JP2006087284A - Ｄｃ／ｄｃコンバータ - Google Patents
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Abstract
【課題】すべてのスナバエネルギーを効率よく回収できるＤＣ／ＤＣコンバータ。
【解決手段】直流電源Ｅの両端にタップａ付きトランスＴの１次巻線Ｎ１と主スイッチＳ１を直列に接続し、主スイッチＳ１と並列にスナバ用ダイオードＤ１とスナバ用コンデンサＣ１を接続したスナバ回路１を接続する。スナバ用ダイオードＤ１とスナバ用コンデンサＣ１の接続点Ａと１次巻線Ｎ１のタップａとの間に回生用リアクトルＬ１と回生用補助スイッチＳ２および回生用ダイオードＤ２を直列に接続した回生回路２を接続する。さらに、１次巻線Ｎ１のタップａと直流電源Ｅのリターン端子の間に回生用リアクトルＬ１を介して直列接続となるクランプ用ダイオードＤ３を少なくとも１つ接続する。クランプ用ダイオードＤ３は、スナバ用コンデンサＣ１と逆並列に接続し、カソードを回生用リアクトルＬ１の高電位側に接続し、アノードを直流電源Ｅのリターン端子に接続する。
【選択図】図１
【解決手段】直流電源Ｅの両端にタップａ付きトランスＴの１次巻線Ｎ１と主スイッチＳ１を直列に接続し、主スイッチＳ１と並列にスナバ用ダイオードＤ１とスナバ用コンデンサＣ１を接続したスナバ回路１を接続する。スナバ用ダイオードＤ１とスナバ用コンデンサＣ１の接続点Ａと１次巻線Ｎ１のタップａとの間に回生用リアクトルＬ１と回生用補助スイッチＳ２および回生用ダイオードＤ２を直列に接続した回生回路２を接続する。さらに、１次巻線Ｎ１のタップａと直流電源Ｅのリターン端子の間に回生用リアクトルＬ１を介して直列接続となるクランプ用ダイオードＤ３を少なくとも１つ接続する。クランプ用ダイオードＤ３は、スナバ用コンデンサＣ１と逆並列に接続し、カソードを回生用リアクトルＬ１の高電位側に接続し、アノードを直流電源Ｅのリターン端子に接続する。
【選択図】図１
Description
本発明は、直流電源の両端にトランスの１次巻線とスイッチを直列に接続し、スイッチがオンしている期間にトランスで絶縁された２次巻線の負荷へ電力を供給するフォワード型やスイッチがオンしている期間にトランスに電力を蓄え、スイッチがオフしている期間にトランスに蓄えた電力を負荷に供給するフライバック型など絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータに関する。
ＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ、サイリスタなどの半導体素子をスイッチとして用い、このスイッチをオン・オフしてエネルギーの流れを制御するＤＣ／ＤＣコンバータは原理的には損失なしに電力を制御することが可能である。
また、スイッチング周波数を高周波化することにより装置の小型・軽量化と制御性能の向上を図ることができる。
しかしながら、実際には半導体スイッチは理想スイッチでなく、有限のターンオン、ターンオフ時間を有する。
また、スイッチを接続する回路には配線の寄生インダクタンスやトランスの洩れインダクタンス、浮遊容量やダイオードの蓄積電荷などが存在する。
そのため、スイッチング損失やサージが発生し、制御性能の低下やノイズによる周辺の電子機器へ悪影響をもたらす。
また、スイッチング周波数を高周波化することにより装置の小型・軽量化と制御性能の向上を図ることができる。
しかしながら、実際には半導体スイッチは理想スイッチでなく、有限のターンオン、ターンオフ時間を有する。
また、スイッチを接続する回路には配線の寄生インダクタンスやトランスの洩れインダクタンス、浮遊容量やダイオードの蓄積電荷などが存在する。
そのため、スイッチング損失やサージが発生し、制御性能の低下やノイズによる周辺の電子機器へ悪影響をもたらす。
この問題に対する抜本的な解決策がソフトスイッチングである。
ソフトスイッチングは、スイッチがターンオン、ターンオフする時点でスイッチを通る電流やスイッチにかかる電圧をゼロにすることにより損失を低減し、サージの発生を抑制するものである。
ソフトスイッチングには共振動作による方式などもあるが、１つの基本方式としてスイッチの両端にスナバ回路を接続し、スイッチのオフ時にスナバエネルギーを吸収し、スイッチのオン時あるいはそれ以前にスナバエネルギーを電源や負荷へ回収する方式が考えられる。
ソフトスイッチングは、スイッチがターンオン、ターンオフする時点でスイッチを通る電流やスイッチにかかる電圧をゼロにすることにより損失を低減し、サージの発生を抑制するものである。
ソフトスイッチングには共振動作による方式などもあるが、１つの基本方式としてスイッチの両端にスナバ回路を接続し、スイッチのオフ時にスナバエネルギーを吸収し、スイッチのオン時あるいはそれ以前にスナバエネルギーを電源や負荷へ回収する方式が考えられる。
スナバエネルギーを回収する方法として、例えば特開平10−191632号公報では第２のトランスを設けてスナバ用コンデンサに蓄積したエネルギーをスイッチのターンオン時に出力電力の一部として負荷に供給する方法が提案されているが、この場合すべてのエネルギーが回収されるとは限らないという問題がある。
また、例えば特開2000−341947号公報では第２のスイッチを設けてスナバ用コンデンサに蓄積したエネルギーを第２のスイッチのターンオン時に電源に回収する方法が提案されているが、この場合スナバ用コンデンサに電源電圧の２倍以上の電圧が充電されていなと回収できず、かつハードスイッチングになるという問題がある。
また、例えば特開2001−119944号公報では電源電圧の１／２の電圧源を設けて電源電圧以上に充電されたスナバエネルギーを回収する方法が提案されているが、この場合１／２の電圧源を作成するために寿命特性がある大容量の電解コンデンサなどを用いる必要があり、回路構成が複雑になる、部品点数が増加するなどの問題がある。
特開平10−191632号公報
特開2000−341947号公報
特開2001−119944号公報
また、例えば特開2000−341947号公報では第２のスイッチを設けてスナバ用コンデンサに蓄積したエネルギーを第２のスイッチのターンオン時に電源に回収する方法が提案されているが、この場合スナバ用コンデンサに電源電圧の２倍以上の電圧が充電されていなと回収できず、かつハードスイッチングになるという問題がある。
また、例えば特開2001−119944号公報では電源電圧の１／２の電圧源を設けて電源電圧以上に充電されたスナバエネルギーを回収する方法が提案されているが、この場合１／２の電圧源を作成するために寿命特性がある大容量の電解コンデンサなどを用いる必要があり、回路構成が複雑になる、部品点数が増加するなどの問題がある。
解決しようとする問題点は、従来のスナバエネルギーを回収する方法は、すべてのエネルギーが回収されるとは限らず、回収されても電源などの回路構成が複雑になる点であり、本発明は、ソフトスイッチングのための回路構成が簡単で、すべてのスナバエネルギーを効率よく回収できるＤＣ／ＤＣコンバータを提供することを目的になされたものである。
そのため本発明は、直流電源Ｅの両端にタップａ付きトランスＴの１次巻線Ｎ１と主スイッチ（請求項１における第１のスイッチ）Ｓ１を直列に接続し、この主スイッチＳ１と並列にスナバ用ダイオードＤ１とスナバ用コンデンサＣ１を直列に接続したスナバ回路を接続して成るシングルエンデッドコンバータにおいて、１次巻線Ｎ１のタップａとスナバ用ダイオードＤ１とスナバ用コンデンサＣ１の接続点との間に回生用リアクトルＬ１と回生用補助スイッチ（請求項１における第２のスイッチ）Ｓ２および回生用ダイオードＤ２を直列に接続した回生回路を接続し、主スイッチＳ１のオフ時のエネルギーをスナバ用コンデンサＣ１に充電し、主スイッチＳ１のオン時あるいはそれ以前に回生用補助スイッチＳ２をオンにしてスナバ用コンデンサＣ１に充電したスナバエネルギーを共振動作によりトランスＴへ回生することを最も主要な特徴とする。
本発明のＤＣ／ＤＣコンバータは、主スイッチＳ１のオフ時のエネルギーをスナバ用コンデンサＣ１に充電し、主スイッチＳ１のオン時あるいはそれ以前に回生用補助スイッチＳ２をオンにしてスナバ用コンデンサＣ１に充電したスナバエネルギーを共振動作によりトランスＴへ回収するので、回生用補助スイッチＳ２とその駆動回路が必要であるが下記の効果がある。
