ 交流電圧指令値 ８，８’ ＰＷＭキャリア ９ 比較器 １０ パルス整形器 １１ 素子電圧測定器 １２ 変圧器一次電流検出器 １３ 変圧器 １４ 変圧器二次電流検出器 １５ 負荷 １６ ダイオード １７ 変圧器一次電圧検出器 １８，１８１ 調節器 １９ 出力パルス監視器 ２０ 直流電圧検出器 ２１ 返送信号監視器 ２２ａ，２２ｂ カウンタ ２３ａ，２３ｂ ＡＮＤゲート ２４ａ，２４ｂ ＮＡＮＤゲート ２５ａ，２５ｂ カウンタ
Claims (8)
- 【請求項１】交流出力を変圧器に供給する自励式インバ
ータの制御パルスを生成するパルス制御装置を備えたも
のにおいて、パルス制御装置の出力パルスに基づいてイ
ンバータ出力電圧の直流分を推定し、この推定値が変圧
器の励磁電流直流成分を抑制する調節器出力と一致する
ように制御することを特徴とする変圧器の偏磁抑制制御
方法。 - 【請求項２】請求項１記載の方法を実施するための装置
において、インバータが正の電圧を発生するためのパル
スを出力する時間に関係する量と直流電圧の値に関係す
る量とを乗算する手段と、インバータが負の電圧を発生
ためのパルスを出力する時間に関係する量と直流電圧の
値に関係する量とを乗算する手段と、前記二つの手段の
出力の差を積分する手段と、この積分値にゲインを乗算
した値が、変圧器の励磁電流直流成分を抑制する調節器
出力と一致するように制御する手段とを備えたことを特
徴とする変圧器の偏磁抑制制御装置。 - 【請求項３】交流出力を変圧器に供給する自励式インバ
ータの制御パルスを生成するパルス制御装置を備えたも
のにおいて、パルス制御装置の出力パルスに基づいてイ
ンバータ出力電圧の直流分を推定し、この推定値が変圧
器の二次電圧直流成分を抑制する調節器出力と一致する
ように制御することを特徴とする変圧器の偏磁抑制制御
方法。 - 【請求項４】請求項３記載の方法を実施するための装置
において、インバータが正の電圧を発生するためのパル
スを出力する時間に関係する量と直流電圧の値に関係す
る量とを乗算する手段と、インバータが負の電圧を発生
ためのパルスを出力する時間に関係する量と直流電圧の
値に関係する量とを乗算する手段と、前記二つの手段の
出力の差を積分する手段と、この積分値にゲインを乗算
した値が、変圧器の二次電圧直流成分を抑制する調節器
出力と一致するように制御する手段とを備えたことを特
徴とする変圧器の偏磁抑制制御装置。 - 【請求項５】交流出力を変圧器に供給する自励式ＰＷＭ
インバータの制御パルスを生成するパルス制御装置を備
えたものにおいて、制御パルスを出力するゲートドライ
バからの返送信号からインバータ出力電圧の直流分を推
定し、この推定値が変圧器の励磁電流直流成分を抑制す
る調節器出力と一致するように制御することを特徴とす
る変圧器の偏磁抑制制御方法。 - 【請求項６】請求項５記載の方法を実施するための装置
において、インバータを構成する素子に点弧パルスを供
給するゲートドライバと、このゲートドライバにより監
視される素子のオンオフ状態の監視結果に基づいてイン
バータの出力電圧の状態を判断する手段と、正の電圧を
出力する時間と直流電圧との乗算値と、負の電圧を出力
する時間と直流電圧との乗算値との差を積分する手段
と、この積分値にゲインを乗算した値が変圧器の励磁電
流直流成分を抑制する調節器出力と一致するように制御
する手段とを備えることを特徴とする変圧器の偏磁抑制
制御装置。 - 【請求項７】交流出力を変圧器に供給する自励式ＰＷＭ
インバータの制御パルスを生成するパルス制御装置を備
えたものにおいて、制御パルスを出力するゲートドライ
バからの返送信号からインバータ出力電圧の直流分を推
定し、この推定値が変圧器の二次電圧直流成分を抑制す
る調節器出力と一致するように制御することを特徴とす
る変圧器の偏磁抑制制御方法。 - 【請求項８】請求項７記載の方法を実施するための装置
において、インバータを構成する素子に点弧パルスを供
給するゲートドライバと、このゲートドライバにより監
視される素子のオンオフ状態の監視結果に基づいてイン
バータの出力電圧の状態を判断する手段と、正の電圧を
出力する時間と直流電圧との乗算値と、負の電圧を出力
する時間と直流電圧との乗算値との差を積分する手段
と、この積分値にゲインを乗算した値が変圧器の二次電
圧直流成分を抑制する調節器出力と一致するように制御
する手段とを備えることを特徴とする変圧器の偏磁抑制
制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001074655A JP2002281766A (ja) | 2001-03-15 | 2001-03-15 | 変圧器の偏磁抑制制御方法および装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001074655A JP2002281766A (ja) | 2001-03-15 | 2001-03-15 | 変圧器の偏磁抑制制御方法および装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002281766A true JP2002281766A (ja) | 2002-09-27 |
Family
ID=18931880
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001074655A Pending JP2002281766A (ja) | 2001-03-15 | 2001-03-15 | 変圧器の偏磁抑制制御方法および装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2002281766A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2014077281A1 (ja) * | 2012-11-15 | 2014-05-22 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | 電力変換装置 |
-
2001
- 2001-03-15 JP JP2001074655A patent/JP2002281766A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2014077281A1 (ja) * | 2012-11-15 | 2014-05-22 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | 電力変換装置 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP6726737B2 (ja) | スイッチング電力変換器のための短絡保護 | |
| JP2008228491A (ja) | インバータ装置の制御方式 | |
| JP2006333569A (ja) | 直流−直流変換装置の偏磁検出器 | |
| EP3057227B1 (en) | Power supply frequency determination device and power supply frequency determination method | |
| JP2010045884A (ja) | モータ駆動装置および電流検出方法 | |
| JP2002281766A (ja) | 変圧器の偏磁抑制制御方法および装置 | |
| JP4607617B2 (ja) | 電力変換装置の制御装置 | |
| JPH07298627A (ja) | 電力変換器の制御装置 | |
| Macan et al. | Output DC voltage elimination in PWM converters for railway applications | |
| JP2004322189A (ja) | 溶接機または切断機 | |
| JP2000014144A (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP3253822B2 (ja) | 溶接機の制御装置 | |
| JP2013062916A (ja) | 電力変換装置 | |
| JPH07298637A (ja) | インバータ装置 | |
| JP3190791B2 (ja) | 抵抗溶接機の制御装置 | |
| JP6352864B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JP3501548B2 (ja) | 高周波変圧器の偏磁防止回路 | |
| JP2008263759A (ja) | 偏磁抑制制御装置 | |
| JP3463164B2 (ja) | 偏磁抑制制御装置を備えた電力変換装置 | |
| JP3256814B2 (ja) | 多相電力変換器の制御装置 | |
| JP5640842B2 (ja) | 電力変換装置及びその制御方法 | |
| JP2008271662A (ja) | コンデンサの充電装置 | |
| JPS63305755A (ja) | スイッチング電源制御回路 | |
| JPH0984388A (ja) | 交流モータの制御装置 | |
| JPS61295877A (ja) | Ｐｗｍインバ−タ |