JPH0270282A - インバータ装置 - Google Patents
インバータ装置Info
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- JPH0270282A JPH0270282A JP63222784A JP22278488A JPH0270282A JP H0270282 A JPH0270282 A JP H0270282A JP 63222784 A JP63222784 A JP 63222784A JP 22278488 A JP22278488 A JP 22278488A JP H0270282 A JPH0270282 A JP H0270282A
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- 230000006698 induction Effects 0.000 claims abstract description 53
- 230000005284 excitation Effects 0.000 claims abstract description 27
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 13
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 13
- 230000004907 flux Effects 0.000 claims description 5
- 238000000034 method Methods 0.000 description 8
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 3
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 230000009466 transformation Effects 0.000 description 2
- 230000005428 wave function Effects 0.000 description 2
- 238000013016 damping Methods 0.000 description 1
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- 230000010354 integration Effects 0.000 description 1
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
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- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は回転検出器(以下PGと記す)のない誘導電
動機のトルク特性及び回転数精度を改善する電圧形PW
M方式のインバータ装置に関するものである。
動機のトルク特性及び回転数精度を改善する電圧形PW
M方式のインバータ装置に関するものである。
従来のPGを有しない誘導電動機を駆動制御する電圧形
PWMインバータ装埴にはV/l= (出力電圧/周波
数)一定のオープンループ制御が用いられている。
PWMインバータ装埴にはV/l= (出力電圧/周波
数)一定のオープンループ制御が用いられている。
第3図は誘導電動機の一相分等価回路を示す。
図において。
L1= 1次インダクタンス
L2= 2次インダクタンス
M =相互インダクタンス
V、=1次電圧
ω1= 1次角周波数
R1−1次巻線抵抗
R2−2次巻線抵抗
E1=誘起電圧
ω2= 2次角周波数
t、 = L、−M (1次漏れインダクタンス)t2
=L2−M(2次漏れインダクタンス)である。
=L2−M(2次漏れインダクタンス)である。
ここで2次電流■2と発生トルクTは
ωま
ただし、fl=−H
誘導電動機の回転角周波数ωMは、極対数をnとすると
10M = ω1−ω2
・・・(3)
で表わされる。(2)式にてE、/+、 を一定に制
御すればトルクTはω2に比例し、ωいは(3)式で表
わされる。しかし実際の制御ではE、/l、 を−定
ではなくV、/f、を一定に制御しているため。
御すればトルクTはω2に比例し、ωいは(3)式で表
わされる。しかし実際の制御ではE、/l、 を−定
ではなくV、/f、を一定に制御しているため。
R5とt、の影響によりE、/+、を一定にili制御
されていない。それゆえ1こ1周波数の小さな範囲。
されていない。それゆえ1こ1周波数の小さな範囲。
すなわち低速において、vlが小さ(なるためR3によ
る電圧ドロップの影響が大きくなりε1/f1を一定に
保てなくなり、低速でのトルク不足となる。又(3)式
により回転角周波数ωMもω2分、−次角周波数ω、よ
り低下する。
る電圧ドロップの影響が大きくなりε1/f1を一定に
