WO2012066800A1 - 電流検出装置及びモータ制御装置 - Google Patents

電流検出装置及びモータ制御装置 Download PDF

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峻 谷口
中沢　洋介
鈴木　健太郎
結城　和明
和也 安井
克 前川
山崎　修
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株式会社 東芝
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
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    • H—ELECTRICITY
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    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0009—Devices or circuits for detecting current in a converter

Definitions

  • Embodiments relate to a current detection device and a motor control device using the current detection device.
  • the conventional technique has a problem that a current ripple generated by pulse width modulation (PWM) is picked up and a detection error occurs in the current detection value.
  • the “detection error” represents a deviation of the detected value with respect to the actual current vector, and when the added value is used as the detected value, the average value of the current vector and the average of the added value in the cycle of addition. It is defined as deviation.
  • a multi-phase inverter usually has only one A / D converter due to cost problems, and cannot detect a plurality of phase currents at the same time, and the current detection timing is different for each phase. Yes. If the current detection timing is changed for each phase, there is a problem that, when converted to a current vector, a detection error that differs depending on the position of the vector occurs in the detected current.
  • the present invention has been made in view of such a problem of the prior art, and an object thereof is to provide a current detection device capable of reducing a detection error included in a detection current and a motor control device using the current detection device.
  • the embodiment is a current detection device that detects an output current of a multiphase inverter using triangular wave pulse width modulation, and a current detection unit that detects current at a plurality of specific timings during a predetermined period of time, Adding means for adding current detection values at a plurality of specific timings during the predetermined period, wherein the current detection unit is configured to increase the carrier wave of the triangular wave PWM as the plurality of specific timings during the predetermined period. It is characterized in that current detection is performed at least once each on both the downstream side and the downstream side.
  • FIG. 1 is a block diagram of a motor control device according to a first embodiment.
  • the vector diagram of the orthogonal voltage component for every voltage command vector. Explanatory drawing of the electric current detection timing in 1st Embodiment.
  • FIG. 6 is an amplitude diagram of a detection current when a detection delay occurs in a three-phase current. Explanatory drawing of the relationship between the several electric current detection value in the short time, and its average value. Explanatory drawing of the electric current detection timing in 10th Embodiment. Explanatory drawing of the electric current detection timing in 11th Embodiment. The block diagram of the inverter control apparatus of 12th Embodiment.
  • FIG. 1 shows a configuration of a motor control device that controls a sensorless control with a synchronous motor 4 common to each embodiment as a load.
  • This motor control device converts a DC power into an AC power by a PWM gate signal, and also performs a reverse conversion thereof, a synchronous motor 4 that operates by receiving an AC output of the PWM inverter 2, and a synchronous operation from the PWM inverter 2.
  • Current detectors 3u and 3w for detecting AC currents iu and iw of U and W2 phases among AC currents iu, iv and iw of U, V and W phases of AC power supplied to the electric motor 4, and PWM inverter 2
  • the AC currents iu and iw detected by the current detectors 3u and 3w are A / D converted at a predetermined timing, taken as digital current detection values Iu and Iw, and calculated to be voltage commands for each phase.
  • a control device 5 that outputs Vu, Vv, and Vw is provided.
  • This control device 5 includes a triangular wave PWM modulator 1 that generates a gate command by PWMing the voltage commands Vu, Vv, and Vw of each phase to be output by a triangular wave carrier wave and controls the PWM inverter 2.
  • the direction of the magnetic flux of the permanent magnet is defined as the d axis
  • the axis orthogonal to the d axis is defined as the q axis.
  • the U-phase winding direction is defined as the ⁇ axis
  • the direction perpendicular thereto is defined as the ⁇ axis
  • the angle up to the d axis direction with respect to the ⁇ axis direction is defined as the rotational phase angle ⁇ of the synchronous machine.
  • the phase angle estimated by the control device is used instead of the sensor output. Therefore, the estimated phase angle is ⁇ est, and the corresponding coordinate system is defined as the ⁇ -axis and the ⁇ -axis.
  • the synchronous motor 4 generates a magnetic field by three-phase alternating currents iu, iv, iw flowing in the respective excitation phases of the stator, and generates torque by magnetic interaction with the rotor.
  • the control device 5 is constituted by a microcomputer, but its calculation function is shown by being divided into constituent elements: a rotational phase angle estimator 7, a current controller 8, a 3-axis / 2-axis coordinate converter 9, A 2-axis / 3-axis coordinate converter 10 and a digital current detection processor 11 are included.
  • the current detectors 3u and 3w output the current response values of the two-phase iu and iw of the three-phase alternating currents iu, iv and iw flowing through the synchronous motor 4 as analog signals.
  • the structure which detects the electric current of 2 phases is shown in FIG. 1, the structure which detects the electric current response value of each of U, V, and W3 phase may be sufficient.
  • the digital current detection processor 11 performs A / D conversion on the current detection analog signals iu and iw of the current detectors 3u and 3w at predetermined timings and adds a predetermined number of times for each phase to detect digital current for each phase.
