CN101842971B - Dc-dc变换电路 - Google Patents

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Abstract

一种DC-DC变换电路，该电路包括：利用初级侧开关元件来切换DC电源的开关电路；变压器，上述开关电路的输出施加到初级侧线圈，对次级侧线圈输出按照规定变压比变压后的电压；以及连接到上述变压器的次级侧线圈的整流用次级二极管。另外，该电路包括：再生缓冲电路，其连接在上述次级二极管的整流输出之间，并且包含放电阻止二极管和缓冲电容器的串联电路以及与上述放电阻止二极管并联连接的再生用开关元件；以及控制部，使上述再生用开关元件从上述初级侧开关元件断开起导通规定时间。上述规定时间设定为由于上述次级二极管断开时的反向恢复时间而使上述缓冲电容器中被充电的电荷大致放电的时间。

Description

DC-DC变换电路
技术领域
本发明涉及次级一侧设有缓冲电路(snubber circuit)的DC-DC变换电路(converter circuit)。 
背景技术
DC-DC变换电路具备：利用初级侧开关元件来切换DC电源的开关电路；变压器，上述开关电路的输出施加到初级侧线圈，对次级侧线圈输出按照规定变压比变压后的电压；以及连接到上述变压器的次级侧线圈的整流用次级二极管(secondary diode)。次级二极管整流过的输出经过平滑化以后提供给负载。 
但是，次级二极管在被断开时有由存贮电荷(accumulated carrier)导致的可通电时间trr(该时间被称为反向恢复时间或恢复时间)，所以在该反向恢复时间中变压器的次级线圈中有直通电流的流动，由于这个原因，存在被断开的整流元件上会有浪涌电压施加的问题。 
因此，为了消除该浪涌电压，提出对次级侧线圈连接CR缓冲电路的DC-DC变换电路。 
专利文献1：日本专利公开2008-79403号 
专利文献2：日本专利公开2003-189618号 
发明内容
但是，上述的传统DC-DC变换电路中，都具有缓冲电阻等电阻元件，所以缓冲电容器的充电电荷会被电阻元件热消耗掉，有着降低整体效率的问题。 
本发明的目的为提供一种DC-DC变换电路，通过在负载再生 设于次级侧线圈的缓冲电容器的充电电荷，提高效率。 
本发明的DC-DC变换电路具备：开关电路，利用初级侧开关元件来切换DC电源；变压器，该变压器的初级侧线圈上被施加上述开关电路的输出，对次级侧线圈输出按照规定变压比变压后的电压；次级二极管电路，包含连接到上述变压器的次级侧线圈的整流用次级二极管；以及平滑电抗器和平滑电容器的串联电路，其在上述次级二极管电路的整流输出之间。 
另外，DC-DC变换电路具备：再生缓冲电路，其并联连接在上述次级二极管电路，并包含放电阻止二极管及缓冲电容器的串联电路和与上述放电阻止二极管并联连接的再生用开关元件；以及控制部，使上述再生用开关元件从上述初级侧开关元件的截止定时起导通规定时间。 
上述规定时间设定为由于上述次级二极管电路中的任意次级二极管断开时的反向恢复时间而使充电至上述缓冲电容器的电荷大致放电的时间。 
上述开关电路可以是推挽式、全桥式、半桥式中的任意形式的开关电路。本发明中，使与上述次级二极管电路并联连接的再生缓冲电路所包含的再生用开关元件在由于上述次级二极管断开时的反向恢复时间而大致放电已充电到上述缓冲电容器的电荷的期间导通。由此，在次级二极管断开时，存贮到漏电感的能量会通过次级线圈中流动的直通电流成分而充电到缓冲电容器，能够防止浪涌电压施加到次级二极管。而且充电到缓冲电容器的充电电荷，在再生用开关元件导通时，再生于负载，而且不会被电阻热消耗。 
