WO1998025335A1 - Procede de commande sans detecteur et appareil pour moteur synchrone a aimant permanent - Google Patents

Procede de commande sans detecteur et appareil pour moteur synchrone a aimant permanent Download PDF

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WO1998025335A1
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axis current
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Ryuichi Oguro
Shuichi Fujii
Masanobu Inazumi
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Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki
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    • H02P6/14—Electronic commutators
    • H02P6/16—Circuit arrangements for detecting position
    • H02P6/17—Circuit arrangements for detecting position and for generating speed information
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    • H02P2207/00—Indexing scheme relating to controlling arrangements characterised by the type of motor
    • H02P2207/05—Synchronous machines, e.g. with permanent magnets or DC excitation

Definitions

  • the present invention relates to a sensorless speed control method and apparatus for a permanent magnet synchronous motor without a position detector and a speed detector.
  • 20 [1] is the axis ⁇ - set on the stator; the stator current-ia, i 3 converted to the 3 coordinate system is the observed value, the stator voltage ⁇ , V is the input, and ⁇ - / 3 It is a method of estimating the magnetic flux of the axis coordinate system, ⁇ , ⁇ ⁇ , and the rotor speed using an adaptive law.
  • the induced voltage converted to the ⁇ - / 3 axis is an alternating current, and unless the pole of the oscillator is set to a large value, a phase difference between the actual amount and the estimated amount will occur. It will not be zero.
  • an object of the present invention is to provide a control method and apparatus capable of designating a magnetic axis in the entire speed range and continuously controlling the speed regardless of the speed-command.
  • a sensorless control of a permanent magnet type synchronous motor of the present invention is provided.
  • -A method is provided for continuously controlling a permanent magnet type synchronous motor having a permanent magnet as a rotor from a zero speed to a high speed region.
  • the synchronous motor in the sensorless control method is provided.
  • ⁇ axis One phase of the child is ⁇ axis, electrical angle is 90 ° from ⁇ axis.
  • the coordinate that rotates at the true-motor rotation speed is d.
  • the d-axis is set as ⁇ , and the designated magnetic axis of the motor is ⁇ , and the axis that is 90 ° ahead of the ⁇ -axis is ⁇ .
  • the 5-wheel current command value i 5REF can be composed of a proportional control term consisting of the speed command value WREF and 0 RP-and an integral control term consisting of the speed command value WRREF and ⁇ force.
  • the sensorless control device for a permanent magnet type synchronous motor of the present invention has a distribution gain ⁇ 1 and an absolute value of the rotation speed-degree command W RREF which decrease as the absolute value of the rotation speed command ⁇ RREF increases.
  • ⁇ -axis current command generator that generates the ⁇ -axis current command i Y RE-F based on the flow command i “/ RE FH and the distribution gain ⁇ 1, K2, and ⁇ -axis power based on the rotational speed command OJ RREF -A speed controller that outputs a current i 5 REF, and a 5-axis current command that outputs a ⁇ -axis voltage command V 5 REF based on the 5-axis current i 5 REF, and the ⁇ -axis current command.
  • a ⁇ -axis current controller 0 that outputs a ⁇ -axis voltage command v T REF based on i Y REF and a synchronous motor based on the ⁇ -axis voltage command V 5 REF and ⁇ -axis voltage command V Y REF
  • a three-phase to two-phase converter for generating an induced voltage estimated value ⁇ ⁇ est (k + 1) based on the voltage commands V 5 REF, V Y REF, ⁇ -axis current i ⁇ ⁇ and ⁇ -axis current i ⁇ And ⁇ rest
  • the estimated ⁇ -axis current i ⁇ est (k + 1) is applied to the Y-axis current controller
  • the estimated ⁇ -axis current ⁇ 5 est (k + 1) is applied to the ⁇ For phase current controller
  • the true magnetic axis d-axis is the same speed as the ⁇ -axis on average and almost equal to the speed command value, and it rotates at the speed.
  • FIG. 1 is a flowchart showing the steps of the present invention.
  • FIG. 2 is a block diagram of a control system for implementing the present invention.