  • the values Iu and Iw are output to the 3-axis / 2-axis coordinate converter 9.
  • the rotational phase angle estimator 7 estimates the rotational phase angle ⁇ est of the synchronous motor 4 from the current response values I ⁇ res and I ⁇ res converted by the 3-axis / 2-axis coordinate converter 9.
  • the 3-axis / 2-axis coordinate converter 9 uses the rotation phase angle ⁇ est obtained by the rotation phase angle estimator 7 for the current response values Iu, Iw output from the digital current detection processor 11 to obtain a three-phase signal.
  • Three-axis / 2-axis coordinate conversion between the fixed coordinate system and the ⁇ -axis rotational coordinate system is performed to obtain the two-axis current values I ⁇ res, I ⁇ res from the three-phase current values Iu, Iv, Iw, and the rotational phase angle estimator 7 and the current controller 8 is output.
  • the V-phase current value Iv is obtained by conversion from the detected U-phase and W-phase current values Iu and Iw.
  • the current controller 8 compares the 2-axis current response values I ⁇ res, I ⁇ res converted by the 3-axis / 2-axis coordinate converter 9 with the current command values I ⁇ ref, I ⁇ ref, and determines the biaxial voltage command values V ⁇ , V ⁇ .
  • the 2-axis / 3-axis coordinate converter 10 converts the 2-axis voltage command values V ⁇ , V ⁇ from the current controller 8 into 2-axis / 3-axis coordinates, and converts the 3-phase voltage commands Vu, Vv, Vw into a triangular wave PWM modulator 1. Output to.
  • the triangular wave PWM modulator 1 generates a gate command by performing pulse width modulation (PWM) on the three-phase voltage commands Vu, Vv, and Vw with a triangular wave carrier wave, and controls the PWM inverter 2 by gate control.
  • PWM pulse width modulation
  • the digital current detection processor 11 has the functional configuration shown in FIG. 2, and includes a multi-input / output channel for A / D converting the analog input signals iu and iw at predetermined timings and outputting them as digital values.
  • the timing setter 112 gives a timing setting channel command to the A / D converter 111 at the current detection timing of each embodiment described later.
  • the following current detection processing is performed to reduce detection current errors that occur in the orthogonal direction, improve the estimation accuracy of the rotational phase angle, and realize stable control. .
  • the voltage vector composition during the half cycle of the triangular wave carrier wave is modulated to match the voltage command vector.
  • (U, V, W) (0, 0, 0)
  • (U, V , W) (1,1,1)
  • (U, V, W) (1,1,0)
  • a voltage vector matching the voltage command vector is output by combining the two types of voltage vectors.
  • a voltage component Vh orthogonal to the direction of the voltage vector to be output is also output.
  • the orthogonal voltage vector Vh becomes zero if synthesized during a half cycle of the carrier wave (Carrier), but this orthogonal voltage vector generates a current ripple Ih as shown in FIG.
  • this orthogonal voltage vector vibrates for one cycle every time the voltage command vector rotates by 1/6 period, that is, generates a current ripple having a frequency six times the carrier frequency.
  • the current ripple Ih is point-symmetric about the top of the carrier, and the positive and negative are different on the upstream side and downstream side of the carrier.
  • the waveform is close to point symmetry although it is not perfectly point symmetric due to the influence of inductance and voltage command vector change.
  • it is point symmetric at the peak on the peak side of the carrier wave.
  • point symmetry is similarly applied to the peak on the trough side of the carrier wave.
  • FIG. 6 shows the current detection timing executed by the control device 5 in the first embodiment.
  • the digital current detection processor 11 at this timing performs A / D conversion on the analog current detection signals iu and iw from the current detectors 3u and 3w for each cycle of the carrier wave as one current detection period, Current detection is performed at least once on the upstream side and at least once on the downstream side, the detected values are added, and the added values are output as digital current response values Iu and Iw. Thereby, a positive error and a negative error are added, and the detection error included in the detection current can be reduced.
  • the timing setting is performed by the timing setting unit 112 in this embodiment and in any of the following embodiments.
  • current detection is performed at a predetermined timing once on the upstream side and twice on the downstream side for each cycle of the carrier wave. If current detection is performed at predetermined timing at least once on the downstream side, detection errors included in the detection value can be reduced.
  • the detection value at the vertex timing may be added as shown in FIG. Second embodiment).
  • two periods of the carrier wave are set as current detection period units, and current detection is performed at a predetermined timing at least once each on the upstream side and the downstream side of the carrier wave for each current detection period.
  • the added value may be a current response value (third embodiment).
  • the current detection may be performed at least once on the upstream side and the downstream side of the carrier wave (fourth embodiment). ). Since the average value of the current ripple Ih is the same on the upstream side and the downstream side of the carrier wave, if the number of current detections is the same on the upstream side and the downstream side, the amount of current ripple Ih that can be canceled increases. According to the current detection method shown in FIG. 9, the detection error is reduced compared to the case where the number of detections is different between the upstream side and the downstream side.
  • the detection value at the vertex may be added as shown in FIG. Embodiment).