１．主スイッチＳ１および回生用補助スイッチＳ２ともにＺＶＳ（ゼロ電圧スイッチング）またはＺＣＳ（ゼロ電流スイッチング）によるソフトスイッチング動作を可能とする。２．スナバ用コンデンサＣ１のエネルギーを回収するために直流電源Ｅの１／２の電圧源を作成する方式に比して構成が簡単であり小形で廉価な装置となる。
３．同様にスナバ用コンデンサＣ１のエネルギーを直流電源Ｅに回収する方式もあるが、スナバ電圧が直流電源Ｅの電圧の２倍以上で無い場合はエネルギーが回収されず、かつハードスイッチングとなってしまう。
以上により、原理的にスイッチングロスをなくし、電磁ノイズの発生を低減できる絶縁形のＤＣ／ＤＣコンバータを提供できる。
１．主スイッチＳ１および回生用補助スイッチＳ２ともにＺＶＳ（ゼロ電圧スイッチング）またはＺＣＳ（ゼロ電流スイッチング）によるソフトスイッチング動作を可能とする。２．スナバ用コンデンサＣ１のエネルギーを回収するために直流電源Ｅの１／２の電圧源を作成する方式に比して構成が簡単であり小形で廉価な装置となる。
３．同様にスナバ用コンデンサＣ１のエネルギーを直流電源Ｅに回収する方式もあるが、スナバ電圧が直流電源Ｅの電圧の２倍以上で無い場合はエネルギーが回収されず、かつハードスイッチングとなってしまう。
以上により、原理的にスイッチングロスをなくし、電磁ノイズの発生を低減できる絶縁形のＤＣ／ＤＣコンバータを提供できる。
以下、本発明の実施の形態について説明する。
図１に、本発明を実施した第１実施例のシングルエンデッドコンバータの回路図を示す。
第１実施例のシングルエンデッドコンバータの基本回路は、直流電源Ｅの両端にタップａ付きトランスＴの１次巻線Ｎ１と主スイッチＳ１を直列に接続し、主スイッチＳ１と並列にスナバ用ダイオードＤ１とスナバ用コンデンサＣ１を直列に接続したスナバ回路１を接続する。
本発明のコンバータは、この基本回路のスナバ用ダイオードＤ１とスナバ用コンデンサＣ１の接続点Ａと１次巻線Ｎ１のタップａとの間に回生用リアクトルＬ１と回生用補助スイッチＳ２および回生用ダイオードＤ２を直列に接続した回生回路２を接続する。
第１実施例のシングルエンデッドコンバータの基本回路は、直流電源Ｅの両端にタップａ付きトランスＴの１次巻線Ｎ１と主スイッチＳ１を直列に接続し、主スイッチＳ１と並列にスナバ用ダイオードＤ１とスナバ用コンデンサＣ１を直列に接続したスナバ回路１を接続する。
本発明のコンバータは、この基本回路のスナバ用ダイオードＤ１とスナバ用コンデンサＣ１の接続点Ａと１次巻線Ｎ１のタップａとの間に回生用リアクトルＬ１と回生用補助スイッチＳ２および回生用ダイオードＤ２を直列に接続した回生回路２を接続する。
回生回路２を構成する素子の組合せは任意で、図５に示すように、（１）２（Ｌ１＋Ｓ２＋Ｄ２）、（２）２（Ｌ１＋Ｄ２＋Ｓ２）、（３）２（Ｓ２＋Ｌ１＋Ｄ２）、（４）２（Ｄ２＋Ｌ１＋Ｓ２）、（５）２（Ｓ２＋Ｄ２＋Ｌ１）、（６）２（Ｄ２＋Ｓ２＋Ｌ１）の６通りがある。
ただし、回生用補助スイッチＳ２が逆阻止型のスイッチの場合、回生用ダイオードＤ２は不要となり、回生回路２の素子の組合せは、図６に示すように、（１）２（Ｌ１＋Ｓ２）、（２）２（Ｓ２＋Ｌ１）の２通りに絞られる。
ただし、回生用補助スイッチＳ２が逆阻止型のスイッチの場合、回生用ダイオードＤ２は不要となり、回生回路２の素子の組合せは、図６に示すように、（１）２（Ｌ１＋Ｓ２）、（２）２（Ｓ２＋Ｌ１）の２通りに絞られる。
さらに、１次巻線Ｎ１のタップａと直流電源Ｅのリターン端子の間に回生用リアクトルＬ１を介して直列接続となるクランプ用ダイオードＤ３を少なくとも１つ接続する。
クランプ用ダイオードＤ３は、スナバ用コンデンサＣ１と逆並列に接続し、カソードを回生用リアクトルＬ１の高電位側に接続し、アノードを直流電源Ｅのリターン端子に接続する。
従って、クランプ用ダイオードＤ３の接続位置は複数存在し、回生回路２内においてはカソードを図５（１）の場合Ｌ１−Ｓ２間、Ｓ２−Ｄ２間の２箇所、（２）の場合Ｌ１−Ｄ２間、Ｄ２−Ｓ２間の２箇所、（３）の場合Ｌ１−Ｄ２間の１箇所、（４）の場合Ｌ１−Ｓ２間の１箇所に接続可能である。
図６（１）の場合はＬ１−Ｓ２間の１箇所に接続可能である。
回生回路２外においては、カソードをスナバ用コンデンサＣ１の両側のＤ２−Ｃ１間、Ｃ１−Ｄ１間の２箇所、主スイッチＳ１の両側のＤ１−Ｓ１間、Ｓ１−Ｎ１間の２箇所に接続可能である。
クランプ用ダイオードＤ３は同一回路において複数個接続してもよく、図１にはＬ１−Ｓ２間、Ｄ２−Ｃ１間、Ｓ１−Ｎ１間の３箇所に接続した例を示している。
この場合Ｌ１−Ｓ２間、すなわち回生用リアクトルＬ１の直後にクランプ用ダイオードＤ３を接続するとＬ１の損失が最も少なくなる。
なお、クランプ用ダイオードＤ３は主スイッチＳ１の寄生ダイオードを流用することもできる。
また、回生用リアクトルＬ１としてトランスＴの漏れインダクタンスを利用することも可能であり、図２にトランスＴの漏れインダクタンスＬ０を利用したコンバータの回路図を示す。
以上の回路構成で主スイッチＳ１をオン・オフすることによりトランスＴで絶縁された２次巻線Ｎ２の負荷へ電力を供給する。
クランプ用ダイオードＤ３は、スナバ用コンデンサＣ１と逆並列に接続し、カソードを回生用リアクトルＬ１の高電位側に接続し、アノードを直流電源Ｅのリターン端子に接続する。
従って、クランプ用ダイオードＤ３の接続位置は複数存在し、回生回路２内においてはカソードを図５（１）の場合Ｌ１−Ｓ２間、Ｓ２−Ｄ２間の２箇所、（２）の場合Ｌ１−Ｄ２間、Ｄ２−Ｓ２間の２箇所、（３）の場合Ｌ１−Ｄ２間の１箇所、（４）の場合Ｌ１−Ｓ２間の１箇所に接続可能である。
図６（１）の場合はＬ１−Ｓ２間の１箇所に接続可能である。
回生回路２外においては、カソードをスナバ用コンデンサＣ１の両側のＤ２−Ｃ１間、Ｃ１−Ｄ１間の２箇所、主スイッチＳ１の両側のＤ１−Ｓ１間、Ｓ１−Ｎ１間の２箇所に接続可能である。
クランプ用ダイオードＤ３は同一回路において複数個接続してもよく、図１にはＬ１−Ｓ２間、Ｄ２−Ｃ１間、Ｓ１−Ｎ１間の３箇所に接続した例を示している。
この場合Ｌ１−Ｓ２間、すなわち回生用リアクトルＬ１の直後にクランプ用ダイオードＤ３を接続するとＬ１の損失が最も少なくなる。
なお、クランプ用ダイオードＤ３は主スイッチＳ１の寄生ダイオードを流用することもできる。
また、回生用リアクトルＬ１としてトランスＴの漏れインダクタンスを利用することも可能であり、図２にトランスＴの漏れインダクタンスＬ０を利用したコンバータの回路図を示す。
以上の回路構成で主スイッチＳ１をオン・オフすることによりトランスＴで絶縁された２次巻線Ｎ２の負荷へ電力を供給する。
図３に、本発明を実施した第２実施例のシングルエンデッドコンバータの回路図を示す。
第２実施例のシングルエンデッドコンバータは、図１の１次巻線Ｎ１のタップａと直流電源Ｅのリターン端子の間に放電用ダイオードＤ０と充放電用コンデンサＣ０を直列に接続した放電回路３をさらに接続する。
回生用リアクトルＬ１と回生用補助スイッチＳ２および回生用ダイオードＤ２を直列に接続した回生回路２はスナバ用ダイオードＤ１とスナバ用コンデンサＣ１の接続点Ａ、放電用ダイオードＤ０と充放電用コンデンサＣ０の接続点Ｂとの間に接続する。
また、回生用リアクトルＬ１としてトランスＴの漏れインダクタンスを利用することも可能であり、図４にトランスＴの漏れインダクタンスＬ０を利用したコンバータの回路図を示す。
以上の回路構成で主スイッチＳ１をオン・オフすることによりトランスＴで絶縁された２次巻線Ｎ２の負荷へ電力を供給する。
第２実施例のシングルエンデッドコンバータは、図１の１次巻線Ｎ１のタップａと直流電源Ｅのリターン端子の間に放電用ダイオードＤ０と充放電用コンデンサＣ０を直列に接続した放電回路３をさらに接続する。
回生用リアクトルＬ１と回生用補助スイッチＳ２および回生用ダイオードＤ２を直列に接続した回生回路２はスナバ用ダイオードＤ１とスナバ用コンデンサＣ１の接続点Ａ、放電用ダイオードＤ０と充放電用コンデンサＣ０の接続点Ｂとの間に接続する。
また、回生用リアクトルＬ１としてトランスＴの漏れインダクタンスを利用することも可能であり、図４にトランスＴの漏れインダクタンスＬ０を利用したコンバータの回路図を示す。
以上の回路構成で主スイッチＳ１をオン・オフすることによりトランスＴで絶縁された２次巻線Ｎ２の負荷へ電力を供給する。
次に回生回路２の動作原理についてタップ電圧が直流電源Ｅの略１／２の場合について説明する。
以下、トランスＴのタップ電圧をＶa、スナバ用コンデンサＣ１の充電電圧をＶc1、充放電用コンデンサＣ０の充電電圧をＶc0、回生用ダイオードＤ２と回生用リアクトルＬ１に流れる共振電流をＩL1とする。
