TWI446833B - 驅動ｌｅｄ的單級數位功率轉換器 - Google Patents

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Description

驅動LED的單級數位功率轉換器
本發明所述的實施例係與功率轉換(power conversion)有關，更特別的，是與驅動發光二極體(LED)的單級數位功率轉換器有關。
LED照明逐漸成為一種受到歡迎的照明方式，在許多應用領域已開始取代傳統具有燈絲的燈具。舉例來說，LED現在已被廣泛地應用在交通號誌燈以及液晶顯示(LCD)面板的背光源。
在許多應用中，有必要去改變LED的發光輸出(也就是亮度)，一般來說，要使用電壓控制LED亮度(例如讓LED變暗)是不太容易的，由於LED逐漸在許多應用中普及，而這些應用又需要各種不同的亮度，因此有必須尋找一種合適的功率轉換器來控制LED電流。
在某些應用中，是以交流電(AC)輸入的功率來驅動LED，在這種情況下，AC線電流(line current)需要與線電壓同步，藉此讓線電流失真降至最低，使得電源傳輸能量可以達到最大，如果在進來的電壓與電流之間有相延遲，被傳輸的能量會從來源被循環至副載，這樣會降低從來源傳輸至負載的功率，其減少程度與相位差的餘弦函數有關，如果電壓與電流為同相的(in phase)，那麼相位差會變成零，而餘弦函數值會變成1，這個技術被稱為功 率因數校正(power factor correction)，有時候，線電流可能會失真，而功率轉換處理過程中會有諧波(harmonics)產生。
根據一些先前的設計，用於LED的功率轉換器(power converter)需要至少2個功率級，以便提供LED電流和功率因數校正(PFC)的控制，每一個功率級執行某種功率轉換，基本上，第一功率級被稱為預調節器(pre-regulator)，可提供PFC控制，第二級為DC對DC的轉換器，提供LED電流控制，由於任何給定的功率級並非100%的有效率，因此在這種功率轉換器的每一級中都會有功率的損失，因此造成功率轉換器的整體效率降低，舉例來說，假設在先前設計中有2個功率級，每一級的轉換效率是90%，那麼整體系統效率會是81%(0.9×0.9=0.81)。
根據本發明的實施例，一種包含一單級之功率轉換器，可用以提供PFC與LED電流的控制，此一功率轉換器可具有混合控制技術(hybrid control technique)，其可使用數位控制來控制LED電流，以及使用類比控制用於高動態、每一個週期(cycle-by-cycle)的電流保護。
根據本發明的一個實施例，根據本發明的另一個實施例，熟悉此技藝者將可透過以下的圖表、實施方式說明、 以及申請專利範圍，清楚地了解本發明的重要技術優勢。
本發明的實施例與它們的優勢將可透過第1圖至第9圖加以了解，其中類似的數字係用來標示不同圖示中的類似與對應元件。
第1圖為根據本發明的一個實施例所示，用以驅動一或更多個LED 12的數位單級功率轉換器10的示範實施方式之示意圖，其中部份電路以區塊表示。如圖示，功率轉換器10包括一電磁干擾濾波器(EMI filter)14、一整流器(rectifier)16，以及一功率區塊18。功率轉換器10在其輸入端接收交流電壓Vac，將AC電壓轉換為直流電壓Vdc，並在其輸出端A與B提供用以驅動LED 12(分別以D1、D2、...、Dn-1、以及Dn來表示，並被耦接為一負載)的電流。功率轉換器10將AC高輸入電壓轉換為一想要的電壓位準，該電壓位準可以高於或低於被整流的AC輸入位準。這樣可以適當地控制LED電流，以取得想要的亮度位準。此外，AC輸入電流也與AC輸入電壓取得良好的同步。如果使用固定頻率的話，在線電流中會出現第三諧波項(third harmonic term)，為解決此問題，在一個實施例中，功率轉換器10可使用被修改的任務週期控制方式(根據一正弦表)，此被修改的任務週期控制方式(modified duty control scheme)控制或修改任務週期，以降低或消除AC輸入電流中的第三諧波項。
EMI濾波器14係用以過濾因為功率區塊18的交換操作而可能造成的高階諧波項，使得AC輸入電流可以是一個基本頻率(比如60/50Hz)的正弦波型(sinusoidal waveform)。藉由使用被修改的數位脈寬調變(PWM)方法，低頻(尤其是第三諧波項)可被根本地消除。PWM方法所產生的諧波頻率是相當高的諧波項。因此，EMI濾波器14可採用低截止頻率(low cut-off frequency)濾波器。所以EMI濾波器14可以相當小與便宜。熟悉此技藝者應可了解，EMI濾波器14可以用一或更多個電容器、變壓器或電感來實施。整流器16的作用是用以整流AC輸入電壓，以產生DC電壓Vdc。如圖示，整流器16可以用複數個排列為全波整流器的二極體配置來實施。
