JP6324615B2 - 交流回転機の制御装置および電動パワーステアリングの制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、電流検出誤差およびそれにより生じるトルクリプルを低減することのできる交流回転機の制御装置および電動パワーステアリングの制御装置に関するものである。

従来のモータ制御装置においては、電流検出不能相のＤｕｔｙを１００％に張り付けることにより、電流検出が不能となる最大相のスイッチングノイズが、検出不能相以外の２相の電流検出に混入することを防止している。また、この従来のモータ制御装置は、検出不能相の相電流値を、検出不能相以外の２相の相電流検出値に基づいて推定している（例えば、特許文献１参照）。

特許５３９６９４８号公報

しかしながら、従来技術には、以下のような課題がある。
特許文献１のモータ制御装置は、相電流検出時間ｔｓを確保するために、最大相の低電位側スイッチング素子のオン時間が、相電流検出時間ｔｓよりも小さい場合には、高電位側スイッチング素子をオン、低電位側スイッチング素子をオフとしたままとすることにより、最大相以外の２相の相電流値にスイッチングノイズが混入しないようにしている。

特許文献１の図４によると、相電流検出時間ｔｓを確保するためには、キャリア１周期の中央よりｔｓ／２だけ後ろで、相電流を検出する必要がある。例えば、Ｄｔｈを９０％としたときに、変調率が１００％程度の場合であれば、特許文献１のようにすることでノイズの混入を防止できる。

しかしながら、変調率が増加してきた場合には、中間相のＤＵＴＹがＤｔｈを超えてくる。このため、電流検出タイミングにおいて、低電位側スイッチング素子がオン状態となっているのは、最小相のみとなり、検出可能相が１相のみとなる。この場合には、検出可能２相から残り１相を推定する特許文献１の方法は、適用できない。

本発明は、前記のような課題を解決するためになされたものであり、検出可能相が１相のみとなった場合にも、電流検出誤差およびそれにより生じるトルクリプルを低減することのできる交流回転機の制御装置および電動パワーステアリングの制御装置を得ることを目的とする。

本発明に係る交流回転機の制御装置は、３相以上であるｘ相巻線を有する交流回転機と、交流回転機の角度を検出する角度検出器と、ｘ相巻線のそれぞれの相の電流を検出する電流検出器と、それぞれの相について、電流検出器による検出電流と電流指令との偏差が零となるようにフィードバック制御を行い、ｘ相電圧指令を演算する電圧指令演算器と、ｘ相電圧指令に基づいて、ｘ相巻線に電圧を印加する電力変換器とを備え、電流検出器は、今回の電流検出タイミングにおいて、ｘ相のうちの少なくとも１相の電流を検出することができ、多くとも（ｘ−１）相の電流が検出不可能な場合には、過去の電流検出タイミングにおいて取得したｘ相検出電流と、今回の電流検出タイミングにおいて検出することができた１相の検出電流と、角度検出器によって検出された過去の電流検出タイミングにおける交流回転機の角度と今回の電流検出タイミングにおける交流回転機の角度との差分である角度変化量と、に基づいて、今回の電流検出タイミングにおいて検出不可能であった（ｘ−１）相の電流を演算により推定し、交流回転機のｘ相巻線が奇数であり、ｋを自然数として、ｘ＝２ｋ＋１で表され、今回の電流検出タイミングにおいて、ｘ＝１に相当する相の電流が検出可能であり、多くともｘ＝２〜２ｋ＋１までに相当する各相の電流が検出不可能であったとし、添字ｏｌｄが過去の電流検出タイミングを意味し、Δθが角度変化量に相当するとした場合に、電流検出器は、ｘ＝１に相当する相の今回の電流検出タイミングにおいて取得した電流にゲインを掛けたものと、ｘ＝２〜ｋ＋１までに相当する各相の過去の電流検出タイミングにおいて取得した電流の和とｋ＋２〜２ｋ＋１までに相当する各相の過去の電流検出タイミングにおいて取得した電流の和との差にゲインを掛けたものと、ｘ＝１に相当する相の過去の電流検出タイミングにおいて取得した電流にゲインを掛けたものと、の和で、今回の電流検出タイミングにおいて検出不可能であった（ｘ−１）相の電流を推定演算するものである。
また、本発明に係る交流回転機の制御装置は、３相以上であるｘ相巻線を有する交流回転機と、交流回転機の角度を検出する角度検出器と、ｘ相巻線のそれぞれの相の電流を検出する電流検出器と、それぞれの相について、電流検出器による検出電流と電流指令との偏差が零となるようにフィードバック制御を行い、ｘ相電圧指令を演算する電圧指令演算器と、ｘ相電圧指令に基づいて、ｘ相巻線に電圧を印加する電力変換器とを備え、電流検出器は、今回の電流検出タイミングにおいて、ｘ相のうちの少なくとも１相の電流を検出することができ、多くとも（ｘ−１）相の電流が検出不可能な場合には、過去の電流検出タイミングにおいて取得したｘ相検出電流と、今回の電流検出タイミングにおいて検出することができた１相の検出電流と、角度検出器によって検出された過去の電流検出タイミングにおける交流回転機の角度と今回の電流検出タイミングにおける交流回転機の角度との差分である角度変化量と、に基づいて、今回の電流検出タイミングにおいて検出不可能であった（ｘ−１）相の電流を演算により推定し、交流回転機のｘ相巻線が偶数であり、ｋを自然数として、ｘ＝２ｋ＋２で表され、今回の電流検出タイミングにおいて、ｘ＝１に相当する相の電流が検出可能であり、多くともｘ＝２〜２ｋ＋２までに相当する各相の電流が検出不可能であったとし、添字ｏｌｄが過去の電流検出タイミングを意味し、Δθが角度変化量に相当するとした場合に、電流検出器は、ｘ＝１に相当する相の今回の電流検出タイミングにおいて取得した電流にゲインを掛けたものと、ｘ＝２〜ｋ＋１までに相当する各相の過去の電流検出タイミングにおいて取得した電流の和とｋ＋３〜２ｋ＋２までに相当する各相の過去の電流検出タイミングにおいて取得した電流の和との差にゲインを掛けたものと、ｘ＝１に相当する相の過去の電流検出タイミングにおいて取得した電流にゲインを掛けたものと、の和で、今回の電流検出タイミングにおいて検出不可能であった（ｘ−１）相の電流を推定演算するものである。