タップ電圧Ｖaは主スイッチＳ１がオンして電圧が印加されれば１次巻線Ｎ１の巻数に比例した電圧に固定される。
第１実施例のスナバエネルギーの回生回路としてのＬＣ共振回路は、スナバ用コンデンサＣ１の電圧Ｖc1からその半分以下のタップ電圧Ｖaに回生するとき必ず電圧はゼロまで放電し、Ｖa＝Ｖc1／２の場合はＶc1＝0となったとき共振電流もＩL1＝0となる。
Ｖa＜Ｖc1／２の場合はＶc1＝0となっても共振電流はＩL1＝0とならず、クランプ用ダイオードＤ３を介して直線的に減少しながらＩL1＝0になるまで流れ続ける。
以上により、スナバ用コンデンサＣ１の電圧Ｖc1がタップ電圧Ｖaの２倍以上になれば、スナバ用コンデンサＣ１のエネルギーはトランスＴへ回収できる。
また、スナバ用コンデンサＣ１と並列のクランプ用ダイオードＤ３によるクランプ回路があれば、回生用リアクトルＬ１のエネルギーはトランスＴへ回収できる。
以下、トランスＴのタップ電圧をＶa、スナバ用コンデンサＣ１の充電電圧をＶc1、充放電用コンデンサＣ０の充電電圧をＶc0、回生用ダイオードＤ２と回生用リアクトルＬ１に流れる共振電流をＩL1とする。
タップ電圧Ｖaは主スイッチＳ１がオンして電圧が印加されれば１次巻線Ｎ１の巻数に比例した電圧に固定される。
第１実施例のスナバエネルギーの回生回路としてのＬＣ共振回路は、スナバ用コンデンサＣ１の電圧Ｖc1からその半分以下のタップ電圧Ｖaに回生するとき必ず電圧はゼロまで放電し、Ｖa＝Ｖc1／２の場合はＶc1＝0となったとき共振電流もＩL1＝0となる。
Ｖa＜Ｖc1／２の場合はＶc1＝0となっても共振電流はＩL1＝0とならず、クランプ用ダイオードＤ３を介して直線的に減少しながらＩL1＝0になるまで流れ続ける。
以上により、スナバ用コンデンサＣ１の電圧Ｖc1がタップ電圧Ｖaの２倍以上になれば、スナバ用コンデンサＣ１のエネルギーはトランスＴへ回収できる。
また、スナバ用コンデンサＣ１と並列のクランプ用ダイオードＤ３によるクランプ回路があれば、回生用リアクトルＬ１のエネルギーはトランスＴへ回収できる。
第２実施例のスナバエネルギーの回生回路としてのＬＣ共振回路は、スナバ用コンデンサＣ１の電圧Ｖc1からその半分以下の充放電用コンデンサＣ０の電圧Ｖc0に回生するとき必ず電圧はゼロまで放電し、Ｖc0＝Ｖc1／２の場合はＶc1＝0となったとき共振電流もＩL1＝0となる。
Ｖc0＜Ｖc1／２の場合はＶc1＝0となっても共振電流はＩL1＝0とならず、クランプ用ダイオードＤ３を介して直線的に減少しながらＩL1＝0になるまで流れ続ける。
以上により、スナバ用コンデンサＣ１の電圧Ｖc1が充放電用コンデンサＣ０の電圧Ｖc0の２倍以上になれば、スナバ用コンデンサＣ１のエネルギーは充放電用コンデンサＣ０へ回収できる。
また、スナバ用コンデンサＣ１と並列のクランプ用ダイオードＤ３によるクランプ回路があれば、回生用リアクトルＬ１のエネルギーは充放電用コンデンサＣ０へ回収できる。
Ｖc0＜Ｖc1／２の場合はＶc1＝0となっても共振電流はＩL1＝0とならず、クランプ用ダイオードＤ３を介して直線的に減少しながらＩL1＝0になるまで流れ続ける。
以上により、スナバ用コンデンサＣ１の電圧Ｖc1が充放電用コンデンサＣ０の電圧Ｖc0の２倍以上になれば、スナバ用コンデンサＣ１のエネルギーは充放電用コンデンサＣ０へ回収できる。
また、スナバ用コンデンサＣ１と並列のクランプ用ダイオードＤ３によるクランプ回路があれば、回生用リアクトルＬ１のエネルギーは充放電用コンデンサＣ０へ回収できる。
図７に、本発明を実施したシングルエンデッドコンバータの動作波形を示す。
以下、主スイッチＳ１に流れる電流をＩs1、主スイッチＳ１にかかる電圧をＶs1、スナバ用コンデンサＣ１に流れる電流をＩc1とする。
図中（ａ）は主スイッチＳ１の駆動波形、（ｂ）は回生用補助スイッチＳ２の駆動波形、（ｃ）はＩs1の波形、（ｄ）はＶs1の波形、（ｅ）はＩc1の波形、（ｆ）はＶc1の波形、（ｇ）はＩL1の波形である。
以下、主スイッチＳ１に流れる電流をＩs1、主スイッチＳ１にかかる電圧をＶs1、スナバ用コンデンサＣ１に流れる電流をＩc1とする。
図中（ａ）は主スイッチＳ１の駆動波形、（ｂ）は回生用補助スイッチＳ２の駆動波形、（ｃ）はＩs1の波形、（ｄ）はＶs1の波形、（ｅ）はＩc1の波形、（ｆ）はＶc1の波形、（ｇ）はＩL1の波形である。
以下、第１実施例のシングルエンデッドコンバータの動作について説明する。
図７のｔ0以前では主スイッチＳ１がオン状態で主スイッチＳ１には電流Ｉs1が流れている。このときスナバ用コンデンサＣ１の充電電圧はＶc1＝0とする。
また、回生用補助スイッチＳ２はオフで、タップａには電圧Ｖa≦Ｖe／２（以下、直流電源Ｅの電圧をＶeとする）が印加されている。
この状態で図７（ａ）のｔ0時点で主スイッチＳ１をターンオフすると、スイッチオフ時の主スイッチＳ１にかかる電圧Ｖs1はスナバ用コンデンサＣ１の電圧Ｖc1＝0であるために、スナバ回路が理想的であれば、負荷側の配線やトランスＴのインダクタンスとは関係なくゼロより立ち上がる。
従って、ターンオフ瞬間図７（ｃ）の主スイッチＳ１の電流Ｉs1はスナバ用コンデンサＣ１に転流し、図７（ｅ）の充電電流Ｉc1が流れる。
このときスナバ用コンデンサＣ１の電圧Ｖc1＝0であるから、主スイッチＳ１にかかる電圧Ｖs1は図７（ｆ）のスナバ用コンデンサＣ１の電圧Ｖc1と同じく図７（ｄ）に示すようにゼロより穏やかに上昇する。
その結果、主スイッチＳ１のターンオフ時におけるＺＶＳ（ゼロ電圧スイッチング）が達成され、このときのスイッチング損失は極めて小さくなる。
また、ターンオフ時のスパイク電圧が吸収され、スイッチングノイズも低減する。
このように、主スイッチＳ１がオン期間中にトランスＴに蓄積された励磁エネルギーは主スイッチＳ１をターンオフするとスナバ用コンデンサＣ１に充電され、スナバ用コンデンサＣ１に充電されたエネルギーは主スイッチＳ１のオフ期間中保存される。
スナバ用コンデンサＣ１はトランスＴに蓄えられたエネルギーにより充電されていくが、少なくとも直流電源Ｅの電圧Ｖeまでは充電される。
図７のｔ0以前では主スイッチＳ１がオン状態で主スイッチＳ１には電流Ｉs1が流れている。このときスナバ用コンデンサＣ１の充電電圧はＶc1＝0とする。
また、回生用補助スイッチＳ２はオフで、タップａには電圧Ｖa≦Ｖe／２（以下、直流電源Ｅの電圧をＶeとする）が印加されている。
この状態で図７（ａ）のｔ0時点で主スイッチＳ１をターンオフすると、スイッチオフ時の主スイッチＳ１にかかる電圧Ｖs1はスナバ用コンデンサＣ１の電圧Ｖc1＝0であるために、スナバ回路が理想的であれば、負荷側の配線やトランスＴのインダクタンスとは関係なくゼロより立ち上がる。
従って、ターンオフ瞬間図７（ｃ）の主スイッチＳ１の電流Ｉs1はスナバ用コンデンサＣ１に転流し、図７（ｅ）の充電電流Ｉc1が流れる。
このときスナバ用コンデンサＣ１の電圧Ｖc1＝0であるから、主スイッチＳ１にかかる電圧Ｖs1は図７（ｆ）のスナバ用コンデンサＣ１の電圧Ｖc1と同じく図７（ｄ）に示すようにゼロより穏やかに上昇する。
その結果、主スイッチＳ１のターンオフ時におけるＺＶＳ（ゼロ電圧スイッチング）が達成され、このときのスイッチング損失は極めて小さくなる。
また、ターンオフ時のスパイク電圧が吸収され、スイッチングノイズも低減する。
このように、主スイッチＳ１がオン期間中にトランスＴに蓄積された励磁エネルギーは主スイッチＳ１をターンオフするとスナバ用コンデンサＣ１に充電され、スナバ用コンデンサＣ１に充電されたエネルギーは主スイッチＳ１のオフ期間中保存される。
スナバ用コンデンサＣ１はトランスＴに蓄えられたエネルギーにより充電されていくが、少なくとも直流電源Ｅの電圧Ｖeまでは充電される。
図７のｔ1以前では、主スイッチＳ１がオフ状態で主スイッチＳ１に流れる電流はＩs1＝0である。このときスナバ用コンデンサＣ１には電圧Ｖc1≧Ｖeが充電されている。
また、回生用補助スイッチＳ２もオフで、タップａには電圧Ｖa≦Ｖe／２が印加されている。
この状態で図７（ａ）のｔ1時点で主スイッチＳ１をターンオンすると、直流電源Ｅの電流がトランスＴの１次巻線Ｎ１に流れて２次巻線Ｎ２の負荷へ電力を供給する。
図７（ｄ）のｔ1時点で主スイッチＳ１の電圧がＶs1＝0となり、図７（ｃ）のｔ1時点で電流Ｉs1が立上る動作が同時に発生するが、実際はトランスＴの洩れインダクタンスのために電流Ｉs1はゼロより上昇する。
