WO2010067629A1 - Ｄｃ－ｄｃコンバータ回路 - Google Patents

Ｄｃ－ｄｃコンバータ回路 Download PDF

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regenerative
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藤吉敏一
勝嶋肇
森本健次
山村聡史
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株式会社三社電機製作所
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Definitions

  • This invention relates to a DC-DC converter circuit provided with a snubber circuit on the secondary side.
  • a DC-DC converter circuit includes a switching circuit that switches a DC power source with a primary side switching element, and an output of the switching circuit is applied to a primary side winding, and a voltage transformed at a predetermined transformation ratio is converted into a secondary side winding. And a rectifying secondary diode connected to the secondary winding of the transformer. The output rectified by the secondary diode is smoothed and then supplied to the load.
  • the secondary diode has an energizable time trr (this time is referred to as reverse recovery time or recovery time) due to the accumulated carriers when it is turned off, the secondary winding of the transformer is in this reverse recovery time.
  • trr this time is referred to as reverse recovery time or recovery time
  • a surge voltage is applied to the rectifying element that has been turned off due to the flow of a through current.
  • the conventional DC-DC converter circuits described above each include a resistance element such as a snubber resistor, the charging charge of the snubber capacitor is consumed by the resistance element, and the efficiency is lowered as a whole. There is a problem to make.
  • An object of the present invention is to provide a DC-DC converter circuit that improves the efficiency by regenerating the charge of a snubber capacitor provided in a secondary winding to a load.
  • a DC-DC converter circuit includes a switching circuit that switches a DC power source with a primary-side switching element, and an output of the switching circuit that is applied to a primary-side winding to generate a voltage transformed at a predetermined transformation ratio.
  • the secondary diode circuit including the secondary diode for rectification connected to the secondary winding of the transformer, and the rectified output of the secondary diode circuit, and is smooth
  • a series circuit of a reactor and a smoothing capacitor is smooth.
  • the DC-DC converter circuit is connected in parallel to the secondary diode circuit, and includes a regenerative snubber including a series circuit of a discharge prevention diode and a snubber capacitor and a regenerative switch element connected in parallel to the discharge prevention diode.
  • the predetermined time is set to a time for substantially discharging the charge charged in the snubber capacitor due to the reverse recovery time when any secondary diode of the secondary diode circuit is turned off.
  • the switching circuit may be a push-pull type, full-bridge type, or half-bridge type switching circuit.
  • a regenerative switch element included in a regenerative snubber circuit connected in parallel to the secondary diode circuit is charged to the snubber capacitor due to a reverse recovery time when the secondary diode is turned off. It is turned on for a period of substantially discharging the charged charges.
  • the energy stored in the leakage inductance due to the flow-through component flowing in the secondary winding when the secondary diode is turned off is charged in the snubber capacitor, and a surge voltage can be prevented from being applied to the secondary diode.
  • the charge charged in the snubber capacitor is regenerated to the load without being consumed by the resistor when the regenerative switch element is turned on.
  • the stored energy of leakage inductance due to the flow-through component flowing in the secondary winding is regenerated to the load when the secondary diode is turned off, so that no surge voltage is applied to the secondary diode, and Efficiency is improved because there is no loss.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a DC-DC converter circuit according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. It is a time chart of a DC-DC converter circuit. It is a circuit diagram of the DC-DC converter circuit which is another embodiment of this invention. It is a circuit diagram of the DC-DC converter circuit which is another embodiment of this invention. It is a circuit diagram of the DC-DC converter circuit which is another embodiment of this invention.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a DC-DC converter according to an embodiment of the present invention.
  • a series circuit of a first capacitor C1 and a second capacitor C2 serving as voltage sources is connected in parallel to the DC power source V1, and a primary side switch element, that is, a first switch element S1 is connected in parallel to each of the capacitors C1 and C2.
  • the second switch element S2 is connected.
  • the switch elements S1 and S2 are each composed of a semiconductor switch element, and are composed of, for example, an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) or a MOS-FET.
  • the primary winding np of the transformer T is connected between the connection point of the capacitors C1 and C2 and the connection point of the switch elements S1 and S2.
  • Free wheel diodes (clamp diodes) df1 and df2 are connected in antiparallel to the switch elements S1 and S2, respectively. Also, a control unit CT is provided for outputting control signals G1 and G2 for alternately turning on and off the switch elements S1 and S2 with respect to the control terminals of the switch elements S1 and S2, respectively, with a pause period interposed therebetween. Yes.
  • the primary side of this DC-DC converter constitutes a half-bridge inverter circuit.
  • the secondary side of the DC-DC converter is configured as follows.
  • the secondary winding ns of the transformer T is connected with a secondary diode circuit including secondary diodes D1 to D4 for rectification that are bridge-connected, and a smoothing reactor L 0 is provided between the rectified outputs of the secondary diodes D1 to D4.