保てなくなり、低速でのトルク不足となる。又(3)式
により回転角周波数ωMもω2分、−次角周波数ω、よ
り低下する。
第4図は従来の電圧形PWMインバータ装置におけるV
/F一定のオープンループ制御回路のブロック図を示す
。図において、 (100)はインバータ運転角周波
数指令ω1*を積分値θ0を出力する積分器、 (I
N)、(112)、(目3)は上記積分値θ0を入力し
て位相が2π/3づつ異なる正弦波を出力する正弦関数
発生3. (124)、 (+22)。
/F一定のオープンループ制御回路のブロック図を示す
。図において、 (100)はインバータ運転角周波
数指令ω1*を積分値θ0を出力する積分器、 (I
N)、(112)、(目3)は上記積分値θ0を入力し
て位相が2π/3づつ異なる正弦波を出力する正弦関数
発生3. (124)、 (+22)。
(+23)は上記正弦波関数発生器(11+ )〜(+
12)。
12)。
の出力信号と上記指令ωげとの債を出力する乗算器であ
る。
る。
次に、この第4図に示した回路の動作について説明する
。積分gz(too)はインバータ運転角周波数(1次
角周波数)指令ω1°を積分してθ0出力し、正弦波関
数発生a(++O)〜(112)は上記θ0を入力して
苅θ1m(−一π)、W(θ−−π)を演算して出力し
、掛は算3(+20)〜(122)は上記演算結果にそ
れぞれ上記指令ωビを乗算して相電圧指令u”、v”
w”を出力し、この相電圧指令が誘導電動機のイン
バータ制御に用いられる。
。積分gz(too)はインバータ運転角周波数(1次
角周波数)指令ω1°を積分してθ0出力し、正弦波関
数発生a(++O)〜(112)は上記θ0を入力して
苅θ1m(−一π)、W(θ−−π)を演算して出力し
、掛は算3(+20)〜(122)は上記演算結果にそ
れぞれ上記指令ωビを乗算して相電圧指令u”、v”
w”を出力し、この相電圧指令が誘導電動機のイン
バータ制御に用いられる。
従来の電圧形PWMインバータ装置では、その出力電圧
Vと周波数Fの比V/Fを一定にする制御方式であり、
この制御方法を用いた上記PWMインバータ装置により
駆動制御される誘導電動機は低速域において、その−次
抵抗R1における電圧ドロップの影響によりトルク不足
となる。
Vと周波数Fの比V/Fを一定にする制御方式であり、
この制御方法を用いた上記PWMインバータ装置により
駆動制御される誘導電動機は低速域において、その−次
抵抗R1における電圧ドロップの影響によりトルク不足
となる。
また、上記誘導電動機の低速域において、負荷に比例し
て誘導電動機の回転角周波数ωMが低下する不具合があ
るなどの問題点があった。
て誘導電動機の回転角周波数ωMが低下する不具合があ
るなどの問題点があった。
この発明は上記のような問題点を解消するためになされ
たもので、誘導電動機をその低速域においても、良好な
トルク特性および回転数精度で運転できる電圧形PWM
方式のインバータ装置を得ることを目的とする。
たもので、誘導電動機をその低速域においても、良好な
トルク特性および回転数精度で運転できる電圧形PWM
方式のインバータ装置を得ることを目的とする。
この第1の発明に係る電圧形PWM方式のインバータ装
置は誘導電動機の相電流を検出してトルり分電流工、お
よび励磁電流指令に相当する2相電流信号を出力する3
相/2相変換手段と、上記3相/2相変換手段が出力す
る2相電流信号と。
置は誘導電動機の相電流を検出してトルり分電流工、お
よび励磁電流指令に相当する2相電流信号を出力する3
相/2相変換手段と、上記3相/2相変換手段が出力す
る2相電流信号と。
別途入力される励磁電流指令工δ0およびインバータ運
転角周波数指令ωビと予め設定された上記誘導電動機の
1次巻線抵抗日、および1次インダクタンスL1に相当
する定数を用いて上記誘導電動機のトルク分電圧V、お
よび励磁分電圧Vδに相当する2相電圧化号を出力する
2相電圧出力手段と上記2相電圧出力手段の出力信号を
入力して上記誘導電動機の制御を指令する相電圧指令v
u 、VV 、VW を出力する2相/3相変換手段と
を備え、上記2相電圧出力手段はその出力する2相電圧
化号V、、Vδを、おおよそv、=に(IJ”−Ia)
ωげ/ lωt”l+RI I7−十L1ω1工δ0V
δ=R1(δ ただし、には正の定数 となるように制御するものである。
転角周波数指令ωビと予め設定された上記誘導電動機の
1次巻線抵抗日、および1次インダクタンスL1に相当
する定数を用いて上記誘導電動機のトルク分電圧V、お
よび励磁分電圧Vδに相当する2相電圧化号を出力する
2相電圧出力手段と上記2相電圧出力手段の出力信号を
入力して上記誘導電動機の制御を指令する相電圧指令v
u 、VV 、VW を出力する2相/3相変換手段と
を備え、上記2相電圧出力手段はその出力する2相電圧
化号V、、Vδを、おおよそv、=に(IJ”−Ia)
ωげ/ lωt”l+RI I7−十L1ω1工δ0V
δ=R1(δ ただし、には正の定数 となるように制御するものである。
