JP4773002B2

JP4773002B2 - メッキ用電源装置

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Publication number: JP4773002B2
Application number: JP2001248316A
Authority: JP
Inventors: 亨荒井; 誠櫻田; 吉行西岡
Original assignee: Sansha Electric Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Sansha Electric Manufacturing Co Ltd
Priority date: 2001-08-17
Filing date: 2001-08-17
Publication date: 2011-09-14
Anticipated expiration: 2021-08-17
Also published as: TW571499B; CN1202612C; JP2003061357A; US6754090B2; US20030035305A1; CN1402419A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、被メッキ物、メッキ液、電極等を含む負荷（以下、メッキ負荷と称する）に電流を供給して、被メッキ物にメッキを行うメッキ用電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
メッキ負荷に供給される電流の極性を正から負、負から正というように高速に反転させることによって、正電流の供給時に被メッキ物にメッキを行い、負電流の供給時にメッキの中断またはメッキ液の溶解を行い、メッキ層の結晶を微細化して、被メッキ物に均一なメッキを行えることが知られている。
【０００３】
被メッキ物としては、例えば図４に示すような多層プリント配線板２を使用することがある。この多層プリント配線板２は、電子部品を高密度で集積する複数の基板、例えば基板２ａ、２ｂからなる。これら基板２ａには、スルーホール４やビアホール６が多く形成されている。基板の層数が多くなればなるほど、スルーホール４のエッジ部４Ｅのメッキ厚と、内壁部４ＩＮのメッキ厚とに差が生じ、均一なメッキ層が得られなかった。同様に、ビアホール６においても、それのエッジ部６Ｅのメッキ厚と、内壁部６ＩＮのメッキ厚とに差が生じ、均一なメッキ層が得られなかった。各基板２ａ、２ｂ全体にわたって均一な所定の厚さのメッキ層を形成するためには、負電流が流れている時間を、正電流が流れている時間よりも短く、かつ正電流よりも大きな値の負電流を流す必要性があることが判っている。
【０００４】
そこで、出願人は、例えば５乃至２０ｍ秒の周期で、メッキ負荷に供給される電流を反転させて、多層基板からなるプリント配線板のような被メッキ物に対しても均一な厚みのメッキを行うことができる図５に示すような電源装置を提案した。
【０００５】
図５の電源装置では、直流電源装置１０ａ、１０ｂと、リアクトル１２ａ、１２ｂ、ＩＧＢＴ１４ａ、１４ｂによってそれぞれ構成された昇圧コンバータ１６ａ、１６ｂと、逆流防止用ダイオード１８ａ、１８ｂとＩＧＢＴ２０ａ、２０ｂとからなるチョッパ２２ａ、２２ｂとが設けられ、メッキ負荷２４に正負の電流が供給される。ＩＧＢＴ１４ａ、１４ｂ、２０ａ、２０ｂは、制御装置２６によって開閉制御される。
【０００６】
例えば、ＩＧＢＴ２０ａがオフ、ＩＧＢＴ１４ａがオン、ＩＧＢＴ２０ｂがオン、ＩＧＢＴ１４ｂがオフであるとき、直流電源１０ａ、リアクトル１２ａ、ＩＧＢＴ１４ａに電流が流れ、リアクトル１２ａにエネルギーが蓄積される。また、直流電源１０ｂ、リアクトル１２ｂ、ダイオード１８ｂ、ＩＧＢＴ２０ｂを介してメッキ負荷２４に電流が流れ、メッキ負荷２４には負電流が供給される。
【０００７】
次に、ＩＧＢＴ２０ａがオン、ＩＧＢＴ１４ａがオフ、ＩＧＢＴ２０ｂがオフ、ＩＧＢＴ１４ｂがオンであるとき、直流電源１０ａ、リアクトル１２ａ、ダイオード１８ａ、ＩＧＢＴ２０ａを介してメッキ負荷２４に正電流が供給され、被メッキ物がメッキされる。このとき、ＩＧＢＴ１４ａのオフによりリアクトル１２ａに発生した電圧が直流電源１０ａの電圧に重畳されて、メッキ負荷２４に今まで流れていた負電流から正電流に急激に反転する。このとき、ＩＧＢＴ１４ｂがオンであるので、リアクトル１２ｂにはエネルギーが蓄積される。
【０００８】
再び、ＩＧＢＴ２０ａがオフ、ＩＧＢＴ１４ａがオン、ＩＧＢＴ２０ｂがオン、ＩＧＢＴ１４ｂがオフになると、直流電源１０ｂ、リアクトル１２ｂ、ダイオード１８ｂ、ＩＧＢＴ２０ｂを介してメッキ負荷２４に電流が流れ、メッキ負荷２４には負電流が供給される。このとき、リアクトル１２ｂに発生した電圧が直流電源１０ｂの電圧に重畳されるので、メッキ負荷２４に今まで流れていた正電流から負電流に急激に反転する。以下、同様にして、正負の電流がメッキ負荷２４に供給され、スルーホールやビアホールを有する多層プリント配線板にも均一な厚さでメッキすることができる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、このメッキ用電源装置では、直流電源装置１０ａ、１０ｂのように正負それぞれ用の直流電源が必要であり、主電流を切り換えるためのＩＧＢＴ２０ａ、２０ｂの他に、負荷電流を高速に反転させるために、補助のＩＧＢＴ１４ａ、１４ｂが必要であり、回路構成が複雑になっていた。そのため、メッキ用電源装置が高価になっていた。