  • FIG. 3 is an explanatory diagram showing the relationship between the distribution gains K 1 and K 2 according to the present invention.
  • Kl and K2 are functions of the speed command WRREF.- As shown in Fig. 3, K1 becomes gain 1 at low speed and becomes 0 at high speed. Set it to change.
  • Step 1 Input the U-phase and W-phase currents iu and iw from the current sensor (Step 1). -Using the magnetic axis position est est (k) of the ⁇ axis specified in the previous calculation loop, perform three-phase two-phase conversion, and perform the actual current values iy (k), i 5 ( k) (Step 2).
  • R 0 est (k + l) si gn ⁇ est (k + 1) ⁇ (1 + K 0 ) ⁇ 5 est 2 (k + l) + € yest 2 (k + D
  • 0J RP (k + l) used for proportional control is derived according to Eq. (3) (step 6).
  • ⁇ est (k + 1) K 1 ⁇ RREF F + K 2 ⁇ R p (k + u ⁇ ⁇ (4) From these speed estimation values, based on Equation 5, (k + 1) T s seconds Position of the ⁇ -axis at the time ⁇ es
  • Est est (k + l) ⁇ est (k) + ⁇ Ry (k + 1) ⁇ TS ⁇ ⁇ ⁇ (5)
  • ⁇ - ⁇ axis The current command i 5REF (k + l) is derived.
  • the T-axis current command i Y REF is derived according to Equation 7.
  • i 5REF (k + l) KV (wRREF- ⁇ Rp es t (k + 1))
  • the speed used for integration is the same as the specified speed of the ⁇ -axis, and in the low speed range where the ratio of 5K1 is designed to be larger than ⁇ 2, the rotation speed of the ⁇ -axis is close to the speed command value WRREF or ⁇ -RW.
  • the true magnetic axis d axis is the average value of the ⁇ axis and
  • the motor rotates at the same speed and almost equal to the speed command value.
  • the induced voltage has a sufficient value
  • the rotation speed ⁇ ⁇ is equivalent to the rotation speed of the d-axis on average, and can be set so as to correct the angle difference between the ⁇ -axis and the d-axis.
  • the ratio of K2 is designed to be much larger than K1.
  • CORP and 0) RY match, so the proportional control and the speed estimate that constitutes the integral control term also match.
  • the ⁇ -axis and the d-axis coincide with each other, and the velocity command and the velocity coincide.
  • Sensorless vector control-The ⁇ -axis is regarded as the magnetic axis, but the vector control is performed well because it matches the d-axis.
  • the distribution gain is set continuously, so that in the intermediate speed range between the low speed range and the high speed range, the error between the ⁇ axis and the d axis is gradually corrected, and the range from the low speed range to the high speed range is It is continuously executed by the same algorithm.
  • FIG. 2 is a block diagram of the present invention.
  • 1 is a distribution gain generator
  • 2 is a speed controller
  • 3 is a ⁇ -axis current command generator
  • 4 is a 5-axis current controller
  • 5 is a ⁇ -axis • current controller
  • 6 is a vector control circuit
  • 7 is Inverter circuit
  • 8 is a synchronous motor
  • 9 is a three-phase to two-phase converter
  • 10 is a ⁇ - ⁇ axis
  • 11 is a speed calculator for 5 proportional control
  • 12 is a magnetic axis Computing unit
  • 13 is integration, speed calculation for magnetic axis rotation-unit C
  • the distribution gain generator 1 creates the distribution gain Kl, ⁇ 2 in Fig. 3 by the speed command WRREF.
  • the ⁇ -axis command iYREF is created by inputting iYREFL: low-speed command, i-YREFH: high-speed command and K1, K2 to the ⁇ -axis current command generator 3.
  • Speed controller 2 outputs 5-axis current i 5REF (k + l) and outputs 5-axis current
  • the vector control circuit 6 receives S est (k + 1) from the magnetic-axis calculator 12 and inputs the magnitude of the voltage and the position angle to the inverter-circuit 7.
  • the inverter circuit 7 supplies a current to the synchronous motor 8. Input i u , iw to the three-phase five-two-phase converter 9 and create the rotor coordinate system ⁇ - ⁇ -axis current.
