WO2011096245A1 - フィルタ、デュープレクサ、通信モジュール、通信装置 - Google Patents
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- 238000004891 communication Methods 0.000 title claims abstract description 36
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims description 49
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 42
- 239000000758 substrate Substances 0.000 description 18
- 239000010409 thin film Substances 0.000 description 18
- 239000010408 film Substances 0.000 description 9
- 239000000919 ceramic Substances 0.000 description 6
- 229910052751 metal Inorganic materials 0.000 description 6
- 239000002184 metal Substances 0.000 description 6
- 238000000034 method Methods 0.000 description 6
- 239000011347 resin Substances 0.000 description 5
- 229920005989 resin Polymers 0.000 description 5
- 238000010897 surface acoustic wave method Methods 0.000 description 5
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 4
- 238000000465 moulding Methods 0.000 description 4
- 230000000052 comparative effect Effects 0.000 description 3
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 3
- 238000007789 sealing Methods 0.000 description 3
- 235000019687 Lamb Nutrition 0.000 description 2
- 239000000470 constituent Substances 0.000 description 2
- 230000005236 sound signal Effects 0.000 description 2
- XUIMIQQOPSSXEZ-UHFFFAOYSA-N Silicon Chemical compound [Si] XUIMIQQOPSSXEZ-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 229910052782 aluminium Inorganic materials 0.000 description 1
- XAGFODPZIPBFFR-UHFFFAOYSA-N aluminium Chemical compound [Al] XAGFODPZIPBFFR-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 230000001413 cellular effect Effects 0.000 description 1
- 239000011248 coating agent Substances 0.000 description 1
- 238000000576 coating method Methods 0.000 description 1
- PMHQVHHXPFUNSP-UHFFFAOYSA-M copper(1+);methylsulfanylmethane;bromide Chemical compound Br[Cu].CSC PMHQVHHXPFUNSP-UHFFFAOYSA-M 0.000 description 1
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 1
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 1
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 1
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 1
- 239000004973 liquid crystal related substance Substances 0.000 description 1
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
- 239000000463 material Substances 0.000 description 1
- 238000010295 mobile communication Methods 0.000 description 1
- 229910052710 silicon Inorganic materials 0.000 description 1
- 239000010703 silicon Substances 0.000 description 1
- 230000001629 suppression Effects 0.000 description 1
- 238000003466 welding Methods 0.000 description 1
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
- H03H9/70—Multiple-port networks for connecting several sources or loads, working on different frequencies or frequency bands, to a common load or source
- H03H9/72—Networks using surface acoustic waves
- H03H9/725—Duplexers
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- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
- H03H9/02—Details
- H03H9/05—Holders; Supports
- H03H9/0538—Constructional combinations of supports or holders with electromechanical or other electronic elements
- H03H9/0566—Constructional combinations of supports or holders with electromechanical or other electronic elements for duplexers
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- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
- H03H9/02—Details
- H03H9/125—Driving means, e.g. electrodes, coils
- H03H9/13—Driving means, e.g. electrodes, coils for networks consisting of piezoelectric or electrostrictive materials
- H03H9/132—Driving means, e.g. electrodes, coils for networks consisting of piezoelectric or electrostrictive materials characterized by a particular shape
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- H—ELECTRICITY
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- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
- H03H9/46—Filters
- H03H9/54—Filters comprising resonators of piezoelectric or electrostrictive material
- H03H9/58—Multiple crystal filters
- H03H9/60—Electric coupling means therefor
- H03H9/605—Electric coupling means therefor consisting of a ladder configuration
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- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
- H03H9/46—Filters
- H03H9/64—Filters using surface acoustic waves
- H03H9/6423—Means for obtaining a particular transfer characteristic
- H03H9/6433—Coupled resonator filters
- H03H9/6483—Ladder SAW filters
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- H—ELECTRICITY
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- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
- H03H9/70—Multiple-port networks for connecting several sources or loads, working on different frequencies or frequency bands, to a common load or source
- H03H9/703—Networks using bulk acoustic wave devices
- H03H9/706—Duplexers
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
- H03H9/0023—Balance-unbalance or balance-balance networks
Definitions
- the present disclosure relates to a filter, a duplexer, a communication module, and a communication device.
- the duplexer includes a transmission filter and a reception filter.
- Transmission filters and reception filters are required to have low loss, high suppression, and wide bandwidth. In particular, widening the filter bandwidth has been strongly demanded due to the recent demand for large capacity and high speed communication.
- Ladder type filters are widely used as a technique for realizing filters using acoustic wave elements.
- the ladder filter is a high frequency filter in which a plurality of resonators having different resonance frequencies are connected in a ladder shape.
- Patent Document 1 expands the difference between the resonance frequency and the antiresonance frequency by connecting an inductance in series with each of the series resonator and the parallel resonator, and widens the pass characteristics without causing deterioration in the intermediate band. A possible configuration is disclosed.
- Patent Document 1 is a configuration in which inductance is connected to each resonator, it is necessary to provide a large number of inductances with the increase in the number of stages of the filter, which hinders downsizing of the filter chip. Become. By connecting the inductance only to the parallel resonator, it is possible to achieve a reduction in the size of the chip, but in this case, widening the bandwidth is limited by the difference between the resonance frequency and antiresonance frequency of the series resonator, It becomes difficult to achieve a sufficient bandwidth.
- the disclosure of the present application has at least one series resonator, at least one parallel resonator, and an inductance connected in series to at least one parallel resonator of the parallel resonators, and the inductance is connected in series.
- the antiresonance frequency of the parallel resonators is equal to or higher than the antiresonance frequency of at least one of the series resonators.
- the block diagram of RF module provided with the duplexer concerning an embodiment Schematic diagram showing the specific configuration of the transmission filter
- FIG. 11A Plan view of piezoelectric thin film resonator Sectional view of the AA part in FIG. 12A Cross section of piezoelectric thin film resonator Cross section of piezoelectric thin film resonator Schematic diagram showing the specific configuration of the duplexer Schematic diagram showing the specific configuration of the duplexer module
- FIG. 1A is a circuit diagram of a series resonator in a ladder type filter.
- FIG. 1B is a circuit diagram of a parallel resonator in a ladder type filter.
- FIG. 1C shows the frequency characteristics of the series resonator and the parallel resonator.
- the solid line in FIG. 1C is the frequency characteristic of the series resonator S shown in FIG. 1A.
- a broken line is a frequency characteristic of the parallel resonator P shown in FIG. 1B.
- the series resonator S has a resonance frequency f rs and the anti-resonance frequency f the as.
- the parallel resonator P has a resonance frequency f rp and an anti-resonance frequency f ap .
- the resonance frequency f rs of the anti-resonance frequency f ap series resonators S of the parallel resonator P has substantially the same value, the series arm (input terminal T in the series resonator S as shown in FIG. 2A And a signal line connected between the output terminal Tout ) and the parallel resonator P on the parallel arm (signal line connected between the series arm and the ground).
- a filter having filter characteristics as shown in 2B can be realized.
- the ladder filter has a pair of ladder circuits (a combination of one series resonator and one parallel resonator) shown in FIG. 2A connected in multiple stages (G1 to G4). .
- series resonators S1 to S4 having a capacitance Cs are connected to a series arm
- parallel resonators P1 to P4 having a capacitance Cp are connected to a parallel arm.
- the ladder circuit is connected in a mirror inverted form as shown in FIG. 3A in order to prevent reflection between the stages.
- the node next to the parallel arm of the ladder arm of the second stage G2 is arranged at the next stage of the node with the parallel arm of the serial arm of the ladder circuit of the first stage G1.
- the series resonator S3 of the third stage G3 is connected to the next stage of the series resonator S2 of the second stage G2.
- the third stage G3 and the fourth stage G4 are also connected to have a similar connection relationship.
- FIG. 3A when ladder circuits are connected in multiple stages, there are locations where the same type of resonators are connected in series in the series arm and locations where the same type of resonators are connected in parallel in the parallel arm. In an actual ladder filter, these resonators are capacitively synthesized as one resonator in order to reduce the size of the filter circuit.
- FIG. 3B is a circuit diagram of a ladder filter in which adjacent resonators are capacitively combined. As shown in FIG. 3B, the series resonators S2 and S3 in FIG. 3A can be replaced with a series resonator S5 having a combined capacitance Cs / 2. Further, the parallel resonators P1 and P2 in FIG.
- FIG. 3A can be replaced with a parallel resonator P5 having a capacitance 2Cp in which the respective capacitances Cp are combined as shown in FIG. 3B.
- the parallel resonators P3 and P4 in FIG. 3A can be replaced with a parallel resonator P6 having a capacitance 2Cp in which the respective capacitances Cp are combined as shown in FIG. 3B.