また、第2の発明に係るインバータ装置は上記第1の発
明に係るインバータ装置において、誘導電動機の回転角
周波数指令nωいと、励磁電流指令■δ0と、トルク分
電流信号工、とを入力し。
明に係るインバータ装置において、誘導電動機の回転角
周波数指令nωいと、励磁電流指令■δ0と、トルク分
電流信号工、とを入力し。
かつ予め設定された上記誘導電動機の2次巻線抵抗R2
および磁束漏れ係数σに相当する定数を用いて、インバ
ータ運転角周波数指令ω1*を出力するインバータ運転
角周波数指令出力手段を備え。
および磁束漏れ係数σに相当する定数を用いて、インバ
ータ運転角周波数指令ω1*を出力するインバータ運転
角周波数指令出力手段を備え。
上記インバータ運転角周波数指令出力手段が出力する指
令ωげは、上記誘導電動機の回転角周波数指令n Ql
yに、おおよそR2/11−σ)11ff”)・Iy
で示される上記誘導電動機のすべり周波数の補正値を加
算したものである。
令ωげは、上記誘導電動機の回転角周波数指令n Ql
yに、おおよそR2/11−σ)11ff”)・Iy
で示される上記誘導電動機のすべり周波数の補正値を加
算したものである。
第1図の発明においては、3相/2相変換手段が誘導電
動機の3相電流を検出してトルク分電流I、および励磁
分電流Iδに相当する2相電流信号を出力し、2相電圧
出力手段が上記2相電流信号と励磁電流指令Iδ*およ
びインバータ運転角周波数指令ωげを入力して、かつ予
め設定された上記誘導電動機の1次巻線抵抗日1および
1次すアクタンスL1に相当する定数、および正の定数
Kを用いて、おおよそ %=K(Ia” It)ωt”/lωばl+RI Iy
+L1 (dl Ia”Vδ=R1iδ になるように制御された上記誘導電動機のトルク分電圧
V、および励磁分電圧■δに相当する2相電圧化号を出
力し、2相/3相変換手段が、上記2相電圧化号を入力
して誘導電動機を制御する相電圧指令yu* l y、
* l VW”を出力する。
動機の3相電流を検出してトルク分電流I、および励磁
分電流Iδに相当する2相電流信号を出力し、2相電圧
出力手段が上記2相電流信号と励磁電流指令Iδ*およ
びインバータ運転角周波数指令ωげを入力して、かつ予
め設定された上記誘導電動機の1次巻線抵抗日1および
1次すアクタンスL1に相当する定数、および正の定数
Kを用いて、おおよそ %=K(Ia” It)ωt”/lωばl+RI Iy
+L1 (dl Ia”Vδ=R1iδ になるように制御された上記誘導電動機のトルク分電圧
V、および励磁分電圧■δに相当する2相電圧化号を出
力し、2相/3相変換手段が、上記2相電圧化号を入力
して誘導電動機を制御する相電圧指令yu* l y、
* l VW”を出力する。
また第2の発明においては、インバータ運転角周波数指
令出力手段は、励磁電流指令Ia*と、トルク分電流信
号工、とを入力し、予め設定された誘導電動機の2次巻
線抵抗日2および磁束漏れ係数0に相当する定数を用い
て、おおよそR2/((1−σ)IJ0)・I、で示さ
れる上記誘導電動機のすべり周波数補正値を求め、この
値を別途入力された誘導電動機の回転角周波数指令nω
Mに加算したものを上記第1の発明におけるインバータ
装置のインバータ運転角周波数指令ω1°とし出力する
。
令出力手段は、励磁電流指令Ia*と、トルク分電流信
号工、とを入力し、予め設定された誘導電動機の2次巻
線抵抗日2および磁束漏れ係数0に相当する定数を用い
て、おおよそR2/((1−σ)IJ0)・I、で示さ
れる上記誘導電動機のすべり周波数補正値を求め、この
値を別途入力された誘導電動機の回転角周波数指令nω
Mに加算したものを上記第1の発明におけるインバータ
装置のインバータ運転角周波数指令ω1°とし出力する
。
この第1および第2の発明の実施例である電圧形PWM
方式のインバータ装置の制御方法の原理について説明す
る。誘導機の電圧電流及びトルクの方程式は次の141
. +51式で表わされることが一般に知られている。
方式のインバータ装置の制御方法の原理について説明す
る。誘導機の電圧電流及びトルクの方程式は次の141
. +51式で表わされることが一般に知られている。
・・・+41
T=n(1a)Lt(λδ17−λy’δ)・・・+5
) ここで。
) ここで。
R1,R21次、2次巻線抵抗
Li、 L2 ”次、2次巻線のインダクタンスσ=
1+M2/L、 L2:漏れ係数(M:相互インダクタ
ンス v、、 vδ:1次のr−δ軸上の電圧i7,1δ:1
次のr−δ軸上の電流 λδ、λが2次磁束をMで割った正規化2次磁束ω1.
ω2:1次及び2次角周波数 P=d/dt:微分演算子 n:極対数 定常状態においてはP=0とすればよい。この時(4)
式は と表わされる。なお、(6)式において大文字は定常状
態を表わしている。
1+M2/L、 L2:漏れ係数(M:相互インダクタ
ンス v、、 vδ:1次のr−δ軸上の電圧i7,1δ:1
次のr−δ軸上の電流 λδ、λが2次磁束をMで割った正規化2次磁束ω1.