  • filter circuit comprising a series circuit of the smoothing capacitor C 0 and are connected. Filter circuit can be configured only in the smoothing reactor L 0.
  • a regenerative snubber circuit SN including a series circuit of a discharge blocking diode Ds1 and a snubber capacitor Cs and a regenerative switch element S3 connected in parallel to the discharge blocking diode Ds1. Is connected.
  • the regenerative snubber circuit SN includes a first secondary diode circuit composed of a series circuit of secondary diodes D1 and D4 (via a secondary winding ns), and a series circuit of secondary diodes D2 and D3 (two Is connected in parallel to a second secondary diode circuit comprising a secondary winding ns).
  • the regenerative switch element S3 is composed of, for example, a MOS-FET.
  • a control signal G3 is input from the control unit CT to the control terminal of the regenerative switch element S3.
  • Fig. 2 is a time chart.
  • control signals G1 and G2 are not output, and therefore the switch elements S1 and S2 are both off.
  • 1 ⁇ 2 of the output current I 0 flows through each of the rectifier diodes D1 to D4 using the secondary side reactor L 0 as a current source (freewheel state).
  • ns (V) Vin ⁇ ns / np (number of turns) is generated in the secondary winding ns of the transformer T, and the diodes D1 and D4
  • Vin is an input voltage of the primary winding np.
  • This current increase ⁇ I is due to the presence of the leakage inductance Le between the primary and secondary sides of the transformer T.
  • the currents of the diodes D2 and D3 begin to decrease, and the current value is 0.5I 0 ⁇ ns (V) ⁇ ⁇ t / Le.
  • the currents of the diodes D1 and D4 increase during the period of t1 to t2 due to the reverse recovery time t1 to tr (trr), and the currents of the diodes D2 and D3 increase. Continues to decrease below zero.
  • the fact that the currents of the diodes D2 and D3 decrease to zero or less means that the current flows backward from the cathode toward the anode, so that a short-circuit current (through-flow) flows through all the diodes D1 to D4, thereby causing the leakage inductance Le to flow. Energy is stored.
  • the induced voltage is absorbed by the snubber capacitor Cs after t2.
  • the currents of the diodes D2 and D3 become zero, and at t3, the currents of the diodes D1 and D4 become I0 .
  • This discharge time is within the freewheel period the switching element S1, S2 are both turned off, therefore, the discharge current becomes a part of the output current I 0 of the constant current discharge reactor L 0 as a current source. Therefore, the discharge current is regenerated to the load.
  • the charging / discharging of the snubber capacitor Cs is performed every 1 ⁇ 2 cycle of the switching period.
  • the discharge cycle may be once every several cycles. In this way, a large discharge amount can be obtained, and the ON period Tb of the regenerative switch S3 can be set long so that the accuracy does not become a problem.
  • control signal G3 during the ON period Tb is as follows.
  • the output current I 0 is the current through the diode D1, D4-based release energy, discharge current divided into two parts from the snubber capacitor Cs.
  • the ON time Tb of the control signal G3 is controlled slightly shorter. Thereby, the discharge amount of the snubber capacitor Cs can be reduced. If it does in this way, since the voltage of the snubber capacitor
  • the voltage of the snubber capacitor Cs is a voltage in a state where the charge amount and the discharge amount are balanced. For example, when the output current increases, the amount of discharge increases and the voltage of the snubber capacitor Cs tends to decrease. However, since the amount of charge increases due to this voltage decrease, the snubber capacitor Cs determined by the on-time of the switch element S3. Restore to voltage. In this way, the snubber capacitor Cs operates so that the voltage of the snubber capacitor Cs becomes substantially constant even when the load condition changes.
  • FIG. 3 shows a circuit diagram of a DC-DC converter of still another embodiment.
  • the secondary winding of the transformer T is provided with two output terminals and a center tap.
  • the first and second secondary diodes D1 and D2 for two-phase half-wave rectification are connected to the two output terminals, and the reactor L 0 is connected to the cathode side terminals of the secondary diodes D1 and D2.
  • a load is connected between the output side of the transformer and the center tap of the transformer T.
  • a first regenerative snubber circuit is connected between AK of the secondary diode D1 (between the anode and cathode), that is, in parallel with the secondary diode D1, and between AK (anode and cathode) of the secondary diode D2.
  • the second regenerative snubber circuit is connected in parallel with the secondary diode D2.
  • the first regenerative snubber circuit is a first regenerative snubber circuit connected in parallel to the series circuit of the first discharge blocking diode Ds1-1 and the first snubber capacitor Cs-1 and the first discharge blocking diode Ds1-1.
  • the second regeneration snubber circuit is a second regeneration snubber circuit connected in parallel to the series circuit of the second discharge prevention diode Ds1-2 and the second snubber capacitor Cs-2 and the second discharge prevention diode Ds1-2.
  • the switch element S3-2 is a second regeneration snubber circuit connected in parallel to the series circuit of the second discharge prevention diode Ds1-2 and the second snubber capacitor Cs-2 and the second discharge prevention diode Ds1-2.