- FIG. 4A shows a frequency characteristic before the frequency difference between the series resonator (frequency characteristic V S1 ) and the parallel resonator (frequency characteristic V P1 ) is expanded.
- 4B is an attenuation characteristic of a filter including a resonator having the frequency characteristic shown in FIG. 4A.
- FIG. 4C is a reflection characteristic of a filter including a resonator having the frequency characteristic shown in FIG. 4A.
- FIG. 4D shows frequency characteristics when the frequency difference between the resonance frequency and anti-resonance frequency of the series resonator and the resonance frequency and anti-resonance frequency of the parallel resonator is expanded as compared with the frequency characteristics shown in FIG. 4A.
- FIG. 4A shows a frequency characteristic before the frequency difference between the series resonator (frequency characteristic V S1 ) and the parallel resonator (frequency characteristic V P1 ) is expanded.
- 4B is an attenuation characteristic of a filter including a resonator having the frequency characteristic shown in FIG
- FIG. 4E is an attenuation characteristic of a filter including a resonator having the frequency characteristic shown in FIG. 4D.
- FIG. 4F is a reflection characteristic of a filter including a resonator having the frequency characteristic shown in FIG. 4D.
- FIG. 4G shows a frequency characteristic when the resonance frequency of the series resonator and the parallel resonator is shifted to the low frequency side as compared with the frequency characteristic shown in FIG. 4D.
- FIG. 4H is an attenuation characteristic of a filter including a resonator having the frequency characteristic shown in FIG. 4G.
- FIG. 4I is a reflection characteristic of a filter including a resonator having the frequency characteristic shown in FIG. 4G.
- the frequency difference between the series resonator and the parallel resonator may be expanded.
- the series resonator having the characteristic V S1 in FIG. 4A is replaced with the series resonator having the characteristic V S2 in FIG. 4D, and the parallel having the characteristic V P1 in FIG.
- the resonator is replaced with a parallel resonator having the characteristic V P2 in FIG. 4D.
- impedance matching cannot be ensured, and the input loss greatly deteriorates in a band approximately at the center of the pass band as shown in FIGS. 4E and 4F.
- the difference between the resonance frequency and antiresonance frequency of the resonator is determined by the coupling coefficient of the resonator itself. Therefore, it is difficult to reduce the filter characteristics by simply expanding the frequency difference between the series resonator and the parallel resonator.
- the configuration is such that the inductance is connected to each resonator. Therefore, it is necessary to provide more inductance as the number of stages of the filter increases, and the filter chip becomes smaller. It will be a hindrance.
- By connecting the inductance only to the parallel resonator it is possible to achieve a reduction in the size of the chip, but in this case, widening the bandwidth is limited by the difference between the resonance frequency and antiresonance frequency of the series resonator, It becomes difficult to achieve a sufficient bandwidth.
- FIG. 5A is a circuit diagram of the duplexer according to the first embodiment.
- the duplexer illustrated in FIG. 5A includes a transmission filter 1 and a reception filter 2.
- the transmission filter 1 and the reception filter 2 include ladder type filters.
- the reception filter 2 includes series resonators S1 to S4, parallel resonators P1 to P4, and inductances L1 to L3.
- the output side of the transmission filter 1 and the input side of the reception filter 2 are connected to the antenna Ant.
- the input side of the transmission filter 1 is connected to the transmission terminal Tx.
- the output side of the reception filter 2 is connected to the reception terminal Rx.
- the series resonators S1 to S4 and the parallel resonators P1 to P4 can be realized by, for example, piezoelectric thin film resonators using aluminum nitride as a piezoelectric film.
- the reception filter 2 shown in FIG. 5A further includes a parallel resonator P11 and an inductance L11.
- the parallel resonator P11 is connected to the parallel arm.
- the antiresonance frequency of the parallel resonator P11 matches the antiresonance frequency of the series resonators S1 to S4.
- the inductance L11 is connected in series to the parallel resonator P11.
- the resonance frequency of the parallel resonator P11 is adjusted to be lower than the resonance frequencies of the parallel resonators P1 to P4 by connecting the inductance L11 in series.
- 5B is a comparative example, and has a configuration in which the parallel resonator P11 and the inductance L11 are removed from the configuration in FIG. 5A.
- FIG. 6A shows the frequency characteristics of the series resonators S1 to S4 and the parallel resonators P1 to P4 in FIG. 5A and the frequency characteristics of the parallel resonator P11 to which the inductance L11 is connected.
- FIG. 6B shows the attenuation characteristics of a filter including a resonator having the characteristics shown in FIG. 6A.
- a characteristic V S11 is a frequency characteristic of the series resonators S1 to S4.
- a characteristic V P11 is a frequency characteristic of the parallel resonators P1 to P4.
- a characteristic V P12 is a frequency characteristic of the parallel resonator P11. As shown in FIG.
- the pass band of the filter is included between the resonance frequency f rp1 and the anti-resonance frequency f ap1 of the parallel resonator P11 to which the inductance L11 is connected in series.
- a frequency band sandwiched between the resonance frequency f rp1 and the anti-resonance frequency f ap1 is a region where the phase of the reflection coefficient changes from 0 degrees to 180 degrees in the resonator.
- the two-terminal element connecting the parallel resonator P11 and the inductance L11 operates as an impedance matching device in a frequency band sandwiched between the resonance frequency f rp1 and the anti-resonance frequency f ap1 . This makes it possible to match the impedance in the substantially middle band of the pass band in FIG. 6A, and therefore, it is possible to suppress deterioration of the frequency band in the substantially middle of the pass band as shown in FIG. 6B.
- FIG. 7 shows the pass characteristic of the reception filter.
- the solid line indicates the reception characteristics of the reception filter 2 (example) shown in FIG. 5A.
- the broken line indicates the reception characteristic of the reception filter (comparative example) shown in FIG. 5B. That is, the solid line is the characteristic of the reception filter in which the parallel resonator P11 and the inductance L11 are added as an impedance matching device.
- the horizontal axis in FIG. 7 is normalized by the center frequency of the reception filter.
- the specific bandwidth of the filter is 6%.
- the capacitance of the parallel resonator P11 is set to 2.3pF
- the inductance L11 is set to 3nH
- the resonance point of the parallel arm in which P11 and L11 are connected in series is 0.511 at the normalized frequency
- the antiresonance point is It can be set to 1.033.
- the antiresonance point coincides with the antiresonance point of the series resonator constituting the filter, and the resonance point can be arranged at a frequency sufficiently lower than the pass band. For this reason, in the pass band of the filter, the parallel resonator P11 functions as a simple reactance element, and functions only as an impedance matching element.
- the antiresonance frequency of the parallel resonator P11 is configured to match the antiresonance frequencies of the other series resonators S1 to S4.
- the antiresonance frequency of the parallel resonator P11 is different from that of the other series resonators. It may be higher than the anti-resonance frequency of the devices S1 to S4.
- the pass band of the filter can be included between the resonance frequency and the anti-resonance frequency of the parallel resonator P11. In the piezoelectric thin film resonator in which the resonance frequency is controlled by the thickness of the constituent layers, it is difficult to separately adjust the frequency of the resonator included in the filter.
- the antiresonance frequency of the parallel resonator P11 matches the antiresonance frequency of the series resonators S1 to S4, and the resonance frequency of the parallel resonator P11 is shifted by the inductance L11. It can be said.
- the resonator is realized by a piezoelectric thin film resonator, but the same consideration can be applied to any of a surface acoustic wave element, a Love wave element, and a Lamb wave element.
- Surface acoustic wave elements, Love wave elements, and Lamb wave elements are IDT (InterDigital Transducer)
- the frequency can be adjusted by changing the pitch of the electrodes.
- the resonator whose frequency is controlled by the pitch of the IDT, there is no restriction on the frequency adjustment due to the thickness of the constituent layer unlike the piezoelectric thin film resonator.
- the antiresonance frequency of the parallel resonator P11 for impedance matching is in series. It is preferable to adjust to the antiresonance frequency of the resonator having the lowest resonance frequency among the resonators, or to be adjusted to be higher. Further, since it is the resonance frequency of the resonator having the highest resonance frequency among the parallel resonators that defines the low frequency end of the pass band of the filter, the resonance frequency of the parallel resonator P11 for impedance matching is the parallel resonator. It is preferable that the resonance frequency of the resonator having the highest resonance frequency is matched with or lower than that.
- the duplexer is described as shown in FIG. 5A, but the same effect as that obtained in this embodiment can be obtained even when a single reception filter is used.
- a ladder type filter is described as shown in FIG. 5A, but a lattice type filter in which a series resonator and a parallel resonator are connected in a lattice shape is obtained in this embodiment. The same effect as that obtained can be obtained.