  • the current ripple Ih is symmetric about the vertex of the carrier wave. Therefore, at the timing when the heights of the carrier waves on the upstream side and the downstream side coincide with each other, the current ripples are equal in magnitude and opposite in sign. If the current value is detected at this timing, the current ripple is completely canceled. Therefore, the current value is detected and added at the timing when the carrier heights coincide on the upstream and downstream sides of the carrier. As a result, the current ripple Ih can be effectively canceled and accurate current detection can be achieved.
  • the current value is also detected at the peak of the carrier wave, and the current value is detected at another position. It is also possible to add (seventh embodiment). As a result, the current ripple Ih can be effectively canceled and accurate current detection can be achieved.
  • the sixth and seventh embodiments not only the detection error included in the current vector but also the detection error included in the three-phase current can be canceled.
  • 13 and 14 show the relationship between the U-phase voltage Vu and the U-phase current iu in PWM.
  • the output of the U-phase voltage Vu has a pattern (FIG. 13) in which a voltage having the same sign is output and a pattern (FIG. 14) in which a voltage having a different sign is output.
  • the current iu is point-symmetric with respect to the vertex of the carrier wave. Therefore, the detection error included in the three-phase current can be effectively canceled by using the current detection method of the present embodiment.
  • FIG. 15 shows a current detection method according to the eighth embodiment.
  • One period of the carrier wave is set as an addition period, and the current is detected at the center timing of each equally divided period, and four current detection values are added.
  • the current value can be detected and added at the timing at which the carrier heights coincide on the upstream side and the downstream side of the carrier, and the current ripple Ih is effectively obtained.
  • the current can be detected with high accuracy.
  • the current value is also detected at the peak of the carrier wave, and this is detected at another position.
  • the current value is added (9th embodiment). Therefore, in this embodiment, one period of the carrier wave is set as an addition period, and one period is divided into five equal parts, current is detected at the center timing of each equal period, and five current detection values are added. As a result, the current ripple Ih can be effectively canceled and accurate current detection can be achieved.
  • the current detection methods of the eighth and ninth embodiments have the effect of facilitating mounting on an actual machine because the detection interval is constant while having the effect of canceling the detection error.
  • the fundamental component of the output current in the three-phase inverter is a sine wave as shown in FIG. 17A
  • the detection timing is delayed
  • the phase of the output current is shifted as shown in FIG. 17B. Detected.
  • the output current 21 should normally have a constant amplitude, but becomes a detection current 22 that vibrates at twice the output frequency.
  • the current detection methods of the sixth and seventh embodiments and the tenth embodiment it is also possible to combine with a current detection method (eleventh embodiment).
  • the current detection method according to the tenth embodiment eliminates the current detection error due to the fundamental wave
  • the current detection method according to the sixth and seventh embodiments eliminates the current detection error due to the current ripple due to PWM.
  • the detection error can be made almost zero. Thereby, the responsiveness of the current control system can be improved.
  • the current ripple Ih is completely point-symmetrical around the vertex of the carrier wave.
  • the modulation wave that is, the voltage command vector
  • the current ripple Ih approaches point symmetry with the vertex of the carrier wave as the center, and the reduction effect increases.
  • FIG. 22 shows a general configuration.
  • the inverter control apparatus which generalized the motor control apparatus shown in FIG. 1 is shown.
  • the PWM inverter 2 supplies a three-phase current to the load 4, and the analog current detectors 3 u, 3 v, 3 w detect the three-phase currents for the load 4 and output them to the control device 5.
  • the control device 5 has the same configuration as that of the control device 5 in the motor control device according to the first embodiment.
  • the digital current detection processor 11 performs A / D conversion on the analog current detection signals for each of the U, V, and W phases, and adds them for each phase to obtain a current average value.
  • the 3-axis / 2-axis coordinate converter 9 It is the structure which outputs to. Even in the configuration of FIG. 22, the current detection can be performed on two of the three phases, and the remaining one-phase current can be calculated therefrom.
  • the example of the load current control by the PWM inverter was shown, for example, it can be applied to the control of the power supply current when the load 4 is a power source and the inverter 2 acts as a converter. .