  • the control unit (not shown) alternately turns on and off the primary side switch elements S1 and S2 within one cycle.
  • the control unit turns on the second regenerative switch element S3-2 for a predetermined period Tb from the off timing in synchronization with the turn-off of the primary side switch element S1.
  • the control unit also turns on the first regenerative switch element S3-1 for a predetermined period Tb from the off timing in synchronization with the turn-off of the primary side switch element S2.
  • the period Tb is set to a time for discharging the charge charged in the snubber capacitor Cs-2 due to the reverse recovery time trr when the secondary diode D2 is turned off. For this reason, all of the charge charged in the snubber capacitor Cs-2 is discharged in the period Tb.
  • the period Tb is set to a time for discharging the charge charged in the snubber capacitor Cs-1 due to the reverse recovery time trr when the secondary diode D1 is turned off. For this reason, all of the charge charged in the snubber capacitor Cs-1 is discharged in the period Tb.
  • FIG. 4 shows a circuit diagram of a DC-DC converter of still another embodiment.
  • the snubber capacitor Cs can be used in common in the first regenerative snubber circuit and the second regenerative snubber circuit by using one snubber capacitor. It is configured. That is, the anode of the first discharge blocking diode Ds1-1 of the first regeneration snubber circuit and the anode of the second discharge blocking diode Ds1-2 of the second regeneration snubber circuit are connected, and the snubber is connected to this connection point. By connecting the capacitor Cs, the snubber capacitor Cs can be commonly used in each regenerative snubber circuit. The operation of the converter is the same as that of the converter shown in FIG.
  • FIG. 5 shows a circuit diagram of a DC-DC converter of still another embodiment.
  • the difference between this DC-DC converter and the converter of FIG. 4 is that a single regenerative switch element is used, and a common regenerative switch element is used in the first regenerative snubber circuit and the second regenerative snubber circuit. It is configured to be able to.