【００１０】
また、直流電源装置１０ａ、１０ｂとして、商用交流電源を整流し、整流出力をインバータによって高周波信号に変換し、これを変圧、整流して直流に変換することが、直流電源装置の小型化のために行われている。ところで、商用交流電源には、国や地域によって異なる値のものが使用されており、例えば４００Ｖ系の商用交流電源が使用されているような国や地域向けのメッキ用電源装置では、直流電源装置１０ａ、１０ｂのインバータには商用交流電源４００Ｖ系を整流した電圧に対応できるＩＧＢＴを使用しなければならないが、このようなＩＧＢＴには、市販されているものが少なく、高価であり、やはりメッキ用電源装置が高価になっていた。
【００１１】
本発明は、均一な厚さのメッキを行え、かつ安価なメッキ用電源装置を提供することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
本発明によるメッキ用電源装置は、商用交流電源を整流する入力側整流器を有している。この入力側整流器による整流出力を高周波信号に直流−高周波変換器が変換する。この直流−高周波変換器としては、チョッパやインバータを使用することができる。また、この直流−高周波変換器は、直列に複数設けることもできるし、１つだけ設けることもできる。この直流−高周波変換器から出力された高周波信号を変圧器が変圧する。この変圧器も、直流−高周波変換器が複数台の場合、直流−高周波変換器の台数と同じ台数が並列に接続される。この変圧器から出力される変圧高周波信号が正極性のとき、変圧高周波信号を整流して、メッキ負荷に正極性電流を流すように、前記変圧器と前記負荷との間に第１の出力側整流器が接続されている。前記変圧高周波信号が負極性のとき、変圧高周波信号を整流して、負荷に負極性電流を流すように、前記第１の出力側整流器に並列に第２の出力側整流器が接続されている。第１及び第２の出力側整流器は、全波整流または半波整流するように構成されている。第１の出力側整流器と直列に接続された第１の半導体スイッチング素子が、前記高周波信号よりも低い周波数に従って開閉される。第２の出力側整流器と直列に接続された第２の半導体スイッチング素子が、前記低い周波数に従って、第１の半導体スイッチング素子が閉成されているとき開放されように、かつ、第１の半導体スイッチング素子が開放されているとき閉成される。第１の半導体スイッチング素子が閉成されているときよりも第２の半導体スイッチング素子が閉成されているときの前記高周波信号の値が大きくなるように、前記直流−高周波変換器が、第１及び第２の半導体スイッチング素子と同期して制御される。この制御は、例えば直流−高周波変換器が備えるフィードバック制御用の基準信号の値を、第１及び第２の半導体スイッチング素子と同期して変更することによって行える。また、第１の半導体スイッチング素子が閉成されている期間よりも、第２の半導体スイッチング素子が閉成されている期間を短くすることが望ましい。
【００１３】
このように構成されたメッキ用電源装置では、第１の半導体スイッチング素子が閉成され、第２の半導体スイッチング素子が開放されているとき、第１の出力側整流器から正電流がメッキ負荷に供給される。また、第１の半導体スイッチング素子が開放され、第２の半導体スイッチング素子が閉成されているとき、第２の出力側整流器から負電流がメッキ負荷に供給される。しかも、直流−高周波変換器では、第１の半導体スイッチング素子が閉成されているとき、即ち正電流が負荷に供給されているときよりも、第２の半導体スイッチング素子が閉成されているとき、即ち負電流が負荷に供給されているときの方が、高周波信号の値が大きくされているので、負電流の値が大きく、均一なメッキを行うことができる。しかも、直流電源として機能する入力側整流器は、１台だけでよく、さらに半導体スイッチング素子も２つだけでよいので、メッキ用電源装置のコストを低減することができる。
【００１４】
第１の半導体スイッチング素子に第１のリアクトルを、第２の半導体スイッチング素子に第２のリアクトルを、それぞれ接続してある。第２の半導体スイッチング素子が開放されているとき、前記負荷に供給される正の電圧が増加するように、かつ第１の半導体スイッチング素子が開放されているとき、前記負荷に供給される負の電圧が増加するように、第１及び第２のリアクトルが同一の鉄心に巻回されている。例えば、同一の鉄心に第１及び第２のリアクトルを反対方向に巻回する。
【００１５】
このように構成した場合、変圧器からの高周波信号を第１の出力側整流器が整流して正の電流をメッキ負荷に供給しているとき、第１のリアクトルからも正の電流がメッキ負荷に放出される。同様に、変圧器からの高周波信号を第２の出力側整流器が整流して負の電流をメッキ負荷に供給しているとき、第２のリアクトルからも負の電流がメッキ負荷に放出される。従って、正電流から負電流への反転及び負電流から正電流への反転が急速に行われ、さらにメッキ厚を均一とすることができる。
【００１６】