  • the present invention can be used in the field of sensorless speed control of a permanent magnet type motor.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)
  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)

Description

- 明 細 書
- 永久磁石型同期電動機のセンサレス制御方法及び装置
- 技術分野
5 本発明は、 位置検出器、 速度検出器を持たない永久磁石形同期電動機のセン • サレス速度制御方法及び装置に関する。
- 背景技術
- 永久磁石を回転子とするブラシレス DC電動機を同期電動機として運転す 0 る場合、 回転子の絶対位置を得て、 正確な電流制御を行う必要がある。 回転子 - の絶対位置を得るためには、 エンコーダゃレゾルバなどの回転子位置検出器を - 用いることが一般的であるが、 配線や構造の複雑さ、 価格や使用環境などにつ • いて問題があるため、 回転子位置検出器を用いないで回転子の磁極位置を求め - る方法が提案されている。
15 従来の永久磁石形同期電動機の磁極位置推定方法としては、
- [1] 電気学会論文誌 D、 1 13巻、 5号、 平成 5 p 579〜586、 - [2] 電気学会論文誌 D、 1 14巻、 5号、 平成 6 p 59 1〜592、 - [3] 電気学会論文誌 D、 1 1 5巻、 4号、 平成 7 p 420〜427 - が知られている。
20 [1] は、 固定子上に設定された軸 α— ;3座標系に変換されたステータ電流 - i a, i 3を観測値、 ステ一タ電圧 να, V を入力とし、 α— /3軸座標系の磁 - 束え α， λ β^ および回転子速度を適応則を用いて推定する方法である。
- [2] は、 α— /3座標系に変換されたステ一タ電流 i «， を観測値、 ス - テ一タ電圧 να, を入力とし、 α— /3軸座標系における α軸方向に発生す 25 る誘起電圧 ε α、 /3軸方向に発生する誘起電圧 ε 3を外乱として推定する方法 • である。
• [3] は、 回転子上に設定した、 同期速度で回転する γ— δ座標系に変換さ
- れたステ一タ電流 ί γ, i 5と、 モデルより算出された電流計算値 i γθ, i δθ
差替え用紙 （規則 26) • との差より、 γ— 5軸と d— q軸とのずれ角 Θ eを推定する方法である。
• しかし、 上述した従来の方法では、
- [ 1 ] については、 極性のある永久磁石形同期電動機に採用した場合は、 α— - /3座標上では、 インダクタンスが電動機回転子角 S rの関数となり、 状態方程 5 式が複雑であり、 オブザーバを構成する際、 計算量が増大し、 実用化が困難で - ある。 また磁束; «、 を未知量としているため、 状態方程式は、 回転子速 - 度 0において不可観測となり、 推定器自体が不安定となる。
- [ 2 ] については、 α— /3軸に変換した誘起電圧は交流量となるため、 ォブザ - —バの極を大きく設定しなければ実際量と推定量との位相差が発生し、 使い物 0 にならなくなる。
- [ 3 ] は、 [ 1 ] , [ 2 ] に比較し、 簡便な手法であり、 しかも、 d— q軸とほ - ぼ同期した角速度で回転する γ— δ軸を基準として考えているため、 d— q軸 - と γ— δ軸のズレ ø eが小さいときは、 状態方程式も複雑化せず、 実用化に関 - してすぐれた方法である。 しかし、 実際値と比較するものが、 d— q軸に γ—
15 5軸が一致したときのモデルから単純に導かれた計算値であり、 ズレ がモ
- デル化誤差などにより、 正しく推定できるとは限らない。