  • the anode of the first interference preventing diode D5 is connected to the connection point between the anode of the secondary diode D1 and the cathode of the first discharge blocking diode Ds1-1.
  • the anode of the second interference preventing diode D6 is connected to the connection point between the anode of the secondary diode D2 and the cathode of the second discharge blocking diode Ds1-1.
  • the cathode of the first interference preventing diode D5 and the cathode of the second interference preventing diode D6 are connected, and the regenerative switch element S3 is connected between the connection point and the snubber capacitor Cs.
  • the operation of the converter is the same as that of the converter shown in FIG.
  • the DC-DC converter of each of the above embodiments has the following effects.
  • a diode having a low maximum reverse withstand voltage value (Vrrm) can be adopted.
  • Vf forward voltage drop
  • trr short reverse recovery time
  • EMI Electro-magnetic-Susceptiblity-

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

　ＤＣ－ＤＣコンバータ回路は、一次側スイッチ素子でＤＣ電源をスイッチングするスイッチング回路と、前記スイッチング回路の出力が一次側巻線に印加され、所定の変圧比で変圧された電圧を二次側巻線に出力するトランスと、前記トランスの二次側巻線に接続された整流用の二次ダイオードと、を備えている。また、この回路は、前記二次ダイオードの整流出力間に接続され、放電阻止ダイオード及びスナバコンデンサの直列回路と前記放電阻止ダイオードに並列に接続された回生用スイッチ素子とを含む回生スナバ回路と、前記回生用スイッチ素子を前記一次側スイッチ素子のオフタイミングから所定時間オンする制御部と、を備えている。前記所定時間は、前記二次ダイオードがターンオフしたときの逆回復時間に起因して前記スナバコンデンサに充電された電荷を略放電する時間に設定される。

Description

ＤＣ－ＤＣコンバータ回路
　この発明は、二次側にスナバ回路を設けたＤＣ－ＤＣコンバータ回路に関する。
　ＤＣ－ＤＣコンバータ回路は、一次側スイッチ素子でＤＣ電源をスイッチングするスイッチング回路と、前記スイッチング回路の出力が一次側巻線に印加され、所定の変圧比で変圧された電圧を二次側巻線に出力するトランスと、前記トランスの二次側巻線に接続された整流用の二次ダイオードと、を備えている。二次ダイオードで整流された出力は平滑された後に負荷に供給される。
　しかし、二次ダイオードは、ターンオフしたときに蓄積キャリアによる通電可能時間ｔｒｒ（この時間は逆回復時間、又はリカバリー時間と称される）を有するため、この逆回復時間にトランスの二次巻線に貫流が流れ、これが原因となってターンオフした整流素子にサージ電圧が印加される問題がある。
　そこで、このサージ電圧を取り除くために、二次側巻線にＣＲスナバ回路を接続したＤＣ－ＤＣコンバータ回路が提案されている。
特許公開２００８－７９４０３号 特許公開２００３－１８９６１８号
　しかし、上記の従来のＤＣ－ＤＣコンバータ回路は、いずれもスナバ抵抗等の抵抗素子を備えるものであるため、スナバコンデンサの充電電荷が抵抗素子で熱消費されることになり、全体として効率を低下させる問題がある。
　この発明の目的は、二次側巻線に設けたスナバコンデンサの充電電荷を負荷に回生することにより、効率を向上させるＤＣ－ＤＣコンバータ回路を提供することにある。
　この発明に係るＤＣ－ＤＣコンバータ回路は、一次側スイッチ素子でＤＣ電源をスイッチングするスイッチング回路と、前記スイッチング回路の出力が一次側巻線に印加され、所定の変圧比で変圧された電圧を二次側巻線に出力するトランスと、前記トランスの二次側巻線に接続された整流用の二次ダイオードを含む二次ダイオード回路と、前記二次ダイオード回路の整流出力間に接続され、平滑リアクトル及び平滑コンデンサの直列回路と、を備えている。