根据本发明，在负载再生次级二极管断开时在次级线圈中流动的直通电流成分所产生的漏电感的存贮能量，所以浪涌电压不会施加到次级二极管，此外，不会出现热损耗，所以提高效率。 
附图说明
图1是本发明实施方式的DC-DC变换电路的电路图。 
图2是DC-DC变换电路的时序图。 
图3是本发明其它实施方式的DC-DC变换电路的电路图。 
图4是本发明的另外其它实施方式的DC-DC变换电路的电路图。 
图5是本发明的另外其它实施方式的DC-DC变换电路的电路图。 
具体实施方式
图1是本发明实施方式的DC-DC变换电路的电路图。 
DC电源V1上，并联连接了成为电压源的第1电容器C1、第2电容器C2的串联电路，电容器C1、C2上分别并联地连接了初级侧开关元件，即第1开关元件S1、第2开关元件S2。开关元件S1、S2各自由半导体开关元件构成，例如由IGBT(绝缘栅双极型晶体管)或MOS-FET构成。电容器C1、C2的连接点和开关元件S1、S2的连接点之间连接有变压器T的初级线圈np。开关元件S1、S2上分别反向并联地连接有续流二极管(箝位二极管)df1、df2。另外，设有针对开关元件S1、S2的控制端子分别输出控制信号G1、G2的控制部CT，该等控制信号G1、G2交互地导通和截止开关元件S1、S2。 
如上所述，该DC-DC变换器的初级一侧构成半桥式倒相电路(inverter circuit)。 
DC-DC变换器的次级一侧构成如下。 
变压器T的次级线圈ns上，连接了包含桥接的整流用次级二极管D1～D4的次级二极管电路，而在次级二极管D1～D4的整流输出之间则连接了由平滑电抗器L0和平滑电容器C0的串联电路构成的滤波电路。滤波电路也可以只由平滑电抗器L0构成。另外，在次级二极管D1～D4的整流输出之间，连接了再生缓冲电路SN，该再生缓冲电路SN包含放电阻止二极管Ds1及缓冲电容器Cs的串联电路和 与上述放电阻止二极管Ds1并联连接的再生用开关元件S3。即，再生缓冲电路SN并联连接到由次级二极管D1、D4的串联电路(通过次级线圈ns)构成的第1次级二极管电路和由次级二极管D2、D3的串联电路(通过次级线圈ns)构成的第2次级二极管电路。再生用开关元件S3，例如由MOS-FET构成。再生用开关元件S3的控制端子上被输入控制部CT的控制信号G3。 
接下来，说明上述DC-DC变换电路的动作。 
图2为时序图。 
t0以前，没有出现控制信号G1、G2，因此开关元件S1、S2都为截止状态。这时，以次级一侧的电抗器L0为电流源在整流二极管D1～D4中各自流动输出电流I0的1/2电流(续流状态)。 
t0时，开关元件S1与控制信号G1同步地导通，在变压器T的次级线圈ns发生ns(V)＝Vin×ns/np(圈数)，二极管D1、D4的电流开始增加。Vin为初级线圈np的输入电压。由于在变压器T的初级/次级间存在漏电感(leakage inductance)Le，该电流增加分量ΔI为 
ΔI＝ns(V)×Δt/Le。 
因此，二极管D1、D4中流过的电流为， 
0.5I0+ΔI＝0.5I0+ns(V)×Δt/Le。 
另一方面，二极管D2、D3的电流开始减少，电流值为， 
0.5I0-ns(V)×Δt/Le。 
t1时，二极管D1、D4的电流成为I0，二极管D2、D3的电流成为0，成为切断状态结束转换电流。 
但是，对于要截止的二极管D2、D3，因为反向恢复时间t1～tr(trr)而在t1～t2期间二极管D1、D4的电流会增加，而二极管D2、D3的电流会持续减少到0以下。二极管D2、D3中的电流减少到0以下，意味着电流从阴极逆流到阳极，因此全部的二极管D1～D4流有短路电流(直通电流)，从而使能量存贮到漏电感Le。在传统电路 中，t2～tr时，二极管D2、D3开始恢复反向元件能力时会发生远远超过二极管的最大反向耐电压(Vrrm)的尖峰(spike)状的感应电压(浪涌电压)。 