- さらに、 [ 3 ] の文献では、 高速域では誘起電圧または誘起電圧の推定値よ - リ速度推定値及び d軸と γ軸との誤差を推定し、 d軸に γ軸を一致させながら - 速度制御を実施する方法をとつている。 しかしながらこの手法は誘起電圧が充 20 分高い領域でしか精度が出ず、 また零速では推定不能である。
' そこで突極形の同期電動機の場合は、 d軸方向と q軸方向のインダクタンス
- が異なるという性質を利用し、 電動機停止中にインダクタンスを測定すればそ
- の値の変化より、 d軸を知ることが可能である。
- 一方、 非突極形の同期電動機の場合は、 どの極もインダクタンスは同じであ
25 リ、 上記手法は使えない。 もし、 無負荷であれば、 ある方向に直流電流を流す - と、 同期機の磁軸はその方向に一致するように動く性質がある。 従って、 指定 - 磁軸に電流を流すと充分に時間力怪てば磁軸は指定磁軸と一致し、 結果として - 磁軸が分かることになる。
差替え用紙 （規則 26) - しかしこれらの手法は低速時にしか使用できず、 ある速度以上で、 推定方法 - を前記 [3] の文献記載の手法に切り替える必要があった。 この切り替え速度 - は機種により異なるし、 急な切り替えはトルクに変動を及ぼすこと、 基本的に - 低速時と高速時で異なるアルゴリズムを用意する必要があるなど設計及び制御 5 が煩雑であるという問題があつた。
- 発明の開示
- そこで本発明が解決しょうとする課題は、 全速度域で磁軸を指定でき、 速度 - 指令に関わリなく連続的に速度制御可能な制御方法及び装置を提供することに 0 ある。
- 前記課題を解決するため、 本発明の永久磁石型同期電動機のセンサレス制御 - 方法は、 永久磁石を回転子とする永久磁石型同期電動機の零速から高速度域ま - でを連続的に制御するためのセンサレス制御方法において、 同期電動機の固定
- 子の一つの相を α軸、 α軸から電気角 90° 正回転方向を) 3軸とする α— 空 15 間座標系において電動機の磁軸を d、 d軸から 90° 進んだ軸を qとし、 真の - 電動機回転速度 で回転する座標 d— q軸と電動機の指定磁軸を γ、 γ軸か - ら 90° 進んだ軸を δとする γ— δ軸を設定し、 γ— δ軸の回転速度 W RYを
- 決定する際に、 回転速度指令 W RREFの絶対値が大きくなるに従って小さくな
- るように設定される分配ゲイン Κ 1と回転速度指令 ω R R E Fの絶対値が大きく 20 なるに従って大きくなるように設定される分配ゲイン Κ 2を用意し、 回転速度 - 指令 W RRE Fに K1を、 同期電動機の誘起電圧もしくは誘起電圧推定値より求
- めた速度推定値 ω R ρに Κ 2をそれぞれ乗じたものを加算することにより指定 - 磁軸の γ— δ軸の回転速度 W RYを決定するものである。
- さらに、 Ύ軸電流指令値 REFを決定する際に、 低速域指令値 REFLに 25 分配ゲイン K1を、 通常速度域指令値 i yREFHに分配ゲイン K 2をそれぞれ乗 - じたものを加算することにより Ύ軸電流指令値 i yREFを決定することができ、
- また 5車由電流指令値 i 5REFを、 速度指令値 WREFと 0 RPからなる比例制御項 - と速度指令値 WRREFと ωΐ γ力 らなる積分制御項より構成することができる。
差替え用紙 （規則 26) - また、 本発明の永久磁石型同期電動機のセンサレス制御装置は、 回転速度指 - 令 ω R R E Fの絶対値が大きくなるに従って小さくなる分配ゲイン Κ 1と回転速 - 度指令 W RRE Fの絶対値が大きくなるに従って大きくなる分配ゲイン Κ 2とを
- 設定する分配ゲイン発生器と、 低速時 γ軸電流指令 i Y R E F Lと高速時 γ軸電
5 流指令 i "/ RE FHと前記分配ゲイン Κ 1 , K2に基づいて γ軸電流指令 i Y RE - Fを発生する γ軸電流指令発生器と、 回転速度指令 OJ RREFに基づいて δ軸電 - 流 i 5 RE Fを出力する速度コントローラと、 前記 5軸電流 i 5 REFに基づいて - δ軸電圧指令 V 5 REFを出力する δ軸電流コントローラと、 前記 γ軸電流指令