- the antiresonance frequency of the parallel resonator P11 to which the inductance L11 is connected in series is the same as that of the plurality of series resonators S1 to S4. It is preferable that the frequency is equal to or higher than the antiresonance frequency of the series resonator having the lowest resonance frequency.
- the resonance frequency of the parallel resonator P11 that is frequency shifted by the inductance L11 is the highest among the plurality of parallel resonators P1 to P4.
- the resonance frequency is preferably equal to or lower than the resonance frequency of the parallel resonator having the resonance frequency.
- FIG. 8 is an example of an RF module including a duplexer according to the present embodiment.
- the RF module shown in FIG. 8 includes a switch module 202 (SW Module), a duplexer bank module 203 (Duplexer Bank Module) and an amplifier module 204 (AMP Module).
- the duplexer bank module 203 includes a plurality of duplexers 203a to 203c.
- the switch module 202 is connected to the antennas 201a and 201b.
- the switch module 202 appropriately selects a plurality of duplexers 203a to 203c included in the duplexer bank module 203, and communicates transmission signals and reception signals.
- the duplexer is a part of the duplexer bank module 203.
- the duplexer may be combined with the amplifier module 204 and the switch module 202 to be modularized.
- FIG. 9A is a schematic diagram illustrating a specific configuration example of the transmission filter chip illustrated in FIG. 5A.
- FIG. 9B is a schematic diagram illustrating a specific configuration example of the reception filter chip in FIG. 5A.
- the transmission filter and the reception filter included in the duplexer can be formed as separate filter chips as shown in FIGS. 9A and 9B.
- Series resonators S21 to S24, parallel resonators P21 to P24, and inductance L21 included in the transmission filter chip shown in FIG. 9A are given the same reference numerals as those shown in FIG. 5A, and the configuration shown in FIG. 5A and that shown in FIG. Consistency with the configuration is intended.
- the series resonators S1 to S4, the parallel resonators P1 to P4, the inductances L1 to L3, the parallel resonator P11, and the inductance L11 included in the reception filter chip shown in FIG. 9B are given the same reference numerals as those shown in FIG. The consistency between the configuration shown in FIG. 5A and the configuration shown in FIG. 9B is achieved.
- the inductances L1 to L3 and L21 can be realized by external components, wiring on a package or a module substrate.
- the filter chip shown in FIGS. 9A and 9B is formed by producing a piezoelectric thin film resonator on a silicon substrate 20.
- the filter chip can be realized by a surface acoustic wave element.
- FIG. 10A is a schematic diagram of a transmission filter chip in which a resonator is realized by a surface acoustic wave element.
- FIG. 10B is a schematic diagram of a reception filter chip in which a resonator is realized by a surface acoustic wave element.
- Series resonators S21 to S24, parallel resonators P21 to P24, and inductance L21 included in the transmission filter chip shown in FIG. 10A are given the same reference numerals as those shown in FIG. 5A, and the configuration shown in FIG. 5A and the configuration shown in FIG. 10A are shown. Consistency with the configuration is intended.
- the series resonators S1 to S4, the parallel resonators P1 to P4, the inductances L1 to L3, the parallel resonator P11, and the inductance L11 included in the reception filter chip shown in FIG. 10B are given the same reference numerals as those shown in FIG. 5A.
- the filter chip shown in FIGS. 10A and 10B is formed by wiring aluminum (Al) on the piezoelectric substrate 21.
- FIG. 11A is a plan view showing a specific configuration of the piezoelectric thin film resonator.
- FIG. 11B is a cross-sectional view taken along the line AA in FIG. 11A.
- the piezoelectric thin film resonator includes a substrate 31, a lower electrode 33 formed on the substrate 31, a piezoelectric film 34 formed on the lower electrode 33, and a piezoelectric film 34. And an upper electrode 32 formed thereon.
- a gap 35 is formed in a region where the upper electrode 32 and the lower electrode 33 overlap.
- FIG. 12A is a plan view showing a specific configuration of another example of the piezoelectric thin film resonator.
- 12B is a cross-sectional view taken along line AA in FIG. 12A.
- the piezoelectric thin film resonator includes a substrate 41, a lower electrode 43 formed on the substrate 41, a piezoelectric film 44 formed on the lower electrode 43, and a piezoelectric film 44. And an upper electrode 42 formed thereon.
- a gap 45 is formed in a region of the substrate 41 where the upper electrode 42 and the lower electrode 43 overlap.
- 12C is a cross-sectional view of the piezoelectric thin film resonator shown in FIG.
- the piezoelectric thin film resonator shown in FIG. 12C includes a substrate 51, an upper electrode 52, a lower electrode 53, and a piezoelectric film 54.
- 12D is a cross-sectional view of the piezoelectric thin film resonator in which a reflective film 65 is formed instead of the gap 45 in the piezoelectric thin film resonator shown in FIG. 12B.
- the piezoelectric thin film resonator shown in FIG. 12D includes a substrate 61, an upper electrode 62, a lower electrode 63, a piezoelectric film 64, and a reflective film 65.
- FIG. 13A and FIG. 13B are schematic views showing a specific configuration of the duplexer. Since the filter chip has a mechanically driven portion, it is desirable that the filter chip be hermetically sealed. In the airtight sealing structure, the reception filter chip and the transmission filter chip may be individually airtightly sealed, or the reception filter chip and the transmission filter chip may be collectively airtightly sealed as a duplexer package. .
- FIG. 13A shows a form in which a transmission filter package 71, a reception filter package 72, and inductances L1, L2, L3, L11, and L21 are mounted on a substrate 71.
- FIG. 13A shows a form in which a transmission filter package 71, a reception filter package 72, and inductances L1, L2, L3, L11, and L21 are mounted on a substrate 71.
- the duplexer package 74 includes a transmission filter chip 75 and a reception filter chip 76.
- FIG. 14 is an exploded perspective view of a duplexer package having an airtight sealing structure.
- a transmission filter chip 75 and a reception filter chip 76 are mounted in a cavity 77a in a ceramic package 77 by flip chip bonding.
- a substantially flat metal cap 78 By welding a substantially flat metal cap 78 to the ceramic package 77, the cavity 77a can be sealed.
- FIG. 15A is a cross-sectional view of a duplexer package that is hermetically sealed by resin molding.
- a transmission filter chip 75 and a reception filter chip 76 are mounted on a ceramic package 77 by flip chip bonding.
- the transmission filter chip 75 and the reception filter chip 76 are covered with a resin mold 78. Thereby, the transmission filter chip 75 and the reception filter chip 76 can be hermetically sealed.
- FIG. 15B is a cross-sectional view of a duplexer package that is hermetically sealed by metal molding.
- a transmission filter chip 75 and a reception filter chip 76 are mounted on a ceramic package 77 by flip chip bonding.
- the transmission filter chip 75 and the reception filter chip 76 are surrounded by a metal mold 79 and the upper part is sealed by a metal lid 80. Thereby, the transmission filter chip 75 and the reception filter chip 76 can be hermetically sealed.
- FIG. 15C is a cross-sectional view of a duplexer package hermetically sealed with a resin molding and a metal molding.
- a transmission filter chip 75 and a reception filter chip 76 are mounted on a ceramic package 77 by flip chip bonding.
- the transmission filter chip 75 and the reception filter chip 76 are covered with a resin mold 82.
- the resin mold 82 is covered with a metal coating material. Thereby, the transmission filter chip 75 and the reception filter chip 76 can be hermetically sealed.
- hermetic sealing structure shown in FIGS. 14 and 15A to 15C is an example, and other structures may be adopted as long as at least the transmission filter chip and the reception filter chip can be hermetically sealed.
- FIG. 16 is a schematic diagram showing an example of a mounting form of inductance.
- six inductances L1 to L3, L11, L21, and L22 formed of chip inductors are formed on a substrate 83.
- the inductor L1 has both ends connected to the pads 84a and 84b.
- the inductor L2 has both ends connected to the pads 84c and 84d.
- the inductor L3 has both ends connected to the pads 84e and 84f.
- the inductor L11 has both ends connected to the pads 84g and 84h.
- the inductor L21 has both ends connected to the pads 84i and 84j.
- the inductor L22 has both ends connected to the pads 84k and 84m.
- the inductance integration method is not limited to the chip inductor.
- the inductance need not be a chip component.
- the inductance can be formed using wiring on the package or the substrate.
- the inductance is an IPD (Integrated Passive) created on the substrate.
- Device 85 can also be used. Since the IPD has a mechanically fragile part, it is desirable that the IPD be housed inside the package.