功率區塊18是用於功率轉換器10的單一功率級。功率區塊18接收波動的DC電壓(rippled DC voltage)，因為在被整流的DC電壓端C並沒有跨接大電容(bulky capacitor)，因此，功率區塊18的輸入電壓變成被整流的AC輸入電壓，如第9圖的(a)部份所示。功率區塊18不僅會把波動的DC電壓轉換為功率區塊18的輸出端A與B的被調節DC電流Ic，同時它也會讓AC輸入電流變成與AC輸入電壓同步的正弦波型，使得AC輸入的功率因數變成1(unity)。被調節DC電流Ic係用來控制一或更多個LED 12的亮度，在某些實施例中，所有或一部分的功率區塊18可以一或更多個積體電路(IC)實施，所以，功率區塊18可同時支援或提供功率因數校正(PFC )與LED電流調節。因為功率轉換器10利用一單一功率級同時達成PFC與LED電流調節，因此它以低成本達成比先前設計要高的效率。
在一實施例中，功率區塊18實施混合數位與類比控制的一種控制方法，也就是說，功率區塊18採用數位控制作為流向LED 12的電流Ic的低動態控制(low dynamic control)，以及利用類比控制針對過電流情況提供每一個週期的保護。
第2圖為根據本發明的一個實施例所示，功率區塊18之示範實施方式的示意圖，其中部份電路以區塊表示，如圖所示，功率區塊18包含電阻20、二極體22、電感24、電容26、二極體28、控制器30、閘驅動器(gate driver)32、功率開關34、感測電阻36、電阻38、以及電容40。
被整流的輸入電壓Vdc與相關的電流Idc被功率區塊18於其輸入端C接收，電阻20與二極體22感測被整流電壓Vdc的同步化狀態，也就是說，電阻20與二極體22可被用來決定或識別AC輸入電壓橫越零點(zero point)的每一實例，感測的訊號被提供給控制器30。一主要的電源轉換電路包括電感24、電容26、二極體28、以及具有感測電阻36的功率裝置34。
在一實施例中，功率開關34可利用MOSFET或雙極電晶體(bipolar transistor)以及絕緣閘雙極電晶體(Insulated Gate Bipolar Transistor,IGBT)加以實施，閘驅 動器32驅動功率開關34的閘極，控制器30藉由閘驅動器32控制功率開關34的的驅動，電阻36感測低端電流(low-side current)，可被用來估計被傳遞給LED 12的電流，電流感測是以第一回授電流感測訊號(first feedback current sensing signal)IFB1的形式回授給控制器30，第一回授電流感測訊號IFB1提供相當快速與敏感的回授，也可被用來防止過電流或短路，或者其他可能損壞功率區塊18的情況，第二回授電流感測訊號IFB2係被電阻38與電容40(其作為穩定訊號用的濾波器)產生，第二回授電流感測訊號IFB2提供相對於第一回授電流感測訊號IFB1比較慢，但是比較穩定的回授，第二回授電流感測訊號IFB2同時也被提供給控制器30，並可用來決定、形成、或估計被傳遞給LED 12的電流之平均值，因此，第二回授電流感測訊號IFB2可被用來控制功率開關34的的驅動，用以調節被傳遞給LED 12的電流，第一回授電流感測訊號IFB1與第二回授電流感測訊號IFB2可為類比的。
控制器30在輸入端G3接收二極體22形成的交叉點訊號(crossing point signal)，控制器30在輸入端G4與G2接收第一回授電流感測訊號IFB1與第二回授電流感測訊號IFB2，控制器30在端點(terminal)G0提供給閘驅動器32的控制訊號，控制器30可包含被實施於單一IC裝置上的電路，舉例來說，控制器30可以利用香港商美國快捷半導體(Fairchild Semiconductor Corporation).所 提供之FMS7401功率控制器加以實施，第6圖所示為FMS7401功率控制器的內部區塊示意圖。
如第2圖所示，在一實施例中，控制器30可包含正弦表模組60、倍增模組(multiplication module)62、加法器模組(adder module)64、類比至數位轉換器(A/D converter)66、時脈產生模組(clock generation module)68、數位比例-積分-微分(proportional-integral-differential,PID)模組70、數位脈寬調變控制模組(digital pulse width modulation,PWM)72、延遲計數器(delay counter)74、以及比較器(comparator)76。
在操作中，功率轉換器在其輸入端接收AC輸入電壓Vac，AC輸入電壓Vac的波型可以用下列方程式描述：，其中，第1圖的整流器16修整正弦波的AC輸入電壓Vac，在功率區塊18的端點C產生DC電壓Vdc，DC電壓Vdc具有如第9圖(a)部分所示之波型，被整流的DC電壓Vdc可以用下列方程式描述：v dc =|V pk |sinωt ，任務週期(duty)D係由接通時間t on (ON time)、交換頻率(switching frequency)定義為。如果控制器30提供固定的任務週期控制訊號(如第9圖的(b)部分所示)，那麼開關34接通或斷開的時間為固定的，如第9圖的(c)部分所示，第9圖的(c)部分的波型顯示端點G0所提供，用以控制第2圖的開關34的閘之驅動的訊號。