本発明によれば、ｘ相のうち（ｘ−１）相の電流が検出不可能な場合に、今回取得の検出可能な１相の検出電流と、過去に取得したｘ相検出電流と、過去から今回までの角度変化量Δθとに基づいて、検出不能な（ｘ−１）相の電流を演算し、高精度な推定値を得ることができる構成を備えている。この結果、検出可能相が１相のみとなった場合にも、電流検出誤差およびそれにより生じるトルクリプルを低減することのできる交流回転機の制御装置および電動パワーステアリングの制御装置を得ることができる。

本発明の実施の形態１における交流回転機の制御装置の全体構成を示す図である。 本発明の実施の形態１において、具体的な変調方式の一例を示した図である。 本発明の実施の形態１において、電気角１周期に対するＩｑの変化を例示した図である。 本発明の実施の形態１において、電気角１周期に対する３相電流の変化を示した図である。 本発明の実施の形態１において、電気角１周期で３回ある１相検出のタイミングで発生する電流検出値の誤差に関する説明図である。 本発明の実施の形態１において、演算処理を行うことで、電気角１周期で３回ある１相検出のタイミングで発生する電流検出値の誤差を低減した場合の説明図である。 本発明の実施の形態２において、数式（５）、（１１）を用いた場合の、角度変化量Δθに対する近似誤差の変化を比較した図である。 本発明の実施の形態２において、数式（１１）、（１３）を用いた場合の、角度変化量Δθに対する近似誤差の変化を比較した図である。 本発明の実施の形態３における交流回転機の制御装置の全体構成を示す図である。

以下、本発明の交流回転機の制御装置および電動パワーステアリングの制御装置の好適な実施の形態につき図面を用いて説明する。なお、各図において、同一または相当部材、部位については、同一符号を付して説明する。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１における交流回転機の制御装置の全体構成を示す図である。図１において、交流回転機１は、３相巻線Ｕ、Ｖ、Ｗを有する永久磁石型同期回転機である。なお、本実施の形態１では、交流回転機１として永久磁石型同期回転機を用いる場合について説明するが、交流回転機１は、界磁巻線型同機回転機であってもよい。

直流電源１０は、後述する電力変換器５に対して直流電圧Ｖｄｃを出力する。この直流電源１０としては、バッテリー、ＤＣ−ＤＣコンバータ、ダイオード整流器、ＰＷＭ整流器等、直流電圧を出力する全ての機器が含まれる。

角度検出器２は、ホール素子やレゾルバ、エンコーダ等の位置検出器であり、交流回転機１の回転位置θを検出する。また、角度検出器２の代わりとして、後述する電流検出器３より検出された検出電流などに基づいて角度を推定する技術を用いてもよい。

電流検出器３は、シャント抵抗やホール素子等の電流検出器を用いて検出した電流Ｉｕ＿ｒａｗ、Ｉｖ＿ｒａｗ、Ｉｗ＿ｒａｗから、検出電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを演算する。

電圧指令演算器４は、交流回転機１を駆動するための電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを演算し、電力変換器５へ出力する。電圧指令演算器４は、電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの演算方法として、交流回転機１の電流指令を制御指令として設定し、電流検出器３より出力された検出電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗと制御指令との偏差を零とすべく、比例積分制御によって電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを演算する電流フィードバック制御などを使用することができる。