第１及び第２の半導体スイッチング素子に対して並列に充電手段が接続されている。この充電手段は、第１の半導体スイッチング素子が閉成状態から開放状態に切り換えられたことによって第１のリアクトルに発生した過電圧によって充電される。充電手段としてはコンデンサを使用することができ、例えば半導体スイッチング素子に対して設けたスナバ−回路を流用することができる。第２の半導体スイッチング素子が開放状態から閉成されたとき、この閉成に応じて前記負荷に流れる極性と同じ極性で、放電電流が流れるように、放電手段が前記充電手段を放電させる。放電手段としては、例えば充電手段とメッキ負荷との間に接続した開閉スイッチを使用することができる。
【００１８】
本発明の別のメッキ用電源装置は、上述したメッキ用電源装置と同様に、入力側整流器と、直流−高周波変換器と、変圧器と、第１の出力側整流器と、第２の出力側整流器と、第１及び第２の半導体スイッチング素子とを、有し、第１の半導体スイッチング素子が閉成されているときよりも第２の半導体スイッチング素子が閉成されているときの前記高周波信号の値が大きくなるように、前記直流−高周波変換器が、第１及び第２の半導体スイッチング素子と同期して制御される。更に、前記直流−高周波変換器は、変換用半導体スイッチング素子と、この変換用半導体スイッチング素子を開閉する制御手段とを、有するものとできる。制御手段は、前記負荷を流れる正電流が、正電流用に設定された基準値との差が零になるように、前記負荷を流れる負電流が、負電流用に設定された基準値との差が零になるように、前記変換用半導体スイッチング素子を制御信号によって開閉制御する。前記負電流が前記負荷に流れたとき、前記制御手段が発生する制御信号をサンプルホールドするサンプルホールド手段が設けられ、前記負荷を流れる電流が正電流から負電流に切り換えられたとき、前記半導体スイッチング素子に前記サンプルホールドされた制御信号を供給する。
【００１９】
このように構成した場合、直流−高周波変換器は、フィードバック制御されているが、例えばメッキ負荷への正電流の供給状態から負電流の供給状態に切り換えられたとき、正電流用の基準値と負電流用の基準値とが異なるので、切り換えられた瞬間、負電流が負電流用の基準値に相当するものに即座に変化しない。そこで、予め負電流の供給状態における制御信号をサンプルアンドホールドしておいて、負電流の供給状態に切り換えられると、このサンプルアンドホールドされた制御信号を供給して、即座に負電流を負電流用の基準値に相当するものに変化させ、メッキ厚を均一にしている。
【００２０】
本発明の別のメッキ用電源装置は、上述したメッキ用電源装置と同様に、入力側整流器と、直流−高周波変換器と、変圧器と、第１の出力側整流器と、第２の出力側整流器と、第１及び第２の半導体スイッチング素子とを、有し、第１の半導体スイッチング素子が閉成されているときよりも第２の半導体スイッチング素子が閉成されているときの前記高周波信号の値が大きくなるように、前記直流−高周波変換器が、第１及び第２の半導体スイッチング素子と同期して制御される。更に、第１の半導体スイッチング素子に第１のリアクトルが、第２の半導体スイッチング素子に第２のリアクトルが、それぞれ接続され、第２の半導体スイッチング素子が開放されているとき、前記負荷に供給される正の電圧が増加させるように、かつ第１の半導体スイッチング素子が開放されているとき、前記負荷に供給される負の電圧が増加するように、第１及び第２のリアクトルが同一の鉄心に巻回されている。前記負荷が開放されたか否かを検出する検出手段が設けられている。前記負荷が開放されていることをこの検出手段が検出したとき、前記第１及び第２のリアクトルのうち今まで電流が流れていたものを短絡用半導体スイッチング素子が短絡する。
【００２１】
負荷がなんらかの原因で開放された場合、今まで電流が流れていた第１または第２のリアクトルの電流が零になるので、第１または第２のリアクトルは、大きな電圧を発生する。この電圧が第１または第２の半導体スイッチング素子に印加されると、これら半導体スイッチング素子が損傷することがある。そこで、負荷が開放された場合、第１または第２のリアクトルのうち今まで電流が流れていたものを短絡し、このリアクトルに発生した電圧が、第１または第２の半導体スイッチング素子に印加されることを阻止し、損傷することを防止している。
【００２２】
直流−高周波変換器は、前記入力側整流器の出力側に直列に接続された２台のインバータから構成することができる。この場合、前記２台のインバータそれぞれが負担可能な電圧の約２倍の電圧を、前記入力側整流器に発生させる商用交流電源が、前記入力側整流器に接続されている。
【００２３】
このように構成した場合、２台のインバータを構成する半導体スイッチング素子には、入力される商用交流電圧に基づいて生成される直流電圧の値よりも地位な値の耐圧持つ半導体スイッチング素子を使用することができ、コストを低減することができる。
【００２４】
【発明の実施の形態】
本発明の１実施形態のメッキ用電源装置は、図１に示すように、商用交流電源、例えば三相商用交流電源の入力端子３０ａ乃至３０ｃを有している。これら入力端子３０ａ乃至３０ｃには、例えば２００Ｖ系（１８０Ｖ乃至２４０Ｖ）または、４００Ｖ系（電圧が３８０Ｖ乃至４６０Ｖ）の商用交流電圧が供給されている。