如果開關34被波動的DC電壓Vdc所接通，則電感 電流iL會從端點C透過電感24、開關34、以及感測電阻36，流至第2圖中所示位於端點E的接地(GND)，因此電感會儲存流動電流的能量，另外，如果開關34被斷開，電感電流iL會減少，而儲存在電感24中的能量會透過二極體28被釋放至輸出電容26與LED 12，所以，當開關34被接通的時候，能量會被儲存，而當開關34被斷開的時候，能量會被釋放。當開關被斷開的時候，LED的電流會由電容26提供，因此，不管開關的切換動作為何，LED電流都會不受干擾地流動，LED電流Ic係與任務週期值呈比例關係，而任務週期值(duty value)為開關被接通的時間與交換時間的比率，開關34被接通的時間越長或任務週期值越高，提供較高的電流和更亮的LED 12。所以，LED亮度可藉由調整任務週期值加以控制。
流經開關34的電流會被電流感測電阻36所感測，以產生第一回授電流感測訊號IFB1，第一回授電流感測訊號IFB1會在沒有任何時間延遲下，被提供給功率區塊18的比較器76之非反相輸入(non-inverting input)，如果比較器76所用的一可調整的參考電壓被設在一過電流保護(over-current protection,OCP)位準，功率轉換器10可被安全地保護免於一或更多個LED 12故障或任何介於功率區塊18的端點A與B之間的短路的影響，尤其是，如果第一回授電流感測訊號IFB1的電壓位準比可調整的參考電壓Vref要大，比較器76的輸出變成高位準，接著會重置數位脈寬調變(PWM)控制模組，由於在功率開關 34的閘極與源極間有一電容(沒有明顯地標示出來)，當閘驅動器發出一高位準閘電壓給開關34的閘極時，一閘充電電流(gate-charging current)會被感測到，由於這個充電電流並不代表開關34的汲極電流，所以它應該被忽略，使得被感測的電流代表開關34的實際汲極電流，此一操作被稱之為前邊緣遮沒(Leading-Edge-Blanking,LEB)操作，延遲計數器74在開關34被接通的時候，實施LEB操作，在延遲計數器74所設定的一時間內忽略被感測的電流，如果在開關34被接通後已超過了延遲計數器74所設定的計數時間，延遲計數器74會中繼傳遞比較器76的輸出訊號給數位PWM控制模組72，而沒有任何延遲的時間，因此，被感測的電流訊號與參考電壓Vref經比較後所產生的輸出訊號會被直接傳送給數位PWM控制模組72，所以每當第一回授電流感測訊號IFB1的電壓位準大於參考電壓Vref時，PWM輸出訊號會變成低位準。
A/D轉換器66是用以控制提供給LED 12的電流的回授路徑的一部分。為了保護功率區塊18免於過電流情況或任何故障狀況的影響，所以電流感測訊號應該在沒有任何延遲時間的情況下被處理，使得開關34可有效地被即時斷開。此種高速保護係由比較器76與數位脈寬調變控制模組72透過閘驅動器32所執行，且沒有任何如上所述延遲迴路。基本上，類比至數位(A/D)轉換器需要一轉換時間，所以不適合作為保護控制器。因此，高速保護操 作是由類比控制迴路所提供。流至LED 12的電流Ic係根據包含第2圖所示包括A/D轉換器66、數位比例-積分-微分(PID)模組70以及加法器64之數位控制區塊加以調節或控制。數位PID模組70與加法器64可利用軟體程式設計或數位硬體電路來實施。A/D轉換器66採用第二回授電流感測訊號IFB2，因為第二回授電流感測訊號IFB2是由過濾第一回授電流感測訊號IFB1而得出，因此較為穩定。第二回授電流感測訊號IFB2是由過濾第一回授電流感測訊號IFB1之電阻38與電容40所產生。第二回授電流感測訊號IFB2的數值變化慢，這是因為電阻38與電容40的數值高的關係。第二回授電流感測訊號IFB2反映流進LED 12的平均電流。以數位電流控制來說，類比的第二回授電流感測訊號IFB2會被A/D轉換器66轉換為數位形式的訊號。第二回授電流感測訊號IFB2係透過控制器30的端點G2被提供給A/D轉換器66之輸入，而A/D轉換器66產生一數位數值，代表流經LED 12的電流的平均值。第9圖的(e)部份顯示第一回授電流感測訊號IFB1與第二回授電流感測訊號IFB2。
功率區塊18可具有固定的任務週期控制或被修改的任務週期控制，以固定的任務週期控制來說，用以接通開關34的任務週期訊號的數值是固定的，如第8B圖所示，在固定的任務週期控制下，AC輸入電壓與電流的操作關鍵波型如第8B圖所示，對於固定任務週期的訊號來說，AC輸入電流波型如第9圖的(d)部份所示，對於被修改 的任務週期控制來說，用來接通開關34的任務週期訊號的數值可有變化，並且與正弦波的DC輸入電壓波型Vdc呈反比關係，如第八A圖所示。
在第2圖所述的實施例中，功率區塊18具有被修改的任務週期控制，被修改的任務週期控制係用以降低輸入AC線電流的諧波(例如三次諧波)，藉此降低諧波失真，所以，被修改的任務週期控制提供或支援更多的總諧波失真(THD)功率因數校正(PFC)，PFC對於AC至DC功率轉換器來說可能是有必要的，舉例來說，當AC至DC功率轉換器的交換頻率是以數位方法控制的，如果任務週期是以如同第8B圖所示的固定位準來控制，這樣有可能會造成AC輸入電流產生固有的第三諧波，而採用具有高截止頻率的EMI濾波器很難消除掉這類諧波，而使用低截止頻率的EMI濾波器，又會過於龐大且所費不貲。