　また、ＤＣ－ＤＣコンバータ回路は、前記二次ダイオード回路に並列的に接続され、放電阻止ダイオード及びスナバコンデンサの直列回路と前記放電阻止ダイオードに並列に接続された回生用スイッチ素子とを含む回生スナバ回路と、前記回生用スイッチ素子を前記一次側スイッチ素子のオフタイミングから所定時間オンする制御部と、を備えている。
　前記所定時間は、前記二次ダイオード回路のいずれかの二次ダイオードがターンオフしたときの逆回復時間に起因して前記スナバコンデンサに充電された電荷を略放電する時間に設定される。
　前記スイッチング回路は、プッシュップル型、フルブリッジ型、ハーフブリッジ型のいずれの型のスイッチング回路でも良い。この発明は、前記二次ダイオード回路に並列的に接続された回生スナバ回路に含まれる回生用スイッチ素子を、前記二次ダイオードがターンオフしたときの逆回復時間に起因して前記スナバコンデンサに充電された電荷を略放電する期間オンさせる。これにより、二次ダイオードのターンオフ時に二次巻線に流れる貫流成分によってリーケージインダクタンスに蓄積されたエネルギーはスナバコンデンサに充電されるようになり、二次ダイオードにサージ電圧が印加されるのを防止できる。さらにスナバコンデンサに充電された充電電荷は、回生用スイッチ素子のオン時に、抵抗で熱消費されることなく負荷に回生される。
　この発明によれば、二次ダイオードのターンオフ時に二次巻線に流れる貫流成分によるリーケージインダクタンスの蓄積エネルギーを負荷に回生するので、サージ電圧が二次ダイオードに印加されることはなく、また、熱損失もなくなるため効率が向上する。
この発明の実施形態であるＤＣ－ＤＣコンバータ回路の回路図である。 ＤＣ－ＤＣコンバータ回路のタイムチャートである。 この発明の別の実施形態であるＤＣ－ＤＣコンバータ回路の回路図である。 この発明のさらに別の実施形態であるＤＣ－ＤＣコンバータ回路の回路図である。 この発明のさらに別の実施形態であるＤＣ－ＤＣコンバータ回路の回路図である。
　図１は、この発明の実施形態であるＤＣ－ＤＣコンバータの回路図である。
　ＤＣ電源Ｖ１には、電圧源となる第１のコンデンサＣ１、第２のコンデンサＣ２の直列回路が並列接続され、コンデンサＣ１、Ｃ２にはそれぞれ並列に一次側スイッチ素子、すなわち第１のスイッチ素子Ｓ１、第２のスイッチ素子Ｓ２が接続されている。スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２は、それぞれ半導体スイッチ素子で構成され、例えば、ＩＧＢＴ(絶縁ゲート形バイポーラトランジスタ)やＭＯＳ－ＦＥＴで構成される。コンデンサＣ１、Ｃ２の接続点と、スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２の接続点間には、トランスＴの一次巻線ｎｐが接続されている。スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２には、それぞれ逆並列にフリーホイールダイオード（クランプダイオード）ｄｆ１、ｄｆ２が接続されている。また、スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２の制御端子に対して、それぞれ、休止期間を挟んでそれらのスイッチ素子Ｓ１、Ｓ２を交互にオンオフするための制御信号Ｇ１、Ｇ２を出力する制御部ＣＴが設けられている。
　上記のように、このＤＣ－ＤＣコンバータの一次側はハーフブリッジ型インバータ回路を構成している。
　ＤＣ－ＤＣコンバータの二次側は次のように構成されている。
　トランスＴの二次巻線ｎｓには、ブリッジ接続した整流用の二次ダイオードＤ１～Ｄ４を含む二次ダイオード回路が接続され、二次ダイオードＤ１～Ｄ４の整流出力間には、平滑リアクトルＬ０と平滑コンデンサＣ０の直列回路からなるフィルタ回路が接続されている。フィルタ回路は、平滑リアクトルＬ０のみで構成することも可能である。また、二次ダイオードＤ１～Ｄ４の整流出力間には、放電阻止ダイオードＤｓ１及びスナバコンデンサＣｓの直列回路と前記放電阻止ダイオードＤｓ１に並列に接続された回生用スイッチ素子Ｓ３とを含む回生スナバ回路ＳＮが接続されている。すなわち、回生スナバ回路ＳＮは、二次ダイオードＤ１、Ｄ４の直列回路（二次巻線ｎｓを介して）からなる第1の二次ダイオード回路、及び、二次ダイオードＤ２、Ｄ３の直列回路（二次巻線ｎｓを介して）からなる第2の二次ダイオード回路に、並列的に接続されている。回生用スイッチ素子Ｓ３は、例えばＭＯＳ－ＦＥＴで構成される。回生用スイッチ素子Ｓ３の制御端子には、制御部ＣＴから制御信号Ｇ３が入力する。
　次に、上記ＤＣ－ＤＣコンバータ回路の動作を説明する。
　図２はタイムチャートである。
　ｔｏ以前では、制御信号Ｇ１、Ｇ２は出ていなくて、そのため、スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２は共にオフである。このとき、二次側のリアクトルＬ０を電流源として整流ダイオードＤ１～Ｄ４のそれぞれには出力電流Ｉ０の１／２が流れる（フリーホイール状態）。