電力変換器５は、電圧指令演算器４から出力された電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに基づいてパルス幅変調（ＰＷＭ変調）を実行することによって、電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに応じたパルス幅を持つスイッチング信号Ｑｕｐ〜Ｑｗｎを生成する。

さらに、電力変換器５は、生成したスイッチング信号Ｑｕｐ〜Ｑｗｎに基づき、半導体スイッチＳｕｐ〜Ｓｗｎをオンオフすることによって、直流電源１０から入力した直流電圧Ｖｄｃを電力変換して、交流回転機１の３相巻線Ｕ、Ｖ、Ｗに電圧を印加する。なお、スイッチＳｕｐ〜Ｓｗｎとしては、ＩＧＢＴ、バイポーラトランジスタ、ＭＯＳパワートランジスタ等の半導体スイッチとダイオードを逆並列に接続したものを用いることができる。

ここで、スイッチング信号Ｑｕｐ〜Ｑｗｎは、それぞれ、以下の信号を意味している。
スイッチング信号Ｑｕｐ：Ｕ相高電位側スイッチング素子Ｓｕｐのオンオフ信号
スイッチング信号Ｑｕｎ：Ｕ相低電位側スイッチング素子Ｓｕｎのオンオフ信号
スイッチング信号Ｑｖｐ：Ｖ相高電位側スイッチング素子Ｓｖｐのオンオフ信号
スイッチング信号Ｑｖｎ：Ｖ相低電位側スイッチング素子Ｓｖｎのオンオフ信号
スイッチング信号Ｑｗｐ：Ｗ相高電位側スイッチング素子Ｓｗｐのオンオフ信号
スイッチング信号Ｑｗｎ：Ｗ相低電位側スイッチング素子Ｓｗｎのオンオフ信号

直流電圧Ｖｄｃにより、電力変換器５に供給される電圧は、決まっている。このため、電力変換器５は、ＰＷＭ変調を行う際には、電圧利用率を向上させるために、公知の各種変調方法を用いることとなる。

図２は、本発明の実施の形態１において、具体的な変調方式の一例を示した図である。例えば、この図２に示すように変調した場合について考える。図２において、横軸は、電気角［ｄｅｇ］、縦軸は、直流電圧Ｖｄｃに対する比（以下Ｄｕｔｙという）であり、Ｄｕは、Ｕ相Ｄｕｔｙ、Ｄｖは、Ｖ相Ｄｕｔｙ、Ｄｗは、Ｗ相Ｄｕｔｙをそれぞれ表している。

電気角１周期の中で、常時、最大相を１００％とすることで、低電位側スイッチング素子側にシャント抵抗を設けた場合には、シャント抵抗を導電する電流を小さくすることができる。しかしながら、電気角１周期の中で、最大相と中間相が同時に１００％となるタイミングが３回存在する。このため、それらのタイミングでは、３相のうち１相しか電流を検出することができない。

ここでは、図２の変調方法における１相のみしか検出できないタイミングを取り上げて説明したが、３相のうち１相のみが電流検出誤差が小さいという場合も、同様の考え方が適用できることはいうまでもない。

電気角がθ０のときの３相電流Ｉｕ０、Ｉｖ０、Ｉｗ０は、下式（１）のように与えられる。

ここからΔθ変化したときの３相電流Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１は、下式（２）のように与えられる。

ここで、電気角がθ０のときに、上式（１）で示した３相の検出電流Ｉｕ０、Ｉｖ０、Ｉｗ０が得られ、そこから電気角がΔθ変化したときに、上式（２）で示した３相の検出電流のうちの１相の検出電流Ｉｕ１のみが得られた場合を例に、説明する。上式（１）を変形すると、下式（３）が得られる。

また、上式（２）を変形すると、下式（４）が得られる。

微小変化量に関する検討の中でよく用いられる下式（５）のような近似を適用すると、上式（４）から下式（６）が得られる。

さらに、Ｉ０とＩ１の差がＩ０に対して微小な場合には、上式（６）を、下式（７）のように近似することができる。

上述したような近似が成立する場合には、上式（３）および上式（７）から、下式（８）を得ることができる。すなわち、電気角θ０において過去に取得した３相検出電流Ｉｕ０、Ｉｖ０、Ｉｗ０と、電気角がΔθ変化したときに検出可能な１相の電流Ｉｕ１とを用いて、電気角がΔθ変化したときに検出不可能な２相の電流Ｉｖ１、Ｉｗ１を、下式（８）により演算することができる。