- the duplexer package 74 shown in FIG. 17 has a configuration in which the IPD 85 is hermetically sealed in the ceramic package 77 together with the transmission filter chip 75 and the reception filter chip 76.
- FIG. 18 shows an example of a communication module including the filter according to the present embodiment.
- the duplexer 162 includes a reception filter 162a and a transmission filter 162b.
- the reception filter 162a is connected to reception terminals 163a and 163b corresponding to balanced output, for example.
- the transmission filter 162b is connected to the transmission terminal 65 via the power amplifier 164.
- the reception filter 162a includes the filter according to the present embodiment.
- the reception filter 162a When performing the reception operation, the reception filter 162a passes only signals in a predetermined frequency band among reception signals input via the antenna terminal 161, and outputs the signals from the reception terminals 163a and 163b to the outside. Further, when performing a transmission operation, the transmission filter 162b passes only a signal in a predetermined frequency band among transmission signals input from the transmission terminal 165 and amplified by the power amplifier 164, and outputs the signal from the antenna terminal 161 to the outside. To do.
- the configuration of the communication module shown in FIG. 18 is an example, and the same effect can be obtained even if the filter according to the present embodiment is mounted on a communication module of another form.
- FIG. 19 shows an RF block of a mobile phone terminal as an example of a communication apparatus including the filter according to the present embodiment or the communication module described above. Further, the communication apparatus shown in FIG. 19 shows a configuration of a mobile phone terminal that supports a GSM (Global System for Mobile Communications) communication system and a W-CDMA (Wideband Code Division Multiple Access) communication system. Further, the GSM communication system in the present embodiment corresponds to the 850 MHz band, 950 MHz band, 1.8 GHz band, and 1.9 GHz band.
- the cellular phone terminal includes a microphone, a speaker, a liquid crystal display, and the like.
- the reception filters 173a and 77 to 80 have the filter structure according to the present embodiment.
- the received signal input via the antenna 171 selects an LSI to be operated by the antenna switch circuit 172 depending on whether the communication method is W-CDMA or GSM.
- the input received signal is compatible with the W-CDMA communication system, switching is performed so that the received signal is output to the duplexer 173.
- the reception signal input to the duplexer 173 is limited to a predetermined frequency band by the reception filter 173 a, and a balanced reception signal is output to the LNA 174.
- the LNA 174 amplifies the input received signal and outputs it to the LSI 176.
- the LSI 176 performs demodulation processing on the audio signal based on the input received signal and controls the operation of each unit in the mobile phone terminal.
- the LSI 176 when transmitting a signal, the LSI 176 generates a transmission signal.
- the generated transmission signal is amplified by the power amplifier 175 and input to the transmission filter 173b.
- the transmission filter 173b passes only a signal in a predetermined frequency band among input transmission signals.
- a transmission signal output from the transmission filter 173b is output from the antenna 171 to the outside via the antenna switch circuit 172.
- the antenna switch circuit 172 selects any one of the reception filters 177 to 180 according to the frequency band, and outputs the received signal. To do. A reception signal whose band is limited by any one of the reception filters 177 to 180 is input to the LSI 183.
- the LSI 183 performs a demodulation process on the audio signal based on the input received signal, and controls the operation of each unit in the mobile phone terminal.
- the LSI 183 when transmitting a signal, the LSI 183 generates a transmission signal.
- the generated transmission signal is amplified by the power amplifier 181 or 182 and output from the antenna 171 to the outside via the antenna switch circuit 172.
- the communication device By providing the communication device with the filter or communication module according to the present embodiment, it is possible to realize a small and inexpensive communication device having broadband characteristics while maintaining low loss.
- the present embodiment it is possible to realize a small and inexpensive filter, duplexer, communication module, and communication device having a broadband characteristic while maintaining low loss.