本实施方式的DC-DC变换器中，上述的感应电压在t2以下被缓冲电容器Cs吸收。 
若产生感应电压，则在t2～t3中，通过放电阻止二极管Ds1，缓冲电容器Cs中流动充电电流，由此使电容器Cs的电压仅上升α。如果使没有上述感应电压时的缓冲电容器Cs的基准电压成为Cs(V)＝ns(V)，则充电时的电容器Cs的电压Cs(V)就成为Cs(V)＝ns(V)+α，二极管D2、D3的电压就会被箝位(clamped)成大致平坦，而不是尖峰状。 
如此，由于二极管D2、D3的反向恢复时间trr的特性，在t1～t2期间全部的二极管D1～D4中流动短路电流(直通电流)，在t2～tr中若二极管D2、D3开始恢复反向阻止能力，则在漏电感Le发生感应电压。但是，该感应电压在t2～t3期间被缓冲电容器Cs所吸收，由此二极管D2、D3的电压就会被箝位定成大致平坦，而不是尖峰状。 
在tr，二极管D2、D3的电流成为0，而在t3，二极管D1、D4的电流成为I0。 
在t4，若控制信号G3的导通，则再生用开关元件S3导通。若开关元件S3导通，则缓冲电容器Cs的充电电荷通过开关元件S3开始放电。这时，设定控制信号G3的导通时间Tb，以使放电量等同于上升分量α。即，设定导通时间Tb，使(充电电流量/循环)＝(放电电流量/循环)。其结果，在控制信号G3截止的t6的放电时的电压Cs(V)降低为， 
Cs(V)＝ns(V)+α-α＝ns(V)。 
该放电时间在开关元件S1、S2都截止的续流期间内，因此，放电电流成为以电抗器L0为电流源进行恒流放电的输出电流I0的一部分。因此，放电电流再生于负载。 
在该实施方式中，缓冲电容器Cs的充放电在开关周期的每1/2循环就执行一次，但是放电量极少时，再生开关S3的导通期间Tb非常短，因此同期间Tb的精度会成为问题。所以，在这种情况下，作为其它的实施方式，也可以设为每数个循环进行一次放电循环。这样，可以使一次的放电量变大，且可以将再生开关S3的导通期间Tb设定成较长，以避免导通期间Tb的精度成为问题。 
控制信号G3的导通期间Tb中的动作如下。 
在t4之前，开关元件S1导通，因此漏电感Le通过输出电流I0存贮能量，而到了t4，其能量通过二极管D1、D4得到释放。因此，输出电流I0被分流成基于释放能量的流过D1、D4的电流和来自缓冲电容器Cs的放电电流。 
在t5，二极管D1、D4的电流成为0，成为切断状态，因此在t5～t6中，输出电流I0只剩缓冲电容器Cs的放电电流。 
在t6，缓冲电容器Cs的α分量的放电结束，再生开关元件S3截止。再生开关元件S3截止后，输出电流I0分流成二极管D1、D4的串联电路和D2、D3的串联电路，其结果，二极管D1～D4的所有二极管中流动0.5I0的电流。缓冲电容器Cs的放电结束后直到再次开始充电，再生开关元件S3上被施加Cs(V)。 
如上T/2周期的动作结束，其后，与控制信号G2同步的开关元件S2导通，接下的T/2周期的动作与上述同样地进行。 
另外，在其它的实施方式中，将控制信号G3的导通时间Tb控制成稍短。由此，能够减少缓冲电容器Cs的放电量。这样，缓冲电容器Cs的电压会上升，因此充电量也会减少。如此，能够减少开关元件S3、次级二极管D1～D4、放电元件二极管Ds1的电流。此外，缓冲电容器Cs的电压波动会减少。 
即，缓冲电容器Cs的电压是，充电量和放电量达到平衡状态之后的电压。例如，当增加了输出电流时放电量会增加，且缓冲电容器Cs的电压趋于下降，但是这种电压下降趋势会导致充电量的增加， 所以会恢复到开关元件S3的导通时间所决定的缓冲电容器Cs的电压。即使负载条件发生变化，也动作成使缓冲电容器Cs的电压大致保持一定。 