ここでは、電気角がΔθ変化したときに検出可能な１相のみの電流としてＩｕ１が得られた場合について説明したが、Ｉｖ１やＩｗ１が得られたときも同様に考えられる。このため、（ａ、ｂ、ｃ）＝（ｕ、ｖ、ｗ）または（ａ、ｂ、ｃ）＝（ｖ、ｗ、ｕ）または（ａ、ｂ、ｃ）＝（ｗ、ｕ、ｖ）として、ａ、ｂ、ｃを用いて一般化したときには、上式（８）は、下式（９）で表すことができる。なお、下式（９）においては、電気角θ０において過去に取得したそれぞれの検出電流に対して、ｏｌｄの添字を付している。

次に、上式（９）により検出不可能な２相の電流を演算した場合の効果について説明する。交流回転機１が表面磁石型モータ（ＳＰＭ）であるとすると、出力トルクは、下式（１０）で与えられる。

上式（９）において、Ｔは、出力トルク、Ｋｔは、トルク定数、Ｉｑは、ｑ軸電流を表す。なお、ここでは、簡単のため、表面磁石型の交流回転機１を用いた場合について説明するが、インセット型や埋め込み磁石型などの交流回転機１を用いた場合にも、同様の効果を得ることができる。また、３相のうちの１相の電流は、３相の電流の総和が０になることを利用して算出してもよいことはいうまでもない。

図２において１相検出となるタイミングは、３０ｄｅｇ、１５０ｄｅｇ、２７０ｄｅｇの３箇所であり、３０ｄｅｇではＩｖ、１５０ｄｅｇではＩｗ、２７０ｄｅｇではＩｕ、が検出できる１相の電流となる。一方、これら３箇所以外の電気角では、最大相以外の２相の電流が検出できる。

図３は、本発明の実施の形態１において、電気角１周期に対するＩｑの変化を例示した図である。この図３のように、電気角１周期の間にＩｑが単調増加する場合に、１ｄｅｇ変化するごとに電流検出する状態を考える。

ｄｑ軸上での電圧ベクトルと電流ベクトルのなす角は、インダクタンス、磁束、回転数などによって変化する。ここでは、説明を簡単化するため、電圧ベクトルと電流ベクトルの位相角は、等しい状態であるとする。

図４は、本発明の実施の形態１において、電気角１周期に対する３相電流の変化を示した図である。電圧ベクトルと電流ベクトルの位相角が等しい状態のとき、３相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗは、図４のように変化する。

図５は、本発明の実施の形態１において、電気角１周期で３回ある１相検出のタイミングで発生する電流検出値の誤差に関する説明図である。電気角１周期で３回ある１相検出のタイミングにおいて、検出可能な１相の電流を使用せずに、前回検出の３相電流で得られたＩｑをそのまま使用した場合には、図５のように、Ｉｑの時間変化分だけ、Ｉｑに誤差を生じることとなる。

この時点では、検出値がずれているのみであるが、電圧指令演算器４は、この誤差を含むＩｑを用いて制御する。この結果、電圧指令がずれて、実Ｉｑが期待値からずれる。ここで、出力トルクは、上式（１０）のように、Ｉｑに比例するため、Ｉｑの誤差が電気角３次のトルクリプルとして表れる。

これに対して、図６は、本発明の実施の形態１において、演算処理を行うことで、電気角１周期で３回ある１相検出のタイミングで発生する電流検出値の誤差を低減した場合の説明図である。電気角１周期で３回ある１相検出のタイミングにおいて、上式（９）のように、今回検出可能な１相の電流と、過去に取得した３相の電流と、過去から今回までの角度変化量Δθを用いて、検出不可能な２相の電流を演算により求めた場合には、Ｉｑに生じる誤差は、この図６に示すように、ほぼ０となっている。

この結果、検出可能な１相を使用した演算処理を行わなかった場合に生じていた図５のような電気角３次のトルクリプルを、図６に示すように、大きく低減させることができる。

以上のように、実施の形態１によれば、１相の電流Ｉａが検出可能であり、３相のうちの残りの２相の電流Ｉｂ、Ｉｃが検出不可能な場合に、今回取得の検出可能な１相の検出電流Ｉａと、過去に取得した３相検出電流Ｉａ＿ｏｌｄ、Ｉｂ＿ｏｌｄ、Ｉｃ＿ｏｌｄと、過去から今回までの角度変化量Δθとに基づいて、検出不能な２相の電流Ｉｂ、Ｉｃを演算により推定することができる。

この結果、検出可能な１相の検出電流Ｉａを使用してＩｂ、Ｉｃを推定演算することなしに、過去に検出可能であったＩｂ＿ｏｌｄ、Ｉｃ＿ｏｌｄを今回値として代用した場合に生じる電流検出誤差およびそれにより生じるトルクリプルを、大幅に低減できるとともに、オープンループ制御となる領域を低減できる、という従来にない優れた効果を得ることができる。

なお、上述した具体例においては、１相検出となる前後は、２相検出となる場合を例として、過去に取得の３相検出電流として、例えば１ｄｅｇ前のものを用いる場合について説明した。これに対して、連続して１相検出となる状態が続く場合には、検出不能２相の検出電流の推定誤差が、累積していくことになる。