【００２５】
これら入力端子３０ａ乃至３０ｃは、入力側整流器３２に接続されている。入力側整流器３２は、整流ダイオード３２ａ乃至３２ｆからなる全波整流回路である。入力側整流器３２の出力側は、並列に接続されたサイリスタ３４ａと抵抗器３４ｂを介して、直列に接続された２つの平滑用コンデンサ３６ａ、３６ｂに接続されている。
【００２６】
平滑用コンデンサ３６ａ、３６ｂそれぞれに並列に、直流−高周波変換器、例えばインバータ３８ａ、３８ｂが接続されている。インバータ３８ａ、３８ｂは、半導体スイッチング素子、例えばＭＯＳＦＥＴ４０ａ、４０ｂ、４２ａ、４２ｂとコンデンサ４４ａ、４４ｂ、４６ａ、４６ｂからなるハーフブリッジ型のものである。なお、コンデンサ４４ａ、４４ｂ、４６ａ、４６ｂに代えて、フルブリッジ型のインバータを使用することもできる。これらＭＯＳＦＥＴ４０ａ、４０ｂ、４２ａ、４４ｂは、インバータ制御部４８からのインバータ制御信号がゲートに供給されることに応じて、高周波スイッチングし、平滑用コンデンサ３６ａ、３６ｂに生成された直流電圧を２０乃至１００ｋＨｚの高周波電圧に変換する。なお、符号４９ａ、４９ｂ、４９ｃ、４９ｃで示すのは、フライホイールダイオードで、ＭＯＳＦＥＴ４０ａ、４２ａ、４０ｂ、４２ｂのドレイン−ソース導電路に逆並列に接続されている。
【００２７】
これらインバータ３８ａ、３８ｂからの高周波電圧は、変圧器４８ａ、４８ｂの一次巻線４８ａ−ｐ、４８ｂ−ｐに供給される。変圧器４８ａ、４８ｂの２次巻線４８ａ−ｓ、４８ｂ−ｓは、並列に接続され、それぞれ中間タップ４８ａ−Ｔ、４８ｂ−Ｔを有している。これら中間タップ４８ａ−Ｔ、４８ｂ−Ｔは互いに接続されている。
【００２８】
並列接続された変圧器４８ａ、４８ｂの二次巻線４８ａ−ｓ、４８ｂ−ｓに誘起された変圧高周波電圧は、出力側整流器５０によって整流される。出力側整流器５０は、ダイオード５０ａ乃至５０ｄからなる。
【００２９】
この出力側整流器５０の整流出力は、平滑用リアクトル５２ａ、５２ｂを介して直列に接続された半導体スイッチング素子、例えばＩＧＢＴ５４ａ、５４ｂに接続されている。平滑用リアクトル５２ａ、５３ｂは、同一の鉄心に、平滑リアクトル５２ａ、５２ｂ用の巻線を巻いたものである。その巻線の方向は、互いに逆方向に巻かれている。その結果、例えば平滑用リアクトル５２ａにＩＧＢＴ５４ａ側に向かって流れていた電流が停止したとき、平滑用リアクトル５２ｂにダイオード５０ｃ、５０ｄに向かう電流が流れ、平滑用リアクトル５２ｂにダイオード５０ｃ、５０ｄに向かって流れていた電流が停止したとき、平滑用リアクトル５２ａにＩＧＢＴ５４ａ側に向かう電流が流れる。
【００３０】
ＩＧＢＴ５４ａ、５４ｂと、リアクトル５２ａ、５２ｂとは、それぞれチョッパを構成している。ＩＧＢＴ５４ａ、５４ｂは、チョッパ制御部５６からのチョッパ制御信号によってそれぞれ開閉制御される。このＩＧＢＴ５４ａ、５４ｂの開閉期間は、チョッパ制御部５６に付属するタイマ５７によって規定され、ＩＧＢＴ５４ａが導通する期間が、ＩＧＢＴ５４ｂが導通する期間よりも長く設定されている。例えばＩＧＢＴ５４ｂが導通を開始し、次に導通を開始するまでの期間（周期）は、約５乃至２０ｍ秒である。
【００３１】
ＩＧＢＴ５４ａ、５４ｂの接続点は、出力端子５８ａに接続され、出力端子５８ｂは、変圧器４８ａ、４８ｂの中間タップ４８ａ−Ｔ、４８ｂ−Ｔに接続されている。これら出力端子５８ａ、５８ｂは、メッキ負荷６０に接続されている。
【００３２】
例えばＩＧＢＴ５４ａが導通しているとき、変圧器４８ａ、４８ｂの上側端子側が中間タップ４８ａ−Ｔ、４８ｂ−Ｔよりも正であると、上側端子からダイオード５０ａを介して負荷６０側に電流が流れ、下側端子が中間タップ４８ａ−Ｔ、４８ｂ−Ｔよりも正であると、下側端子からダイオード５０ｂを介して負荷６０側に電流が流れる。また、ＩＧＢＴ５４ｂが導通しているとき、上側端子が中間タップ４８ａ−Ｔ、４８ｂ−Ｔよりも負であると、中間タップ４８ａ−Ｔ、４８ｂ−Ｔから負荷６０に流れた電流が整流ダイオード５０ｃを介して上側端子に帰還する。下側端子が中間タップ４８ａ−Ｔ、４８ｂ−Ｔよりも負であると、中間タップ４８ａ−Ｔ、４８ｂ−Ｔから負荷６０に流れた電流が整流ダイオード５０ｄを介して下側端子に帰還する。ダイオード５０ａ、５０ｂが第１の出力側整流器として機能し、ダイオード５０ｃ、５０ｄが第２の出力側整流器として機能する。
【００３３】
リアクトル５２ａとＩＧＢＴ５４ａとの間には、ＩＧＢＴ５４ａに向かう電流（以下正電流と言う）の値を検出する正電流検出器６２ａが設けられている。同様にリアクトル５２ｂとＩＧＢＴ５４ｂとの間には、リアクトル５２ｂに向かう電流（以下負電流と言う）の値を検出する負電流検出器６２ｂが設けられている。これら正電流検出器６２ａ、負電流検出器６２ｂの検出信号は、インバータ制御部４８に供給されている。
【００３４】
インバータ制御部４８では、図２に示すように、正電流検出器６２ａまたは負電流検出器６２ｂの検出信号と、基準信号源６４からの基準信号との差分が誤差増幅器６６によって得られる。この誤差信号が零となるように、PWMドライバ６８がインバータ３８ａ、３８ｂにPWM形式のインバータ制御信号を供給する。
【００３５】