- a parallel resonator P11 is added in parallel to the series arm, and an inductance L11 is connected in series to the parallel resonator P11.
- the resonance frequency of the parallel resonator P11 is set to be equal to the resonance frequency of the other series resonator in the filter and lower than the resonance frequency of the other parallel resonator.
- the series resonators S1 to S4 in the present embodiment are examples of the series resonator of the present invention.
- the parallel resonators P1 to P4 in the present embodiment are examples of the parallel resonator of the present invention.
- the inductance L11 in the present embodiment is an example of the inductance of the present invention.
- the parallel resonator P11 in the present embodiment is an example of a parallel resonator in which the inductance of the present invention is connected in series.
- This application is useful for filters, duplexers, communication modules, and communication devices.
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Abstract
【課題】低損失を維持しつつ、広帯域特性を有する小型で安価なフィルタ、デュープレクサ、通信モジュール、通信装置を提供する。【解決手段】少なくとも一つの直列共振器と少なくとも一つの並列共振器とを備えたフィルタであって、前記並列共振器のうち少なくとも一つの並列共振器P11に直列にインダクタンスL11が接続され、インダクタンスL11が直列接続されている並列共振器P11の共振周波数が、前記直列共振器の共振周波数以上である。前記フィルタを備える、デュープレクサ、通信モジュール、通信装置
Description
本願の開示は、フィルタ、デュープレクサ、通信モジュール、通信装置に関する。
携帯電話に代表される無線機器の急速な普及により、デュープレクサへの需要は急速に拡大している。特に小型で高い急峻性を有する弾性波素子を用いたデュープレクサへの需要は旺盛である。
デュープレクサは、送信フィルタと受信フィルタとを備えている。送信フィルタ及び受信フィルタには、低損失化、高抑圧化、広帯域化が求められている。特に、フィルタの広帯域化は、近年の大容量ならびに高速通信の要求から、強く要望されている。
弾性波素子を用いてフィルタを実現する手法として、ラダー型フィルタが広く用いられている。ラダー型フィルタは、共振周波数の異なる複数の共振器を梯子状に結線した高周波フィルタである。
ラダー型フィルタを広帯域化するには、共振器にインダクタンスを接続することで共振周波数を低周波側にシフトさせることが原理的に可能である。これによって、共振周波数と***振周波数の差を見かけ上、拡張することができ、広帯域化が図れる。特許文献1は、直列共振器および並列共振器それぞれにインダクタンスを直列接続することで共振周波数と***振周波数の差を拡張し、中間帯域に劣化を生じさせずに通過特性を広帯域化することができる構成を開示している。
しかしながら、特許文献1が開示している構成は、各共振器にインダクタンスを接続する構成であるため、フィルタの多段化に伴って多くのインダクタンスを備える必要があり、フィルタチップの小型化の妨げとなる。並列共振器にのみインダクタンスを接続することで、チップの小型化と両立することは可能であるが、この場合、広帯域化は直列共振器の共振周波数と***振周波数の差で制限されてしまい、十分な広帯域化を図ることが困難となる。
本願の開示は、少なくとも一つの直列共振器と、少なくとも一つの並列共振器と、前記並列共振器のうち少なくとも一つの並列共振器に直列に接続されるインダクタンスを有し、前記インダクタンスが直列接続されている並列共振器の***振周波数が、前記直列共振器のうち少なくとも一つの直列共振器の***振周波数以上である。
本願によれば、広帯域特性を有する小型なフィルタを提供できる。
(実施の形態1)
〔1.フィルタ、デュープレクサの構成〕
図1Aは、ラダー型フィルタにおける直列共振器の回路図である。図1Bは、ラダー型フィルタにおける並列共振器の回路図である。図1Cは、直列共振器及び並列共振器の周波数特性を示す。図1Cにおける実線は、図1Aに示す直列共振器Sの周波数特性である。破線は、図1Bに示す並列共振器Pの周波数特性である。
〔1.フィルタ、デュープレクサの構成〕
図1Aは、ラダー型フィルタにおける直列共振器の回路図である。図1Bは、ラダー型フィルタにおける並列共振器の回路図である。図1Cは、直列共振器及び並列共振器の周波数特性を示す。図1Cにおける実線は、図1Aに示す直列共振器Sの周波数特性である。破線は、図1Bに示す並列共振器Pの周波数特性である。
図1Cに示すように、直列共振器Sは、共振周波数frsと***振周波数fasとを有する。並列共振器Pは、共振周波数frpと***振周波数fapとを有する。ここで、並列共振器Pの***振周波数fapと直列共振器Sの共振周波数frsとがほぼ同じ値を有するとき、図2Aに示すように直列共振器Sを直列腕(入力端子Tinと出力端子Toutとの間に接続されている信号線)に配し、並列共振器Pを並列腕(直列腕とグランドとの間に接続されている信号線)に配することで、図2Bに示すようなフィルタ特性を有するフィルタを実現することができる。
図3Aに示すように、ラダー型フィルタは、図2Aに示す一対(一つの直列共振器と一つの並列共振器との組み合わせ)の梯子型回路が、多段(G1~G4)に接続されている。図3Aに示すラダー型フィルタは、直列腕に容量Csを有する直列共振器S1~S4が接続され、並列腕に容量Cpを有する並列共振器P1~P4が接続されている。このとき、梯子型回路は、各段間における反射を防ぐため、図3Aに示すようにミラー反転させた形で接続される。例えば、第1段G1の梯子型回路の直列腕における並列腕とのノードの次段には、第2段G2の梯子型回路の並列腕とのノードが配されている。また、第2段G2の直列共振器S2の次段には、第3段G3の直列共振器S3が接続されている。第3段G3及び第4段G4も同様の接続関係を有するように接続されている。
図3Aに示すように梯子型回路を多段接続すると、直列腕において同種の共振器が直列接続されている箇所と並列腕において同種の共振器が並列接続されている箇所とが存在する。実際のラダー型フィルタは、フィルタ回路を小型化するために、これらの共振器は一つの共振器として容量的に合成される。図3Bは、隣り合う共振器が容量的に合成されているラダー型フィルタの回路図である。図3Aにおける直列共振器S2及びS3は、図3Bに示すように、各容量Csが合成された容量Cs/2を有する直列共振器S5に置換可能である。また、図3Aにおける並列共振器P1及びP2は、図3Bに示すように、各容量Cpが合成された容量2Cpを有する並列共振器P5に置換可能である。また、図3Aにおける並列共振器P3及びP4は、図3Bに示すように、各容量Cpが合成された容量2Cpを有する並列共振器P6に置換可能である。
図4Aは、直列共振器(周波数特性VS1)と並列共振器(周波数特性VP1)の周波数差を拡張する前の周波数特性である。図4Bは、図4Aに示す周波数特性を有する共振器を含むフィルタの減衰特性である。図4Cは、図4Aに示す周波数特性を有する共振器を含むフィルタの反射特性である。図4Dは、図4Aに示す周波数特性に比べて、直列共振器の共振周波数及び***振周波数と並列共振器の共振周波数と***振周波数との周波数差を拡張したときの周波数特性を示す。図4Eは、図4Dに示す周波数特性を有する共振器を含むフィルタの減衰特性である。図4Fは、図4Dに示す周波数特性を有する共振器を含むフィルタの反射特性である。図4Gは、図4Dに示す周波数特性に比べて、直列共振器及び並列共振器の共振周波数を低周波側へシフトさせたときの周波数特性を示す。図4Hは、図4Gに示す周波数特性を有する共振器を含むフィルタの減衰特性である。図4Iは、図4Gに示す周波数特性を有する共振器を含むフィルタの反射特性である。
ラダー型フィルタにおいて、通過帯域を広帯域化するためには、直列共振器と並列共振器の周波数差を拡張すればよい。例えば、図4A~図4Cに示す特性を有するフィルタにおいて、図4Aの特性VS1を有する直列共振器を図4Dの特性VS2を有する直列共振器に置き換え、図4Aの特性VP1を有する並列共振器を図4Dの特性VP2を有する並列共振器に置き換える。しかし、この手法では、インピーダンス整合が確保できなくなり、図4E及び図4Fに示すように通過帯域の略中央の帯域において入力損失が大きく劣化してしまう。
共振器の共振周波数と***振周波数の差は、共振器自身の結合係数によって決定される。したがって、直列共振器と並列共振器の周波数差を単純に拡張するだけでは、フィルタ特性を低損失化するのは困難である。
そこで、共振器にインダクタンスを接続することで、共振周波数を低周波側にシフトさせることが原理的に可能である。これによって、共振周波数と***振周波数の差を見かけ上、拡張できる。例えば、直列共振器および並列共振器それぞれにインダクタンスを直列接続し、共振周波数と***振周波数の差を拡張すれば、共振器の周波数特性は図4Gに示すようになる。このような共振器でフィルタを作成すれば、図4H及び図4Iに示すように周波数帯域の略中央の帯域に劣化を生じせしめずに、広帯域な特性を得ることが可能である。
しかしながら、共振器にインダクタンスを接続して広帯域化を図る手法では、各共振器にインダクタンスを接続する構成であるため、フィルタの多段化に伴って多くのインダクタンスを備える必要があり、フィルタチップの小型化の妨げとなる。並列共振器にのみインダクタンスを接続することで、チップの小型化と両立することは可能であるが、この場合、広帯域化は直列共振器の共振周波数と***振周波数の差で制限されてしまい、十分な広帯域化を図ることが困難となる。
(実施例1)