その場合には、過去に取得の３相検出電流として、少なくとも２相が検出可能だったときに得られた電流値を用いることにより、検出不能２相の検出電流での推定誤差の累積を抑制するという、従来にない優れた効果を得ることができる。

さらに、本実施の形態１における交流回転機の制御装置は、ステアリング系の操舵トルクを補助するトルクを発生する交流回転機を用いた電動パワーステアリングに適用することができる。この適用により、トルクリプルおよび騒音の小さい操舵系を構成することが可能な電動パワーステアリングの制御装置を実現することができる。

実施の形態２．
先の実施の形態１では、推定演算において、微小な角度変化量に関する三角関数の近似式を適用した上式（５）を用いた。しかしながら、角度変化が大きい高回転域では、Δθが大きくなり、近似誤差が大きくなる。

そこで、ＣＯＳの近似式として、テイラー展開した場合の第２項までを考慮した下式（１１）を適用することで、高回転でも誤差を抑制することができる。

図７は、本発明の実施の形態２において、数式（５）、（１１）を用いた場合の、角度変化量Δθに対する近似誤差の変化を比較した図であり、横軸は、Δθ［ｄｅｇ］、縦軸は、近似誤差である。１０ｄｅｇ変化している場合には、上式（５）を適用すると、１．５％の近似誤差が含まれてしまうが、上式（１１）の近似を用いることで、近似誤差が大幅に低減されていることがわかる。

上式（１１）を適用する場合も、先の実施の形態１と同様に、（ａ、ｂ、ｃ）＝（ｕ、ｖ、ｗ）または（ａ、ｂ、ｃ）＝（ｖ、ｗ、ｕ）または（ａ、ｂ、ｃ）＝（ｗ、ｕ、ｖ）として、ａ、ｂ、ｃを用いて一般化すると、上式（１１）は、下式（１２）で表すことができる。

なお、さらに精度が必要な場合には、下式（１３）のような、ＳＩＮも第２項までを考慮した近似とするなど、近似式を高次にしていけばよいことはいうまでもない。

図８は、本発明の実施の形態２において、数式（１１）、（１３）を用いた場合の、角度変化量Δθに対する近似誤差の変化を比較した図であり、横軸は、Δθ［ｄｅｇ］、縦軸は、近似誤差である。

なお、高次にすればするほど、近似誤差は低減できるが、検出電流を推定演算により求める際の処理負荷は増大することになる。このため、近似誤差の低減率の大きい上式（１２）までの形が、効果と背反のバランスがとれたものであるといえる。

以上のように、実施の形態２によれば、１相の電流Ｉａが検出可能であり、３相のうちの残りの２相の電流Ｉｂ、Ｉｃが検出不可能な場合に、今回取得の検出可能な１相の検出電流Ｉａと、過去に取得した３相検出電流Ｉａ＿ｏｌｄ、Ｉｂ＿ｏｌｄ、Ｉｃ＿ｏｌｄと、過去から今回までの角度変化量Δθとに基づいて、上式（１２）を用いて、検出不能な２相の電流Ｉｂ、Ｉｃを演算することができる。

この結果、検出可能な１相の検出電流Ｉａを使用してＩｂ、Ｉｃを推定演算することなしに、過去に検出可能であったＩｂ＿ｏｌｄ、Ｉｃ＿ｏｌｄを今回値として代用した場合に生じる電流検出誤差およびそれにより生じるトルクリプルを、高回転域まで大幅に低減できるとともに、オープンループ制御となる領域を低減できる、という従来にない優れた効果を得ることができる。

実施の形態３．
先の実施の形態１および実施の形態２では、３相巻線を有する交流回転機の制御装置について説明した。これに対して、本実施の形態３では、適用対象となる交流回転機を、ｘ相巻線（ｘは３以上の自然数）を有する交流回転機として一般化した上で、本発明による推定演算処理を適用する方法について、具体的に説明する。

図９は、本発明の実施の形態３における交流回転機の制御装置の全体構成を示す図である。図９において、交流回転機１ａは、ｘ相巻線を有する永久磁石型同期回転機である。なお、本実施の形態３では、交流回転機１ａとして永久磁石型同期回転機を用いる場合について説明するが、交流回転機１ａは、界磁巻線型同機回転機であってもよい。

直流電源１０は、後述する電力変換器５ａに対して直流電圧Ｖｄｃを出力する。この直流電源１０としては、バッテリー、ＤＣ−ＤＣコンバータ、ダイオード整流器、ＰＷＭ整流器等、直流電圧を出力する全ての機器が含まれる。