　ｔ０において、制御信号Ｇ１に同期してスイッチ素子Ｓ１がターンオンすると、トランスＴの二次巻線ｎｓには、ｎｓ（Ｖ）＝Ｖｉｎ×ｎｓ／ｎｐ（巻数）が発生し、ダイオードＤ１、Ｄ４の電流が増加しはじめる。Ｖｉｎは、一次巻線ｎｐの入力電圧である。この電流増加分ΔＩは、トランスＴの一次／二次間のリーケージインダクタンスＬｅの存在のため、
ΔＩ＝ｎｓ（Ｖ）×Δｔ／Ｌｅ
である。したがって、ダイオードＤ１、Ｄ４に流れる電流は、
０．５Ｉ０＋ΔＩ＝０．５Ｉ０＋ｎｓ（Ｖ）×Δｔ／Ｌｅ
となる。
　一方、ダイオードＤ２、Ｄ３の電流は減少し始め、電流値は、０．５Ｉ０－ｎｓ（Ｖ）×Δｔ／Ｌｅである。
　ｔ１でダイオードＤ１、Ｄ４の電流はＩ０となり、ダイオードＤ２、Ｄ３の電流はゼロとなり、カットオフ状態となって転流が終了する。
　しかし、オフになろうとしているダイオードＤ２、Ｄ３については、逆回復時間ｔ１～ｔｒ（ｔｒｒ）のために、ｔ１～ｔ２の間、ダイオードＤ１、Ｄ４の電流は増加し、ダイオードＤ２、Ｄ３の電流はゼロ以下に減少し続ける。ダイオードＤ２、Ｄ３の電流がゼロ以下に減少することは、カソードからアノードに向けて電流が逆流することであるから、全ダイオードＤ１～Ｄ４に短絡電流（貫流）が流れ、それによりリーケージインダクタンスＬｅにエネルギーが蓄積される。従来の回路では、ｔ２～ｔｒにおいて、ダイオードＤ２、Ｄ３が逆素子能力を回復し始めるとダイオードの最大逆耐電圧（Ｖｒｒｍ）を遥かに超えるスパイク状の誘起電圧（サージ電圧）が発生する。
　本実施形態のＤＣ－ＤＣコンバータでは、上記の誘起電圧は、ｔ２以下でスナバコンデンサＣｓに吸収される。
　誘起電圧が発生すると、ｔ２～ｔ３において、放電阻止ダイオードＤｓ１を介し、スナバコンデンサＣｓに充電電流が流れ、それによりコンデンサＣｓの電圧はαだけ上昇する。上記の誘起電圧がない場合のスナバコンデンサＣｓの基準電圧をＣｓ（Ｖ）＝ｎｓ（Ｖ）とすれば、充電時のコンデンサＣｓの電圧Ｃｓ（Ｖ）は、Ｃｓ（Ｖ）＝ｎｓ（Ｖ）＋αとなり、ダイオードＤ２、Ｄ３の電圧はスパイク状ではなく略平坦にクランプされる。
　このように、ダイオードＤ２、Ｄ３の逆回復時間ｔｒｒの特性のために、ｔ１～ｔ２間で全ダイオードＤ１～Ｄ４に短絡電流（貫流）が流れ、ｔ２～ｔｒでダイオードＤ２、Ｄ３が逆阻止能力を回復し始めると、リーケージインダクタンスＬｅに誘起電圧が発生する。しかし、この誘起電圧はｔ２～ｔ３間でスナバコンデンサＣｓに吸収され、それによりダイオードＤ２、Ｄ３の電圧はスパイク状ではなく略平坦にクランプされる。
　ｔｒで、ダイオードＤ２、Ｄ３の電流はゼロとなり、ｔ３でダイオードＤ１、Ｄ４の電流はＩ０となる。
　ｔ４で、制御信号Ｇ３がオンすると、回生用スイッチ素子Ｓ３がオンする。スイッチ素子Ｓ３がオンすると、スナバコンデンサＣｓの充電電荷がスイッチ素子Ｓ３を介して放電し始める。このとき、放電量を上昇分αに等しくなるように、制御信号Ｇ３のオン期間Ｔｂを設定する。すなわち、（充電電流量／サイクル）＝（放電電流量／サイクル）となるように、オン期間Ｔｂが設定される。その結果、制御信号Ｇ３がオフするｔ６での放電時の電圧Ｃｓ（Ｖ）は、
Ｃｓ（Ｖ）＝ｎｓ（Ｖ）＋α－α＝ｎｓ（Ｖ）
に降下する。この放電時間は、スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２が共にオフするフリーホイール期間内であり、そのため、放電電流は、リアクトルＬ０を電流源として定電流放電する出力電流Ｉ０の一部となる。したがって放電電流は負荷に回生される。
　この実施形態では、スナバコンデンサＣｓの充放電はスイッチング周期の１／２サイクル毎に行われているが、放電量が極端に少ないときには回生スイッチＳ３のオン期間Ｔｂが非常に短いので同期間Ｔｂの精度が問題となる。そこで、この場合には、別の実施形態として、放電サイクルを数サイクルに一度としても良い。このようにすると、１回の放電量が大きく取れ、回生スイッチＳ３のオン期間Ｔｂを精度が問題とならないように長く設定できる。
　制御信号Ｇ３のオン期間Ｔｂでの挙動は次のとおりである。
　ｔ４の前では、スイッチ素子Ｓ１がオンしているので出力電流Ｉ０によりリーケージインダクタンスＬｅにエネルギーが蓄積されているが、ｔ４になると、そのエネルギーがダイオードＤ１、Ｄ４を介して放出される。このため、出力電流Ｉ０は、放出エネルギーに基づくダイオードＤ１、Ｄ４を流れる電流と、スナバコンデンサＣｓからの放電電流とに分流される。
　ｔ５で、ダイオードＤ１、Ｄ４の電流はゼロとなりカットオフ状態となるので、ｔ５～ｔ６では、出力電流Ｉ０はスナバコンデンサＣｓの放電電流のみとなる。
　ｔ６でスナバコンデンサＣｓのα分の放電が完了し、回生スイッチ素子Ｓ３がオフする。回生スイッチ素子Ｓ３がオフすると、出力電流Ｉ０はダイオードＤ１、Ｄ４の直列回路とダイオードＤ２、Ｄ３の直列回路とに分流し、その結果、ダイオードＤ１～Ｄ４のすべてに０．５Ｉ０が流れる。スナバコンデンサＣｓの放電が終了し、再び充電が開始するときまでは、回生スイッチ素子Ｓ３にＣｓ（Ｖ）が印加される。