図5Aは、実施例1にかかるデュープレクサの回路図を示す。図5Aに示すデュープレクサは、送信フィルタ1と受信フィルタ2とを備えている。送信フィルタ1及び受信フィルタ2は、ラダー型フィルタを含む。受信フィルタ2は、直列共振器S1~S4、並列共振器P1~P4、インダクタンスL1~L3を含む。送信フィルタ1の出力側及び受信フィルタ2の入力側は、アンテナAntに接続されている。送信フィルタ1は、入力側が送信端子Txに接続されている。受信フィルタ2は、出力側が受信端子Rxに接続されている。ここでは、直列共振器S1~S4及び並列共振器P1~P4は、例えば、窒化アルミニウムを圧電膜として使用している圧電薄膜共振器で実現することができる。
図5Aは、実施例1にかかるデュープレクサの回路図を示す。図5Aに示すデュープレクサは、送信フィルタ1と受信フィルタ2とを備えている。送信フィルタ1及び受信フィルタ2は、ラダー型フィルタを含む。受信フィルタ2は、直列共振器S1~S4、並列共振器P1~P4、インダクタンスL1~L3を含む。送信フィルタ1の出力側及び受信フィルタ2の入力側は、アンテナAntに接続されている。送信フィルタ1は、入力側が送信端子Txに接続されている。受信フィルタ2は、出力側が受信端子Rxに接続されている。ここでは、直列共振器S1~S4及び並列共振器P1~P4は、例えば、窒化アルミニウムを圧電膜として使用している圧電薄膜共振器で実現することができる。
図5Aに示す受信フィルタ2は、並列共振器P11及びインダクタンスL11をさらに備える。並列共振器P11は、並列腕に接続される。並列共振器P11の***振周波数は、直列共振器S1~S4の***振周波数と一致する。インダクタンスL11は、並列共振器P11に直列接続されている。並列共振器P11の共振周波数は、インダクタンスL11を直列接続することによって、並列共振器P1~P4の共振周波数より低い値となるように調整される。なお、図5Bに示す受信フィルタ102は、比較例であり、図5Aの構成から並列共振器P11及びインダクタンスL11を除去した構成である。
図6Aは、図5Aにおける直列共振器S1~S4および並列共振器P1~P4の周波数特性と、インダクタンスL11が接続された並列共振器P11の周波数特性とを示す。図6Bは、図6Aに示す特性を有する共振器を備えたフィルタの減衰特性を示す。図6Aにおいて、特性VS11は、直列共振器S1~S4の周波数特性である。特性VP11は、並列共振器P1~P4の周波数特性である。特性VP12は、並列共振器P11の周波数特性である。図6Aに示すように、フィルタの通過帯域は、インダクタンスL11が直列接続されている並列共振器P11の共振周波数frp1と***振周波数fap1との間に包括されている。共振周波数frp1と***振周波数fap1とに挟まれている周波数帯は、共振器において反射係数の位相が0度から180度まで変化する領域である。したがって、並列共振器P11とインダクタンスL11とを接続した二端子素子は、共振周波数frp1と***振周波数fap1とに挟まれている周波数帯において、インピーダンス整合器として動作する。これにより、図6Aにおける通過帯域の略中央の帯域においてインピーダンスを整合することができるようになるため、図6Bに示すように通過帯域の略中央の周波数帯域の劣化を抑えることができる。
図7は、受信フィルタの通過特性を示す。図7において、実線は図5Aに示す受信フィルタ2(実施例)の受信特性を示す。破線は図5Bに示す受信フィルタ(比較例)の受信特性を示す。すなわち、実線は、並列共振器P11およびインダクタンスL11がインピーダンス整合器として追加されている受信フィルタの特性である。図7における横軸は、受信フィルタの中心周波数で正規化している。ここで、一例として、フィルタの比帯域は6%である。受信フィルタ2にインピーダンス整合器を追加することで、図7に示すように、通過帯域の略中央でのインピーダンスの不整合が改善され、比帯域6%の帯域幅においても、十分に平滑なフィルタ特性を実現することができる。
ここで、例えば、並列共振器P11の静電容量を2.3pF、インダクタンスL11を3nHと設定し、P11とL11とを直列接続した並列腕の共振点を正規化周波数にて0.511、***振点を1.033と設定することができる。***振点はフィルタを構成する直列共振子の***振点と一致させ、共振点は通過帯域に対して十分に低い周波数に配することができる。このため、フィルタの通過帯域において、並列共振器P11は、単なるリアクタンス素子として機能し、インピーダンス整合素子としてのみ機能する。
ここで、例えば、並列共振器P11の静電容量を2.3pF、インダクタンスL11を3nHと設定し、P11とL11とを直列接続した並列腕の共振点を正規化周波数にて0.511、***振点を1.033と設定することができる。***振点はフィルタを構成する直列共振子の***振点と一致させ、共振点は通過帯域に対して十分に低い周波数に配することができる。このため、フィルタの通過帯域において、並列共振器P11は、単なるリアクタンス素子として機能し、インピーダンス整合素子としてのみ機能する。
なお、本実施例では、並列共振器P11の***振周波数は、他の直列共振器S1~S4の***振周波数と一致する構成としているが、並列共振器P11の***振周波数は他の直列共振器S1~S4の***振周波数より高くてもよい。この場合でも、並列共振器P11の共振周波数と***振周波数との間にフィルタの通過帯域を包括することができる。なお、構成層の厚みによって共振周波数が制御される圧電薄膜共振器では、フィルタに含まれる共振器を別個に周波数調整することが難しい。そのため、並列共振器P11の***振器周波数は、直列共振器S1~S4の***振周波数と一致させ、インダクタンスL11によって並列共振器P11の共振周波数を周波数移動させる構成の方が、製作工程上有利といえる。
また、本実施例では、共振器は圧電薄膜共振器で実現しているが、弾性表面波素子、Love波素子、Lamb波素子のいずれであっても同様の考察が成り立つ。弾性表面波素子、Love波素子、Lamb波素子は、IDT(InterDigital
Transducer)電極のピッチを変えることで、周波数を調整することができる。IDTのピッチによって周波数が制御される共振器では、圧電薄膜共振器のように構成層の厚さによる周波数調整上の制約を受けない。この場合、フィルタの通過帯域の高周波端を定義するのは直列共振器の中で最も低い共振周波数を有する共振器の***振周波数なので、インピーダンス整合用の並列共振器P11の***振周波数は、直列共振器の中で最も低い共振周波数を有する共振器の***振周波数と一致させるか、もしくはそれ以上に調整することが好ましい。また、フィルタの通過帯域の低周波端を定義するのは並列共振器の中で最も高い共振周波数を有する共振器の共振周波数なので、インピーダンス整合用の並列共振器P11の共振周波数は、並列共振器の中で最も高い共振周波数を有する共振器の共振周波数と一致させるか、もしくはそれ以下に調整することが好ましい。
Transducer)電極のピッチを変えることで、周波数を調整することができる。IDTのピッチによって周波数が制御される共振器では、圧電薄膜共振器のように構成層の厚さによる周波数調整上の制約を受けない。この場合、フィルタの通過帯域の高周波端を定義するのは直列共振器の中で最も低い共振周波数を有する共振器の***振周波数なので、インピーダンス整合用の並列共振器P11の***振周波数は、直列共振器の中で最も低い共振周波数を有する共振器の***振周波数と一致させるか、もしくはそれ以上に調整することが好ましい。また、フィルタの通過帯域の低周波端を定義するのは並列共振器の中で最も高い共振周波数を有する共振器の共振周波数なので、インピーダンス整合用の並列共振器P11の共振周波数は、並列共振器の中で最も高い共振周波数を有する共振器の共振周波数と一致させるか、もしくはそれ以下に調整することが好ましい。
また、本実施例では、図5Aに示すようにデュープレクサを挙げて説明しているが、受信フィルタを単体の場合も、本実施例で得られる効果と同様の効果を得ることができる。
また、本実施例では、図5Aに示すようにラダー型フィルタを挙げて説明しているが、直列共振器と並列共振器とを格子状に接続するラティス型フィルタにおいても、本実施例で得られる効果と同様の効果を得ることができる。
なお、複数の直列共振器S1~S4の共振周波数が互いに異なる周波数を有する場合、インダクタンスL11が直列接続されている並列共振器P11の***振周波数は、複数の直列共振器S1~S4の中で最も低い共振周波数を有する直列共振器の***振周波数以上とすることが好ましい。
また、複数の並列共振器P1~P4の共振周波数が互いに異なる周波数を有する場合、インダクタンスL11によって周波数移動される並列共振器P11の共振周波数は、複数の並列共振器P1~P4の中で最も高い共振周波数を有する並列共振器の共振周波数以下とすることが好ましい。
図8は、本実施の形態にかかるデュープレクサを備えたRFモジュールの一例である。図8に示すRFモジュールは、スイッチモジュール202(SW Module)、デュープレクサバンクモジュール203(Duplexer Bank
Module)、および増幅器モジュール204(AMP Module)を備えている。デュープレクサバンクモジュール203は、複数のデュープレクサ203a~203cを備えている。スイッチモジュール202は、アンテナ201a及び201bに接続されている。スイッチモジュール202は、デュープレクサバンクモジュール203に含まれている複数のデュープレクサ203a~203cを適宜選択して、送信信号や受信信号の交信を行う。図8において、デュープレクサはデュープレクサバンクモジュール203の一部としているが、例えば、デュープレクサを増幅器モジュール204やスイッチモジュール202と組み合わせてモジュール化することもできる。
Module)、および増幅器モジュール204(AMP Module)を備えている。デュープレクサバンクモジュール203は、複数のデュープレクサ203a~203cを備えている。スイッチモジュール202は、アンテナ201a及び201bに接続されている。スイッチモジュール202は、デュープレクサバンクモジュール203に含まれている複数のデュープレクサ203a~203cを適宜選択して、送信信号や受信信号の交信を行う。図8において、デュープレクサはデュープレクサバンクモジュール203の一部としているが、例えば、デュープレクサを増幅器モジュール204やスイッチモジュール202と組み合わせてモジュール化することもできる。
(実施例2)
図9Aは、図5Aに示す送信フィルタチップの具体構成例を示す模式図である。図9Bは、図5Aにおける受信フィルタチップの具体構成例を示す模式図である。デュープレクサに含まれる送信フィルタ及び受信フィルタは、図9A及び図9Bに示すように、別個のフィルタチップとして形成することができる。図9Aに示す送信フィルタチップに含まれる直列共振器S21~S24、並列共振器P21~P24、インダクタンスL21は、図5Aに示す符号と同一符号を付与し、図5Aに示す構成と図9Aに示す構成との整合性を図っている。また、図9Bに示す受信フィルタチップに含まれる直列共振器S1~S4、並列共振器P1~P4、インダクタンスL1~L3、並列共振器P11、インダクタンスL11は、図5Aに示す符号と同一符号を付与し、図5Aに示す構成と図9Bに示す構成との整合性を図っている。