• i Y RE Fに基づいて γ軸電圧指令 vT R E Fを出力する γ軸電流コントローラ 0 と、 前記 δ軸電圧指令 V 5 RE Fと γ軸電圧指令 V Y RE Fに基づいて同期電動機
- のインバ一タ回路に電圧の大きさ、 位置角を出力するベクトル制御回路と、 前
- 記同期電動機の 2相の電流 i u， i wに基づいて δ軸電流 i δ及び γ軸電流 i Ί
- を生成する 3相 2相変換器と、 前記電圧指令 V 5 REF、 V Y REF、 δ軸電流 i - δ及び γ軸電流 i γに基づいて誘起電圧推定値 ε δ e s t (k+1)及び ε r e s t
15 (k+1)を出力するとともに、 γ軸電流推定値 i γ e s t (k+1)を前記 Y軸電流コ - ントローラに、 δ軸電流推定値 Ϊ 5 e s t (k+1)を前記 δ相電流コントローラに
- それぞれ出力する γ— 5軸， 電流， 誘起電圧推定器と、 前記誘起電圧推定値 ε
- 5 e s t (k+1), ε γ e s t (k+1)に基づいて指令制御用速度 W RP e s tを演算する
- 比例制御用速度演算器と、 前記分配ゲイン K l， K2及び指令制御用速度 o R
20 P e s tに基づいて磁軸の回転速度 W RY e s tを出力する積分， 磁軸回転用速度 - 演算器と、 前記磁軸の回転速度 W Ry e s tに基づいて電圧の大きさ、 位置角を - 前記インバ一タ回路に入力する磁軸演算器とを備えたものである。
- 本発明によれば、 下記の効果を奏する。
- ( 1 ) K 1の比率が K 2より大きく設計されている低速度域では、 γ軸の回転
25 速度 CO R Yは速度指令値 W R R E Fに近くなつているため、 真の磁軸 d軸は γ軸 - と平均値的には同速度でしかも速度指令値とほぼ等し 、速度で回転することに
- なる。 一方高速域では Κ2の比率が Κ 1より十分大きく設計されており、 W RP • と ωι¾γも一致するため比例制御と積分制御項を構成する速度推定値も一致す
差替え用紙 （規則 26) - る。 このため結果として良好にベクトル制御が実施される。
- (2) 分配ゲインが連続的に設定されているため低速域と高速域の中間速度域 - では、 γ軸と d軸との誤差が徐々に補正され、 低速域から高速域までが同一ァ - ルゴリズムで連続的に実行される。
5 (3) δ軸電流指令値 i S REFを、 速度指令値 WREFと W RPからなる比例制 - 御項と速度指令値 W RREFと ωϊ¾γからなる積分制御項よリ構成することによ - リ、 0 RPからなる比例制御項に速度推定値がフィードバックされ、 d軸の過 - 渡振動が抑制される。 0 図面の簡単な説明
- 図 1は本発明のステップを示すフローチャートである。
- 図 2は本発明を実施するための制御系のブロック図である。
- 図 3は本発明に係る分配ゲイン K 1， K 2の関係を示す説明図である
15 発明を実施するための最良の形態
- 以下、 本発明の実施の形態を図 1のフローチャートに従って説明する。
- 分配ゲイン Kl , K2 (K 1 +K2 = 1 ) は速度指令 WRREFの関数とし、 - 図 3のように、 K 1が低速でゲイン 1となり、 高速で 0となり、 その中間では - 直線的に変化するように設定しておく。
20 電流センサより、 U相と W相の電流 i u、 i wを入力する （ステップ 1)。 - 前回の演算ループて指定した γ軸の磁軸位置 Θ e s t (k)を使用し、 3相 2相 - 変換を実施し、 γ— δ座標系における実電流値 i y(k)、 i 5(k)を導く （ステ - ップ 2)。
- Ύ一 δ座標系に変換された時刻（k+1)秒時に出力される電圧指令 V Y R E F 25 (k)、 V 5 REF(k)を入力する （ステップ 3)。