ω2:1次及び2次角周波数 P=d/dt:微分演算子 n:極対数 定常状態においてはP=0とすればよい。この時(4)
式は と表わされる。なお、(6)式において大文字は定常状
態を表わしている。
又トルクTは
v=n(+ 17)Ll(Aa5 %Iδ)
−171と表わされる。
−171と表わされる。
ここで。
V、(=Vど)= K (Ia” Ia) sgn
(IJI +RI I7+L1ω1■δ” ・・−1
81Vlj (”Vδ”)= Rj Ia−・・(9ま
ただし* sun 1jJ1 =+ ((111≧0
)=−1(ω2<0) K −フィードバックゲイン (串印は指令を示す) のように制御すると仮定すると(6)代筆2行に191
式を代入して a工+ (117) Aγ=0 ・
・・ulγ もれ係数σは非常に少ないのでσ=0とするとA、=−
δ■γ ・・・aυ(6)
代筆4行より R2Iδ= R2Aa−L2ω2Aγ = R2Aδ十a I2 ω2 Iγ・” [I2した
がって Aδ=Iδ−σL2/R2ω2I、
・・・αJσ=0を代入すると Aδ=Iδ −・・
(141(6)代筆3行から R2I、 = L2ω2Aδ+R2A 、
・・・α9上記09式にα9式のA、=−σエ
アを代入して、かつ、 +/(+十〇)キ(1−σ)
とするとI、’::(1−σ)L2Aδω2/R2・・
・αす次に(6)式第1行の資に(8)式のvrIを代
入すると。
(IJI +RI I7+L1ω1■δ” ・・−1
81Vlj (”Vδ”)= Rj Ia−・・(9ま
ただし* sun 1jJ1 =+ ((111≧0
)=−1(ω2<0) K −フィードバックゲイン (串印は指令を示す) のように制御すると仮定すると(6)代筆2行に191
式を代入して a工+ (117) Aγ=0 ・
・・ulγ もれ係数σは非常に少ないのでσ=0とするとA、=−
δ■γ ・・・aυ(6)
代筆4行より R2Iδ= R2Aa−L2ω2Aγ = R2Aδ十a I2 ω2 Iγ・” [I2した
がって Aδ=Iδ−σL2/R2ω2I、
・・・αJσ=0を代入すると Aδ=Iδ −・・
(141(6)代筆3行から R2I、 = L2ω2Aδ+R2A 、
・・・α9上記09式にα9式のA、=−σエ
アを代入して、かつ、 +/(+十〇)キ(1−σ)
とするとI、’::(1−σ)L2Aδω2/R2・・
・αす次に(6)式第1行の資に(8)式のvrIを代
入すると。
L、ω、(Iど−(1−σ)Aa−σ工δ)+K CA
a” −Ia) sgn ωl = 0・・・aη 上式が成立をする条件は041式よりAl:Iaである
から■δ”=Iδとなる。ここでsgnω、は制御の安
定性を確保するためにつけである。
a” −Ia) sgn ωl = 0・・・aη 上式が成立をする条件は041式よりAl:Iaである
から■δ”=Iδとなる。ここでsgnω、は制御の安
定性を確保するためにつけである。
以上の式を用いると(7)式で示したトルクTの式は
T = n (+−a)Lt (AaI7−−.47−
Ia)’;;n(+ a)Ll(Iど坏−σI、I
δつ’;l:nL4IビI、 (σ2(1)
・・−I8となり発生トルクはI、に比例し又01
式よりI。
Ia)’;;n(+ a)Ll(Iど坏−σI、I
δつ’;l:nL4IビI、 (σ2(1)
・・−I8となり発生トルクはI、に比例し又01
式よりI。
とω2は比例する。したがって08式より低速でのトル
クが改善される。
クが改善される。
また、Aa”:Ia”の制御が行われているので。
四式より
ω2’ll;R2/((1−σ)L2AδiI、
・aaとなる。したがって ω1 = n lld”y + R2/ I (+
’) Iど)−I、 −+2[)ここでnω0M=
モードル回転角周波数指令のようにω、を制御すること
によりモードル回転角周波数を000Mになるように制
御が可能となる。
・aaとなる。したがって ω1 = n lld”y + R2/ I (+
’) Iど)−I、 −+2[)ここでnω0M=
モードル回転角周波数指令のようにω、を制御すること
によりモードル回転角周波数を000Mになるように制
御が可能となる。
なおトルク分電工費、励磁分電圧Vδ傘からなる2相電
圧を相電圧指令Vu、Vv、Vッに変換する24u/3
柑変換(2φ→3φ)は・・・Qυ また誘導電動機の3相電流’Vl ’Lll ’W
をトルク分電流irと励磁分電流iδからなる2相電流
への2相/3相電流変換(3φ→2φ変換)は上記の式
を逆変換したものである。
圧を相電圧指令Vu、Vv、Vッに変換する24u/3
柑変換(2φ→3φ)は・・・Qυ また誘導電動機の3相電流’Vl ’Lll ’W
をトルク分電流irと励磁分電流iδからなる2相電流
への2相/3相電流変換(3φ→2φ変換)は上記の式
を逆変換したものである。
次に第1の発明の実施例を第1図により説明する。第1
図は3相誘導電動機の低速域でのトルク特性の改善を計
った電圧形PWM方式インバータ装置のインバータ制砥
部(6)である。図において。
図は3相誘導電動機の低速域でのトルク特性の改善を計
った電圧形PWM方式インバータ装置のインバータ制砥