為了解決這個問題，可利用正弦表模組60，用來儲存、實施或執行用於PFC的內部正弦表，正弦表是以一計時器常式(timer routine)來達成，每當AC輸入電壓變成零位準或者是跨越零點(由電阻20與二極體22感測到或決定)，正弦表模組60的位址會被初始化並與AC輸入電壓同步化，因此正弦表模組60可與AC輸入電壓的線頻率同步化，內部的正弦表係用來修改輸入電流命令訊號(input current command signal)Icom，所以，如第8A圖所示，任務週期命令會被修改，由正弦表模組60所提供的修改因數從0.5至0.9不等，係根據AC輸入電流內的 第三協波的總數而定。電流命令訊號Icom顯示LED所需的電流的位準，此一電流命令訊號Icom會與正弦表模組60的正弦資料相乘，如第8A圖所示，如此一來達到修改電流命令訊號Icom的目的。參考第8A圖，被修改的任務週期訊號位準在AC波型的中央比較低，這代表AC輸入電流的峰值電流位準與固定任務週期控制相較下，會有點被減少，因此，第三諧波的問題會被有效地消除，藉此減少或降低總諧波失真(total-harmonic-distortion,THD)。
當DC輸入電壓Vdc在零交越點(zero crossing poit)為低位準時，電感電流iL會變小，如果DC輸入電壓Vdc為零，那麼電感電流iL同樣也會變成零，當DC輸入電壓增加時，電感電流iL也會增加，所以，當交換頻率相當高的時候，電感電流iL也可能具有高次諧波項(high harmonic term)，如果這些高次諧波項被消除的話，那麼基本頻率會與DC輸入電壓以及AC輸入電壓同步，如第9圖的(a)部份與(d)部份所示。
在以FMS7401功率控制器作為控制器30的情況下，正弦表模組60可以用儲存在電氣可抹除可程式化唯讀記憶體(EEPROM)或遮罩唯讀記憶體(masked ROM)的程式來實施，並且由CPU核心(如第6圖所示)執行，其他有關被修改的任務週期控制可參考於2004年6月2日提出的相關美國專利申請案，案號10/858,701，名為「一種用於全數位功率因數修正之被修改的正弦波脈寬調變( A Modified Sinusoidal Pulse Width Modulation For Full Digital Power Factor Correction)」一案，在此並引用作為參考。
正弦表模組60的輸出係被提供給倍增模組62。倍增模組62接收一電流命令訊號Icom，其根據正弦表模組60而被修改。接著電流命令訊號Icom會被用來控制LED電流Ic。在一實施例中，如果電流命令訊號Icom的數值較高，則LED電流量就越大，LED 12會越亮。倍增模組62根據正弦表模組60的輸出修改電流命令訊號Icom(用於任務週期)，以便減少或消除輸入電流idc的第三諧波成分。
倍增模組62的輸出和A/D轉換器66的輸出在加法器64被加總。數位PID模組70接收來自加法器64的輸出，數位PID模組70可以用軟體實施，並執行常式來計算想要的輸出任務週期值，使得加法器64的輸出為零。這可以藉由，舉例來說，比較平均LED電流位準與一內部想要的電流位準來達成。熟悉此技藝者應可了解，數位PID模組70實施數位PID控制常式。而數位PID控制常式計算或產生一任務週期控制訊號，使得LED電流Ic被調節至一想要的位準。
數位PWM控制模組72一般是用來部份調節或控制功率區塊18傳遞給LED 12的電流Ic。數位PWM控制模組72接收來自數位PID模組70的輸出以及時脈產生模組68的時脈訊號。數位PWM控制模組72在端點G0提供一輸 出訊號，用以控制開關34的閘極，如第2圖所示。在一實施例中，數位PWM控制模組72可部分地執行一軟體常式，以調節LED電流。
如此處所述，功率區塊18可採用混合數位與類比的控制技術，數位控制是由A/D轉換器66、正弦表模組60、倍增模組62、時脈產生模組68、數位PID模組70、以及數位PWM控制模組72等加以實施，用來控制傳遞給LED 12的電流。類比控制是由比較器76與延遲計數器74加以實施，可作為過電流保護(OCP)，採用混合控制技術(同時用數位與類比控制)的一個原因是採用較慢的A/D轉換器不容易提供過電流保護，而比較快的A/D轉換器與具有非常快速的指令執行能力的高速CPU核心又比較昂貴，而混合控制技術讓A/D轉換器66可以採用速度較慢的A/D轉換器，藉此降低成本。同時藉由類比比較器76提供每一個週期的過電流保護，可達成相當高速的效能。
控制器30可以在端點G6與G7接收其他的輸入/輸出訊號(例如用於命令、資料、或位址)，這些端點可以是串列通訊埠或其他任何合適的埠，採用任何適合的協定或技術(例如I2 C)。
第3圖為根據本發明的一個實施例所示，一時脈產生模組68之示範實施方式的示意圖，時脈產生模組68可以是控制器30的一部分，並且通常用來提供一或更多個時脈或振盪訊號給控制器30使用，一如所述，時脈產生模 組68可包括一個內部振盪器(internal oscillator)100、時脈修整模組(clock trimming module)INIT2 102、數位時脈倍增器(digital clock multiplier)104、除法器(divider)106與112，以及多工器(multiplexer)108與110。