- ( 1 )式に従って時刻（k+l)Ts秒時の γ— δ軸電流推定値と i Y e s t(k+1)、 • i δ e s t (k+1)と誘起電圧推定値 £ γ e s t (k+l)、 £ δ e s t (k+l)を推定する （ス - テツプ 4)。
差替え用紙 （規則 26) ivest(k+l) l- Rs/L^Ts (Lq/L^mRy - Ts Ts 0 γ est (kノ i Sest(k+D •(Ld/Lq) ωΚγ - Ts l-(Rs/Lq)Ts 0 Ts 6 est (k)
0 0 Ts/Lq 0 γ est (k)
E δ est (k+1) 0 0 0 -Ts/レ Sest(k)
(1) 式
Figure imgf000008_0001
Figure imgf000008_0002
- 但し、 Rs ：ステ一タ抵抗、 Lq ： q軸インダクタンス、 Ld ： d軸インダ
• クタンス、 Ts :サンプリング時間、 Kl〜K8 ：オブザーバフィードバック0 ゲイン
- 公知の通り、 ε yes t (k+l) = K£ · · s i η 0 e， ε 5 es t (k+l) = £ - · OJR · C O S Θ eの関係があるので、 （2) 式に従って仮速度推定値 O R0e s - t(k+l)を推定する （ステップ 5)。
R0 est(k+l)=sign δ est (k+1) · (1+K0) ε 5 est 2(k+l)+€ yest 2(k+D
5 K0 ：誘起電圧定数 · · · · （2) 式
γ軸の誘起電圧と、 δ軸の誘起電圧の符号より （3) 式に従って比例制御に 用いる 0J RP(k+l)を導出する （ステップ 6)。
O)RPes t(k+l) = O)R0 e s t(k+l)+K0 - sign ω R0e s t (k+1)) · ε γ e s t k+l)
K e ：ゲイン · · . · （ 3 ) 式 0 速度指令値に従って図 3のように指定された分配ゲインを用い、 （4) 式に 従って、 γ軸の回転速度を指定し、 かつ積分制御に使用される速度推定値
WRy e s t(k+l)を導出する （ステップ 7)。
ω e s t (k+1) = K 1 ω RRE F + K 2 ω R p (k+u · · ( 4 ) 式 これらの速度推定値よリ数 5式に基づいて（k+1) T s秒時の γ軸の位置 Θ e s
25 t(k+l)を指定する （ステップ 8)。
Θ e s t (k+l)= Θ e s t (k)+ θ Ry (k+1) · T S · · · ( 5 ) 式 ステップ 7で推定した速度と速度指令を用い数 6式にしたがって γ— δ軸の 電流指令 i 5REF(k+l)を導出する。 数 7式に従って T軸電流指令 i Y REFを導
差替え用紙 （規則 26) 出する （ステップ 9)。
i 5REF(k+l)=KV(wRREF- ω Rpest(k+1))
k+1
+KlKyTs∑ (CORREF— wRPest (k+1)) (6) 式
i=0
- i rREF(k+l) = Kl 1 YREFL -(-K2 i yREFH - · - (7) 式
5 電流指令と電流より（k+l)Ts秒時に出力する電圧指令 VYREF(k+l)、 V 5R
- EF(k+l)を求める （ステップ 10)。
• 本発明において、 任意の指定軸 γ軸に正方向の直流電流 i YREFLを発生さ - せると、 真磁軸 d軸が γ軸より負荷角 Θ eだけ遅れた位相に存在する場合、 磁 - 軸に i YREF L S i n 0 eに比例した γ軸方向へ向かうトルクが発生する。 この0 ため真の磁軸は負荷トルクが 0であれば、 常に指定磁軸 γ軸に向かうようなト - ルクを受ける。 通常制動巻き線を持たない同期機は、 ダンピングファクタ一が - ほぼ 0のため、 d軸は γ軸周りで単振動を起こすが、 本発明では、 o RPから - なる比例制御項に速度推定値をフイードバックすることによって d軸の過渡振 - 動は抑制される。 積分に用いられる速度は、 γ軸の指定速度と一致しており、 5 K1の比率が Κ2より大きく設計されている低速度域では、 γ軸の回転速度 ω - RWま速度指令値 WRREFに近くなつているため、 真の磁軸 d軸は γ軸と平均値