图3为另外其它实施方式的DC-DC变换器的电路图。 
在该DC-DC变换器中，变压器T的次级侧线圈设有两个输出端子和中心抽头。两个输出端子分别与2相半波整流用的第1次级二极管D1和第2次级二极管D2连接，在连接到次级二极管D1、D2的阴极侧端子的电抗器L0的输出侧和变压器T的中心抽头之间连接负载。在次级二极管D1的A-K之间(阳极-阴极之间)，即与次级二极管D1并联连接第1再生缓冲电路，在次级二极管D2的A-K之间(阳极-阴极之间)，即与次级二极管D2并联连接第2再生缓冲电路。第1再生缓冲电路由第1放电阻止二极管Ds1-1及第1缓冲电容器Cs-1的串联电路和并联连接到第1放电阻止二极管Ds1-1的第1再生用开关元件S3-1构成。第2再上缓冲电路由第2放电阻止二极管Ds1-2及第2缓冲电容器Cs-2的串联电路和并联连接到第2放电阻止二极管Ds1-2的第2再生用开关元件S3-2构成。 
控制部(没有图示)使初级侧开关元件S1和S2在1循环内交互导通和截止。控制部与初级侧开关元件S1的断开同步而使第2再生开关元件S3-2从其截止定时起仅导通规定期间Tb。此外，控制部与初级侧开关元件S2的截止同步而使第1再生开关元件S3-1从其截止定时起仅导通规定期间Tb。 
由于第1开关元件S1刚导通后的次级二极管D2的反向恢复时间trr(相当于图2的t1～tr)，串联连接了漏电感Le1和Le2的漏电感Le1+Le2中存贮能量，但是该能量造成的感应电压被第2缓冲电容器Cs-2所吸收(相当于图2中的t2～t3)。其后，在第1开关元件S1断开的定时开始，使第2再生用开关元件S3-2仅导通期间Tb。期间Tb设定为由于次级二极管D2被断开时的反向恢复时间trr而使缓冲电容器Cs-2中被充入的电荷放电的时间。因此，缓冲电容器 Cs-2中被充入的充电电荷在期间Tb中全部被放电。 
以上的动作在前半个1/2循环内执行。 
在后半个1/2循环内也进行如同上述的动作。即，由于第2开关元件S2刚导通后的次级二极管D1的反向恢复时间trr(相当于图2的t1～tr)，串联连接了漏电感Le1和Le2的漏电感Le1+Le2中存贮能量，但是该能量造成的感应电压被第1缓冲电容器Cs-1所吸收(相当于图2中的t2～t3)。其后，在第2开关元件S2断开的定时开始，第1再生用开关元件S3-1仅导通期间Tb。期间Tb设定为由于次级二极管D1断开时的反向恢复时间trr而使缓冲电容器Cs-1中被充入的电荷放电的时间。因此，缓冲电容器Cs-1中被充入的充电电荷在期间Tb中全部被放电。 
图4为另外其它实施方式的DC-DC变换器的电路图。 
该DC-DC变换器与图3中的变换器的不同点在于，设置一个缓冲电容器，并构成为在第1再生缓冲电路和第2再生缓冲电路中能够共同使用缓冲电容器Cs。即，通过连接第1再生缓冲电路的第1放电阻止二极管Ds1-1的阳极与第2再生缓冲电路的第2放电阻止二极管Ds1-2的阳极，并将缓冲电容器Cs连接到该连接点，能够在各再生缓冲电路中共同使用缓冲电容器Cs。变换器的动作，和上述图3中表示的变换器相同。 
图5为另外其它实施方式的DC-DC变换器的电路图。 
该DC-DC变换器与图4中的变换器的不同点在于，设置一个再生用开关元件，并构成为在第1再生缓冲电路和第2再生缓冲电路中能够共同使用再生用开关元件。 
具体的构成如下。 
在次级二极管D1的阳极和第1放电阻止二极管Ds1-1的阴极的连接点上，连接第1干扰防止用二极管D5的阳极。在次级二极管D2的阳极和第2放电阻止二极管Ds1-1的阴极的连接点上，连接第2干扰防止用二极管D6的阳极。第1干扰防止用二极管D5的阴极与第2干扰防止用二极管D6的阴极连接，在其连接点和缓冲电容器Cs之间连接再生用开关元件S3。变换器的动作与图1中所示的变换器的动作相同。