基準信号源６４からの基準信号は、図３（ｂ）に示すようにパルス信号で、ベース部分ｂとピーク部分ｐとからなる。このパルス信号は、チョッパ制御部５６からの信号に基づいてＩＧＢＴ５４ａ、５４ｂの開閉と同期している。即ち、ＩＧＢＴ５４ａが導通し、ＩＧＢＴ５４ｂが非導通である結果、正電流が流れているとき、パルス信号のベース部分ｂが発生する。ＩＧＢＴ５４ａが非導通で、ＩＧＢＴ５４ｂが導通する結果、負電流が流れているとき、パルス信号のピーク部分ｐが発生する。上述したように、このパルス信号は、ＩＧＢＴ５４ａ、５４ｂの開閉と同期しているので、ピーク部分ｐが立ち上がってから次に立ち上がるまでの期間（周期）は、例えば５乃至２０ｍ秒で、インバータ３８ａ、３８ｂの高周波信号の周期よりも格段に長い。
【００３６】
また、誤差増幅器６６には、サンプルホールド回路７０が設けられており、チョッパ制御部５６からの信号に基づいて、ＩＧＢＴ５４ａが非導通し、ＩＧＢＴ５４ｂが導通であるとき、即ち、基準信号がピーク部分ｐであるときに、誤差増幅器６６が発生する誤差信号をサンプルアンドホールドする。また、そのホールドした誤差信号を、チョッパ制御部５６からの信号に基づいて、次のＩＧＢＴ５４ａが非導通で、ＩＧＢＴ５４ｂが導通したとき、PWMドライバ６８に出力する。
【００３７】
図１において、ＩＧＢＴ５４ａ、５４ｂの直列に接続されたコレクタ−エミッタ導電路に並列に、スナバ回路７２が設けられている。このスナバ回路７２は、ダイオード７４と、充電手段、例えばコンデンサ７６との直列回路からなり、ＩＧＢＴ５４ａまたは５４ｂが非導通時に、リアクトル５２ａまたは５２ｂによって発生する過電圧を吸収するためのものである。また、ダイオード７４とコンデンサ７６との接続点と、出力端子５８ｂとの間には、抵抗器７８と半導体スイッチング素子、例えばＩＧＢＴ８０のコレクタ−エミッタ導電路が接続されている。ＩＧＢＴ８０のゲートに、チョッパ制御部５６から閉信号が供給されたとき、ＩＧＢＴ８０が導通し、コンデンサ７６の電荷が出力端子５８ｂに放電される。
【００３８】
正電流検出器６２ａとＩＧＢＴ５４ａのコレクタとの接続点と、出力端子５８ｂとの間には、半導体スイッチング素子、例えばＩＧＢＴ８４ａのコレクタ−エミッタ導電路が接続されている。同様に負電流検出器６２ｂとＩＧＢＴ５４ｂのエミッタとの接続点には、半導体スイッチング素子、例えばＩＧＢＴ８４ｂのエミッタが接続され、コレクタが出力端子５８ｂに接続されている。これらＩＧＢＴ８４ａ、８４ｂのベースに、チョッパ制御部５６から閉信号が供給されたとき、ＩＧＢＴ８４ａ、８４ｂが導通し、リアクトル５２ａ、５２ｂを出力端子５８ｂに接続する。出力端子５８ａ、５８ｂ間に設けた電圧検出器８６が、出力端子５８ａ、５８ｂ間の電圧が零であることを検出したとき、チョッパ制御部５６は、閉信号を発生する。
【００３９】
このように構成されたメッキ用電源装置では、図３（ａ）に示す時刻ｔ１に電源端子３０ａ乃至３０ｃに商用交流電源が接続されると、サイリスタ３４ａは開放されており、抵抗器３４ｂを介して入力側整流器３２の整流出力がコンデンサ３６ａ、３６ｂに供給され、これらを充電する。充電が完了すると、サイリスタ３４ａが導通し、以後、サイリスタ３４ａを介して平滑コンデンサ３６ａ、３６ｂに整流出力が供給され、整流出力が平滑され、直流電圧となる。
【００４０】
平滑コンデンサ３６ａ、３６ｂの直流電圧がインバータ３８ａ、３８ｂに供給され、高周波電圧に変換され、変圧器４８ａ、４８ｂの一次巻線４８ａ−ｐ、４８ｂ−ｐに供給され、変圧された高周波電圧が二次巻線４８ａ−ｓ、４８ｂ−ｓに誘起される。
【００４１】
ここで、チョッパ制御部５６によってＩＧＢＴ５４ａが導通し、ＩＧＢＴ５４ｂが非導通であると、上述したようにインバータ制御部４８の基準信号とＩＧＢＴ５４ａ、５４ｂの導通、非導通は同期しているので、基準信号は、図３（ｂ）のベース部分ｂであり、変圧器４８ａ、４８ｂの二次巻線４８ａ−ｓ、４８ｂ−ｓに誘起される高周波電圧の値は、低い値である。
【００４２】
この状態において、二次巻線４８ａ−ｓ、４８ｂ−ｓの上側端子に中間タップ４８ａ−Ｔ、４８ｂ−Ｔよりも高い電圧が誘起されていると、ダイオード５０ａ、リアクトル５２ａ、正電流検出器６２ａ、ＩＧＢＴ５４ａ、出力端子５８ａ、メッキ負荷６０、出力端子５８ｂ、中間タップ４８ａ−Ｔ、４８ｂ−Ｔに、図３（ａ）に示すように、低い正電流が流れる。
【００４３】
また、二次巻線４８ａ−ｓ、４８ｂ−ｓの下側端子に中間タップ４８ａ−Ｔ、４８ｂ−Ｔよりも高い電圧が誘起されていると、ダイオード５０ｂ、リアクトル５２ａ、正電流検出器６２ａ、ＩＧＢＴ５４ａ、出力端子５８ａ、メッキ負荷６０、出力端子５８ｂ、中間タップ４８ａ−Ｔ、４８ｂ−Ｔに、図３（ａ）に示すように、低い正電流が流れる。
【００４４】
この正電流が正電流検出器６２ａによって検出され、インバータ制御部４８に供給される。インバータ制御部４８は、この検出された正電流が基準信号のベース部ｂに相当する値となるように、ＭＯＳＦＥＴ４０ａ、４０ｂ、４２ａ、４２ｂの導通期間を調整する。
【００４５】
正電流が流れることにより、スナバ回路７２のコンデンサ７６も充電されている。
【００４６】