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Abstract

　ＰＷＭインバータの出力電流を検出するのに、その検出電流に含まれる検出誤差を低減する電流検出装置であって、あらかじめ設定した一定期間中の複数の特定のタイミング毎に電流を検出する電流検出手段１１１，１１２と、一定期間中の複数の特定のタイミング毎の電流検出値を加算する加算手段１１３ｕ，１１３ｗとを備え、電流検出手段は、一定期間中の複数の特定のタイミングとして、三角波ＰＷＭの搬送波の上り側と下り側との両方でそれぞれ少なくとも１回ずつ電流検出を行うことを特徴とする。

Description

電流検出装置及びモータ制御装置
　実施の形態は、電流検出装置及びそれを用いたモータ制御装置に関する。
　従来、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）インバータの電力変換装置では、ＰＷＭインバータの出力電流を検出する際に、検出電流に含まれる信号ノイズ等を低減するために電流検出を複数回行い、その加算値を検出する方法を採用している。
　しかしながら、従来の技術では、パルス幅変調（ＰＷＭ）によって発生する電流リプルを拾ってしまい、電流検出値に検出誤差が生じてしまう問題点があった。尚、ここで「検出誤差」とは、実際の電流ベクトルに対する検出値のずれを表し、加算値を検出値とする場合には、加算する周期における電流ベクトルの平均値と加算値の平均とのずれと定義している。
　また、多相インバータでは、通常、コストの問題からＡ／Ｄコンバータが１つしか搭載されておらず、複数の相電流を同時に検出することはできず、電流検出タイミングを相毎に異ならせている。そして相毎に電流検出タイミングを異ならせると、電流ベクトルに変換したときに、検出電流にベクトルの位置毎に異なった検出誤差が生じる問題点もあった。
特許第３３１２４７２号公報
　本発明は、このような従来技術の課題に鑑みてなされたもので、検出電流に含まれる検出誤差を低減できる電流検出装置及びそれを用いたモータ制御装置を提供することを目的とする。
　実施の形態は、三角波パルス幅変調を用いた多相インバータの出力電流を検出する電流検出装置であって、あらかじめ設定した一定期間中の複数の特定のタイミング毎に電流を検出する電流検出手段と、前記一定期間中の複数の特定のタイミング毎の電流検出値を加算する加算手段とを備え、前記電流検出手段は、前記一定期間中の複数の特定のタイミングとして、前記三角波ＰＷＭの搬送波の上り側と下り側との両方でそれぞれ少なくとも１回ずつ電流検出を行うことを特徴とする。
第１の実施の形態のモータ制御装置のブロック図。 第１の実施の形態のモータ制御装置における電流検出処理部のブロック図。 ３軸固定座標系における電圧指令ベクトルとＰＷＭ出力ベクトルの関係の説明図。 直交電圧成分による電流リプルの波形図。 電圧指令ベクトル毎の直交電圧成分のベクトル図。 第１の実施の形態における電流検出タイミングの説明図。 第２の実施の形態における電流検出タイミングの説明図。 第３の実施の形態における電流検出タイミングの説明図。 第４の実施の形態における電流検出タイミングの説明図。 第５の実施の形態における電流検出タイミングの説明図。 第６の実施の形態における電流検出タイミングの説明図。 第７の実施の形態における電流検出タイミングの説明図。 三角波ＰＷＭにおけるＵ相電圧とＵ相電流との関係例１の説明図。 三角波ＰＷＭにおけるＵ相電圧とＵ相電流との関係例２の説明図。 第８の実施の形態における電流検出タイミングの説明図。 第９の実施の形態における電流検出タイミングの説明図。 ３相電流における検出遅れが生じた際の検出電流の波形図。 ３相電流における検出遅れが生じた際の検出電流の振幅図。 短時間における複数の電流検出値とその平均値の関係の説明図。 第１０の実施の形態における電流検出タイミングの説明図。 第１１の実施の形態における電流検出タイミングの説明図。 第１２の実施の形態のインバータ制御装置のブロック線図。
　以下、実施の形態を図に基づいて詳説する。
　図１に各実施の形態に共通する同期電動機４を負荷とし、センサレス制御により制御するモータ制御装置の構成を示している。このモータ制御装置は、ＰＷＭゲート信号により直流電力を交流電力に変換し、またその逆変換も行うＰＷＭインバータ２、このＰＷＭインバータ２の交流出力を受けて動作する同期電動機４、ＰＷＭインバータ２から同期電動機４に供給される交流電力のＵ，Ｖ，Ｗ各相の交流電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗのうちＵ，Ｗ２相の交流電流ｉｕ，ｉｗを検出する電流検出器３ｕ，３ｗ、ＰＷＭインバータ２のゲート制御を行うため、電流検出器３ｕ，３ｗの検出する交流電流ｉｕ，ｉｗを所定のタイミングにてＡ／Ｄ変換し、デジタル電流検出値Ｉｕ，Ｉｗとして取り込み、演算して各相の電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを出力する制御装置５を備えている。この制御装置５は、その出力する各相の電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを三角波搬送波によってＰＷＭすることによりゲート指令を作成し、ＰＷＭインバータ２をゲート制御する三角波ＰＷＭ変調器１を含んでいる。