その結果、主スイッチＳ１のＺＣＳ（ゼロ電流スイッチング）が達成され、このときのスイッチング損失は発生しない。
なお、トランスＴが理想トランスに近く、洩れインダクタンスが不足する場合は、トランスＴの１次巻線Ｎ１と直列に外付けのリアクトルを接続すれば、確実にＺＣＳ動作となる。
また、回生用補助スイッチＳ２もオフで、タップａには電圧Ｖa≦Ｖe／２が印加されている。
この状態で図７（ａ）のｔ1時点で主スイッチＳ１をターンオンすると、直流電源Ｅの電流がトランスＴの１次巻線Ｎ１に流れて２次巻線Ｎ２の負荷へ電力を供給する。
図７（ｄ）のｔ1時点で主スイッチＳ１の電圧がＶs1＝0となり、図７（ｃ）のｔ1時点で電流Ｉs1が立上る動作が同時に発生するが、実際はトランスＴの洩れインダクタンスのために電流Ｉs1はゼロより上昇する。
その結果、主スイッチＳ１のＺＣＳ（ゼロ電流スイッチング）が達成され、このときのスイッチング損失は発生しない。
なお、トランスＴが理想トランスに近く、洩れインダクタンスが不足する場合は、トランスＴの１次巻線Ｎ１と直列に外付けのリアクトルを接続すれば、確実にＺＣＳ動作となる。
図７（ｂ）のｔ1時点で主スイッチＳ１と同時あるいはその前に、回生用補助スイッチＳ２をターンオンすると、スナバ用コンデンサＣ１と回生用リアクトルＬ１および回生用補助スイッチＳ２からなる共振回路が形成される。
この共振回路でスナバ用コンデンサＣ１の充電電圧Ｖc1≧Ｖeとタップａの電圧Ｖa≦Ｖe／２の差が２倍以上あると、上記回生回路の動作原理で述べたように、スナバ用コンデンサＣ１のエネルギーはゼロ電圧まで放電する。
そのため、図７（ｅ）に示すようにスナバ用コンデンサＣ１にＬＣ共振により正弦波状の放電電流Ｉc1が流れ、図７（ｆ）に示すようにスナバ用コンデンサＣ１の電圧Ｖc1が余弦波状に低下し、ｔ2時点でゼロになる。また、共振電流ＩL1の波形は図７（ｇ）に示すようにゼロより上昇し、正弦波状となる。
回生用補助スイッチＳ２をオンしたときは、回生用リアクトルＬ１の効果により共振電流ＩL1はゼロより上昇し、ＺＣＳ動作となる。そのためスイッチング損失は発生しない。
この共振回路でスナバ用コンデンサＣ１の充電電圧Ｖc1≧Ｖeとタップａの電圧Ｖa≦Ｖe／２の差が２倍以上あると、上記回生回路の動作原理で述べたように、スナバ用コンデンサＣ１のエネルギーはゼロ電圧まで放電する。
そのため、図７（ｅ）に示すようにスナバ用コンデンサＣ１にＬＣ共振により正弦波状の放電電流Ｉc1が流れ、図７（ｆ）に示すようにスナバ用コンデンサＣ１の電圧Ｖc1が余弦波状に低下し、ｔ2時点でゼロになる。また、共振電流ＩL1の波形は図７（ｇ）に示すようにゼロより上昇し、正弦波状となる。
回生用補助スイッチＳ２をオンしたときは、回生用リアクトルＬ１の効果により共振電流ＩL1はゼロより上昇し、ＺＣＳ動作となる。そのためスイッチング損失は発生しない。
図７（ｆ）のｔ2時点でスナバ用コンデンサＣ１の電圧がＶc1＝0になると、クランプ用ダイオードＤ３がオン状態になり、回生用リアクトルＬ１の残りのエネルギーは回生用リアクトルＬ１→トランスＴ→主スイッチＳ１→クランプ用ダイオードＤ３→回生用リアクトルＬ１の経路でトランスＴに回収される。
このように、配線の寄生インダクタンスやトランスＴの洩れインダクタンスに蓄積されたエネルギーやトランスＴの励磁エネルギーは最初にスナバ用コンデンサＣ１に充電され、その後トランスＴに回収されるので、損失にはならず、効率の低下を防ぎ、発熱を防止する。
このように、配線の寄生インダクタンスやトランスＴの洩れインダクタンスに蓄積されたエネルギーやトランスＴの励磁エネルギーは最初にスナバ用コンデンサＣ１に充電され、その後トランスＴに回収されるので、損失にはならず、効率の低下を防ぎ、発熱を防止する。
回生用補助スイッチＳ２に流れる共振電流ＩL1は図７（ｇ）に示すように自然にゼロとなるので、その後の時点、例えば図７（ｂ）のｔ3時点までに回生用補助スイッチＳ２をオフにしておけばよい。
このときの回生用補助スイッチＳ２のオフ動作はオン動作と同様にＺＣＳ動作となる。
従って、スイッチング損失は発生しないので、回生用補助スイッチＳ２を付加したことによる損失の増大はほとんど生じない。
このときの回生用補助スイッチＳ２のオフ動作はオン動作と同様にＺＣＳ動作となる。
従って、スイッチング損失は発生しないので、回生用補助スイッチＳ２を付加したことによる損失の増大はほとんど生じない。
以下、第２実施例のシングルエンデッドコンバータの動作について説明する。
図７のｔ0以前では主スイッチＳ１がオン状態で主スイッチＳ１には電流Ｉs1が流れている。このときスナバ用コンデンサＣ１の充電電圧はＶc1＝0とする。
また、回生用補助スイッチＳ２はオフで、充放電用コンデンサＣ０には電圧Ｖc0≦Ｖe／２が充電されている。
この状態で図７（ａ）のｔ0時点で主スイッチＳ１をターンオフすると、スイッチオフ時の主スイッチＳ１にかかる電圧Ｖs1はスナバ用コンデンサＣ１の電圧Ｖc1＝0であるために、スナバ回路が理想的であれば、負荷側の配線やトランスＴのインダクタンスとは関係なくゼロより立ち上がる。
従って、ターンオフ瞬間図７（ｃ）の主スイッチＳ１の電流Ｉs1はスナバ用コンデンサＣ１に転流し、図７（ｅ）の充電電流Ｉc1が流れる。
このときスナバ用コンデンサＣ１の電圧Ｖc1＝0であるから、主スイッチＳ１にかかる電圧Ｖs1は図７（ｆ）のスナバ用コンデンサＣ１の電圧Ｖc1と同じく図７（ｄ）に示すようにゼロより穏やかに上昇する。
その結果、主スイッチＳ１のターンオフ時におけるＺＶＳ（ゼロ電圧スイッチング）が達成され、このときのスイッチング損失は極めて小さくなる。
また、ターンオフ時のスパイク電圧が吸収され、スイッチングノイズも低減する。
このように、主スイッチＳ１がオン期間中にトランスＴに蓄積された励磁エネルギーは主スイッチＳ１をターンオフするとスナバ用コンデンサＣ１に充電され、スナバ用コンデンサＣ１に充電されたエネルギーは主スイッチＳ１のオフ期間中保存される。
スナバ用コンデンサＣ１はトランスＴに蓄えられたエネルギーにより充電されていくが、少なくとも直流電源Ｅの電圧Ｖeまでは充電される。
図７のｔ0以前では主スイッチＳ１がオン状態で主スイッチＳ１には電流Ｉs1が流れている。このときスナバ用コンデンサＣ１の充電電圧はＶc1＝0とする。
また、回生用補助スイッチＳ２はオフで、充放電用コンデンサＣ０には電圧Ｖc0≦Ｖe／２が充電されている。
この状態で図７（ａ）のｔ0時点で主スイッチＳ１をターンオフすると、スイッチオフ時の主スイッチＳ１にかかる電圧Ｖs1はスナバ用コンデンサＣ１の電圧Ｖc1＝0であるために、スナバ回路が理想的であれば、負荷側の配線やトランスＴのインダクタンスとは関係なくゼロより立ち上がる。
従って、ターンオフ瞬間図７（ｃ）の主スイッチＳ１の電流Ｉs1はスナバ用コンデンサＣ１に転流し、図７（ｅ）の充電電流Ｉc1が流れる。
このときスナバ用コンデンサＣ１の電圧Ｖc1＝0であるから、主スイッチＳ１にかかる電圧Ｖs1は図７（ｆ）のスナバ用コンデンサＣ１の電圧Ｖc1と同じく図７（ｄ）に示すようにゼロより穏やかに上昇する。
その結果、主スイッチＳ１のターンオフ時におけるＺＶＳ（ゼロ電圧スイッチング）が達成され、このときのスイッチング損失は極めて小さくなる。
また、ターンオフ時のスパイク電圧が吸収され、スイッチングノイズも低減する。
このように、主スイッチＳ１がオン期間中にトランスＴに蓄積された励磁エネルギーは主スイッチＳ１をターンオフするとスナバ用コンデンサＣ１に充電され、スナバ用コンデンサＣ１に充電されたエネルギーは主スイッチＳ１のオフ期間中保存される。
スナバ用コンデンサＣ１はトランスＴに蓄えられたエネルギーにより充電されていくが、少なくとも直流電源Ｅの電圧Ｖeまでは充電される。
図７のｔ1以前では、主スイッチＳ１がオフ状態で主スイッチＳ１に流れる電流はＩs1＝0である。このときスナバ用コンデンサＣ１には電圧Ｖc1≧Ｖeが充電されている。
また、回生用補助スイッチＳ２もオフで、充放電用コンデンサＣ０には電圧Ｖc0≦Ｖe／２が充電されている。
この状態で図７（ａ）のｔ1時点で主スイッチＳ１をターンオンすると、直流電源Ｅの電流がトランスＴの１次巻線Ｎ１に流れて２次巻線Ｎ２の負荷へ電力を供給する。
このとき、充放電用コンデンサＣ０の電圧がＶc0＞Ｖe／２になると、直流電源Ｅより優先して充放電用コンデンサＣ０のエネルギーがトランスＴの２次巻線Ｎ２の負荷に供給される。