角度検出器２は、ホール素子やレゾルバ、エンコーダ等の位置検出器であり、交流回転機１ａの回転位置θを検出する。また、角度検出器２の代わりとして、後述する電流検出器３ａより検出された検出電流などに基づいて角度を推定する技術を用いてもよい。

電流検出器３ａは、シャント抵抗やホール素子等の電流検出器を用いて検出した電流Ｉ１＿ｒａｗ、Ｉ２＿ｒａｗ、…、Ｉｘ＿ｒａｗから、検出電流Ｉ１、Ｉ２、…、Ｉｘを演算する。

電圧指令演算器４ａは、交流回転機１を駆動するための電圧指令Ｖ１、Ｖ２、…、Ｖｘを演算し、電力変換器５ａへ出力する。電圧指令演算器４ａは、電圧指令Ｖ１、Ｖ２、…、Ｖｘの演算方法として、交流回転機１ａの電流指令を制御指令として設定し、電流検出器３ａより出力された検出電流Ｉ１、Ｉ２、…、Ｉｘと制御指令との偏差を零とすべく、比例積分制御によって電圧指令Ｖ１、Ｖ２、…、Ｖｘを演算する電流フィードバック制御などを使用することができる。

電力変換器５ａは、電圧指令演算器４ａから出力された電圧指令Ｖ１、Ｖ２、…、Ｖｘに基づいてパルス幅変調（ＰＷＭ変調）を実行することによって、電圧指令Ｖ１、Ｖ２、…、Ｖｘに応じたパルス幅を持つスイッチング信号Ｑ１ｐ〜Ｑｘｎを生成する。

さらに、電力変換器５ａは、生成したスイッチング信号Ｑ１ｐ〜Ｑｘｎに基づき、半導体スイッチＳ１ｐ〜Ｓｘｎをオンオフすることによって、直流電源１０から入力した直流電圧Ｖｄｃを電力変換して、交流回転機１ａのｘ相巻線のぞれぞれに電圧を印加する。なお、スイッチＳ１ｐ〜Ｓｘｎとしては、ＩＧＢＴ、バイポーラトランジスタ、ＭＯＳパワートランジスタ等の半導体スイッチとダイオードを逆並列に接続したものを用いることができる。

ここで、スイッチング信号Ｑ１ｐ〜Ｑｘｎは、それぞれ、以下の信号を意味している。
スイッチング信号Ｑ１ｐ：第１相高電位側スイッチング素子Ｓ１ｐのオンオフ信号
スイッチング信号Ｑ１ｎ：第１相低電位側スイッチング素子Ｓ１ｎのオンオフ信号
スイッチング信号Ｑ２ｐ：第２相高電位側スイッチング素子Ｓ２ｐのオンオフ信号
スイッチング信号Ｑ２ｎ：第２相低電位側スイッチング素子Ｓ２ｎのオンオフ信号
…
スイッチング信号Ｑｘｐ：第ｘ相高電位側スイッチング素子Ｓｘｐのオンオフ信号
スイッチング信号Ｑｘｎ：第ｘ相低電位側スイッチング素子Ｓｘｎのオンオフ信号

電気角をθとすると、ｘ相電流Ｉ１、Ｉ２、…、Ｉｘは、下式（１４）のように与えられる。以下では、ｘが２ｋ＋１で表される奇数の場合について説明する。

また、上式（１４）の状態から角度がΔθ進んだ位置での、ｘ相電流Ｉ１’、Ｉ２’、…、Ｉｘ’は、下式（１５）のように与えられる。

上式（１４）を変形することで、下式（１６）を得る。

一方、上式（１５）を変形することで、下式（１７）を得る。

式（１６）および式（１７）により、Ｉ２’は、下式（１８）で与えられる。

他相の検出電流ｉｎ’も、同様に算出でき、下式（１９）で与えられる。

つまり、下式（２０）を用いることにより、検出不可能な（ｘ−１）相の電流を推定することが可能である。

同様の考え方で、ｘが２ｋ＋２で表される偶数の場合についても、下式（２１）を用いることにより、検出不可能な（ｘ−１）相の電流を推定することが可能である。

以上のように、実施の形態３によれば、ｘ相巻線（ｘは３以上の自然数）を有する交流回転機において、ｘ相のうち（ｘ−１）相の電流が検出不可能な場合に、今回取得の検出可能な１相の検出電流と、過去に取得したｘ相検出電流と、過去から今回までの角度変化量Δθとに基づいて、検出不能な（ｘ−１）相の電流を演算することができる。

この結果、検出可能な１相の検出電流を使用してＩｂ、Ｉｃを推定演算することなしに、過去に検出可能であったＩｂ＿ｏｌｄ、Ｉｃ＿ｏｌｄを今回値として代用した場合に生じる電流検出誤差およびそれにより生じるトルクリプルを、大幅に低減できるとともに、オープンループ制御となる領域を低減できる、という従来にない優れた効果を得ることができる。