　永久磁石同期電動機のセンサレス制御装置においては、回転子の回転に同期して回転する座標系として、永久磁石の磁束の方向をｄ軸、このｄ軸に直交する軸をｑ軸と定義する。また、Ｕ相巻線方向をα軸、これに直交する方向をβ軸と定義し、α軸方向を基準としてｄ軸方向までの角度を同期機の回転位相角θと定義する。また、同期機のセンサレス制御装置には回転位相角センサがなく、回転位相角θそのものを検出することができないため、当該制御装置において推定された位相角をそのセンサ出力の代わりに使用する。したがって、推定位相角をθｅｓｔとし、これに対応する座標系をγ軸，δ軸と定義する。
　同期電動機４は、固定子の各励磁相に流れる３相交流電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗによって磁界を発生し、回転子との磁気的相互作用によりトルクを発生するものである。
　制御装置５はマイクロコンピュータにて構成されるものであるが、その演算機能を構成要素に分けて示すと、回転位相角推定器７、電流制御器８、３軸／２軸座標変換器９、２軸／３軸座標変換器１０、デジタル電流検出処理器１１を含んでいる。
　電流検出器３ｕ，３ｗは、同期電動機４に流れる３相交流電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗのうち２相ｉｕ，ｉｗの電流応答値をアナログ信号として出力する。尚、図１では２相の電流を検出する構成を示しているが、Ｕ，Ｖ，Ｗ３相それぞれの電流応答値を検出する構成であってもよい。
　デジタル電流検出処理器１１は、電流検出器３ｕ，３ｗの電流検出アナログ信号ｉｕ，ｉｗを所定のタイミング毎にＡ／Ｄ変換し、かつ相毎に所定回数ずつ加算して相毎のデジタル電流検出値Ｉｕ，Ｉｗを３軸／２軸座標変換器９に出力する。
　回転位相角推定器７は、３軸／２軸座標変換器９の変換処理した電流応答値Ｉγｒｅｓ，Ｉδｒｅｓから、同期電動機４の回転位相角θｅｓｔを推定する。
　３軸／２軸座標変換器９は、デジタル電流検出処理器１１の出力する電流応答値Ｉｕ，Ｉｗに対して、回転位相角推定器７によって得られた回転位相角θｅｓｔを用いて、３相固定座標系とγδ軸回転座標系の３軸／２軸座標変換を行い、３相電流値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗから２軸電流値Ｉγｒｅｓ，Ｉδｒｅｓを得、回転位相角推定器７と電流制御器８に出力する。尚、Ｖ相電流値Ｉｖについては、検出されるＵ相、Ｗ相電流値Ｉｕ，Ｉｗから換算して得ている。
　電流制御器８は、３軸／２軸座標変換器９の変換した２軸電流応答値Ｉγｒｅｓ，Ｉδｒｅｓと電流指令値Ｉγｒｅｆ，Ｉδｒｅｆを比較し、２軸電圧指令値Ｖγ，Ｖδを決定する。
　２軸／３軸座標変換器１０は、電流制御器８からの２軸電圧指令値Ｖγ，Ｖδを２軸／３軸座標変換し、３相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを三角波ＰＷＭ変調器１に出力する。三角波ＰＷＭ変調器１は、上記のように、３相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを三角波搬送波によってパルス幅変調（ＰＷＭ）することによりゲート指令を作成し、ＰＷＭインバータ２をゲート制御する。
　上記のデジタル電流検出処理器１１は、図２に示す機能構成であり、アナログ入力信号ｉｕ，ｉｗを所定のタイミング毎にＡ／Ｄ変換してデジタル値にして出力するマルチ入出力チャネルを備えたＡ／Ｄコンバータ１１１、このＡ／Ｄコンバータ１１１に対して変換処理タイミングを設定するタイミング設定器１１２、Ａ／Ｄコンバータ１１１の各出力チャネルから出力するデジタル電流検出値を所定回数加算し、電流平均値Ｉｕ，Ｉｗとして出力する加算器１１３ｕ，１１３ｗから構成されている。タイミング設定器１１２は、後述の各実施の形態の電流検出タイミングにてＡ／Ｄコンバータ１１１に対してタイミング設定チャネル指令を与える。
　以上の構成のモータ制御装置の動作について説明する。電流検出器３ｕ，３ｗで検出した電流Ｉｕ，Ｉｗに検出誤差が含まれると、検出誤差に従い、回転位相角推定器７によって推定した回転位相角θｅｓｔに振動が発生する。例えば、特許第３３１２４７２号公報の回転位相角推定器を用いた場合、単相交番電圧を指令に印加し、その直交方向成分の電流を用いて回転位相角を推定している。したがって、インバータによって発生する直交方向の検出電流誤差がそのまま回転位相角の推定誤差となる。