　以上でＴ／２周期の動作が終了し、その後、制御信号Ｓ２に同期するスイッチ素子Ｓ２がオンし、次のＴ／２周期の動作が上記と同様に行われる。
　さらに、別の実施形態では、制御信号Ｇ３のオン時間Ｔｂを少し短く制御する。それにより、スナバコンデンサＣｓの放電量を少なくすることができる。このようにすると、スナバコンデンサＣｓの電圧は上昇するので充電量も減少する。すると、スイッチ素子Ｓ３、二次ダイオードＤ１～Ｄ４、放電素子ダイオードＤｓ１の電流を低減できる。また、スナバコンデンサＣｓの電圧の脈動が減少する。
　すなわち、スナバコンデンサＣｓの電圧は、充電量と放電量がバランスした状態の電圧となる。例えば、出力電流が増加したときは放電量が増加しスナバコンデンサＣｓの電圧は低下しようとするが、この電圧低下により充電量が増加するので、スイッチ素子Ｓ３のオン時間で決定したスナバコンデンサＣｓの電圧に復元する。このように負荷条件が変化してもスナバコンデンサＣｓの電圧が略一定になるように動作する。
　図3は、さらに別の実施形態のＤＣ－ＤＣコンバータの回路図を示す。
　このＤＣ－ＤＣコンバータでは、トランスＴの二次側巻線は２つの出力端子とセンタータップが設けられている。２つの出力端子のそれぞれに、２相半波整流用の第1の二次ダイオードＤ１と第2の二次ダイオードＤ２を接続し、二次ダイオードＤ１、Ｄ２のカソード側端子に接続したリアクトルＬ０の出力側とトランスＴのセンタータップとの間に負荷を接続する。二次ダイオードＤ１のＡ－Ｋ間（アノード－カソード間）に、すなわち、二次ダイオードＤ１に並列に、第1の回生スナバ回路を接続し、二次ダイオードＤ２のＡ－Ｋ間（アノード－カソード間）に、すなわち、二次ダイオードＤ２に並列に、第２の回生スナバ回路を接続している。第1の回生スナバ回路は、第1の放電阻止ダイオードＤｓ１－１及び第1のスナバコンデンサＣｓ－１の直列回路と第1の放電阻止ダイオードＤｓ１－１に並列に接続された第1の回生用スイッチ素子Ｓ３－１とで構成される。第２の回生スナバ回路は、第２の放電阻止ダイオードＤｓ１－２及び第２のスナバコンデンサＣｓ－２の直列回路と第２の放電阻止ダイオードＤｓ１－２に並列に接続された第２の回生用スイッチ素子Ｓ３－２とで構成される。
　制御部（図示せず）は、一次側スイッチ素子Ｓ１とＳ２を１サイクル内で交互にオンオフする。制御部は、一次側スイッチ素子Ｓ１のターンオフに同期して、そのオフタイミングから所定期間Ｔｂだけ第２の回生スイッチ素子Ｓ３－２をオンする。制御部は、また、一次側スイッチ素子Ｓ２のオフに同期して、そのオフタイミングから所定期間Ｔｂだけ第１の回生スイッチ素子Ｓ３－１をオンする。
　第1のスイッチ素子Ｓ１がターンオンした直後の二次ダイオードＤ２の逆回復時間ｔｒｒ（図２のｔ１～ｔｒに相当）のために、リーケージインダクタンスＬｅ１とＬｅ２とを直列に接続したリーケージインダクタンスＬｅ１＋Ｌｅ２にエネルギーが蓄積されるが、このエネルギーによる誘起電圧は第２のスナバコンデンサＣｓ－２に吸収される（図２のｔ２～ｔ３に相当）。その後、第1のスイッチ素子Ｓ１がターンオフするタイミングから第２の回生用スイッチ素子Ｓ３－２を期間Ｔｂだけオンする。期間Ｔｂは二次ダイオードＤ２がターンオフしたときの逆回復時間ｔｒｒに起因してスナバコンデンサＣｓ－２に充電された電荷を放電する時間に設定されている。このためスナバコンデンサＣｓ－２に充電されていた充電電荷は、期間Ｔｂにすべて放電される。
　以上の動作は前半の１／２サイクル内に行われる。
　後半の１／２サイクル内でも上記と同様な動作が行われる。すなわち、第２のスイッチ素子Ｓ２がターンオンした直後の二次ダイオードＤ１の逆回復時間ｔｒｒ（図２のｔ１～ｔｒに相当）のために、リーケージインダクタンスＬｅ１とＬｅ２とを直列に接続したリーケージインダクタンスＬｅ１＋Ｌｅ２にエネルギーが蓄積されるが、このエネルギーによる誘起電圧は第１のスナバコンデンサＣｓ－１に吸収される（図２のｔ２～ｔ３に相当）。その後、第２のスイッチ素子Ｓ２がターンオフするタイミングから第１の回生用スイッチ素子Ｓ３－１を期間Ｔｂだけオンする。期間Ｔｂは二次ダイオードＤ１がターンオフしたときの逆回復時間ｔｒｒに起因してスナバコンデンサＣｓ－１に充電された電荷を放電する時間に設定されている。このためスナバコンデンサＣｓ－１に充電されていた充電電荷は、期間Ｔｂにすべて放電される。
　図４は、さらに別の実施形態のＤＣ－ＤＣコンバータの回路図を示す。
　このＤＣ－ＤＣコンバータが図3のコンバータと相違する点は、スナバコンデンサを一つにして、第1の回生スナバ回路と第２の回生スナバ回路とで、スナバコンデンサＣｓを共通に使用できるように構成したことである。すなわち、第1の回生スナバ回路の第1の放電阻止ダイオードＤｓ１－１のアノードと、第２の回生スナバ回路の第２の放電阻止ダイオードＤｓ１－２のアノードとを接続し、この接続点にスナバコンデンサＣｓを接続することにより、それぞれの回生スナバ回路でスナバコンデンサＣｓを共通に使用できるようにしている。コンバータの動作は、上記図３に示すコンバータの動作と同様である。