図７（ｄ）のｔ1時点で主スイッチＳ１の電圧がＶs1＝0となり、図７（ｃ）のｔ1時点で電流Ｉs1が立上る動作が同時に発生するが、実際はトランスＴの洩れインダクタンスのために電流Ｉs1はゼロより上昇する。
その結果、主スイッチＳ１のＺＣＳ（ゼロ電流スイッチング）が達成され、このときのスイッチング損失は発生しない。
なお、トランスＴが理想トランスに近く、洩れインダクタンスが不足する場合は、トランスＴの１次巻線Ｎ１と直列に外付けのリアクトルを接続すれば、確実にＺＣＳ動作となる。
また、回生用補助スイッチＳ２もオフで、充放電用コンデンサＣ０には電圧Ｖc0≦Ｖe／２が充電されている。
この状態で図７（ａ）のｔ1時点で主スイッチＳ１をターンオンすると、直流電源Ｅの電流がトランスＴの１次巻線Ｎ１に流れて２次巻線Ｎ２の負荷へ電力を供給する。
このとき、充放電用コンデンサＣ０の電圧がＶc0＞Ｖe／２になると、直流電源Ｅより優先して充放電用コンデンサＣ０のエネルギーがトランスＴの２次巻線Ｎ２の負荷に供給される。
図７（ｄ）のｔ1時点で主スイッチＳ１の電圧がＶs1＝0となり、図７（ｃ）のｔ1時点で電流Ｉs1が立上る動作が同時に発生するが、実際はトランスＴの洩れインダクタンスのために電流Ｉs1はゼロより上昇する。
その結果、主スイッチＳ１のＺＣＳ（ゼロ電流スイッチング）が達成され、このときのスイッチング損失は発生しない。
なお、トランスＴが理想トランスに近く、洩れインダクタンスが不足する場合は、トランスＴの１次巻線Ｎ１と直列に外付けのリアクトルを接続すれば、確実にＺＣＳ動作となる。
図７（ｂ）のｔ1時点で主スイッチＳ１と同時あるいはその前に、回生用補助スイッチＳ２をターンオンすると、スナバ用コンデンサＣ１と回生用リアクトルＬ１と回生用補助スイッチＳ２および充放電用コンデンサＣ０からなる共振回路が形成される。
この共振回路でスナバ用コンデンサＣ１の充電電圧Ｖc1≧Ｖeと充放電用コンデンサＣ０の充電電圧Ｖc0≦Ｖe／２の差が２倍以上あると、上記回生回路の動作原理で述べたように、スナバ用コンデンサＣ１のエネルギーはゼロ電圧まで放電する。
そのため、図７（ｅ）に示すようにスナバ用コンデンサＣ１にＬＣ共振により正弦波状の放電電流Ｉc1が流れ、図７（ｆ）に示すようにスナバ用コンデンサＣ１の電圧Ｖc1が余弦波状に低下し、ｔ2時点でゼロになる。また、共振電流ＩL1の波形は図７（ｇ）に示すようにゼロより上昇し、正弦波状となる。
回生用補助スイッチＳ２をオンしたときは、回生用リアクトルＬ１の効果により共振電流ＩL1はゼロより上昇し、ＺＣＳ動作となる。そのためスイッチング損失は発生しない。
このように、スナバ用コンデンサＣ１に蓄積されていたスナバエネルギーと励磁エネルギーは、スナバ用コンデンサＣ１→回生用ダイオードＤ２→回生用補助スイッチＳ２→回生用リアクトルＬ１→充放電用コンデンサＣ０→スナバ用コンデンサＣ１の経路で充放電用コンデンサＣ０に回収される。
この共振回路でスナバ用コンデンサＣ１の充電電圧Ｖc1≧Ｖeと充放電用コンデンサＣ０の充電電圧Ｖc0≦Ｖe／２の差が２倍以上あると、上記回生回路の動作原理で述べたように、スナバ用コンデンサＣ１のエネルギーはゼロ電圧まで放電する。
そのため、図７（ｅ）に示すようにスナバ用コンデンサＣ１にＬＣ共振により正弦波状の放電電流Ｉc1が流れ、図７（ｆ）に示すようにスナバ用コンデンサＣ１の電圧Ｖc1が余弦波状に低下し、ｔ2時点でゼロになる。また、共振電流ＩL1の波形は図７（ｇ）に示すようにゼロより上昇し、正弦波状となる。
回生用補助スイッチＳ２をオンしたときは、回生用リアクトルＬ１の効果により共振電流ＩL1はゼロより上昇し、ＺＣＳ動作となる。そのためスイッチング損失は発生しない。
このように、スナバ用コンデンサＣ１に蓄積されていたスナバエネルギーと励磁エネルギーは、スナバ用コンデンサＣ１→回生用ダイオードＤ２→回生用補助スイッチＳ２→回生用リアクトルＬ１→充放電用コンデンサＣ０→スナバ用コンデンサＣ１の経路で充放電用コンデンサＣ０に回収される。
図７（ｆ）のｔ2時点でスナバ用コンデンサＣ１の電圧がＶc1＝0になると、クランプ用ダイオードＤ３がオン状態になり、回生用リアクトルＬ１の残りのエネルギーは回生用リアクトルＬ１→充放電用コンデンサＣ０→クランプ用ダイオードＤ３→回生用リアクトルＬ１の経路で充放電用コンデンサＣ０に引き続き回収される。
充放電用コンデンサＣ０の電圧Ｖc0はスナバ用コンデンサＣ１と回生用リアクトルＬ１のエネルギーの分若干電圧が上がり、Ｖc0＞Ｖe／２となった時点で放電用ダイオードＤ０がオン状態になり、充放電用コンデンサＣ０→放電用ダイオードＤ０→トランスＴ→主スイッチＳ１→充放電用コンデンサＣ０の経路でトランスＴに回収される。
このように、配線の寄生インダクタンスやトランスＴの洩れインダクタンスに蓄積されたエネルギーやトランスＴの励磁エネルギーは最初にスナバ用コンデンサＣ１に充電され、続いて充放電用コンデンサＣ０に回収され、その後トランスＴに回収されるので、損失にはならず、効率の低下を防ぎ、発熱を防止する。
充放電用コンデンサＣ０の電圧Ｖc0はスナバ用コンデンサＣ１と回生用リアクトルＬ１のエネルギーの分若干電圧が上がり、Ｖc0＞Ｖe／２となった時点で放電用ダイオードＤ０がオン状態になり、充放電用コンデンサＣ０→放電用ダイオードＤ０→トランスＴ→主スイッチＳ１→充放電用コンデンサＣ０の経路でトランスＴに回収される。
このように、配線の寄生インダクタンスやトランスＴの洩れインダクタンスに蓄積されたエネルギーやトランスＴの励磁エネルギーは最初にスナバ用コンデンサＣ１に充電され、続いて充放電用コンデンサＣ０に回収され、その後トランスＴに回収されるので、損失にはならず、効率の低下を防ぎ、発熱を防止する。
回生用補助スイッチＳ２に流れる共振電流ＩL1は図７（ｇ）に示すように自然にゼロとなるので、その後の時点、例えば図７（ｂ）のｔ3時点までに回生用補助スイッチＳ２をオフにしておけばよい。
このときの回生用補助スイッチＳ２のオフ動作はオン動作と同様にＺＣＳ動作となる。
従って、スイッチング損失は発生しないので、回生用補助スイッチＳ２を付加したことによる損失の増大はほとんど生じない。
このときの回生用補助スイッチＳ２のオフ動作はオン動作と同様にＺＣＳ動作となる。
従って、スイッチング損失は発生しないので、回生用補助スイッチＳ２を付加したことによる損失の増大はほとんど生じない。
以上説明したシングルエンデッドコンバータは、フォワード型のみでなくフライバックトランスを用いることによりフライバック型にも適用できる。
その場合、トランスＴの１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２の極性の関係が逆になるが、巻線の巻き始めと巻き終わりを指示しなければ同じ回路構成となる。
その場合、トランスＴの１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２の極性の関係が逆になるが、巻線の巻き始めと巻き終わりを指示しなければ同じ回路構成となる。
図８に、本発明を実施したプッシュプルコンバータの回路図を示す。
プッシュプルコンバータの基本回路は、直流電源Ｅの一端をトランスＴの１次巻線Ｎ１のタップｂ（一般には中点タップとして用いられる）に接続し、他端を左右一対の主スイッチ（請求項６おける第１のスイッチ）Ｓ１ａ、Ｓ１ｂを介してトランスＴの１次巻線Ｎ１の両端に接続し、主スイッチＳ１ａ、Ｓ１ｂと並列にスナバ用ダイオードＤ１ａ、Ｄ１ｂとスナバ用コンデンサＣ１ａ、Ｃ１ｂを直列に接続したスナバ回路１ａ、１ｂを接続する。
本発明のコンバータは、この基本回路のスナバ用ダイオードＤ１ａ、Ｄ１ｂとスナバ用コンデンサＣ１ａ、Ｃ１ｂの接続点Ａ１、Ａ２（直流電源Ｅの略２倍の電位）、直流電源Ｅの一端と１次巻線Ｎ１のタップｂとの接続点Ｂ（直流電源Ｅと略同じ電位）との間にそれぞれ回生用ダイオードＤ２ａ、Ｄ２ｂと回生用リアクトルＬ１ａ、Ｌ１ｂおよび回生用補助スイッチ（請求項６における第２のスイッチ）Ｓ２ａ、Ｓ２ｂを直列に接続した回生回路２ａ、２ｂを接続する。
プッシュプルコンバータの基本回路は、直流電源Ｅの一端をトランスＴの１次巻線Ｎ１のタップｂ（一般には中点タップとして用いられる）に接続し、他端を左右一対の主スイッチ（請求項６おける第１のスイッチ）Ｓ１ａ、Ｓ１ｂを介してトランスＴの１次巻線Ｎ１の両端に接続し、主スイッチＳ１ａ、Ｓ１ｂと並列にスナバ用ダイオードＤ１ａ、Ｄ１ｂとスナバ用コンデンサＣ１ａ、Ｃ１ｂを直列に接続したスナバ回路１ａ、１ｂを接続する。