以上各实施方式的DC-DC变换器有如下的效果。 
(1)由于转换电流时的次级二极管反向恢复时间和变压器T的初级/次级之间的漏电感产生的浪涌能量被充电至缓冲电容器Cs，续流时进行放电而使上述能量再生于负载，所以提高了变换器的变换效率。 
(2)能够将转换电流时的次级二极管电压大致箝位到变压器T的次级电压，因此能够采用最高反向耐电压值(Vrrm)较低的二极管。这种二极管一般正向电压降(Vf)也较低，且反向恢复时间(trr)较短，所以损耗会变少。因此，能够进一步改善变换器的变换效率。 
(3)由于在缓冲电路中没有使用缓冲电阻、阻尼电阻、放电电阻，能够进一步改善变换器的变换效率。 
(4)由于转换电流时在次级二极管电压不会产生高频振动(振铃)，能够改善EMI(Electro Magnetic Interference：电磁干扰)特性。 
(5)所有的次级二极管D1～D4(图3～图5中为D1、D2)被导通，漏电感Le的存贮能量被释放的续流期间内的t4～t5中，进行缓冲电容器Cs的放电，因此不会出现放电电流因次级二极管而短路的现象。 

Claims (7)

1.一种DC-DC变换电路，其特征在于包括：
开关电路，利用初级侧开关元件来切换DC电源；
变压器，该变压器的初级侧线圈上被施加上述开关电路的输出，对次级侧线圈输出按照规定变压比变压后的电压；
次级二极管电路，包含连接到上述变压器的次级侧线圈的整流用多个次级二极管；
再生缓冲电路，其并联连接在上述次级二极管电路，并包含放电阻止二极管及缓冲电容器的串联电路和与上述放电阻止二极管并联连接的再生用开关元件；
滤波电路，连接在上述次级二极管电路的整流输出之间；以及
控制部，使上述再生用开关元件从上述初级侧开关元件的截止定时起导通规定时间，
由于上述次级二极管电路中的任意次级二极管断开时的反向恢复时间，因而在该断开的次级二极管和此时导通的其他次级二极管以及上述次级侧线圈的漏电感之间流有短路电流，上述缓冲电容器对由于该短路电流而存贮到上述漏电感的能量进行存贮，
上述规定时间设定为使充电至上述缓冲电容器的电荷大致放电的时间。
2.如权利要求1所述的DC-DC变换电路，其特征在于：由平滑电抗器构成上述滤波电路。
3.如权利要求1所述的DC-DC变换电路，其特征在于：由平滑电抗器和平滑电容器的串联电路构成上述滤波电路。
4.如权利要求1所述的DC-DC变换电路，其特征在于：由桥接了4个次级二极管的桥式整流电路构成上述次级二极管电路。
5.如权利要求1所述的DC-DC变换电路，其特征在于：
由设有两个输出端子和中心抽头的线圈构成上述变压器的次级侧线圈，由连接到上述次级侧线圈的两个输出端子的各输出端子的第1、第2次级二极管构成上述次级二极管电路，由与第1、第2次级二极管分别并联连接的第1、第2再生缓冲电路构成上述再生缓冲电路；
上述第1再生缓冲电路包含第1放电阻止二极管及第1缓冲电容器的串联电路和与上述第1放电阻止二极管并联连接的第1再生用开关元件；
上述第2再生缓冲电路包含第2放电阻止二极管及第2缓冲电容器的串联电路和与上述第2放电阻止二极管并联连接的第2再生用开关元件。
6.如权利要求5所述的DC-DC变换电路，其特征在于：由一个缓冲电容器构成上述第1缓冲电容器和上述第2缓冲电容器。
7.如权利要求6所述的DC-DC变换电路，其特征在于：由一个再生用开关元件构成上述第1再生用开关元件和上述第2再生用开关元件。
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