- 的には同速度でしかも速度指令値とほぼ等しレ、速度で回転することになる。 - 一方高速域においては、 誘起電圧が十分な値を持つようになるため、 γ軸の
- 回転速度 ωι^は平均値的には d軸の回転速度と一致し、 γ軸と d軸との角度誤 20 差を補正する様に設定することが可能である。 高速域では K 2の比率が K1よ • り十分大きく設計されており、 CORPと 0)RYも一致するため比例制御と積分制 - 御項を構成する速度推定値も一致する。 このため結果として γ軸と d軸が一致 - し、 しかも速度指令と速度が一致することになる。 センサレスベクトル制御は - γ軸を磁軸と見なすが d軸と一致しているため良好にべクトル制御が実施され
25 る。
- しかも本発明では分配ゲインが連続的に設定されているため低速域と高速域 - の中間速度域では、 Ύ軸と d軸との誤差が徐々に補正され、 低速域から高速域 - までが同一アルゴリズムで連続的に実行される。
差替え用紙 （規則 26) - 図 2は本発明のブロック図である。 図中 1は分配ゲイン発生器、 2は速度コ • ントロ一ラ、 3は γ軸電流指令発生器、 4は 5軸電流コントローラ、 5は γ軸 • 電流コントローラ、 6はベクトル制御回路、 7はインバータ回路、 8は同期電 - 動機、 9は 3相 2相変換器、 1 0は γ— δ軸， 電流， 誘起電圧推定器、 1 1は 5 比例制御用速度演算器、 1 2は磁軸演算器、 1 3は積分， 磁軸回転用速度演算 - 器 C 'める。
• 図 2において、 速度指令 WRREFにより分配ゲイン発生器 1が図 3の分配ゲ - イン K l， Κ 2を作成する。 γ軸指令 i YREFは、 i YREFL ：低速時指令、 i - Y REFH ：高速時指令と K 1， K2を γ軸電流指令発生器 3に入力して作成す 0 る。 速度コントローラ 2は 5軸電流 i 5REF(k+l)を出力し、 5軸電流コント
- ローラ 4及び γ軸電流コントローラ 5より δ、 γ軸電圧指令 V 5REF、 V Y RE - Fを出力し、 ベクトル制御回路 6に入力される。 ベクトル制御回路 6には、 磁 - 軸演算器 1 2より Se s t (k+1)を入力し、 電圧の大きさ、 位置角をインバータ - 回路 7に入力する。 インバ一タ回路 7は同期電動機 8に電流を供給する。 3相 5 2相変換器 9に i u， i wを入力し、 回転子座標系 γ— δ軸電流を作成する。 - これを Ύ— δ軸， 電流， 誘起電圧推定器 1 0に入力し、 あわせて電圧指令 vs - REF、 V YREFを入力する。 γ— δ軸， 電流， 誘起電圧推定器 1 0によリ誘起
- 電圧推定値£ 563" +1), £ 6 51 +1)を比例制御用速度演算器1 1に入力 - し、 指令制御用速度 WRPe s tを出力する。 一方、 i y e s t (k+l)、 i 5es t (k+l) 20 は δ軸電流コントローラ 4及び γ軸電流コントローラ 5に入力され、 電圧指令
- を作成する。 WRPe s tと OJRREF、 分配ゲイン K l , K 2力積分， 磁軸回転用
- 速度演算器 13に入力され、 磁軸の回転速度 wid e s tを出力する。 - 産業上の利用可能性
25 本発明は、 永久磁石形動機電動機のセンサレス速度制御の分野で利用するこ - とができる。
差替え用紙 （規貝 IJ26)

Claims

- 請 求 の 範 囲
• 1. 永久磁石を回転子とする永久磁石型同期電動機の零速から高速度域まで - を連続的に制御するためのセンサレス制御方法において、