部(6)である。図において。
+11は3相誘導電動機(図示せず)の3相電流を検出
し、別途入力された後述の積分手段(3)により積分さ
れたインバータ運転角周波数指令ωげの積分値を用いて
、トルク分電流I および励磁分電流γ 工δに相当する2相電流信号を出力する3相/2相変換
手段、(2)は上記2相電流信号、上記インバータ運転
角周波数指令ω、−および励磁電流指令工δ0を入力し
て、上記誘導電動機のトルク分電圧V、および励磁分電
圧Vδに相当する2相電圧信号を出力する2相電圧出力
手段である。■は上記ICと■δを入力し、その差に予
め設定されたフィードバックゲインである正の定数Kを
乗算して出力する定数設定1h、 ODは定数設定器■
の出力信号に上記指令ω、拳を乗算する乗算器、(2)
は上記指令ωばの絶対値信号を出力する絶対値回路、の
は乗算器なりからの入力信号を絶対値回路四からの入力
信号で除算する除算器、Q4.(ハ)はそれぞれ誘導電
動B1(図示せず)の1次巻線抵抗R1に相当する定数
が予め設定されており、上記2相電流信号が入力される
とR,I、、 R,Ia に相当する信号を出力する定
数設定器、■は上記指令■δ8とω1*を乗算する乗算
器、@は予め上記誘導電動機の1次インダクタンスL1
に相当する定数が設定されており2乗算器囚からの信号
入力により。
し、別途入力された後述の積分手段(3)により積分さ
れたインバータ運転角周波数指令ωげの積分値を用いて
、トルク分電流I および励磁分電流γ 工δに相当する2相電流信号を出力する3相/2相変換
手段、(2)は上記2相電流信号、上記インバータ運転
角周波数指令ω、−および励磁電流指令工δ0を入力し
て、上記誘導電動機のトルク分電圧V、および励磁分電
圧Vδに相当する2相電圧信号を出力する2相電圧出力
手段である。■は上記ICと■δを入力し、その差に予
め設定されたフィードバックゲインである正の定数Kを
乗算して出力する定数設定1h、 ODは定数設定器■
の出力信号に上記指令ω、拳を乗算する乗算器、(2)
は上記指令ωばの絶対値信号を出力する絶対値回路、の
は乗算器なりからの入力信号を絶対値回路四からの入力
信号で除算する除算器、Q4.(ハ)はそれぞれ誘導電
動B1(図示せず)の1次巻線抵抗R1に相当する定数
が予め設定されており、上記2相電流信号が入力される
とR,I、、 R,Ia に相当する信号を出力する定
数設定器、■は上記指令■δ8とω1*を乗算する乗算
器、@は予め上記誘導電動機の1次インダクタンスL1
に相当する定数が設定されており2乗算器囚からの信号
入力により。
L1ωヒIδ0に相当する信号を出力する定数設定器、
@、■は加算t;であり、(至)は設定器G:4. @
からの入力信号を加算して出力し、aは加算器(至)お
よび除算t2(2)からの入力信号を加算して出力する
。
@、■は加算t;であり、(至)は設定器G:4. @
からの入力信号を加算して出力し、aは加算器(至)お
よび除算t2(2)からの入力信号を加算して出力する
。
この加算器囚の出力信号および設定器(至)の出力信号
がそれぞれ2相電圧出力手段(2)が出力する2相電圧
Vr、Vδ 相当の電圧信号である。+31は上記イン
バータ運転角周波数指令ω1°を入力し、この値を積分
して出力する積分手段、(4)は積分手段(31の出力
信号および2相電圧出力手段(2)からの2相電圧信号
を入力して相電圧指令信号V♂、■、。
がそれぞれ2相電圧出力手段(2)が出力する2相電圧
Vr、Vδ 相当の電圧信号である。+31は上記イン
バータ運転角周波数指令ω1°を入力し、この値を積分
して出力する積分手段、(4)は積分手段(31の出力
信号および2相電圧出力手段(2)からの2相電圧信号
を入力して相電圧指令信号V♂、■、。
vw を出力する2相/3相変換手段である。
次に第1図に示したインバータ制御部の動作について説
明する。3相/2相変換訟11)は誘導電動機(図示せ
ず)の3相電流iv+ ’un ’wを検出し、別途入
力されたインバータ運転角周波数指令ωげの積分値を用
いてトルク分電流■、および励磁分電流工δに相当する
2相電流信号を出力する。2相電圧出力手段(21の一
部を構成する設定器■は、インバータ運転角周波数指令
ω1°と上記励磁分電流工δ相当の信号を入力し、これ
等の差(工δ”−Ia)に予め定めた正の定数Kを乗算
した値の信号K(Ia”−Ia)を乗算g”; 131
へ出力する。
明する。3相/2相変換訟11)は誘導電動機(図示せ
ず)の3相電流iv+ ’un ’wを検出し、別途入
力されたインバータ運転角周波数指令ωげの積分値を用
いてトルク分電流■、および励磁分電流工δに相当する
2相電流信号を出力する。2相電圧出力手段(21の一
部を構成する設定器■は、インバータ運転角周波数指令
ω1°と上記励磁分電流工δ相当の信号を入力し、これ
等の差(工δ”−Ia)に予め定めた正の定数Kを乗算
した値の信号K(Ia”−Ia)を乗算g”; 131
へ出力する。
乗算器;31は上記指令ω1*と上記設定器圓からの入
力信号を乗算し、除算器Qは乗算器@からの入力信号K
(Ia”−Ia)ωばを絶対値回路(4)からの入力信