図３（ａ）に示す時刻ｔ２になると、チョッパ制御部５６は、ＩＧＢＴ５４ａを非導通とし、ＩＧＢＴ５４ｂを導通させる。このとき、インバータ制御部４８の基準信号は、図３（ｂ）に示すピーク部ｐに切り換えられ、変圧器４８ａ、４８ｂの二次巻線４８ａ−ｓ、４８ｂ−ｓに誘起される高周波電圧は、大きな値となる。
【００４７】
この状態において、二次巻線４８ａ−ｓ、４８ｂ−ｓの中間タップ４８ａ−Ｔ、４８ｂ−Ｔの電圧が上側端子よりも高いと、中間タップ４８ａ−Ｔ、４８ｂ−Ｔから、出力端子５８ｂ、メッキ負荷６０、出力端子５８ａ、ＩＧＢＴ５４ｂ、負電流検出器６２ｂ、平滑用リアクトル５２ｂ、ダイオード５０ｃを介して、二次巻線４８ａ−ｓ、４８ｂ−ｓの上側端子に負電流が流れる。
【００４８】
同様に、二次巻線４８ａ−ｓ、４８ｂ−ｓの中間タップ４８ａ−Ｔ、４８ｂ−Ｔの電圧が下側端子よりも高いと、中間タップ４８ａ−Ｔ、４８ｂ−Ｔから、出力端子５８ｂ、メッキ負荷６０、出力端子５８ａ、ＩＧＢＴ５４ｂ、負電流検出器６２ｂ、平滑用リアクトル５２ｂ、ダイオード５０ｄを介して、二次巻線４８ａ−ｓ、４８ｂ−ｓの下側端子に負電流が流れる。この負電流は、負電流検出器６２ｂによって検出され、インバータ制御部４８に供給される。インバータ制御部４８は、この検出された負電流が基準信号のピーク部分ｐに相当する値になるように、インバータ３８ａ、３８ｂのＭＯＳＦＥＴ４０ａ、４２ａ、４０ｂ、４２ｂの導通期間を制御する。
【００４９】
このように正電流の供給から負電流の供給に切り換えられたことにより、メッキ負荷６０に流れる電流は、図３（ａ）に示すように、小さな値の正電流から大きな値の負電流に移行する。今まで正電流が流れていた平滑用リアクトル５２ａに電流が流れなくなったことにより、平滑用リアクトル５２ｂには、ダイオード５０ｃ、５０ｄ側に流れる電流が誘起され、負電流を増加させるので、さらに急速に正電流から負電流に移行する。
【００５０】
時刻ｔ２には、チョッパ制御部５６は、ＩＧＢＴ８０を導通させる。これによって、コンデンサ７６の正の電荷が、出力端子５８ｂ、メッキ負荷６０、出力端子５８ａ、ＩＧＢＴ５４ｂ、負電流検出器６２ｂ、平滑用リアクトル５２ｂ、ダイオード５０ｃまたは５０ｄに流すので、負電流の値が大きくなり、更に急速に正電流から負電流に移行する。この負電流により、メッキされた被メッキ物のエッジ部のメッキが溶融され、均一なメッキ厚が得られる。
【００５１】
図３（ａ）に示す時刻ｔ３には、再びＩＧＢＴ５４ａが導通し、ＩＧＢＴ５４ｂが非導通となり、上述したように正電流が流れ、負電流から正電流に反転される。この負電流が流れている期間は、正電流が流れている期間よりも短く、負電流の値は、正電流よりも大きい。この正電流が流れるようになったことにより、平滑用リアクトル５２ｂに流れていた負電流が停止し、平滑用リアクトル５２ａには、ＩＧＢＴ５４ａ側に流れる電流、即ち正電流が流れ、負電流から正電流への急速な移行が行われる。また、コンデンサ７６の充電が行われる。
【００５２】
以下、同様にして正電流、負電流が交互にメッキ負荷６０に供給される。このように正電流よりも大きな値の負電流が、正電流の期間よりも短い期間供給されることが繰り返されるので、メッキ負荷６０の被メッキ物に均一な厚さのメッキを行うことができる。しかも、正電流から負電流への反転時、負電流から正電流への反転時には、平滑用リアクトル５２ｂ、５２ａに誘起された負電流、正電流が重畳されるので、反転が急速に行われる。しかも、正電流から負電流への反転時には、コンデンサ７６の電荷に基づく電流が、負電流を増加させる方向に追加されるので、正電流から負電流への反転をさらに急速に行うことができる。
【００５３】
ところで、正電流の値と負電流の値とでは、差が大きい。従って、正電流から負電流に移行する際、インバータ３８ａ、３８ｂの応答性が充分に速くないと、なかなか正電流から負電流の所定の値に移行することができず、被メッキ物のエッジ部のメッキの溶融が充分でない。そのため、インバータ３８ａ、３８ｂの応答性を高める必要がある。そこで、図２に示すインバータ制御部４８のサンプルアンドホールド回路７０は、負電流が供給されているときの誤差信号をサンプルアンドホールドしており、正電流から負電流への移行が指令されたとき、ホールドしている誤差信号をＰＷＭドライバ６８に供給する。これによって、時間遅れが生じることなく、インバータ３８ａ、３８ｂの高周波電圧を、負電流供給用の高い電圧に急速に変更することができ、応答性を高めることができる。
【００５４】
また、メッキ負荷６０を構成するものに、被メッキ物とこれらを吊り下げるためのハンガー等が含まれているが、被メッキ物とハンガー等の間で接触不良が生じ、メッキ負荷６０が開放された状態になることがある。このため、正電流検出器６２ａ、負電流検出器６２ｂを流れる電流が零となる。このとき、出力端子５８ａ、５８ｂに最大電圧を発生するように、インバータ３８ａ、３８ｂは制御される。また、リアクトル５２ａ、５２ｂに流れていた電流が停止しているので、リアクトル５２ａ、５２ｂにも大きな電圧が発生する。このため、ＩＧＢＴ５４ａ、５４ｂには過電圧が印加され、ＩＧＢＴ５４ａ、５４ｂが損傷する可能性がある。さらに、この状態で、メッキ負荷６０において接触不良が解消されると、過大な電流がメッキ負荷６０に流れる。
【００５５】