なお、本実施の形態３での推定式では、ＳＩＮΔθおよびＣＯＳΔθをそのまま使用した。しかしながら、先の実施の形態１または実施の形態２で述べたように、テイラー展開したΔθの多項式を推定式に用いても、同様の効果を得られることはいうまでもない。

Claims (12)

1. ３相以上であるｘ相巻線を有する交流回転機と、
   前記交流回転機の角度を検出する角度検出器と、
   前記ｘ相巻線のそれぞれの相の電流を検出する電流検出器と、
   それぞれの相について、前記電流検出器による検出電流と電流指令との偏差が零となるようにフィードバック制御を行い、ｘ相電圧指令を演算する電圧指令演算器と、
   前記ｘ相電圧指令に基づいて、前記ｘ相巻線に電圧を印加する電力変換器と
   を備え、
   前記電流検出器は、
   今回の電流検出タイミングにおいて、ｘ相のうちの少なくとも１相の電流を検出することができ、多くとも（ｘ−１）相の電流が検出不可能な場合には、過去の電流検出タイミングにおいて取得したｘ相検出電流と、前記今回の電流検出タイミングにおいて検出することができた１相の検出電流と、前記角度検出器によって検出された前記過去の電流検出タイミングにおける前記交流回転機の角度と前記今回の電流検出タイミングにおける前記交流回転機の角度との差分である角度変化量と、に基づいて、前記今回の電流検出タイミングにおいて検出不可能であった前記（ｘ−１）相の電流を演算により推定し、
   前記交流回転機の前記ｘ相巻線が奇数であり、ｋを自然数として、ｘ＝２ｋ＋１で表され、前記今回の電流検出タイミングにおいて、ｘ＝１に相当する相の電流が検出可能であり、多くともｘ＝２〜２ｋ＋１までに相当する各相の電流が検出不可能であったとし、添字ｏｌｄが前記過去の電流検出タイミングを意味し、Δθが前記角度変化量に相当するとした場合に、
   前記電流検出器は、
   ｘ＝１に相当する相の今回の電流検出タイミングにおいて取得した電流にゲインを掛けたものと、
   ｘ＝２〜ｋ＋１までに相当する各相の過去の電流検出タイミングにおいて取得した電流の和とｋ＋２〜２ｋ＋１までに相当する各相の過去の電流検出タイミングにおいて取得した電流の和との差にゲインを掛けたものと、
   ｘ＝１に相当する相の過去の電流検出タイミングにおいて取得した電流にゲインを掛けたものと、
   の和で、前記今回の電流検出タイミングにおいて検出不可能であった前記（ｘ−１）相の電流を推定演算する
   交流回転機の制御装置。
2. 前記電流検出器は、以下の推定式
   

   

   により、前記今回の電流検出タイミングにおいて検出不可能であった前記（ｘ−１）相の電流を推定演算する
   請求項１に記載の交流回転機の制御装置。
3. 前記過去の電流検出タイミングにおいて取得した前記ｘ相検出電流は、
   ｘ相すべてが前記電流検出器によって検出可能であった場合には、前記電流検出器により検出されたそれぞれの電流値で構成され、
   ｘ相のうちの１相以外が前記電流検出器によって検出可能であった場合には、前記電流検出器により検出された（ｘ−１）相分の電流値と、ｘ相すべての電流の総和が零となることを利用して検出不可能であった残りの１相の電流を演算で求めた電流値とで構成される
   請求項１または２に記載の交流回転機の制御装置。
4. ３相以上であるｘ相巻線を有する交流回転機と、
   前記交流回転機の角度を検出する角度検出器と、
   前記ｘ相巻線のそれぞれの相の電流を検出する電流検出器と、
   それぞれの相について、前記電流検出器による検出電流と電流指令との偏差が零となるようにフィードバック制御を行い、ｘ相電圧指令を演算する電圧指令演算器と、
   前記ｘ相電圧指令に基づいて、前記ｘ相巻線に電圧を印加する電力変換器と
   を備え、
   前記電流検出器は、
   今回の電流検出タイミングにおいて、ｘ相のうちの少なくとも１相の電流を検出することができ、多くとも（ｘ−１）相の電流が検出不可能な場合には、過去の電流検出タイミングにおいて取得したｘ相検出電流と、前記今回の電流検出タイミングにおいて検出することができた１相の検出電流と、前記角度検出器によって検出された前記過去の電流検出タイミングにおける前記交流回転機の角度と前記今回の電流検出タイミングにおける前記交流回転機の角度との差分である角度変化量と、に基づいて、前記今回の電流検出タイミングにおいて検出不可能であった前記（ｘ−１）相の電流を演算により推定し、
   前記交流回転機の前記ｘ相巻線が偶数であり、ｋを自然数として、ｘ＝２ｋ＋２で表され、前記今回の電流検出タイミングにおいて、ｘ＝１に相当する相の電流が検出可能であり、多くともｘ＝２〜２ｋ＋２までに相当する各相の電流が検出不可能であったとし、添字ｏｌｄが前記過去の電流検出タイミングを意味し、Δθが前記角度変化量に相当するとした場合に、
   前記電流検出器は、
   ｘ＝１に相当する相の今回の電流検出タイミングにおいて取得した電流にゲインを掛けたものと、
   ｘ＝２〜ｋ＋１までに相当する各相の過去の電流検出タイミングにおいて取得した電流の和とｋ＋３〜２ｋ＋２までに相当する各相の過去の電流検出タイミングにおいて取得した電流の和との差にゲインを掛けたものと、
   ｘ＝１に相当する相の過去の電流検出タイミングにおいて取得した電流にゲインを掛けたものと、
   の和で、前記今回の電流検出タイミングにおいて検出不可能であった前記（ｘ−１）相の電流を推定演算する
   交流回転機の制御装置。
5. 前記電流検出器は、以下の推定式
   