內部振盪器100產生一振盪訊號Fclk，其可具有，例如2MHz的頻率。時脈修整模組INIT2 102可以是一初始化暫存器(initialization register)，用以設定振盪訊號Fclk的頻率。除法器106接收振盪訊號Fclk並可分割振盪訊號Fclk的頻率。也就是說，除法器106產生一時脈訊號，其頻率為振盪訊號Fclk的頻率的一分數(例如一半)。因此，如果振盪訊號Fclk具有2MHz的頻率，則除法器106可產生具有1MHz頻率的訊號。來自除法器106的振盪訊號輸出係被提供給每一個多工器108與110的A輸入端。
數位時脈倍增器104接收振盪訊號Fclk與一致能訊號PLLEN(enable signal)。在一實施例中，數位時脈倍增器104可利用一或更多個鎖相迴路(phase-locked-loop,PLL)電路加以實施。數位時脈倍增器104可產生一或更多個具有個別頻率的時脈訊號，其中這些頻率(例如4MHz、8MHz、16MHz、或32MHz)是振盪訊號Fclk的頻率的倍數(例如2X、4X、8X、16X)。數位時脈倍增器104的倍增因數(multiplication factor)可利用一個2位元的FS〔1：0〕暫存器加以調整，其中FS〔1：0〕 =PSCALE〔6：5〕，而致能訊號PLLEN=PSCALE〔7〕，PSCALE可以是，舉例來說，一個8位元數值(PSCALE〔8：0〕)，被儲存於一合適的暫存器(如第4圖所示)，如果振盪訊號Fclk被設為2MHz，數位時脈倍增器104的輸出可以是8MHz、16MHz、32MHz、或64MHz，視FS〔1：0〕而定，數位時脈倍增器104的輸出訊號會被提供給多工器110的B輸入端。
多工器110接收控制訊號FSEL，其中FSEL是PSCALE暫存器的第四個位元(bit-4)，在一實施例中，如果控制訊號FSEL=0，那麼多工器110會輸出在其A輸入端出現的訊號，而如果控制訊號FSEL=1，那麼多工器110會輸出在其B輸入端出現的訊號，多工器110的輸出為一訊號Fpwm，其可被用作數位PWM控制模組72的基本時脈訊號，如第5圖所示，數位時脈倍增器104的輸出會進至數位多工器110的B輸入端，多工器110的輸出在FSEL=0的時候，可以是1MHz、或8MHz、16MHz、32MHz的其中之一，或者當FSEL=1時為64MHz，因此，根據FS〔1：0〕的一個設定數值以及控制訊號FSEL，時脈訊號Fpwm可具有，比如說，從1MHz乃至於64MHz之間的一個頻率。
除法器112接收來自多工器110的訊號Fpwm，並可產生一時脈訊號，其頻率為訊號Fpwm的頻率的一分數(例如八分之一)，因此，如果振盪訊號Fpwm具有8MHz的頻率，則除法器106可產生具有1MHz頻率的訊號。來 自除法器106的振盪訊號輸出係被提供給多工器110的B輸入端。
多工器108接收一控制訊號FM，在一實施例中，如果控制訊號FM=0，那麼多工器110會輸出在其A輸入端出現的訊號，而如果控制訊號FM=1，那麼多工器110會輸出在其B輸入端出現的訊號，多工器108的輸出為一訊號Coreclk，其可被用作功率區塊18執行軟體指令用的基本時脈訊號。
第4圖為根據本發明的一個實施例所示，一數位脈寬調變(PWM)模組72之示範實施方式的示意圖，數位PWM模組72可以是控制器30的一部分，第5圖為根據本發明的一個實施例所示，數位PWM模組72之示範波型的示意圖，數位PWM模組可執行脈寬調變(PWM)，數位PWM模組72可用來提供訊號，控制開關34的驅動，數位PWM模組72的輸出訊號可被提供至端點G0、G1、以及G5，在端點G5的輸出訊號可被稱為高端(high-side)輸出訊號，而在端點G0的輸出訊號可被稱為低端(low-side)輸出訊號。
現在請參考第4圖與第5圖，如圖示，數位PWM模組72包括一除法器80、PSCALE暫存器81、計數器TIMER1 82、預載暫存器(pre-load register)T1RA 83、暫存器T1CMPA 86與暫存器T1CMPB 84、數位比較器(digital comparator)88與90、或閘(OR-gate)92、及閘(AND-gate)94、延遲計數器(delay counter)96、暫存 器DTIME 98、以及互斥或閘(exclusive-OR-gate)97與99。
數位PWM模組72可於除法器80接收來自時脈產生模組68的訊號Fpwm，除法器80以2的倍數(2N )分割頻率，除法器80可以一個3位元的PS〔2：0〕暫存器實施，其中PS〔2：0〕=PSCALE〔2：0〕。PSCALE暫存器81可作為儲存PSCALE數值的暫存器，其可為8位元數值(例如PSCALE〔7：0〕)，除法器80的輸出係被用作計數器TIMER1 82的輸入時脈訊號，計數器TIMER1 82可以自由計數(free-running)之12位元向上計數器(up-counter)實施，其計數隨時間增加，然後被重置，然後繼續重複(如第5圖所示)。
數位PWM模組72的數位驅動頻率可藉由改變預載暫存器T1RA 83的數值而被控制，視控制模式而定，特別是，預載暫存器T1RA 83提供一數值給計數器TIMER1 82，用以重置計數器TIMER1 82，參考第5圖，當計數器TIMER1 82的數值等於預載暫存器T1RA 83所提供的數值，計數器TIMER1 82被重置，因此，如果預載暫存器T1RA 83所提供的數值被設定比較低，則可獲得較高的PWM頻率。