　そこで、本実施の形態における制御装置５では、次のような電流検出処理を実施して直交方向に生じる検出電流誤差を低減し、回転位相角の推定精度を向上させ、安定な制御を実現する。
　三角波ＰＷＭインバータ２では、２種類の零ベクトルと２種類の電圧ベクトルを合成することで、三角波搬送波の半周期間における電圧ベクトルの合成が電圧指令ベクトルと一致するように変調する。例えば、Ｕ，Ｖ，Ｗ３相の３軸固定座標系において、電圧指令ベクトルが図３の位置にある場合には、（Ｕ，Ｖ，Ｗ）＝（０，０，０）、（Ｕ，Ｖ，Ｗ）＝（１，１，１）の２種類の零ベクトルと（Ｕ，Ｖ，Ｗ）＝（１，０，０）、（Ｕ，Ｖ，Ｗ）＝（１，１，０）との２種類の電圧ベクトルの合成によって電圧指令ベクトルと一致する電圧ベクトルを出力する。この時、出力したい電圧ベクトルの方向と直交する電圧成分Ｖｈも出力されることになる。この直交電圧ベクトルＶｈは搬送波（Ｃａｒｒｉｅｒ）の半周期間で合成すれば零になるが、この直交電圧ベクトルによって図４に示すように電流リプルＩｈが発生することになる。
　図５に示すように、この直交電圧ベクトルは電圧指令ベクトルが１／６周期回転する毎に１周期の振動をし、すなわち搬送波周波数の６倍の周波数の電流リプルが発生する。
　ここで、図４から電流リプルＩｈは搬送波（Ｃａｒｒｉｅｒ）の頂点を中心に点対称となっており、搬送波の上り側と下り側で正負が異なっている。（実際には、インダクタンスの影響や電圧指令ベクトルの変化により、完全には点対称とはならないものの、点対称に近い波形となる。）図４では、搬送波の山側の頂点で点対称であることを示しているが、搬送波の谷側の頂点に関しても同様に点対称となる。また、電圧指令ベクトルの方向や大きさが異なる条件でも、上り側と下り側の正負が入れ替わったり、電流リプルの大きさが変化したりするだけで、この傾向は変わらない。
　図６に、第１の実施の形態において制御装置５が実行する電流検出タイミングを示している。当該タイミングでのデジタル電流検出処理器１１は、１回の電流検出期間としての搬送波の１周期毎に、電流検出器３ｕ，３ｗそれぞれからのアナログ電流検出信号ｉｕ，ｉｗをＡ／Ｄ変換し、上り側で少なくとも１回、下り側で少なくとも１回の電流検出を行い、その検出値を加算し、加算値をデジタル電流応答値Ｉｕ，Ｉｗとして出力する。これにより、正の誤差と負の誤差を加算することになり、検出電流に含まれる検出誤差を低減することができる。尚、タイミングの設定は、本実施の形態でも、また、以下のいずれの実施の形態でも、このタイミング設定器１１２による。
　図６に示す第１の実施の形態では、搬送波の１周期毎にその上り側で１回、下り側で２回、所定のタイミングで電流検出を行っているが、一般的には、上り側と下り側で少なくとも１回以上、所定のタイミング毎に電流検出を行えば、その検出値に含まれる検出誤差が低減できる。
　また、搬送波の頂点に関しては、検出誤差が必ず零となるので、上り側、下り側の回数には含まれないが、図７のように頂点のタイミングでの検出値を加算してもよい（第２の実施の形態）。
　さらに、図８のように搬送波の２周期分を電流検出期間単位とし、この電流検出期間毎に搬送波の上り側、下り側でそれぞれ少なくとも１回以上、所定のタイミング毎に電流検出を行い、その加算値を電流応答値としてもよい（第３の実施の形態）。
　また、図９のように搬送波の１周期未満の検出値を加算する場合であっても、搬送波の上り側と下り側で少なくとも１回以上の電流検出を行えばよい（第４の実施の形態）。搬送波の上り側と下り側で電流リプルＩｈの平均値は等しいので、電流検出回数を上り側と下り側で同じにすれば、電流リプルＩｈをキャンセルできる量が増える。この図９に示す電流検出方法によれば、上り側と下り側で検出回数が異なる場合と比較して検出誤差が低減される。
　さらに、搬送波の頂点は上り側、下り側の回数には含まないので、図９の検出タイミングに加え、例えば、図１０に示すように頂点での検出値を加算してもよい（第５の実施の形態）。
　第６の実施の形態を、図１１を用いて説明する。前述の通り、電流リプルＩｈは搬送波の頂点を中心に点対称となっている。したがって、上り側、下り側それぞれの搬送波の高さが一致するタイミングでは、電流リプルは大きさが等しく、符号が逆である。このタイミングで電流値を検出すれば、電流リプルは完全に打ち消される。そこで、搬送波の上り側、下り側それぞれで搬送波の高さが一致するタイミングにて電流値を検出し、加算する。これにより、電流リプルＩｈを効果的にキャンセルし、精度の良い電流検出が図れる。
　また、搬送波の頂点は上り側、下り側のどちらにも含まないので、例えば、図１２に示したように、搬送波の頂点でも電流値を検出し、これを他の位置で検出した電流値に加算することもできる（第７の実施の形態）。これにより、電流リプルＩｈを効果的にキャンセルし、精度の良い電流検出が図れる。