   

   により、前記今回の電流検出タイミングにおいて検出不可能であった前記（ｘ−１）相の電流を推定演算する
   請求項４に記載の交流回転機の制御装置。
6. 前記過去の電流検出タイミングにおいて取得した前記ｘ相検出電流は、
   ｘ相すべてが前記電流検出器によって検出可能であった場合には、前記電流検出器により検出されたそれぞれの電流値で構成され、
   ｘ相のうちの１相以外が前記電流検出器によって検出可能であった場合には、前記電流検出器により検出された（ｘ−１）相分の電流値と、ｘ相すべての電流の総和が零となることを利用して検出不可能であった残りの１相の電流を演算で求めた電流値とで構成される
   請求項４または５に記載の交流回転機の制御装置。
7. 前記電流検出器は、前記推定式において、ＣＯＳΔθを１、ＳＩＮΔθをΔθに近似して、推定演算を行う
   請求項１から６のいずれか１項に記載の交流回転機の制御装置。
8. 前記電流検出器は、前記推定式において、ＣＯＳΔθを１−Δθ^２／２、ＳＩＮΔθをΔθに近似して、推定演算を行う
   請求項１から６のいずれか１項に記載の交流回転機の制御装置。
9. 前記電流検出器は、前記推定式において、ＣＯＳΔθを１−Δθ^２／２、ＳＩＮΔθをΔθ−Δθ^３／６に近似して、推定演算を行う
   請求項１から６のいずれか１項に記載の交流回転機の制御装置。
10. 前記交流回転機の前記ｘ相巻線はｕ相、ｖ相、ｗ相からなる３相であり、３相を一般化してａ相、ｂ相、ｃ相とし、（ａ、ｂ、ｃ）＝（ｕ、ｖ、ｗ）または（ａ、ｂ、ｃ）＝（ｖ、ｗ、ｕ）または（ａ、ｂ、ｃ）＝（ｗ、ｕ、ｖ）としたときに、前記今回の電流検出タイミングにおいて、前記ａ相の電流が検出可能であり、前記ｂ相および前記ｃ相の電流が検出不可能であったとし、添字ｏｌｄが前記過去の電流検出タイミングを意味し、Δθが前記角度変化量に相当するとした場合に、
    前記電流検出器は、以下の推定式
    

    

    により、前記今回の電流検出タイミングにおいて検出不可能であった前記ｂ相および前記ｃ相の電流を推定演算する
    請求項１から３のいずれか１項に記載の交流回転機の制御装置。
11. 前記交流回転機の前記ｘ相巻線はｕ相、ｖ相、ｗ相からなる３相であり、３相を一般化してａ相、ｂ相、ｃ相とし、（ａ、ｂ、ｃ）＝（ｕ、ｖ、ｗ）または（ａ、ｂ、ｃ）＝（ｖ、ｗ、ｕ）または（ａ、ｂ、ｃ）＝（ｗ、ｕ、ｖ）としたときに、前記今回の電流検出タイミングにおいて、前記ａ相の電流が検出可能であり、前記ｂ相および前記ｃ相の電流が検出不可能であったとし、添字ｏｌｄが前記過去の電流検出タイミングを意味し、Δθが前記角度変化量に相当するとした場合に、
    前記電流検出器は、以下の推定式
    

    

    により、前記今回の電流検出タイミングにおいて検出不可能であった前記ｂ相および前記ｃ相の電流を推定演算する
    請求項１から３のいずれか１項に記載の交流回転機の制御装置。
12. 請求項１から１１のいずれか１項に記載の交流回転機の制御装置を備え、
    前記電圧指令演算器は、ステアリング系の操舵トルクを補助するトルクを、前記交流回転機が発生するように、前記ｘ相電圧指令を演算する
    電動パワーステアリングの制御装置。

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