暫存器T1CMPA 86與暫存器T1CMPB 84以及2個數位比較器88、90支援脈寬調變(PWM)，每一個暫存器T1CMPA 86與T1CMPB 84可以用12位元暫存器實施，數位比較器88比較TIMER1的數值與暫存器T1CMPB 84的 數值，數位比較器90比較TIMER1的數值與暫存器T1CMPA 86的數值，就數位功率轉換來說，藉由載入暫存器T1CMPA 86使得暫存器T1CMPA 86可被程式化，進而可控制開關34的驅動接通(ON)或斷開(OFF)時間。
參考第5圖，訊號OA是數位比較器90的輸出，用以比較TIMER1與T1CMPA，如果TIMER1的數值比T1CMPA的數值要大，那麼訊號OA會變成高位準，訊號OA會被應用於或閘92和及閘94這2個閘個別的2個輸入的其中一個，當TIMER1的數值到達T1RA 83所儲存的數值，那麼TIMER1的計數器會被重置，接收時脈訊號Fpwm的延遲計數器96將數位比較器的訊號OA輸出延遲一延遲時間DT，此一延遲時間DT可被暫存器DTIME 98調整，在第5圖中的訊號DOA為延遲計數器96的一輸出。訊號DOA將訊號OA延遲了延遲時間DT。舉例來說，如果訊號Fpwm具有32MHz(t pwm =31.25ns)的頻率，延遲時間DT可被調整最高至2μs(31.25ns x 26 )，來自延遲計數器96的訊號DOA輸出會被應用於或閘92和及閘94這2個閘個別的2個輸入的其中一個。
或閘92具有一用於低端的輸出訊號OL，而及閘94具有一用於高端的輸出訊號OH，在輸出訊號OH與OL之間會有延遲(如第5圖所示)，訊號OL係被提供給互斥或閘97的一個輸入，而訊號OH係被提供給互斥或閘99的一個輸入，一內部的埠PG5提供另一輸入給互斥或閘97，一內部的埠PG0提供另一輸入給互斥或閘99，由於 訊號OL需要被反相以提供適當的半橋式操作(half-bridge operation)，內部的埠PG0會被設定為“1”，互斥或閘99的輸出為低端閘級訊號，被提供至端點G0，並且可以是反相的訊號OL，互斥或閘97的輸出為高端閘級訊號，被提供至端點G5，在訊號OH與被反相的訊號OL之間有個延遲時間DT，如第5圖所示，此一延遲時間是由DTIME暫存器98所定義，其中並包含了訊號OH與被反相的訊號OL之間某種程度的無感時間(dead time)。
第6圖為一功率控制器(power controller)200的內部區塊圖，控制器200可以利用香港商美國快捷半導體(Fairchild Semiconductor Corporation).所提供之FMS7401功率控制器加以實施，在一實施例中，FMS7401功率控制器200可被用來實施在功率轉換器10中的功率區塊18的控制器30，FMS7401功率控制器200可包括在此所述可用於控制器30之數位與類比控制功能。
就類比控制來說，功率控制器200包含許多區塊，其中有類比為主的運算放大器(operational amplifier)202與204、多工器206、以及比較器208，比較器208可用來實施控制器30的比較器76(如第2圖所示)。
就數位控制來說，功率控制器200包含許多區塊，其中有數位硬體區塊(digital hardware block)210，數位硬體區塊210包括類比至數位轉換器(ADC)212、中央處理單元(CPU)核心214、各種記憶體像是SRAM 216、快閃記憶體(flash ROM)218、以及電子可抹除可程式化唯 讀記憶體(EEPROM)220、計數器222與224、數位PWM構件226，以及輸入/輸出(I/O)埠228，ADC 212與數位PWM構件226可用來實施控制器30的A/D轉換器66與數位PWM模組72(如第2圖所示)的功能。一或更多的各種記憶體216、218、以及220可儲存用於正弦表模組60與數位PID模組70(如第2圖所示)的軟體，由CPU核心214執行。
第7圖為根據本發明的一個實施例所示，用以驅動複數群LED 312a、312b、312c、以及312d的數位單級功率轉換器(digital single-stage power converter)300之示範實施方式的示意圖，其中部份電路以區塊表示。
數位單級功率轉換器300的一個示範應用是作為大尺寸(例如超過40吋)的液晶電視(LCD TV)的背光源，這類LCD TV需要相當高的亮度，為了提供高亮度，白光會比較適合，儘管最近已經有白光LED問世，但是這些白光LED的亮度仍不足以應用在大尺寸電視上，因此，需要結合或混合不同顏色的LED群組來產生所想要的高亮度白光，不過不一樣顏色的LED，具有不同的壓降(voltage drop)與額定電流(current flow rating)，所以需要個別驅動，使得不同顏色的LED的輸出強度可以被匹配。
參考第7圖，LED群組312a、312b、312c、以及312d可分別具有綠色、紅色、藍色、以及綠色，較佳為提供2組綠色LED，這是因為綠色LED的輸出功率通常要 比紅色或藍色LED要弱的關係。