号である上記指令ω1*の絶対値1ωげ1で除算した値
に(Ia” Ia ) ωt°/1ω1°1を出力す
る。一方、加算器(至)は設定器(至)の出力信号R,
I、 と設定器@の出力信号L1ω1°Ia*を加算
して出力し、加算器のは除算器(2)と加算器(至)の
出力信号を加算して得られたトルク分電圧V、相当信号
をトルク分電圧指令vr*として出力する。
力信号を乗算し、除算器Qは乗算器@からの入力信号K
(Ia”−Ia)ωばを絶対値回路(4)からの入力信
号である上記指令ω1*の絶対値1ωげ1で除算した値
に(Ia” Ia ) ωt°/1ω1°1を出力す
る。一方、加算器(至)は設定器(至)の出力信号R,
I、 と設定器@の出力信号L1ω1°Ia*を加算
して出力し、加算器のは除算器(2)と加算器(至)の
出力信号を加算して得られたトルク分電圧V、相当信号
をトルク分電圧指令vr*として出力する。
すなわち、上記(8)式のトルク分電圧V、の演算結果
に等しい ■?=K(Ia−■δ)ωげ/1ωげI + RI I
r + Llω1°工δ0(8日) を出力する。一方、励磁分電圧指令Va”は設定器■の
出力信号Vδより得られる。すなわち、上記(91式の
励磁分電圧Vδの演算結果に等しい。
に等しい ■?=K(Ia−■δ)ωげ/1ωげI + RI I
r + Llω1°工δ0(8日) を出力する。一方、励磁分電圧指令Va”は設定器■の
出力信号Vδより得られる。すなわち、上記(91式の
励磁分電圧Vδの演算結果に等しい。
■δ* == R、lδ
(9a)
が得られる。2相/3相変換手段(4)は上記2相電圧
指令V 、 * 、 V 、 *と、積分手段(3)
から出力されるインバータ運転角周波数指令ωビの値の
積分値とを入力することにより、3相電圧指令■。。
指令V 、 * 、 V 、 *と、積分手段(3)
から出力されるインバータ運転角周波数指令ωビの値の
積分値とを入力することにより、3相電圧指令■。。
vVl■W”を出力し、この3相電圧指令V♂Vv′、
vw″により上記電圧形PWMインバータを駆動する。
vw″により上記電圧形PWMインバータを駆動する。
次に第2の発明の実施例について第2図により説明する
。第2図は3相誘導電動機の低速域での回転数精度の改
善を計った電圧形PWMインバータ装置の制御部のブロ
ック図である。図において。
。第2図は3相誘導電動機の低速域での回転数精度の改
善を計った電圧形PWMインバータ装置の制御部のブロ
ック図である。図において。
!6)は第1図に示したトルク特性改善を目的とした電
圧形PWMインバータ装置の制御部である。(5)はイ
ンバータ運転角周波数指令出力手段であり。
圧形PWMインバータ装置の制御部である。(5)はイ
ンバータ運転角周波数指令出力手段であり。
61)は誘導電動機の2次巻線抵抗R2と漏れ係数σ(
σ= 1−M2/L、 L2:M相互インダクタンス。
σ= 1−M2/L、 L2:M相互インダクタンス。
LIL21次、2次自己インダクタンス)ヲ用い。
予め定められた定数R2/(+−σ)を設定し、この定
数と制御部(6)から入力されたトルク分電流I。
数と制御部(6)から入力されたトルク分電流I。
との債に等しい値の信号を出力する設定器、l521は
設定器(511からの入力信号R2/(1−σ)・■r
を励磁電流指令Iδ0で除算する除算a、 p3+は回
転角周波数指令nωM0と上記除算器し2)の出力信号
を加算する加算器である。
設定器(511からの入力信号R2/(1−σ)・■r
を励磁電流指令Iδ0で除算する除算a、 p3+は回
転角周波数指令nωM0と上記除算器し2)の出力信号
を加算する加算器である。
次に第2図に示した回路の動作について説明する。除算
器52)は設定器(51)からの信号R2/(+−σ)
・工、を入力信号工δ0で除した値R2/(+−〇)I
a0・■、に相当する信号を出力する。加’J:j−器
(Iυは上記除算器α9の出力信号と外部から与えられ
た回転角周波数指令nωM3を加算した値に相当する信
号を上記制御部(6)へのインバータ運転角周波数指令
ω1°として出力する。
器52)は設定器(51)からの信号R2/(+−σ)
・工、を入力信号工δ0で除した値R2/(+−〇)I
a0・■、に相当する信号を出力する。加’J:j−器
(Iυは上記除算器α9の出力信号と外部から与えられ
た回転角周波数指令nωM3を加算した値に相当する信
号を上記制御部(6)へのインバータ運転角周波数指令
ω1°として出力する。
すなわち、上記■式に相当する
ω1”=nωM”+R2/(1cy)Ia”17−
(20alを出力する。この(20a )式に相当する
信号を1吋闘部tG+へインバータ運転角周波数指令ω
げとして与えることにより、制御対象である誘導電動機
の回転角周波数は00M0になるように制0Uされ、上
記誘導゛電動機の低速域でも高精度な回転が得られる。
(20alを出力する。この(20a )式に相当する
信号を1吋闘部tG+へインバータ運転角周波数指令ω
げとして与えることにより、制御対象である誘導電動機
の回転角周波数は00M0になるように制0Uされ、上