図9Aは、図5Aに示す送信フィルタチップの具体構成例を示す模式図である。図9Bは、図5Aにおける受信フィルタチップの具体構成例を示す模式図である。デュープレクサに含まれる送信フィルタ及び受信フィルタは、図9A及び図9Bに示すように、別個のフィルタチップとして形成することができる。図9Aに示す送信フィルタチップに含まれる直列共振器S21~S24、並列共振器P21~P24、インダクタンスL21は、図5Aに示す符号と同一符号を付与し、図5Aに示す構成と図9Aに示す構成との整合性を図っている。また、図9Bに示す受信フィルタチップに含まれる直列共振器S1~S4、並列共振器P1~P4、インダクタンスL1~L3、並列共振器P11、インダクタンスL11は、図5Aに示す符号と同一符号を付与し、図5Aに示す構成と図9Bに示す構成との整合性を図っている。
なお、図9A及び図9Bにおいて、インダクタンスL1~L3、L21は、外部部品、もしくはパッケージまたはモジュール基板上の配線で実現することができる。図9A及び図9Bに示すフィルタチップは、シリコン基板20上に圧電薄膜共振器を作製することで形成される。
また、フィルタチップは、弾性表面波素子で実現することができる。図10Aは、共振器を弾性表面波素子で実現した送信フィルタチップの模式図である。図10Bは、共振器を弾性表面波素子で実現した受信フィルタチップの模式図である。図10Aに示す送信フィルタチップに含まれる直列共振器S21~S24、並列共振器P21~P24、インダクタンスL21は、図5Aに示す符号と同一符号を付与し、図5Aに示す構成と図10Aに示す構成との整合性を図っている。また、図10Bに示す受信フィルタチップに含まれる直列共振器S1~S4、並列共振器P1~P4、インダクタンスL1~L3、並列共振器P11、インダクタンスL11は、図5Aに示す符号と同一符号を付与し、図5Aに示す構成と図10Bに示す構成との整合性を図っている。図10A及び図10Bに示すフィルタチップは、圧電基板21上にアルミニウム(Al)を配線することで形成されている。
図11Aは、圧電薄膜共振器の具体構成を示す平面図である。図11Bは、図11AにおけるA-A部の断面図である。図11A及び図11Bに示すように、圧電薄膜共振器は、基板31と、基板31上に形成されている下部電極33と、下部電極33上に形成されている圧電膜34と、圧電膜34上に形成されている上部電極32とを備えている。基板31において、上部電極32と下部電極33とが重なり合う領域には、空隙35が形成されている。
図12Aは、圧電薄膜共振器の他例の具体構成を示す平面図である。図12Bは、図12AにおけるA-A部の断面図である。図12A及び図12Bに示すように、圧電薄膜共振器は、基板41と、基板41上に形成されている下部電極43と、下部電極43上に形成されている圧電膜44と、圧電膜44上に形成されている上部電極42とを備えている。基板41において、上部電極42と下部電極43とが重なり合う領域には、空隙45が形成されている。図12Cは、図12Bに示す圧電薄膜共振器において、基板41に空隙45が形成されておらず、基板51と下部電極53との間に空隙55が形成されている圧電薄膜共振器の断面図である。図12Cに示す圧電薄膜共振器は、基板51、上部電極52、下部電極53、圧電膜54を備えている。図12Dは、図12Bに示す圧電薄膜共振器において、空隙45に代えて反射膜65が形成されている圧電薄膜共振器の断面図である。図12Dに示す圧電薄膜共振器は、基板61、上部電極62、下部電極63、圧電膜64、反射膜65を備えている。
図13A及び図13Bは、デュープレクサの具体構成を示す模式図である。フィルタチップは、機械的に駆動する部位を有するため、気密封止されることが望ましい。気密封止構造は、受信フィルタチップと送信フィルタチップとが個別に気密封止されていてもよいし、デュープレクサパッケージとして受信フィルタチップと送信フィルタチップとがまとめて気密封止されていてもよい。図13Aは、基板71の上に、送信フィルタパッケージ71、受信フィルタパッケージ72、インダクタンスL1,L2,L3,L11,L21が実装されている形態を示す。図13Bは、基板71の上に、デュープレクサパッケージ74、インダクタンスL1,L2,L3,L11,L21が実装されている形態を示す。デュープレクサパッケージ74は、送信フィルタチップ75及び受信フィルタチップ76を内蔵している。
図14は、気密封止構造を有するデュープレクサパッケージの分解斜視図である。図14に示すように、デュープレクサパッケージは、セラミックパッケージ77におけるキャビティ77a内に、送信フィルタチップ75及び受信フィルタチップ76がフリップチップボンディングにより実装されている。セラミックパッケージ77に略平板状の金属キャップ78を溶接することで、キャビティ77aを封止することができる。
図15Aは、樹脂モールディングにより気密封止されているデュープレクサパッケージの断面図である。図15Aに示すデュープレクサパッケージは、セラミックパッケージ77上に送信フィルタチップ75及び受信フィルタチップ76がフリップチップボンディングにより実装されている。送信フィルタチップ75及び受信フィルタチップ76は、樹脂モールド78により覆われている。これにより、送信フィルタチップ75及び受信フィルタチップ76を気密封止することができる。
図15Bは、金属モールディングにより気密封止されているデュープレクサパッケージの断面図である。図15Bに示すデュープレクサパッケージは、セラミックパッケージ77上に送信フィルタチップ75及び受信フィルタチップ76がフリップチップボンディングにより実装されている。送信フィルタチップ75及び受信フィルタチップ76は、金属モールド79により周囲が囲まれ、上部がメタルリッド80により封止されている。これにより、送信フィルタチップ75及び受信フィルタチップ76を気密封止することができる。
図15Cは、樹脂モールディング及び金属モールディングにより気密封止されているデュープレクサパッケージの断面図である。図15Cに示すデュープレクサパッケージは、セラミックパッケージ77上に送信フィルタチップ75及び受信フィルタチップ76がフリップチップボンディングにより実装されている。送信フィルタチップ75及び受信フィルタチップ76は、樹脂モールド82により覆われている。樹脂モールド82は、メタルコーティング材により覆われている。これにより、送信フィルタチップ75及び受信フィルタチップ76を気密封止することができる。
なお、図14、図15A~図15Cに示す気密封止構造は一例であって、少なくとも送信フィルタチップと受信フィルタチップとを気密封止することができれば、他の構造を採用してもよい。
図16は、インダクタンスの実装形態の一例を示す模式図である。図16に示すインダクタンスは、基板83の上に、チップインダクタで形成されている6つのインダクタンスL1~L3、L11、L21、L22が形成されている。インダクタL1は、両端がパッド84a及び84bに接続されている。インダクタL2は、両端がパッド84c及び84dに接続されている。インダクタL3は、両端がパッド84e及び84fに接続されている。インダクタL11は、両端がパッド84g及び84hに接続されている。インダクタL21は、両端がパッド84i及び84jに接続されている。インダクタL22は、両端がパッド84k及び84mに接続されている。なお、インダクタンスの集積手法としては、チップインダクタに限らない。インダクタンスは、チップ部品である必要は無い。インダクタンスは、パッケージ上もしくは基板上の配線を用いて形成することができる。
また、インダクタンスは、図17に示すように、基板上に作成されるIPD (Integrated Passive
Device)85を用いても作成することができる。IPDは、機械的に脆弱な部位を有するため、パッケージ内部に収納されることが望ましい。図17に示すデュープレクサパッケージ74は、送信フィルタチップ75及び受信フィルタチップ76とともに、IPD85がセラミックパッケージ77内に気密封止される構成である。
Device)85を用いても作成することができる。IPDは、機械的に脆弱な部位を有するため、パッケージ内部に収納されることが望ましい。図17に示すデュープレクサパッケージ74は、送信フィルタチップ75及び受信フィルタチップ76とともに、IPD85がセラミックパッケージ77内に気密封止される構成である。
〔2.通信モジュールの構成〕
図18は、本実施の形態にかかるフィルタを備えた通信モジュールの一例を示す。図18に示すように、デュープレクサ162は、受信フィルタ162aと送信フィルタ162bとを備えている。また、受信フィルタ162aには、例えばバランス出力に対応した受信端子163a及び163bが接続されている。また、送信フィルタ162bは、パワーアンプ164を介して送信端子65に接続している。ここで、受信フィルタ162aは、本実施の形態にかかるフィルタを備えている。
図18は、本実施の形態にかかるフィルタを備えた通信モジュールの一例を示す。図18に示すように、デュープレクサ162は、受信フィルタ162aと送信フィルタ162bとを備えている。また、受信フィルタ162aには、例えばバランス出力に対応した受信端子163a及び163bが接続されている。また、送信フィルタ162bは、パワーアンプ164を介して送信端子65に接続している。ここで、受信フィルタ162aは、本実施の形態にかかるフィルタを備えている。
受信動作を行う際、受信フィルタ162aは、アンテナ端子161を介して入力される受信信号のうち、所定の周波数帯域の信号のみを通過させ、受信端子163a及び163bから外部へ出力する。また、送信動作を行う際、送信フィルタ162bは、送信端子165から入力されてパワーアンプ164で増幅された送信信号のうち、所定の周波数帯域の信号のみを通過させ、アンテナ端子161から外部へ出力する。
本実施の形態にかかるフィルタを通信モジュールに備えることで、低損失を維持しつつ、広帯域特性を有する小型で安価な通信モジュールを実現することができる。
なお、図18に示す通信モジュールの構成は一例であり、他の形態の通信モジュールに本実施の形態にかかるフィルタを搭載しても、同様の効果が得られる。
〔3.通信装置の構成〕
図19は、本実施の形態にかかるフィルタ、または前述の通信モジュールを備えた通信装置の一例として、携帯電話端末のRFブロックを示す。また、図19に示す通信装置は、GSM(Global System for Mobile Communications)通信方式及びW-CDMA(Wideband Code Division Multiple Access)通信方式に対応した携帯電話端末の構成を示す。また、本実施の形態におけるGSM通信方式は、850MHz帯、950MHz帯、1.8GHz帯、1.9GHz帯に対応している。また、携帯電話端末は、図19に示す構成以外にマイクロホン、スピーカー、液晶ディスプレイなどを備えているが、本実施の形態における説明では不要であるため図示を省略した。ここで、受信フィルタ173a、77~80は、本実施の形態にかかるフィルタの構造を備えている。