數位單級功率轉換器300可用來獨立驅動每一個不同顏色的LED群組312a、312b、312c、以及312d，同時控制傳遞給所有不同的LED群組的電流，在此實施例中，功率轉換器300包含用於每一LED群組312a、312b、312c、以及312d之獨立功率區塊318(以318a、318b、318c、以及318d獨立標示)，功率轉換器300同樣還包括EMI濾波器314以及整流器316，在某些實施例中，單一電流指令可被用來控制傳遞給所有不同的LED群組312a、312b、312c、以及312d的電流。
每一個功率區塊318可以實質上利用類似功率區塊18的實施方式來建構，由於每一個功率區塊318的控制器30在某程度上是以數位操作，功率轉換器300的輸入命令或驅動情況可透過合適的埠，以適當技術(例如串列通訊，I2 C)傳輸或可自外部電路接收，綠、紅、藍色LED的群組312a、312b、312c、以及312d係被外部電流命令所控制，同時AC輸入電流也受到控制，使得輸入的功率因數係被校正為具有低總諧波失真(THD)。
如上所述，根據本發明的各種實施例之單級功率轉換器提供各種技術優勢，其中包括，舉例來說，可以驅動任何數目，不管是單獨地或者是成群的LED，單級功率轉換器可提供低端電流感測方法，用以估計流進LED的高端電流，此外，單級功率轉換器可控制LED電流以及修整AC輸入電流，用於功率因數校正(PFC)，單級功率轉換 器可採用混合控制技術，同時提供類比與數位控制，此一單級功率轉換器也可，舉例來說，利用正弦表降低與減少總諧波失真(THD)。
儘管以上已詳細說明本發明及其優點，要注意的是在不違背本發明所述的申請專利範圍所定義之精神與範疇的情形下，可進行各種變動、替換與修改，也就是說，在本發明申請案中所提到的討論內容只是基本的說明，要注意的是，此一特定的討論可能沒有清楚地描述到各種可能的實施例，而許多替代方式並未提及，其中也可能沒有完整地解釋到本發明的一般特性，也可能沒有清楚地顯示各種特徵與元件如何可代表各式各樣的替代方案或等效元件的廣泛功能，再者，在本說明書中仍有一些未盡之處，本發明係以裝置導向的術語加以說明，而裝置的每一元件隱含地執行一功能，不論是本發明的說明或所用的術語，都並非用來限制本發明。
10‧‧‧數位單級電源轉換器
12‧‧‧發光二極體(LED)
14‧‧‧電磁干擾(EMI)濾波器
16‧‧‧整流器
18‧‧‧電力區塊
20‧‧‧電阻
22‧‧‧二極體
24‧‧‧電感
26‧‧‧電容
28‧‧‧二極體
30‧‧‧控制器
32‧‧‧閘驅動器
34‧‧‧電力開關
36‧‧‧感測電阻
38‧‧‧電阻
40‧‧‧電容
60‧‧‧正弦表模組
62‧‧‧倍增模組
64‧‧‧加法器模組
66‧‧‧類比至數位轉換器
68‧‧‧時脈產生模組
70‧‧‧數位比例-積分-微分模組
72‧‧‧數位脈寬調變控制模組
74‧‧‧延遲計數器
76‧‧‧比較器
80‧‧‧除法器
81‧‧‧PSCALE暫存器
82‧‧‧計數器TIMER1
83‧‧‧預載暫存器T1RA
84‧‧‧暫存器T1CMPB
86‧‧‧暫存器T1CMPA
88‧‧‧數位比較器
90‧‧‧數位比較器
92‧‧‧或閘
94‧‧‧及閘
96‧‧‧延遲計數器
97‧‧‧互斥或閘
98‧‧‧暫存器DTIME
99‧‧‧互斥或閘
100‧‧‧內部振盪器
102‧‧‧時脈修整模組
104‧‧‧數位時脈倍增器
106‧‧‧除法器
108‧‧‧多工器
110‧‧‧多工器
112‧‧‧除法器
200‧‧‧電力控制器
202‧‧‧運算放大器
204‧‧‧運算放大器
206‧‧‧多工器
208‧‧‧比較器
210‧‧‧數位硬體區塊
212‧‧‧類比至數位轉換器
214‧‧‧中央處理單元
216‧‧‧SRAM
218‧‧‧快閃記憶體
220‧‧‧電子可抹除可程式化唯讀記憶體
222‧‧‧計數器
224‧‧‧計數器
226‧‧‧數位脈寬調變(PWM)構件
228‧‧‧輸入/輸出(I/O)埠
300‧‧‧數位單級電源轉換器
312a‧‧‧LED群組
312b‧‧‧LED群組
312c‧‧‧LED群組
312d‧‧‧LED群組
314‧‧‧EMI濾波器
316‧‧‧整流器
318‧‧‧電力區塊
以下將以附屬的圖表說明本發明的實施例，以便更完整的了解本發明，以及進一步的特點及優勢，其中：第1圖為根據本發明的一個實施例所示，用以驅動LED的數位單級功率轉換器之示範實施方式的示意圖，其中部份電路以區塊表示；第2圖為根據本發明的一個實施例所示，一功率區塊之示範實施方式的示意圖，其中部份電路以區塊表示； 第3圖為根據本發明的一個實施例所示，一時脈產生模組之示範實施方式的示意圖；第4圖為根據本發明的一個實施例所示，一數位脈寬調變(PWM)模組之示範實施方式的示意圖；第5圖為根據本發明的一個實施例所示，一數位脈寬調變(PWM)模組之示範波型的示意圖；第6圖為一功率控制器的內部區塊圖；第7圖為根據本發明的一個實施例所示，用以驅動複數群LED的數位單級功率轉換器之示範實施方式的示意圖，其中部份電路以區塊表示；第8A圖為根據本發明的一個實施例所示，具有被修改的任務週期控制的數位PWM操作之示範波型；第8B圖為根據本發明的一個實施例所示，具有固定的任務週期控制的數位PWM操作之示範波型；以及第9圖為根據本發明的一個實施例所示，功率轉換器的示範操作波型之示意圖。