本発明のコンバータは、この基本回路のスナバ用ダイオードＤ１ａ、Ｄ１ｂとスナバ用コンデンサＣ１ａ、Ｃ１ｂの接続点Ａ１、Ａ２（直流電源Ｅの略２倍の電位）、直流電源Ｅの一端と１次巻線Ｎ１のタップｂとの接続点Ｂ（直流電源Ｅと略同じ電位）との間にそれぞれ回生用ダイオードＤ２ａ、Ｄ２ｂと回生用リアクトルＬ１ａ、Ｌ１ｂおよび回生用補助スイッチ（請求項６における第２のスイッチ）Ｓ２ａ、Ｓ２ｂを直列に接続した回生回路２ａ、２ｂを接続する。
回生回路２ａ、２ｂを構成する素子の組合せは同様に任意で、図１０に示すように、（１）２ａ（Ｄ２ａ＋Ｓ２ａ＋Ｌ１ａ）＋２ｂ（Ｌ１ｂ＋Ｓ２ｂ＋Ｄ２ｂ）、（２）２ａ（Ｓ２ａ＋Ｄ２ａ＋Ｌ１ａ）＋２ｂ（Ｌ１ｂ＋Ｄ２ｂ＋Ｓ２ｂ）、（３）２ａ（Ｄ２ａ＋Ｌ１ａ＋Ｓ２ａ）＋２ｂ（Ｓ２ｂ＋Ｌ１ｂ＋Ｄ２ｂ）、（４）２ａ（Ｓ２ａ＋Ｌ１ａ＋Ｄ２ａ）＋２ｂ（Ｄ２ｂ＋Ｌ１ｂ＋Ｓ２ｂ）、（５）２ａ（Ｌ１ａ＋Ｄ２ａ＋Ｓ２ａ）＋２ｂ（Ｓ２ｂ＋Ｄ２ｂ＋Ｌ１ｂ）、（６）２ａ（Ｌ１ａ＋Ｓ２ａ＋Ｄ２ａ）＋２ｂ（Ｄ２ｂ＋Ｓ２ｂ＋Ｌ１ｂ）の６通りがある。
同様に、回生用補助スイッチＳ２ａ、Ｓ２ｂが逆阻止型のスイッチの場合、回生用ダイオードＤ２ａ、Ｄ２ｂは不要となり、回生回路２ａ、２ｂの素子の組合せは、図１１に示すように、（１）２ａ（Ｓ２ａ＋Ｌ１ａ）＋２ｂ（Ｌ１ｂ＋Ｓ２ｂ）、（２）２ａ（Ｌ１ａ＋Ｓ２ａ）＋２ｂ（Ｓ２ｂ＋Ｌ１ｂ）の２通りに絞られる。
同様に、回生用補助スイッチＳ２ａ、Ｓ２ｂが逆阻止型のスイッチの場合、回生用ダイオードＤ２ａ、Ｄ２ｂは不要となり、回生回路２ａ、２ｂの素子の組合せは、図１１に示すように、（１）２ａ（Ｓ２ａ＋Ｌ１ａ）＋２ｂ（Ｌ１ｂ＋Ｓ２ｂ）、（２）２ａ（Ｌ１ａ＋Ｓ２ａ）＋２ｂ（Ｓ２ｂ＋Ｌ１ｂ）の２通りに絞られる。
さらに、１次巻線Ｎ１のタップｂと直流電源Ｅのリターン端子の間に回生用リアクトルＬ１ａ、Ｌ１ｂを介して直列接続となるクランプ用ダイオードＤ３ａ、Ｄ３ｂを少なくとも１つ接続する。
クランプ用ダイオードＤ３ａ、Ｄ３ｂは、スナバ用コンデンサＣ１ａ、Ｃ１ｂと逆並列に接続し、カソードを回生用リアクトルＬ１ａ、Ｌ１ｂの高電位側に接続し、アノードを直流電源Ｅのリターン端子に接続する。
従って、クランプ用ダイオードＤ３ａ、Ｄ３ｂの接続位置は複数存在し、回生回路２ａ、２ｂ内においてはカソードを図１０（１）の場合Ｌ１ａ、Ｌ１ｂ−Ｓ２ａ、Ｓ２ｂ間、Ｓ２ａ、Ｓ２ｂ−Ｄ２ａ、Ｄ２ｂ間の４箇所、（２）の場合Ｌ１ａ、Ｌ１ｂ−Ｄ２ａ、Ｄ２ｂ間、Ｄ２ａ、Ｄ２ｂ−Ｓ２ａ、Ｓ２ｂ間の４箇所、（３）の場合Ｌ１ａ、Ｌ１ｂ−Ｄ２ａ、Ｄ２ｂ間の２箇所、（４）の場合Ｌ１ａ、Ｌ１ｂ−Ｓ２ａ、Ｓ２ｂ間の２箇所に接続可能である。
図１１（１）の場合はＬ１ａ、Ｌ１ｂ−Ｓ２ａ、Ｓ２ｂ間の２箇所に接続可能である。
回生回路２ａ、２ｂ外においては、カソードをスナバ用コンデンサＣ１ａ、Ｃ１ｂの両側のＤ２ａ、Ｄ２ｂ−Ｃ１ａ、Ｃ１ｂ間、Ｃ１ａ、Ｃ１ｂ−Ｄ１ａ、Ｄ１ｂ間の４箇所、主スイッチＳ１ａ、Ｓ１ｂの両側のＤ１ａ、Ｄ１ｂ−Ｓ１ａ、Ｓ１ｂ間、Ｓ１ａ、Ｓ１ｂ−Ｎ１間の４箇所に接続可能である。
クランプ用ダイオードＤ３ａ、Ｄ３ｂは同一回路において複数個接続してもよく、図８にはＬ１ａ、Ｌ１ｂ−Ｓ２ａ、Ｓ２ｂ間、Ｄ２ａ、Ｄ２ｂ−Ｓ２ａ、Ｓ２ｂ間、Ｄ１ａ、Ｄ１ｂ−Ｓ１ａ、Ｓ１ｂ間の６箇所に接続した例を示している。
この場合もＬ１ａ、Ｌ１ｂ−Ｓ２ａ、Ｓ２ｂ間、すなわち回生用リアクトルＬ１ａ、Ｌ１ｂの直後にクランプ用ダイオードＤ３ａ、Ｄ３ｂを接続するとＬ１の損失が最も少なくなる。
なお、同様にクランプ用ダイオードＤ３ａ、Ｄ３ｂは主スイッチＳ１ａ、Ｓ１ｂの寄生ダイオードを流用することもできる。
また、同様に回生用リアクトルＬ１ａ、Ｌ１ｂとしてトランスＴの漏れインダクタンスを利用することも可能であり、図９にトランスＴの漏れインダクタンスＬ０を利用したコンバータの回路図を示す。
以上の回路構成で２つの主スイッチＳ１ａ、Ｓ１ｂを１８０°の位相差で交互にオン・オフすることによりトランスＴで絶縁された２次巻線Ｎ２の負荷へ電力を供給する。
クランプ用ダイオードＤ３ａ、Ｄ３ｂは、スナバ用コンデンサＣ１ａ、Ｃ１ｂと逆並列に接続し、カソードを回生用リアクトルＬ１ａ、Ｌ１ｂの高電位側に接続し、アノードを直流電源Ｅのリターン端子に接続する。
従って、クランプ用ダイオードＤ３ａ、Ｄ３ｂの接続位置は複数存在し、回生回路２ａ、２ｂ内においてはカソードを図１０（１）の場合Ｌ１ａ、Ｌ１ｂ−Ｓ２ａ、Ｓ２ｂ間、Ｓ２ａ、Ｓ２ｂ−Ｄ２ａ、Ｄ２ｂ間の４箇所、（２）の場合Ｌ１ａ、Ｌ１ｂ−Ｄ２ａ、Ｄ２ｂ間、Ｄ２ａ、Ｄ２ｂ−Ｓ２ａ、Ｓ２ｂ間の４箇所、（３）の場合Ｌ１ａ、Ｌ１ｂ−Ｄ２ａ、Ｄ２ｂ間の２箇所、（４）の場合Ｌ１ａ、Ｌ１ｂ−Ｓ２ａ、Ｓ２ｂ間の２箇所に接続可能である。
図１１（１）の場合はＬ１ａ、Ｌ１ｂ−Ｓ２ａ、Ｓ２ｂ間の２箇所に接続可能である。
回生回路２ａ、２ｂ外においては、カソードをスナバ用コンデンサＣ１ａ、Ｃ１ｂの両側のＤ２ａ、Ｄ２ｂ−Ｃ１ａ、Ｃ１ｂ間、Ｃ１ａ、Ｃ１ｂ−Ｄ１ａ、Ｄ１ｂ間の４箇所、主スイッチＳ１ａ、Ｓ１ｂの両側のＤ１ａ、Ｄ１ｂ−Ｓ１ａ、Ｓ１ｂ間、Ｓ１ａ、Ｓ１ｂ−Ｎ１間の４箇所に接続可能である。
クランプ用ダイオードＤ３ａ、Ｄ３ｂは同一回路において複数個接続してもよく、図８にはＬ１ａ、Ｌ１ｂ−Ｓ２ａ、Ｓ２ｂ間、Ｄ２ａ、Ｄ２ｂ−Ｓ２ａ、Ｓ２ｂ間、Ｄ１ａ、Ｄ１ｂ−Ｓ１ａ、Ｓ１ｂ間の６箇所に接続した例を示している。
この場合もＬ１ａ、Ｌ１ｂ−Ｓ２ａ、Ｓ２ｂ間、すなわち回生用リアクトルＬ１ａ、Ｌ１ｂの直後にクランプ用ダイオードＤ３ａ、Ｄ３ｂを接続するとＬ１の損失が最も少なくなる。
なお、同様にクランプ用ダイオードＤ３ａ、Ｄ３ｂは主スイッチＳ１ａ、Ｓ１ｂの寄生ダイオードを流用することもできる。
また、同様に回生用リアクトルＬ１ａ、Ｌ１ｂとしてトランスＴの漏れインダクタンスを利用することも可能であり、図９にトランスＴの漏れインダクタンスＬ０を利用したコンバータの回路図を示す。
以上の回路構成で２つの主スイッチＳ１ａ、Ｓ１ｂを１８０°の位相差で交互にオン・オフすることによりトランスＴで絶縁された２次巻線Ｎ２の負荷へ電力を供給する。
次にプッシュプルコンバータの動作についてセンタタップ付きプッシュプルコンバータの場合について説明する。
最初に、一方の主スイッチＳ１ａをオフにすると、それまでトランスＴの１次巻線Ｎ１を通って主スイッチＳ１ａに流れていた電流Ｉs1がスナバ用ダイオードＤ１ａを介してスナバ用コンデンサＣ１ａに転流し、スナバ用コンデンサＣ１ａの電圧Ｖc1は0Ｖより充電されてＺＶＳによるソフトスイッチング動作となる。
次に、主スイッチＳ１ａをオフにした状態で他方の主スイッチＳ１ｂをオンにすると、トランスＴの１次巻線Ｎ１の両端に直流電源Ｅの電圧Ｖeの２倍の電圧２Ｖeが誘起し、スナバ用コンデンサＣ１ａの電圧Ｖc1は少なくとも２Ｖeまで充電される。
次に、主スイッチＳ１ａをオンにする時点で回生用補助スイッチＳ２ａをオンにすると、スナバ用コンデンサＣ１ａと回生用リアクトルＬ１ａと回生用補助スイッチＳ２ａおよび直流電源Ｅからなる共振回路が形成される。
この共振回路でスナバ用コンデンサＣ１ａの充電電圧Ｖc1≧２Ｖeと直流電源Ｅの電圧Ｖeの差が２倍以上あると、スナバ用コンデンサＣ１ａのエネルギーはゼロ電圧まで放電する。
そのため、スナバ用コンデンサＣ１ａに蓄積されたエネルギーは回生用リアクトルＬ１ａとの共振電流ＩL1となって直流電源Ｅに回収される。
最初に、一方の主スイッチＳ１ａをオフにすると、それまでトランスＴの１次巻線Ｎ１を通って主スイッチＳ１ａに流れていた電流Ｉs1がスナバ用ダイオードＤ１ａを介してスナバ用コンデンサＣ１ａに転流し、スナバ用コンデンサＣ１ａの電圧Ｖc1は0Ｖより充電されてＺＶＳによるソフトスイッチング動作となる。
次に、主スイッチＳ１ａをオフにした状態で他方の主スイッチＳ１ｂをオンにすると、トランスＴの１次巻線Ｎ１の両端に直流電源Ｅの電圧Ｖeの２倍の電圧２Ｖeが誘起し、スナバ用コンデンサＣ１ａの電圧Ｖc1は少なくとも２Ｖeまで充電される。
次に、主スイッチＳ１ａをオンにする時点で回生用補助スイッチＳ２ａをオンにすると、スナバ用コンデンサＣ１ａと回生用リアクトルＬ１ａと回生用補助スイッチＳ２ａおよび直流電源Ｅからなる共振回路が形成される。
この共振回路でスナバ用コンデンサＣ１ａの充電電圧Ｖc1≧２Ｖeと直流電源Ｅの電圧Ｖeの差が２倍以上あると、スナバ用コンデンサＣ１ａのエネルギーはゼロ電圧まで放電する。
そのため、スナバ用コンデンサＣ１ａに蓄積されたエネルギーは回生用リアクトルＬ１ａとの共振電流ＩL1となって直流電源Ｅに回収される。