これを防止するために、出力端子５８ａ、５８ｂの間に設けられた電圧検出器５４が、メッキ負荷６０の開放による過大電圧を検出すると、その検出信号がチョッパ制御回路５６に供給され、今まで電流が流れていたリアクトル５２ａまたは５２ｂに接続されているＩＧＢＴ８４ａまたは８４ｂを導通させ、リアクトル５２ａまたは５２ｂを短絡させ、ＩＧＢＴ５４ａ、５４ｂに過電圧が供給されることや、メッキ負荷６０が再び接触したときに過電流が供給されることを防止している。
【００５６】
なお、これらインバータ３８ａ、３８ｂが直列に接続されているので、４００Ｖ系の商用交流電源が使用された場合でも、ＭＯＳＦＥＴ４０ａ、４０ｂ、４２ａ、４２ｂには、４００Ｖ系の電圧を整流した電圧に耐える耐圧を持つものを使用する必要がなく、２００Ｖ系の電圧を整流した電圧に耐える耐圧を持つものを使用することができる。無論、４００Ｖ系ではなく、２００Ｖ系の商用交流電源が使用された場合でも、そのまま使用することができる。即ち、このメッキ用電源装置は、２００Ｖ系または４００Ｖ系いずれの商用交流電源でも使用することができる。
【００５７】
上記の実施の形態では、商用交流電源が４００Ｖ系の場合でも使用できるようにするために、２台のインバータ３８ａ、３８ｂを使用したが、２００Ｖ系のみで使用する場合には、インバータは１台だけでよい。この場合、変圧器も１台だけにすることもできる。但し出力側整流器には、ダイオード５０ａと５０ｄだけを設ける。また、上記の実施の形態では、正電流検出器６２ａ、６２ｂをリアクトル５２ａ、５２ｂに直列に設けたが、変圧器４８ａ、４８ｂの中間タップ４８ａ−Ｔ、４８ｂ−Ｔと出力端子５５８ｂとの間に設けることもできる。また、上記の実施の形態では、正電流から負電流への移行時のみにコンデンサ７６の電荷を放電したが、コンデンサ７６とダイオード７４との接続点に、ダイオード７４に相当するダイオードのカソードを接続し、アノードを出力端子５８ｂに接続して、負電流が供給されているときにも、コンデンサ７６を充電できるように構成し、コンデンサ７６とダイオード７４との接続点から出力端子５８ａまでの間に、抵抗器７８、ＩＧＢＴ８０、逆防止ダイオード８２に相当する抵抗器、ＩＧＢＴ、逆流防止用ダイオードを直列に接続し、ＩＧＢＴ５４が導通したとき、このＩＧＢＴを導通させて、コンデンサ７６の電荷を、負電流から正電流への移行時に供給して、この移行を急速に行わせることもできる。また両者を共に設ける必要はなく、例えば上述したような負電流から正電流への移行時のみ、コンデンサの電荷を放電するように構成してもよい。上記の実施の形態では、メッキ負荷６０の開放を検出するために、電圧検出器８０を使用したが、これに代えて、電流検出器を使用してもよい。また、上記の実施の形態では、直流−高周波変換器にインバータを使用したが、これに代えてチョッパを使用することもできる。また、ＩＧＢＴ５４ａ、５４ｂを使用したが、これに代えて、ＭＯＳＦＥＴやバイポーラトランジスタを使用することもできる。同様にインバータ３８ａ、３８ｂはＭＯＳＦＥＴによって構成したが、ＩＧＢＴやバイポーラトランジスタによって構成することもできる。
【００５８】
【発明の効果】
以上のように、本発明によれば、簡単な構成によってメッキの厚さを均一にすることができる。また、正電流から負電流への移行、負電流から正電流への移行が速やかにおこなうことができる。さらに、電圧値が約２倍ことなる２種類の商用交流電源のいずれでも使用可能なメッキ用電源装置を安価に製造することもできる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の１実施形態のメッキ用電源装置のブロック図である。
【図２】図１のメッキ用電源装置のインバータ制御部のブロック図である。
【図３】図１のメッキ用電源装置の負荷電流の変化状態を示す図と、インバータ制御部で使用する基準信号の変化状態を示す図である。
【図４】多層配線板の縦断面図である。
【図５】従来のメッキ用電源装置のブロック図である。
【符号の説明】
３２入力側整流器
３８ａ３８ｂインバータ（直流−高周波変換器）
４８ａ４８ｂ変圧器
５０出力側整流器
５４ａ５４ｂＩＧＢＴ（第１及び第２の半導体スイッチング素子）
６０メッキ負荷

Claims

商用交流電源を整流する入力側整流器と、
この入力側整流器による整流出力を高周波信号に変換する直流−高周波変換器と、
この直流−高周波変換器から出力された高周波信号を変圧する変圧器と、
この変圧器から出力される変圧高周波信号が正極性のとき、変圧高周波信号を整流して、負荷に正極性電流を流すように前記変圧器と前記負荷との間に接続された第１の出力側整流器と、
前記変圧高周波信号が負極性のとき、変圧高周波信号を整流して、負荷に負極性電流を流すように前記第１の出力側整流器に並列に接続された第２の出力側整流器と、
第１の出力側整流器と直列に接続され、前記高周波信号よりも低い周波数に従って開閉される第１の半導体スイッチング素子と、
第２の出力側整流器と直列に接続され、前記低い周波数に従って、第１の半導体スイッチング素子が閉成されているとき開放され、かつ、第１の半導体スイッチング素子が開放されているとき閉成されるように、制御される第２の半導体スイッチング素子と、