図19は、本実施の形態にかかるフィルタ、または前述の通信モジュールを備えた通信装置の一例として、携帯電話端末のRFブロックを示す。また、図19に示す通信装置は、GSM(Global System for Mobile Communications)通信方式及びW-CDMA(Wideband Code Division Multiple Access)通信方式に対応した携帯電話端末の構成を示す。また、本実施の形態におけるGSM通信方式は、850MHz帯、950MHz帯、1.8GHz帯、1.9GHz帯に対応している。また、携帯電話端末は、図19に示す構成以外にマイクロホン、スピーカー、液晶ディスプレイなどを備えているが、本実施の形態における説明では不要であるため図示を省略した。ここで、受信フィルタ173a、77~80は、本実施の形態にかかるフィルタの構造を備えている。
まず、アンテナ171を介して入力される受信信号は、その通信方式がW-CDMAかGSMかによってアンテナスイッチ回路172で、動作の対象とするLSIを選択する。入力される受信信号がW-CDMA通信方式に対応している場合は、受信信号をデュープレクサ173に出力するように切り換える。デュープレクサ173に入力される受信信号は、受信フィルタ173aで所定の周波数帯域に制限されて、バランス型の受信信号がLNA174に出力される。LNA174は、入力される受信信号を増幅し、LSI176に出力する。LSI176では、入力される受信信号に基づいて音声信号への復調処理を行ったり、携帯電話端末内の各部を動作制御したりする。
一方、信号を送信する場合は、LSI176は送信信号を生成する。生成された送信信号は、パワーアンプ175で増幅されて送信フィルタ173bに入力される。送信フィルタ173bは、入力される送信信号のうち所定の周波数帯域の信号のみを通過させる。送信フィルタ173bから出力される送信信号は、アンテナスイッチ回路172を介してアンテナ171から外部に出力される。
また、入力される受信信号がGSM通信方式に対応した信号である場合は、アンテナスイッチ回路172は、周波数帯域に応じて受信フィルタ177~180のうちいずれか一つを選択し、受信信号を出力する。受信フィルタ177~180のうちいずれか一つで帯域制限された受信信号は、LSI183に入力される。LSI183は、入力される受信信号に基づいて音声信号への復調処理を行ったり、携帯電話端末内の各部を動作制御したりする。一方、信号を送信する場合は、LSI183は送信信号を生成する。生成された送信信号は、パワーアンプ181または182で増幅されて、アンテナスイッチ回路172を介してアンテナ171から外部に出力される。
本実施の形態にかかるフィルタ、または通信モジュールを通信装置に備えることで、低損失を維持しつつ、広帯域特性を有する小型で安価な通信装置を実現することができる。
〔4.実施の形態の効果、他〕
本実施の形態によれば、低損失を維持しつつ、広帯域特性を有する小型で安価なフィルタ、デュープレクサ、通信モジュール、通信装置を実現することができる。具体的には、受信フィルタにおいて、直列腕に並列に並列共振器P11を追加し、さらにその並列共振器P11にインダクタンスL11を直列接続する。さらに、並列共振器P11の共振周波数は、フィルタ内における他の直列共振器の共振周波数と一致させるとともに、他の並列共振器の共振周波数よりも低い値としている。これにより、フィルタの通過帯域を、並列共振器P11の共振周波数と***振周波数との間に包括できるため、低損失を維持しつつ、広帯域化を図ることができる。
本実施の形態によれば、低損失を維持しつつ、広帯域特性を有する小型で安価なフィルタ、デュープレクサ、通信モジュール、通信装置を実現することができる。具体的には、受信フィルタにおいて、直列腕に並列に並列共振器P11を追加し、さらにその並列共振器P11にインダクタンスL11を直列接続する。さらに、並列共振器P11の共振周波数は、フィルタ内における他の直列共振器の共振周波数と一致させるとともに、他の並列共振器の共振周波数よりも低い値としている。これにより、フィルタの通過帯域を、並列共振器P11の共振周波数と***振周波数との間に包括できるため、低損失を維持しつつ、広帯域化を図ることができる。
また、フィルタに備わる複数の共振器毎にインダクタンスを接続しなくてよいため、小型で安価なフィルタを実現できる。
また、本実施の形態における直列共振器S1~S4は、本発明の直列共振器の一例である。本実施の形態における並列共振器P1~P4は、本発明の並列共振器の一例である。本実施の形態におけるインダクタンスL11は、本発明のインダクタンスの一例である。本実施の形態における並列共振器P11は、本発明のインダクタンスが直列接続されている並列共振器の一例である。
本願は、フィルタ、デュープレクサ、通信モジュール、通信装置に有用である。
1 送信フィルタ
2 受信フィルタ
P11 共振器
L11 インダクタンス
2 受信フィルタ
P11 共振器
L11 インダクタンス
Claims (9)
- 少なくとも一つの直列共振器と、
少なくとも一つの並列共振器と、
前記並列共振器のうち少なくとも一つの並列共振器に直列に接続されるインダクタンスを有し、
前記インダクタンスが直列接続されている並列共振器の***振周波数が、前記直列共振器のうち少なくとも一つの直列共振器の***振周波数以上である、フィルタ。 - 前記インダクタンスが直列接続されている並列共振器の共振周波数は、前記インダクタンスによって、他の並列共振器のうち少なくとも1つの並列共振器の共振周波数以下に周波数移動されている、請求項1記載のフィルタ。
- 複数の直列共振器の共振周波数が互いに異なる周波数を有する場合、
前記インダクタンスが直列接続されている並列共振器の***振周波数は、前記複数の直列共振器の中で最も低い共振周波数を有する直列共振器の***振周波数以上である、請求項1記載のフィルタ。 - 複数の並列共振器の共振周波数が互いに異なる周波数を有する場合、
前記インダクタンスによって周波数移動される並列共振器の共振周波数は、前記複数の並列共振器の中で最も高い共振周波数を有する並列共振器の共振周波数以下である、請求項2記載のフィルタ。 - 前記インダクタンスが直列接続されている並列共振器の膜構成および膜厚が、前記直列共振器の膜構成および膜厚と同じである、請求項1記載のフィルタ。
- 前記インダクタンスが直列接続されている並列共振器の***振周波数と、共振周波数との間にフィルタの通過帯域が含まれる、請求項1記載のフィルタ。
- 送信フィルタと受信フィルタとを備え、
前記受信フィルタは、請求項1~6のうちいずれか一つに記載のフィルタである、デュープレクサ。 - 少なくとも一つの直列共振器と、
少なくとも一つの並列共振器と、
前記並列共振器のうち少なくとも一つの並列共振器に直列に接続されるインダクタンスを有し、
前記インダクタンスが直列接続されている並列共振器の***振周波数が、前記直列共振器のうち少なくとも一つの直列共振器の***振周波数以上であるフィルタを備えた、通信モジュール。 - 少なくとも一つの直列共振器と、
少なくとも一つの並列共振器と、
前記並列共振器のうち少なくとも一つの並列共振器に直列に接続されるインダクタンスを有し、
前記インダクタンスが直列接続されている並列共振器の***振周波数が、前記直列共振器のうち少なくとも一つの直列共振器の***振周波数以上であるフィルタを備えた、通信装置。
Priority Applications (3)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2011552717A JP5757629B2 (ja) | 2010-02-04 | 2011-01-11 | フィルタ、デュープレクサ、通信モジュール、通信装置 |
SG2012057287A SG183135A1 (en) | 2010-02-04 | 2011-01-11 | Filter, duplexer, communication module, communication device |
US13/565,173 US8847700B2 (en) | 2010-02-04 | 2012-08-02 | Filter, duplexer, communication module, communication device |
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2010-023111 | 2010-02-04 | ||
JP2010023111 | 2010-02-04 |
Related Child Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
US13/565,173 Continuation US8847700B2 (en) | 2010-02-04 | 2012-08-02 | Filter, duplexer, communication module, communication device |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
WO2011096245A1 true WO2011096245A1 (ja) | 2011-08-11 |
Family
ID=44355255
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
PCT/JP2011/050245 WO2011096245A1 (ja) | 2010-02-04 | 2011-01-11 | フィルタ、デュープレクサ、通信モジュール、通信装置 |
Country Status (4)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US8847700B2 (ja) |
JP (1) | JP5757629B2 (ja) |
SG (1) | SG183135A1 (ja) |
WO (1) | WO2011096245A1 (ja) |
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Publication number | Publication date |
---|---|
US20120293277A1 (en) | 2012-11-22 |
JP5757629B2 (ja) | 2015-07-29 |
US8847700B2 (en) | 2014-09-30 |
SG183135A1 (en) | 2012-09-27 |
JPWO2011096245A1 (ja) | 2013-06-10 |
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