　図5は、さらに別の実施形態のＤＣ－ＤＣコンバータの回路図を示す。
　このＤＣ－ＤＣコンバータが図４のコンバータと相違する点は、回生用スイッチ素子を一つにして、第1の回生スナバ回路と第２の回生スナバ回路とで、回生用スイッチ素子を共通に使用できるように構成したことである。
　具体的には次のように構成される。
　二次ダイオードＤ１のアノードと第1の放電阻止ダイオードＤｓ１－１のカソードとの接続点に、第1の干渉防止用ダイオードＤ５のアノードを接続する。二次ダイオードＤ２のアノードと第２の放電阻止ダイオードＤｓ１－１のカソードとの接続点に、第２の干渉防止用ダイオードＤ６のアノードを接続する。第1の干渉防止用ダイオードＤ５のカソードと第２の干渉防止用ダイオードＤ６のカソードとを接続し、その接続点とスナバコンデンサＣｓとの間に回生用スイッチ素子Ｓ３を接続する。コンバータの動作は、図1に示すコンバータの動作と同様である。
　以上の各実施形態のＤＣ－ＤＣコンバータでは次の効果がある。
（１）転流時の二次ダイオード逆回復時間とトランスＴの一次／二次間リーケージインダクタンスとに起因するサージエネルギーはスナバコンデンサＣｓに充電され、フリーホィール時に放電して上記エネルギーが負荷に回生されるため、コンバータの変換効率が向上する。
（２）転流時の二次ダイオード電圧をトランスＴの二次電圧にほぼクランプできるため、最高逆耐電圧値（Ｖｒｒｍ）の低いダイオードを採用できる。このようなダイオードは、一般に順方向電圧降下（Ｖｆ）も低く、且つ逆回復時間（ｔｒｒ）が短いために、損失が少なくなる。このため、コンバータの変換効率をさらに改善できる。
（３）スナバ回路にスナバ抵抗、ダンピング抵抗、放電抵抗を使用しないために、コンバータの変換効率をさらに改善できる。
（４）転流時の二次ダイオード電圧に高周波振動（リンギング）を生じないため、ＥＭＩ（Electro magnetic Susceptiblity ）特性が改善する。
（５）全ての二次ダイオードＤ１～Ｄ４（図３～図5では、Ｄ１、Ｄ２）が導通し、リーケージインダクタンスＬｅの蓄積エネルギーが放出しているフリーホイール期間内のｔ４～ｔ５において、スナバコンデンサＣｓの放電が行われるため、放電電流が二次ダイオードにより短絡されることがない。

Claims (7)

  1. 　一次側スイッチ素子でＤＣ電源をスイッチングするスイッチング回路と、
    　前記スイッチング回路の出力が一次側巻線に印加され、所定の変圧比で変圧された電圧を二次側巻線に出力するトランスと、
    　前記トランスの二次側巻線に接続された整流用の複数の二次ダイオードを含む二次ダイオード回路と、
    　前記二次ダイオード回路に並列的に接続され、放電阻止ダイオード及びスナバコンデンサの直列回路と前記放電阻止ダイオードに並列に接続された回生用スイッチ素子とを含む回生スナバ回路と、
    　前記二次ダイオード回路の整流出力間に接続されたフィルタ回路と、
    　前記回生用スイッチ素子を前記一次側スイッチ素子のオフタイミングから所定時間オンする制御部と、を備え、
    　前記所定時間は、前記二次ダイオード回路のいずれかの二次ダイオードがターンオフしたときの逆回復時間に起因して前記スナバコンデンサに充電された電荷を略放電する時間に設定されることを特徴とする、ＤＣ－ＤＣコンバータ回路。
  2. 　前記フィルタ回路は平滑リアクトルで構成される請求項１記載のＤＣ－ＤＣコンバータ回路。
  3. 　前記フィルタ回路は平滑リアクトル及び平滑コンデンサの直列回路で構成される請求項１記載のＤＣ－ＤＣコンバータ回路。
  4. 　前記二次ダイオード回路は、４個の二次ダイオードをブリッジ接続したブリッジ整流回路で構成されている、請求項１記載のＤＣ－ＤＣコンバータ回路。
  5. 　前記トランスの二次側巻線は２つの出力端子とセンタータップが設けられている巻線で構成され、前記二次ダイオード回路は、前記二次側巻線の２つの出力端子各々に接続された第1、第2の二次ダイオードで構成され、前記回生スナバ回路は、第1、第2の二次ダイオードにそれぞれ並列に接続された第1、第2の回生スナバ回路で構成され、
    　前記第1の回生スナバ回路は、第1の放電阻止ダイオード及び第1のスナバコンデンサの直列回路と前記第1の放電阻止ダイオードに並列に接続された第1の回生用スイッチ素子とを含み、
    　前記第２の回生スナバ回路は、第２の放電阻止ダイオード及び第２のスナバコンデンサの直列回路と前記第２の放電阻止ダイオードに並列に接続された第２の回生用スイッチ素子とを含んでいる、請求項１記載のＤＣ－ＤＣコンバータ回路。
  6. 　前記第1のスナバコンデンサと前記第2のスナバコンデンサが一つのスナバコンデンサで構成されている、請求項５記載のＤＣ－ＤＣコンバータ回路。
  7. 　前記第1の回生用スイッチ素子と前記第２の回生用スイッチ素子とが一つの回生用スイッチ素子で構成されている、請求項６記載のＤＣ－ＤＣコンバータ回路。
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