　これら第６、第７の実施の形態によれば、電流ベクトルに含まれる検出誤差だけでなく、３相電流に含まれる検出誤差を打ち消すこともできる。図１３、図１４にＰＷＭにおけるＵ相電圧ＶｕとＵ相電流ｉｕの関係を示す。ＰＷＭにおいて、Ｕ相電圧Ｖｕの出力は符号の同じ電圧が出力されるパターン（図１３）と符号の異なる電圧が出力されるパターン（図１４）とがある。これらのいずれの場合でも、電流ｉｕは、搬送波の頂点に対して点対称となる。そこで、本実施の形態の電流検出方法を用いれば、３相電流に含まれる検出誤差を効果的に打ち消すことができる。
　図１５に第８の実施の形態の電流検出方法を示す。搬送波の１周期を加算期間とし、４等分して、各等分期間の中心タイミングで電流検出し、４個の電流検出値を加算している。これにより、第６の実施の形態と同様に、搬送波の上り側、下り側それぞれで搬送波の高さが一致するタイミングにて電流値を検出し、加算することができ、電流リプルＩｈを効果的にキャンセルし、精度の良い電流検出ができる。
　また、上述したように、搬送波の頂点は上り側、下り側のどちらにも含まれないので、図１６に示すように、搬送波の頂点でも電流値を検出し、これを他の位置で検出した電流値に加算する（第９の実施の形態）。そこで、本実施の形態では、搬送波の１周期を加算期間とし、１周期を５等分して、各等分期間の中心タイミングで電流検出し、５個の電流検出値を加算している。これにより、電流リプルＩｈを効果的にキャンセルし、精度の良い電流検出が図れる。加えて、これら第８、第９の実施の形態の電流検出方法は、検出誤差が打ち消される効果を持ちながら、検出間隔を一定とするため、実機への実装が容易になる効果を有する。
　次に、第１０の実施の形態について説明する。３相インバータにおいて出力電流の基本波成分が図１７（ａ）のような正弦波となった場合、検出タイミングが遅れると、図１７（ｂ）に示すように出力電流の位相がずれたように検出される。すると、図１８に示すように、通常は振幅が一定の出力２１であるはずが、出力周波数の２倍で振動する検出電流２２となる。
　インバータ出力電流の基本波は正弦波状であるが、短い時間では概ね線形に変化していると考えることができる。したがって、ある短い期間において複数回電流を検出し、その電流を加算平均すれば、平均検出時点（検出時点を時間的に平均した時点）における電流と一致する。すなわち、図１９に示すように、複数回のタイミングｔｉ，ｔ２，ｔ３それぞれの電流検出値ｉ１，ｉ２，ｉ３を平均すると、ｉａｖｅ＝（ｉ１＋ｉ２＋ｉ３）／３となる。いま、ｉｄｅｔ＝ｉａｖｅとなるタイミングをｔｄｅｔとすれば、ｔｄｅｔ＝ｔａｖｅ＝（ｔｉ＋ｔ２＋ｔ３）／３となる。
　例えば、Ｕ，Ｖ，Ｗ３相インバータにおいて、電流検出を図２０、図２１のような各タイミングでＵ，Ｖ，Ｗ相の電流に対して個別に行えば、平均検出時点ｔａｖｅが一致する。すなわち、ｔｕａｖｅ＝ｔｖａｖｅ＝ｔｗａｖｅとなるので、検出電流を加算平均すれば、Ｕ，Ｖ，Ｗ３相全てにおいて平均検出時点ｔａｖｅでの電流が得られることになる。このようにすれば、Ａ／Ｄ変換器１１１が１つしかなく、複数の電流を同時に検出することができないシステムでも、Ｕ，Ｖ，Ｗ相各相の実質的に同時刻の電流値を得ることができ、検出誤差を低減することができる。
　また、図１３、図１４に示したように、３相電流は搬送波の頂点に対して点対称となるので、第６、第７の実施の形態の電流検出方法と第１０の実施の形態の電流検出方法とを組み合わせることもできる（第１１の実施の形態）。この場合、第１０の実施の形態の電流検出方法により基本波による電流検出誤差がなくなり、第６、第７の実施の形態の電流検出方法によりＰＷＭによる電流リプルによる電流検出誤差がなくなるので、電流検出誤差をほとんどゼロにすることができる。これにより、電流制御系の応答性を向上できる。
　これまでの説明では、電流リプルＩｈは搬送波の頂点を中心に完全な点対称となっているが、前述の通り、実際には、インダクタンスの影響や電圧指令ベクトルの変化により、完全には点対称とはならないため、多少の検出誤差が生じる恐れがある。そこで、複数の電流検出値を加算する周期内で変調波（すなわち電圧指令ベクトル）を一定とすることにより、電流リプルＩｈが搬送波の頂点を中心とする点対称に近づき、低減効果が大きくなる。
　また、上記の各実施の形態は３相ＰＷＭインバータに対する例を示したが、本発明は多相インバータであれば、全て利用できる。
　また、３相のうちＵ相電流、Ｗ相電流を検出し、そこからＶ相電流を演算する構成を示したが、全ての電流を検出する構成とすることもできる。図２２は、一般的な構成を示している。図１に示したモータ制御装置を一般化したインバータ制御装置を示している。負荷４に対してＰＷＭインバータ２が３相電流を供給し、負荷４に対する３相電流それぞれをアナログの電流検出器３ｕ，３ｖ，３ｗが検出して制御装置５に出力する。制御装置５は、第１の実施の形態のモータ制御装置における制御装置５と共通の構成である。ただし、デジタル電流検出処理器１１はＵ，Ｖ，Ｗ３相それぞれのアナログ電流検出信号をＡ／Ｄ変換し、かつ相毎に加算して電流平均値を求め、３軸／２軸座標変換器９に出力する構成である。尚、この図２２の構成にあっても、電流検出は３相のうちの２相に対して行い、そこから残りの１相の電流を演算する構成にすることもできる。