記誘導゛電動機の低速域でも高精度な回転が得られる。
以上のように、この第1の発明によれば、2相電圧出力
手段がこの発明の一実施例に示した。およそ本文+81
. +91式で示されるように制御した誘導電動機のト
ルク分電圧指令■ビおよび励磁分電圧指令VB”を出力
するように構成したので、上記誘導電動機を低速域でも
その出力トルクが安定するように制御可能なインバータ
装置が得られる効果がある。
手段がこの発明の一実施例に示した。およそ本文+81
. +91式で示されるように制御した誘導電動機のト
ルク分電圧指令■ビおよび励磁分電圧指令VB”を出力
するように構成したので、上記誘導電動機を低速域でも
その出力トルクが安定するように制御可能なインバータ
装置が得られる効果がある。
また、第2の発明によれば、インバータ運転角周波数指
令出力手段が誘導電動機の回転角周波数指令値nωM0
に、この発明の一実施例に示した。
令出力手段が誘導電動機の回転角周波数指令値nωM0
に、この発明の一実施例に示した。
およそ本文a!j式で示されるように制御したすべり周
波数補正値を加算してインバータ運転角周波数指令ω1
°としたので、上記誘導電動機を低速域でも、その出力
トルクが安定であると共に、更に上記指令値nωM0に
対する速度低下の小さい高精度な速度制御が可能な制韻
1方法が得られる効果がある。
波数補正値を加算してインバータ運転角周波数指令ω1
°としたので、上記誘導電動機を低速域でも、その出力
トルクが安定であると共に、更に上記指令値nωM0に
対する速度低下の小さい高精度な速度制御が可能な制韻
1方法が得られる効果がある。
第1図はこの第1の発明の一実施例による電圧形PWM
インバータの制御方法を用いたインバータ制餌1部を示
すブロック図、第2図は第2の発明の一実施例による電
圧形PWMインバータの制御方法を用いたインバータ制
砒部を示すブロック図。 第3図は誘導電動機の等価回路図、第4図はv/r−(
出力電圧/周波数)一定制御用オープンループ制闘回路
を示すブロック図である。 図において、11)は3相/2相電流変換手段、(2I
は2相電圧出力手段、(3)は積分手段、(4)は2相
/3相変換手段、(5)はインバータ運転角周波数指令
出力手段、(6)はインバータ制御部、■は絶対値回路
、 151)は定数設定器を示す。 なお1図中、同一符号は同一、又は相当部分を示す。
インバータの制御方法を用いたインバータ制餌1部を示
すブロック図、第2図は第2の発明の一実施例による電
圧形PWMインバータの制御方法を用いたインバータ制
砒部を示すブロック図。 第3図は誘導電動機の等価回路図、第4図はv/r−(
出力電圧/周波数)一定制御用オープンループ制闘回路
を示すブロック図である。 図において、11)は3相/2相電流変換手段、(2I
は2相電圧出力手段、(3)は積分手段、(4)は2相
/3相変換手段、(5)はインバータ運転角周波数指令
出力手段、(6)はインバータ制御部、■は絶対値回路
、 151)は定数設定器を示す。 なお1図中、同一符号は同一、又は相当部分を示す。
Claims (2)
- (1)3相誘導電動機を速度制御するインバータ装置に
おいて、上記誘導電動機の相電流を検出してトルク電流
I_rおよび励磁分電流I_δに相当する2相電流信号
を出力する3相/2相変換手段と、上記2相電流信号と
別途入力される励磁電流指令I_δ^*およびインバー
タ運転角周波指令ω_1^*と予め設定された上記誘導
電動機の1次巻線抵抗R_1および1次インダクタンス
L_1に相当する定数を用いて上記誘導電動機のトルク
分電圧V_γおよび励磁分電圧V_δに相当する2相電
圧信号を出力する2相電圧出力手段と、上記2相電圧信
号を入力して、上記誘導電動機の制御を指令する相電圧
指令V_u^*、V_v^*、V_w^*を出力する2
相/3相変換手段とを備え、上記2相電圧出力手段はそ
の出力する2相電圧信号が、おおよそ V_γ=K(I_^*−I_δ)ω_1^*/|ω_1
^*|+R_1I_γ+L_1ω_1^*I_δ^*V
_δ=R_1I_δ ただし、Kは正の定数となるように制御する制御手段を
有することを特徴とするインバータ装置。 - (2)特許請求の範囲第1項記載のインバータ装置にお
いて、誘導電動機の回転角周波数指令nω_Mと、励磁
電流指令I_δ^*と、トルク分電流信号I_γとを入
力し、かつ予め設定された上記誘導電動機の2次巻線抵
抗R_2および磁束漏れ係数σに相当する定数を用いて
インバータ運転角周波数指令ω_1^*を出力するイン
バータ運転角周波数指令出力手段を備え、上記インバー
タ運転角周波数指令出力手段が出力する指令ω_1^*
は上記誘導電動機の回転角周波数指令nω_Mに、おお
よそR_2/{(1−σ)I_δ^*}I_γで示され
る上記誘導電動機のすべり周波数の補正値を加算したも