10‧‧‧數位單級電源轉換器
12‧‧‧發光二極體(LED)
14‧‧‧電磁干擾(EMI)濾波器
16‧‧‧整流器
18‧‧‧電力區塊
20‧‧‧電阻
22‧‧‧二極體
24‧‧‧電感
26‧‧‧電容
28‧‧‧二極體
30‧‧‧控制器
32‧‧‧閘驅動器
34‧‧‧電力開關
36‧‧‧感測電阻
38‧‧‧電阻
40‧‧‧電容

Claims (14)

  1. 一種用以驅動至少一個發光二極體(LED)之功率轉換器，該功率轉換器包含一單級，可用以提供輸入功率的功率因數校正(PFC)與被傳遞給該至少一個發光二極體(LED)的電流的控制，其中該單級具有不超過一電感器用以轉換功率，其中該輸入功率具有一交流(AC)電壓分量，以及該單級包含一正弦表模組用於降低該輸入功率的一交流(AC)電流分量的總諧波失真(THD)。
  2. 如申請專利範圍第1項之功率轉換器，其中該單級使用數位控制用以控制被傳遞給該至少一個發光二極體(LED)的電流，以及使用類比控制用於過電流保護。
  3. 如申請專利範圍第1項之功率轉換器，其中用於輸入功率的該功率因數校正(PFC)同步化該輸入功率之該交流(AC)電流分量與該交流(AC)電壓分量。
  4. 如申請專利範圍第1項之功率轉換器，其中該單級包含耦接到該正弦表模組且用以識別該輸入功率的一同步化狀態之裝置。
  5. 如申請專利範圍第4項之功率轉換器，其中用以識別該同步化狀態之該裝置可用來識別該交流(AC)電壓分量跨越一零點的至少一個實例。
  6. 如申請專利範圍第5項之功率轉換器，其中該單級包含：一開關，而一電流根據一任務週期以流經該開關；以及 一耦接至該開關的控制器，用以控制該開關的該任務週期。
  7. 如申請專利範圍第6項之功率轉換器，其中：一任務週期值(duty value)為該開關被接通的時間與該任務週期的交換時間的比率，並且傳遞給該至少一個發光二極體(LED)的電流與該任務週期值成比例，因此更高的該任務週期值將使得該至少一個發光二極體(LED)變得更亮。
  8. 一種使用輸入功率用以驅動至少一個發光二極體(LED)之單級功率轉換器，該轉換器包含：提供裝置，用以提供該輸入功率的功率因數校正(PFC)；以及控制裝置，用以控制被傳遞給該至少一個發光二極體(LED)的電流，其中該輸入功率具有一交流(AC)電壓分量，以及提供該功率因數校正(PFC)的該提供裝置包含一電阻與一二極體，用以識別該輸入功率的一同步化狀態，以及該提供裝置更包含耦接到該電阻與該二極體的一正弦表模組，用於降低該輸入功率的一交流(AC)電流分量的總諧波失真(THD)。
  9. 如申請專利範圍第8項之單級功率轉換器，其中用以控制電流的該裝置包含一電流感測裝置，用以形成一訊號，顯示流經該功率轉換器的一個分支的電流量。
  10. 如申請專利範圍第8項之單級功率轉換器，其中 該單級功率轉換器更包含一開關，而一電流根據一任務週期以流經該開關，其中該控制裝置係耦接至該開關，用以控制該任務週期。
  11. 如申請專利範圍第10項之單級功率轉換器，其中：一任務週期值(duty value)為該開關被接通的時間與該任務週期的交換時間的比率，並且傳遞給該至少一個發光二極體(LED)的電流與該任務週期值成比例，因此更高的該任務週期值將使得該至少一個發光二極體(LED)變得更亮。
  12. 如申請專利範圍第8項之單級功率轉換器，其中該控制裝置提供過電流保護。
  13. 如申請專利範圍第12項之單級功率轉換器，其中該控制裝置使用數位控制，用以控制被傳遞給該至少一個發光二極體(LED)的電流，以及使用類比控制，用於過電流保護。
  14. 一種用以驅動至少一個發光二極體(LED)的單級功率轉換器，包含：一輸入端，用以接收一被整流的交流(AC)輸入功率；一輸出端，一驅動電流係於該輸出端被提供給該至少一個發光二極體(LED)；一開關，可根據一任務週期而被控制以提高與降低提 供給該至少一個發光二極體(LED)的該驅動電流；提供裝置，用以提供輸入功率的功率因數校正(PFC)，該提供裝置包括用以識別該輸入功率中的一同步化狀態之裝置，其中該輸入功率具有一交流(AC)電壓分量，以及用以識別該輸入功率中的同步化狀態之該裝置操作用以識別該交流(AC)電壓分量跨越一零點的至少一個實例，以及用以提供該功率因數校正(PFC)的該提供裝置更包含耦接到用以識別該同步化狀態之該裝置的一正弦表模組，用於降低該輸入功率的一交流(AC)電流分量的總諧波失真(THD)；控制裝置，藉由調整該開關的該任務週期，控制提供給該至少一個發光二極體(LED)的電流，該控制裝置包含耦接至該開關的一電流感測裝置，用以形成一訊號，顯示流經該至少一個發光二極體(LED)的電流量；一耦接至一變壓器的一初級繞組之電晶體，用以控制流經該初級繞組的該電流；一耦接至該電晶體之電流感測裝置，用以形成一訊號，顯示流經該功率轉換器的電流量，該電流感測裝置形成該功率轉換器的一電流控制迴路的一部分；以及一控制器，可用以提供該功率轉換器的該電流控制迴路的類比控制與該電壓控制迴路的數位控制。
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