第１の半導体スイッチング素子が閉成されているときよりも第２の半導体スイッチング素子が閉成されているときの前記高周波信号の値が大きくなるように、前記直流−高周波変換器が、第１及び第２の半導体スイッチング素子と同期して制御され、
第１の半導体スイッチング素子に第１のリアクトルが、第２の半導体スイッチング素子に第２のリアクトルが、それぞれ接続され、第２の半導体スイッチング素子が開放されているとき、前記負荷に供給される正の電圧が増加させるように、かつ第１の半導体スイッチング素子が開放されているとき、前記負荷に供給される負の電圧が増加するように、第１及び第２のリアクトルが同一の鉄心に巻回され、
第１及び第２の半導体スイッチング素子に対して並列に接続され、第１の半導体スイッチング素子が閉成状態から開放状態に切り換えられたことによって第１のリアクトルに発生した過電圧によって充電される充電手段と、
第２の半導体スイッチング素子が開放状態から閉成されたとき、この閉成に応じて前記負荷に流れる極性と同じ極性で、放電電流が流れるように、前記充電手段を放電させる放電手段とを、
更に設けたメッキ用電源装置。
商用交流電源を整流する入力側整流器と、
この入力側整流器による整流出力を高周波信号に変換する直流−高周波変換器と、
この直流−高周波変換器から出力された高周波信号を変圧する変圧器と、
この変圧器から出力される変圧高周波信号が正極性のとき、変圧高周波信号を整流して、負荷に正極性電流を流すように前記変圧器と前記負荷との間に接続された第１の出力側整流器と、
前記変圧高周波信号が負極性のとき、変圧高周波信号を整流して、負荷に負極性電流を流すように前記第１の出力側整流器に並列に接続された第２の出力側整流器と、
第１の出力側整流器と直列に接続され、前記高周波信号よりも低い周波数に従って開閉される第１の半導体スイッチング素子と、
第２の出力側整流器と直列に接続され、前記低い周波数に従って、第１の半導体スイッチング素子が閉成されているとき開放され、かつ、第１の半導体スイッチング素子が開放されているとき閉成されるように、制御される第２の半導体スイッチング素子と、
第１の半導体スイッチング素子が閉成されているときよりも第２の半導体スイッチング素子が閉成されているときの前記高周波信号の値が大きくなるように、前記直流−高周波変換器が、第１及び第２の半導体スイッチング素子と同期して制御され、
前記直流−高周波変換器は、変換用半導体スイッチング素子と、この変換用半導体スイッチング素子を開閉する制御手段とを、有し、この制御手段は、前記負荷を流れる正電流が、正電流用に設定された基準値との差が零になるように、前記負荷を流れる負電流が、負電流用に設定された基準値との差が零になるように、前記変換用半導体スイッチング素子を制御信号によって開閉制御し、前記負電流が前記負荷に流れたとき、前記制御手段が発生する制御信号をサンプルホールドするサンプルホールド手段が設けられ、前記負荷を流れる電流が正電流から負電流に切り換えられたとき、前記半導体スイッチング素子に前記サンプルホールドされた制御信号を供給するメッキ用電源装置。
商用交流電源を整流する入力側整流器と、
この入力側整流器による整流出力を高周波信号に変換する直流−高周波変換器と、
この直流−高周波変換器から出力された高周波信号を変圧する変圧器と、
この変圧器から出力される変圧高周波信号が正極性のとき、変圧高周波信号を整流して、負荷に正極性電流を流すように前記変圧器と前記負荷との間に接続された第１の出力側整流器と、
前記変圧高周波信号が負極性のとき、変圧高周波信号を整流して、負荷に負極性電流を流すように前記第１の出力側整流器に並列に接続された第２の出力側整流器と、
第１の出力側整流器と直列に接続され、前記高周波信号よりも低い周波数に従って開閉される第１の半導体スイッチング素子と、
第２の出力側整流器と直列に接続され、前記低い周波数に従って、第１の半導体スイッチング素子が閉成されているとき開放され、かつ、第１の半導体スイッチング素子が開放されているとき閉成されるように、制御される第２の半導体スイッチング素子と、
第１の半導体スイッチング素子が閉成されているときよりも第２の半導体スイッチング素子が閉成されているときの前記高周波信号の値が大きくなるように、前記直流−高周波変換器が、第１及び第２の半導体スイッチング素子と同期して制御され、
第１の半導体スイッチング素子に第１のリアクトルが、第２の半導体スイッチング素子に第２のリアクトルが、それぞれ接続され、第２の半導体スイッチング素子が開放されているとき、前記負荷に供給される正の電圧が増加させるように、かつ第１の半導体スイッチング素子が開放されているとき、前記負荷に供給される負の電圧が増加するように、第１及び第２のリアクトルが同一の鉄心に巻回され、
前記負荷が開放されたか否かを検出する検出手段と、前記負荷が開放されていることを前記検出手段が検出したとき、前記第１及び第２のリアクトルのうち今まで電流が流れていたものを短絡させる短絡用半導体スイッチング素子を有する
メッキ用電源装置。
請求項１記載のメッキ用電源装置において、前記直流−高周波変換器は、前記入力側整流器の出力側に直列に接続された２台のインバータからなり、前記２台のインバータそれぞれが負担可能な電圧の約２倍の電圧を、前記入力側整流器に発生させる商用交流電源が、前記入力側整流器に接続されているメッキ用電源装置。