のであることを特徴とするインバータ装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP63222784A JPH0270282A (ja) | 1988-09-06 | 1988-09-06 | インバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP63222784A JPH0270282A (ja) | 1988-09-06 | 1988-09-06 | インバータ装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0270282A true JPH0270282A (ja) | 1990-03-09 |
Family
ID=16787842
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP63222784A Pending JPH0270282A (ja) | 1988-09-06 | 1988-09-06 | インバータ装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0270282A (ja) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH04265694A (ja) * | 1991-02-21 | 1992-09-21 | Yuzuru Tsunehiro | インバータ装置 |
WO1998025335A1 (fr) * | 1996-12-05 | 1998-06-11 | Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki | Procede de commande sans detecteur et appareil pour moteur synchrone a aimant permanent |
WO1999001929A1 (fr) * | 1997-07-02 | 1999-01-14 | Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki | Methode d'etablissement de valeurs estimatives de la force electromotrice induite et de la vitesse d'un moteur a induction, methode de correction du desalignement de l'arbre de ce moteur et commande de moteur |
-
1988
- 1988-09-06 JP JP63222784A patent/JPH0270282A/ja active Pending
Cited By (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH04265694A (ja) * | 1991-02-21 | 1992-09-21 | Yuzuru Tsunehiro | インバータ装置 |
JP2828788B2 (ja) * | 1991-02-21 | 1998-11-25 | 譲 常広 | インバータ装置 |
WO1998025335A1 (fr) * | 1996-12-05 | 1998-06-11 | Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki | Procede de commande sans detecteur et appareil pour moteur synchrone a aimant permanent |
CN1080950C (zh) * | 1996-12-05 | 2002-03-13 | 株式会社安川电机 | 用于永磁同步电动机的无检测器控制方法和装置 |
WO1999001929A1 (fr) * | 1997-07-02 | 1999-01-14 | Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki | Methode d'etablissement de valeurs estimatives de la force electromotrice induite et de la vitesse d'un moteur a induction, methode de correction du desalignement de l'arbre de ce moteur et commande de moteur |
US6242885B1 (en) * | 1997-07-02 | 2001-06-05 | Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki | Method for estimating induced electromotive force and speed of induction motor, method for correcting misalignment of shaft thereof, and induction motor controller |
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