主スイッチＳ１ａをオンしたときは、トランスＴの洩れインダクタンスのために主スイッチＳ１ａを流れる電流Ｉs1はゼロより上昇し、ＺＣＳ動作となる。
回生用補助スイッチＳ２ａをオンしたときは、回生用リアクトルＬ１ａの効果により共振電流ＩL1はゼロより上昇し、同様にＺＣＳ動作となる。
回生用補助スイッチＳ２ａをオンしたときは、回生用リアクトルＬ１ａの効果により共振電流ＩL1はゼロより上昇し、同様にＺＣＳ動作となる。
放電によりスナバ用コンデンサＣ１ａの電圧がＶc1＝0になると、クランプ用ダイオードＤ３ａがオン状態になり、引き続き回生用リアクトルＬ１ａに共振電流ＩL1が流れる。
回生用リアクトルＬ１ａの残りのエネルギーは回生用リアクトルＬ１ａを流れる電流ＩL1が直線的に減少してゼロになるまで直流電源Ｅに回収される。
回生用補助スイッチＳ２ａに流れる共振電流ＩL1は自然にゼロとなるので、その後回生用補助スイッチＳ２ａをオフにしておけばよい。
このときの回生用補助スイッチＳ２ａのオフ動作はオン動作と同様にＺＣＳ動作となる。
回生用リアクトルＬ１ａの残りのエネルギーは回生用リアクトルＬ１ａを流れる電流ＩL1が直線的に減少してゼロになるまで直流電源Ｅに回収される。
回生用補助スイッチＳ２ａに流れる共振電流ＩL1は自然にゼロとなるので、その後回生用補助スイッチＳ２ａをオフにしておけばよい。
このときの回生用補助スイッチＳ２ａのオフ動作はオン動作と同様にＺＣＳ動作となる。
なお、図１２に示すように、図８における２つの回生用リアクトルＬ１ａ、Ｌ１ｂを１つの共用リアクトルＬ１にまとめることも可能である。
すなわち、図８の回生用ダイオードＤ２ａ、Ｄ２ｂをそれぞれ逆阻止用ダイオードとして積極的に利用し、共用リアクトルＬ１の一端Ｂ１をそれぞれ回生用ダイオードＤ２ａ、Ｄ２ｂを介して回生用補助スイッチＳ２ａ、Ｓ２ｂに接続し、他端Ｂ２を直流電源Ｅと１次巻線Ｎ１のタップｂとの接続点に接続する。
これにより、回生用リアクトルＬ１ａ、Ｌ１ｂのうちの１つを容易に節減できる。
なお、図１２にはクランプ用ダイオードＤ３ａ、Ｄ３ｂをＤ１ａ、Ｄ１ｂ−Ｓ１ａ、Ｓ１ｂ間の２箇所に接続した例を示している。
すなわち、図８の回生用ダイオードＤ２ａ、Ｄ２ｂをそれぞれ逆阻止用ダイオードとして積極的に利用し、共用リアクトルＬ１の一端Ｂ１をそれぞれ回生用ダイオードＤ２ａ、Ｄ２ｂを介して回生用補助スイッチＳ２ａ、Ｓ２ｂに接続し、他端Ｂ２を直流電源Ｅと１次巻線Ｎ１のタップｂとの接続点に接続する。
これにより、回生用リアクトルＬ１ａ、Ｌ１ｂのうちの１つを容易に節減できる。
なお、図１２にはクランプ用ダイオードＤ３ａ、Ｄ３ｂをＤ１ａ、Ｄ１ｂ−Ｓ１ａ、Ｓ１ｂ間の２箇所に接続した例を示している。
同様に、図１３に示すように、図８における２つの回生用補助スイッチＳ２ａ、Ｓ２ｂを１つの共用スイッチＳ２にまとめることも可能である。
この場合、共用スイッチＳ２の一端Ｂ１をそれぞれ回生用ダイオードＤ２ａ、Ｄ２ｂを介して回生用リアクトルＬ１ａ、Ｌ１ｂに接続し、他端Ｂ２を直流電源Ｅと１次巻線Ｎ１のタップｂとの接続点に接続する。
これにより、回生用補助スイッチＳ２ａ、Ｓ２ｂのうちの１つを容易に節減できる。
同様に、図１３にはクランプ用ダイオードＤ３ａ、Ｄ３ｂをＤ１ａ、Ｄ１ｂ−Ｓ１ａ、Ｓ１ｂ間の２箇所に接続した例を示している。
この場合、共用スイッチＳ２の一端Ｂ１をそれぞれ回生用ダイオードＤ２ａ、Ｄ２ｂを介して回生用リアクトルＬ１ａ、Ｌ１ｂに接続し、他端Ｂ２を直流電源Ｅと１次巻線Ｎ１のタップｂとの接続点に接続する。
これにより、回生用補助スイッチＳ２ａ、Ｓ２ｂのうちの１つを容易に節減できる。
同様に、図１３にはクランプ用ダイオードＤ３ａ、Ｄ３ｂをＤ１ａ、Ｄ１ｂ−Ｓ１ａ、Ｓ１ｂ間の２箇所に接続した例を示している。
さらに、図１４に示すように、図８における２つの回生用リアクトルＬ１ａ、Ｌ１ｂと２つの回生用補助スイッチＳ２ａ、Ｓ２ｂをそれぞれ１つの共用リアクトルＬ１と１つの共用スイッチＳ２にまとめることも可能である。
この場合、共用リアクトルＬ１と共用スイッチＳ２を直列接続した一端Ｂ１をそれぞれ回生用ダイオードＤ２ａ、Ｄ２ｂに接続し、他端Ｂ２を直流電源Ｅと１次巻線Ｎ１のタップｂとの接続点に接続する。
これにより、それぞれ回生用リアクトルＬ１ａ、Ｌ１ｂと回生用補助スイッチＳ２ａ、Ｓ２ｂのうちの１つを容易に節減できる。
同様に、図１４にはクランプ用ダイオードＤ３ａ、Ｄ３ｂをＤ１ａ、Ｄ１ｂ−Ｓ１ａ、Ｓ１ｂ間の２箇所に接続した例を示している。
この場合、共用リアクトルＬ１と共用スイッチＳ２を直列接続した一端Ｂ１をそれぞれ回生用ダイオードＤ２ａ、Ｄ２ｂに接続し、他端Ｂ２を直流電源Ｅと１次巻線Ｎ１のタップｂとの接続点に接続する。
これにより、それぞれ回生用リアクトルＬ１ａ、Ｌ１ｂと回生用補助スイッチＳ２ａ、Ｓ２ｂのうちの１つを容易に節減できる。
同様に、図１４にはクランプ用ダイオードＤ３ａ、Ｄ３ｂをＤ１ａ、Ｄ１ｂ−Ｓ１ａ、Ｓ１ｂ間の２箇所に接続した例を示している。
図１５に、第１実施例のシングルエンデッドコンバータに電圧クランプ回路を追加した回路図を示す。
電圧クランプ回路４は、トランスＴの２次巻線Ｎ２の巻線Ｎ２ａにタップｃを介して巻線Ｎ２ｂを直列に接続し、巻線Ｎ２ａの両端に整流用ダイオードＤａ、還流用ダイオードＤｂ、チョークコイルＬａ、平滑用コンデンサＣａを接続してチョーク入力平滑回路を形成する。また、巻線Ｎ２ｂの一端とチョークコイルＬａ、平滑用コンデンサＣａの接続点の間にクランプ用ダイオードＤｃを接続して電圧クランプ回路を形成する。
以上のような構成で例えばフォワード型コンバータの場合、主スイッチＳ１をオンすると整流用ダイオードＤａがオン状態となり、チョークコイルＬａと平滑用コンデンサＣａを経て負荷に電力が供給される。トランスＴには励磁電流が流れ、励磁エネルギーが蓄積される。
主スイッチＳ１をオフすると巻線Ｎ２ａに逆起電力が発生し、整流用ダイオードＤａがオフ、還流用ダイオードＤｂがオン状態となってチョークコイルＬａには引き続き電流が流れ、負荷への電力供給が継続される。
このとき、スナバ用コンデンサＣ１の電圧Ｖc1が出力電圧より高くなるとクランプ用ダイオードＤｃがオン状態になり、スナバエネルギーを負荷へ回収する。
これにより、主スイッチＳ１がオフ時のスナバ用コンデンサＣ１の電圧Ｖc1を一定値以上にならないようにすることができる。
電圧クランプ回路４は、トランスＴの２次巻線Ｎ２の巻線Ｎ２ａにタップｃを介して巻線Ｎ２ｂを直列に接続し、巻線Ｎ２ａの両端に整流用ダイオードＤａ、還流用ダイオードＤｂ、チョークコイルＬａ、平滑用コンデンサＣａを接続してチョーク入力平滑回路を形成する。また、巻線Ｎ２ｂの一端とチョークコイルＬａ、平滑用コンデンサＣａの接続点の間にクランプ用ダイオードＤｃを接続して電圧クランプ回路を形成する。
以上のような構成で例えばフォワード型コンバータの場合、主スイッチＳ１をオンすると整流用ダイオードＤａがオン状態となり、チョークコイルＬａと平滑用コンデンサＣａを経て負荷に電力が供給される。トランスＴには励磁電流が流れ、励磁エネルギーが蓄積される。
主スイッチＳ１をオフすると巻線Ｎ２ａに逆起電力が発生し、整流用ダイオードＤａがオフ、還流用ダイオードＤｂがオン状態となってチョークコイルＬａには引き続き電流が流れ、負荷への電力供給が継続される。
このとき、スナバ用コンデンサＣ１の電圧Ｖc1が出力電圧より高くなるとクランプ用ダイオードＤｃがオン状態になり、スナバエネルギーを負荷へ回収する。
これにより、主スイッチＳ１がオフ時のスナバ用コンデンサＣ１の電圧Ｖc1を一定値以上にならないようにすることができる。
Ｃ コンデンサ
Ｄ ダイオード
Ｅ 直流電源
Ｌ リアクトル
Ｎ１ １次巻線
Ｎ２ ２次巻線
Ｓ１ 主スイッチ
Ｓ２ 補助スイッチ
Ｔ トランス
ａ、ｂ、ｃ タップ
Ｄ ダイオード
Ｅ 直流電源
Ｌ リアクトル
Ｎ１ １次巻線
Ｎ２ ２次巻線
Ｓ１ 主スイッチ
Ｓ２ 補助スイッチ
Ｔ トランス
ａ、ｂ、ｃ タップ
Claims (11)
- 直流電源Ｅの両端にタップａ付きトランスＴの１次巻線Ｎ１と第１のスイッチＳ１を直列に接続し、
この第１のスイッチＳ１と並列にスナバ用ダイオードＤ１とスナバ用コンデンサＣ１を直列に接続したスナバ回路を接続して成るシングルエンデッドコンバータにおいて、
前記１次巻線Ｎ１のタップａと前記スナバ用ダイオードＤ１とスナバ用コンデンサＣ１の接続点との間に回生用リアクトルＬ１と第２のスイッチＳ２および回生用ダイオードＤ２を直列に接続した回生回路を接続し、