　さらに、各実施の形態では、ＰＷＭインバータによる負荷電流の制御の例を示したが、例えば、負荷４が電源であり、インバータ２がコンバータとして作用した場合の電源電流の制御に適用することもできる。
　１…三角波ＰＷＭ変調器
　２…ＰＷＭインバータ
　３ｕ，３ｖ，３ｗ…電流検出器
　４…同期電動機（負荷）
　５…制御装置
　７…回転位相角推定器
　８…電流制御器
　９…３軸／２軸座標変換器
　１０…２軸／３軸座標変換器
　１１…デジタル電流検出処理器
　１１１…Ａ／Ｄコンバータ
　１１２…検出タイミング設定器
　１１３ｕ，１１３ｗ…加算器

Claims (8)

  1. 　三角波パルス幅変調（ＰＷＭ）を用いた多相インバータの出力電流を検出する電流検出装置であって、
    　あらかじめ設定した一定期間中の複数の特定のタイミング毎に相毎の電流を検出する電流検出手段と、
    　前記一定期間中の複数の特定のタイミング毎の電流検出値を相毎に加算する加算手段とを備え、
    　前記電流検出手段は、前記一定期間中の複数の特定のタイミングとして、相毎に前記三角波ＰＷＭの搬送波の上り側と下り側との両方でそれぞれ少なくとも１回ずつ電流検出を行うことを特徴とする電流検出装置。
  2. 　前記電流検出手段は、前記一定期間中の複数の特定のタイミングとして、前記三角波ＰＷＭの搬送波の上り側と下り側とで同じ回数ずつ電流検出を行うことを特徴とする請求項１に記載の電流検出装置。
  3. 　前記電流検出手段は、前記三角波ＰＷＭの搬送波の上り側と下り側とで搬送波の高さが一致するタイミングにて電流検出を行うことを特徴とする請求項２に記載の電流検出装置。
  4. 　前記電流検出手段は、前記一定期間の中心を搬送波の山の頂点あるいは谷の頂点とし、前記電流検出のタイミングとして、前記一定期間を等分した期間において各等分期間の中心に設定したことを特徴とする請求項３に記載の電流検出装置。
  5. 　加算する周期内で変調波を一定とすることを特徴とする請求項１～４のいずれかに記載の電流検出装置。
  6. 　前記電流検出手段は、前記一定期間中に複数の相毎に複数のタイミングにて電流検出を行うのに、各相の複数の電流検出タイミングを前記一定期間において時間的に平均した際の平均検出タイミングが等しくなる設定にしたことを特徴とする請求項１に記載の電流検出装置。
  7. 　請求項１～４、６のいずれかに記載の電流検出装置と、
    　前記電流検出装置の検出する３相それぞれの電流値に基づいてモータの位相を推定する回転位相推定手段と、
    　前記電流検出装置で検出した電流値を、前記回転位相推定手段の求めた位相推定値を用い、回転子の磁束方向をｄ軸としこれと直交する軸をｑ軸とする回転ｄｑ座標系の電流値に座標変換する３軸／２軸座標変換手段と、
    　前記回転ｄｑ座標系上で、前記座標変換した検出電流と電流指令との差に基づいて２軸電圧指令を演算する電流指令演算手段と、
    　前記電流指令演算手段の算出する２軸電圧指令を、前記回転位相推定手段の求めた位相推定値を用いて３軸固定座標系の電圧指令に変換する２軸／３軸座標変換手段と、
    　前記２軸／３軸座標変換手段の変換した３軸固定座標系の電圧指令を三角波搬送波にてパルス幅変調してゲート信号を得る三角波ＰＷＭ変調手段と、
    　前記三角波ＰＷＭ変調手段の出力するゲート信号にて電力変換を行い、前記モータに出力するＰＷＭインバータとを備えたモータ制御装置。
  8. 　請求項５に記載の電流検出装置と、
    　前記電流検出装置の検出する３相それぞれの電流値に基づいてモータの位相を推定する回転位相推定手段と、
    　前記電流検出装置で検出した電流値を、前記回転位相推定手段の求めた位相推定値を用い、回転子の磁束方向をｄ軸としこれと直交する軸をｑ軸とする回転ｄｑ座標系の電流値に座標変換する３軸／２軸座標変換手段と、
    　前記回転ｄｑ座標系上で、前記座標変換した検出電流と電流指令との差に基づいて２軸電圧指令を演算する電流指令演算手段と、
    　前記電流指令演算手段の算出する２軸電圧指令を、前記回転位相推定手段の求めた位相推定値を用いて３軸固定座標系の電圧指令に変換する２軸／３軸座標変換手段と、
    　前記２軸／３軸座標変換手段の変換した３軸固定座標系の電圧指令を三角波搬送波にてパルス幅変調してゲート信号を得る三角波ＰＷＭ変調手段と、
    　前記三角波ＰＷＭ変調手段の出力するゲート信号にて電力変換を行い、前記モータに出力するＰＷＭインバータとを備えたモータ制御装置。
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