5 同期電動機の固定子の一つの相を α軸、 α軸から電気角 90° 正回転方向を - /3軸とする α— ;3空間座標系において電動機の磁軸を d、 d軸から 90° 進ん • だ軸を qとし、 真の電動機回転速度 Rで回転する座標 d— q軸と電動機の指 - 定磁軸を γ、 軸から 90° 進んだ軸を δとする γ— δ軸を設定し、 γ— 5軸
- の回転速度 WRYを決定する際に、 回転速度指令 OJRREFの絶対値が大きくなる 0 に従って小さくなるように設定される分配ゲイン Κ 1と回転速度指令 WRREF
- の絶対値が大きくなるに従って大きくなるように設定される分配ゲイン Κ 2を
• 用意し、 回転速度指令 0 RREFに K1を、 同期電動機の誘起電圧もしくは誘起
- 電圧推定値より求めた速度推定値 OJRPに K 2をそれぞれ乗じたものを加算す • ることにより指定磁軸の γ— δ軸の回転速度 WRyを決定することを特徴とす
75 る永久磁石型同期電動機のセンサレス制御方法。
- 2. γ軸電流指令値 i yREFを決定する際に、 低速域指令値 i REFLに分配 - ゲイン K 1を、 通常速度域指令値 i Y REFHに分配ゲイン K 2をそれぞれ乗じ
- たものを加算することによリ γ軸電流指令値 iァ REFを決定することを特徴と - する請求項 1記載の永久磁石型同期電動機のセンサレス制御方法。
20 3. δ軸電流指令値 i 5 RE Fを、 速度指令値 WREFと WRPからなる比例制御 - 項と速度指令値 WRREFと OJRYからなる積分制御項よリ構成することを特徴と - する請求項 1記載の永久磁石型同期電動機のセンサレス制御方法。
• . 回転速度指令 ω RRE Fの絶対値が大きくなるに従って小さくなる分配ゲ - イン Κ 1と回転速度指令 WRREFの絶対値が大きくなるに従って大きくなる分
25 配ゲイン Κ 2とを設定する分配ゲイン発生器と、 低速時 γ軸電流指令 i yREFL
- と高速時 γ軸電流指令 i yREFHと前記分配ゲイン K 1， K 2に基づいて γ軸電 - 流指令 i ^REFを発生する γ軸電流指令発生器と. 回転速度指令 OJRREFに基づ
- いて δ軸電流 i 5REFを出力する速度コントローラと、 前言己 5軸電流 i 5REFに
差替え用紙 （規則 26) - 基づいて δ軸電圧指令 V 5REFを出力する δ軸電流コントローラと、 前記 γ軸 - 電流指令 ί γ RE Fに基づいて γ軸電圧指令 V Y REFを出力する γ軸電流コント - ローラと、 前記 5軸電圧指令 V 5 REFと γ軸電圧指令 V Y REFに基づいて同期
- 電動機のインバータ回路に電圧の大きさ、 位置角を出力するベクトル制御回路
5 と、 前記同期電動機の 2相の電流 i u， i wに基づいて δ軸電流 i 5及び γ軸電
- 流 を生成する 3相 2相変換器と、 前記電圧指令 V SREF、 V yREF, δ軸電
- 流 i s及び γ軸電流 i γに基づいて誘起電圧推定値 ε 5631 +1)及び£ ^ 65 1
• (k+1)を出力するとともに、 γ軸電流推定値 i γ e s t (k+1)を前記 γ軸電流コン
• トローラに、 δ軸電流推定値 i S e s t (k+1)を前記 δ相電流コントローラにそ 0 れぞれ出力する γ— δ軸， 電流， 誘起電圧推定器と、 前記誘起電圧推定値 ε δ
- e s t (k+1), £ Y e s t (k+1)に基づいて指令制御用速度 CURPe s tを演算する比 - 例制御用速度演算器と、 前記分配ゲイン K l， Κ2及び指令制御用速度 WRPe - s tに基づいて磁軸の回転速度 JRy e s tを出力する積分， 磁軸回転用速度演算 - 器と、 前記磁軸の回転速度 WRy e s tに基づいて電圧の大きさ、 位置角を前記 15 インバ一タ回路に入力する磁軸演算器とを備えたことを特徴とする永久磁石型 - 同期電動機のセンサレス制御装置。
20
25
差替え用紙 （規則 26)
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