前記第１のスイッチＳ１のオフ時のエネルギーをスナバ用コンデンサＣ１に充電し、前記第１のスイッチＳ１のオン時あるいはそれ以前に前記第２のスイッチＳ２をオンにしてスナバ用コンデンサＣ１に充電したスナバエネルギーを共振動作によりトランスＴへ回生することを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。 - 前記回生用リアクトルＬ１の高電位側端子と前記直流電源Ｅの低電位側端子との間に回生用リアクトルＬ１と直接あるいは第２のスイッチＳ２、回生用ダイオードＤ２またはスナバ用ダイオードＤ１のうちの少なくとも１つを間に挟んで間接的に直列接続となるクランプ用ダイオードＤ３を少なくとも１つ、さらに接続し、
前記スナバ用コンデンサＣ１の電圧がゼロとなっても前記回生用リアクトルＬ１に電流が流れている場合のエネルギーをトランスＴへ回生することを特徴とする請求項１記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。 - 前記１次巻線Ｎ１のタップａと前記回生回路の間に放電用ダイオードＤ０を接続し、
この放電用ダイオードＤ０と回生回路の接続点と前記直流電源Ｅの低電位側端子との間に充放電用コンデンサＣ０を接続して放電用ダイオードＤ０と充放電用コンデンサＣ０を直列に接続した放電回路をさらに接続し、
前記第１のスイッチＳ１のオフ時のエネルギーをスナバ用コンデンサＣ１に充電し、前記第１のスイッチＳ１のオン時あるいはそれ以前に前記第２のスイッチＳ２をオンにしてスナバ用コンデンサＣ１に充電したスナバエネルギーを共振動作により充放電用コンデンサＣ０へ一旦移動し、充放電用コンデンサＣ０に移動したスナバエネルギーを放電によりトランスＴへ回生することを特徴とする請求項１記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。 - 前記回生用リアクトルＬ１は前記トランスＴの漏れインダクタンスを利用して省略されていることを特徴とする請求項１記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
- 前記トランスＴの２次巻線Ｎ２に電圧クランプ用巻線を追加接続し、この電圧クランプ用巻線に電圧クランプ回路が接続されていることを特徴とする請求項１記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
- 直流電源Ｅの一端をトランスＴの１次巻線Ｎ１のタップｂに接続して他端を左右一対の第１のスイッチＳ１ａ、Ｓ１ｂを介してトランスＴの１次巻線Ｎ１の両端に接続し、
この第１のスイッチＳ１ａ、Ｓ１ｂと並列にスナバ用ダイオードＤ１ａ、Ｄ１ｂとスナバ用コンデンサＣ１ａ、Ｃ１ｂを直列に接続したスナバ回路を接続して成るプッシュプルコンバータにおいて、
前記１次巻線Ｎ１のタップｂと前記スナバ用ダイオードＤ１ａ、Ｄ１ｂとスナバ用コンデンサＣ１ａ、Ｃ１ｂの接続点との間に回生用リアクトルＬ１ａ、Ｌ１ｂと第２のスイッチＳ２ａ、Ｓ２ｂおよび回生用ダイオードＤ２ａ、Ｄ２ｂを直列に接続した回生回路を接続し、
前記一方の第１のスイッチＳ１ａのオフ時に他方の第１のスイッチＳ１ｂをオンにしてスナバエネルギーを一方のスナバ用コンデンサＣ１ａに充電し、前記一方の第１のスイッチＳ１ａのオン時あるいはそれ以前に前記一方の第２のスイッチＳ２ａをオンにして一方のスナバ用コンデンサＣ１ａに充電したスナバエネルギーを共振動作により直流電源Ｅに回生することを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。 - 前記回生用リアクトルＬ１ａ、Ｌ１ｂの高電位側端子と前記直流電源Ｅの低電位側端子との間に回生用リアクトルＬ１ａ、Ｌ１ｂと直接あるいは第２のスイッチＳ２ａ、Ｓ２ｂ、回生用ダイオードＤ２ａ、Ｄ２ｂまたはスナバ用ダイオードＤ１ａ、Ｄ１ｂのうちの少なくとも１つを間に挟んで間接的に直列接続となるクランプ用ダイオードＤ３ａ、Ｄ３ｂを少なくとも１つ、さらに接続し、
前記スナバ用コンデンサＣ１ａ、Ｃ１ｂの電圧がゼロとなっても前記回生用リアクトルＬ１ａ、Ｌ１ｂに電流が流れている場合のエネルギーを直流電源Ｅに回生することを特徴とする請求項６記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。 - 前記回生用リアクトルＬ１ａ、Ｌ１ｂは前記トランスＴの漏れインダクタンスを利用して省略されていることを特徴とする請求項６記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
- 前記回生回路における２つの回生用リアクトルＬ１ａ、Ｌ１ｂを１つの共用リアクトルＬ１にまとめ、
この共用リアクトルＬ１の一端をそれぞれ回生用ダイオードＤ２ａ、Ｄ２ｂを介して第２のスイッチＳ２ａ、Ｓ２ｂに接続し、
他端を直流電源Ｅに接続することを特徴とする請求項６記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。 - 前記回生回路における２つの第２のスイッチＳ２ａ、Ｓ２ｂを１つの共用スイッチＳ２にまとめ、
この共用スイッチＳ２の一端をそれぞれ回生用ダイオードＤ２ａ、Ｄ２ｂを介して回生用リアクトルＬ１ａ、Ｌ１ｂに接続し、
他端を直流電源Ｅに接続することを特徴とする請求項６記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。 - 前記回生回路における２つの回生用リアクトルＬ１ａ、Ｌ１ｂと２つの第２のスイッチＳ２ａ、Ｓ２ｂをそれぞれ１つの共用リアクトルＬ１と１つの共用スイッチＳ２にまとめ、
これらの共用リアクトルＬ１と共用スイッチＳ２を直列接続した回路の一端をそれぞれ回生用ダイオードＤ２ａ、Ｄ２ｂに接続し、
他端を直流電源Ｅに接続することを特徴とする請求項６記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2005001889A JP2006087284A (ja) | 2004-08-20 | 2005-01-06 | Ｄｃ／ｄｃコンバータ |
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2004240423 | 2004-08-20 | ||
| JP2005001889A JP2006087284A (ja) | 2004-08-20 | 2005-01-06 | Ｄｃ／ｄｃコンバータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
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ID=36165306
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2005001889A Pending JP2006087284A (ja) | 2004-08-20 | 2005-01-06 | Ｄｃ／ｄｃコンバータ |
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Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| US20200251992A1 (en) * | 2019-02-01 | 2020-08-06 | Chicony Power Technology Co., Ltd. | Flyback power-converting device with zero-voltage switching and method for flyback converting power with zero-voltage switching |
| CN114899803A (zh) * | 2022-04-26 | 2022-08-12 | 西南交通大学 | 电解电容老化抑制方法、电路、装置、设备及存储介质 |
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-
2005
- 2005-01-06 JP JP2005001889A patent/JP2006087284A/ja active Pending
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