KR101365924B1 - 발광 다이오드의 구동을 위한 단일 스테이지의 디지털 파워컨버터 - Google Patents

발광 다이오드의 구동을 위한 단일 스테이지의 디지털 파워컨버터 Download PDF

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Abstract

본 발명은 다수의 발광 다이오드(LED)를 구동시키기 위한 단일 스테이지의 파워 컨버터를 제공한다. 본 발명의 파워 컨버터는, AC 입력 전압을 DC 전류원으로 변환하고, LED에 공급되는 전류를 조정한다. 또한, AC 입력 전류는 AC 입력 전압과 동기된 정현 파형을 갖도록 제어되어, AC 입력 역률이 보정되도록 한다. 따라서, 단일 스테이지의 파워 변환에 의해, 역률 보정(PFC)과 LED 전류의 조정이 모두 가능하게 된다. 즉, 저렴한 비용으로 더 높은 효율을 얻을 수 있다.

Description

발광 다이오드의 구동을 위한 단일 스테이지의 디지털 파워 컨버터{SINGLE-STAGE DIGITAL POWER CONVERTER FOR DRIVING LEDS}
본 발명은 전력 변환에 관한 것으로서, 구체적으로는 발광 다이오드(LED)를 구동시키는 위해 하나의 스테이지(single-stage)를 갖는 디지털 파워 컨버터에 관한 것이다.
발광 다이오드(LED)는, 조명으로서 선택되면서 점차 대중화되고 있으며, 많은 응용 분야에서, 필라멘트를 사용하는 종래의 램프를 대체해가고 있다. 예를 들어, LED는, 현재 교통 신호등으로 광범위하게 사용되고 있으며, 액정 디스플레이(LCD) 패널의 백라이트로서 널리 사용되고 있다.
많은 응용 분야에서, LED는 광의 출력(즉, 밝기)을 변화시킬 수 있는 것이 바람직하다. 일반적으로, LED의 밝기를 제어하기 위해 전압을 사용하는 것은 어렵다. 대신에, LED의 밝기는 LED의 전류에 비례한다. 따라서, LED의 밝기를 제어[예컨대, LED의 디밍(dimming)]하기 위해서는 LED의 전류를 제어하여야 한다. 밝기의 정도를 변경할 필요가 있는 많은 응용 분야에서 LED가 널리 사용됨에 따라, LED의 전류를 제어하기 위한 적절한 파워 컨버터의 필요성이 커지고 있다.
일부 분야에서, LED를 구동시키기 위한 파워는 교류(AC)의 형태로 입력되도 록 되어 있다. 이러한 경우, AC 라인 전류는, 라인 전압에 동기되어야 하는데, 이에 의하면, 라인 전류의 왜곡(line current distortion)을 최소화해서, 전원으로부터 제공되는 에너지를 최대로 할 수 있다. 입력 전압과 입력 전류 사이에 위상 지연(phase delay)이 존재하면, 전달되는 에너지는 전원으로부터 부하로 순환이 이루어진다. 이에 의하면, 전원으로부터 부하로 전달되는 파워가, 그 위상차의 코사인 형태로 감소한다. 전압 및 라인 전류를 동위상으로 하면, 위상차는 제로로 되고, 코사인 곡선은 일치하게 된다. 이러한 기술은, 역률 보정(PFC: power factor correction)으로 알려져 있다. 때때로, 라인 전류가 왜곡되어, 전력 변환 과정에 의해 라인 전류에 고조파가 포함되기도 한다.
종래의 기술에 의하면, LED용의 파워 컨버터는, 역률 보정(PFC)과 LED 전류의 제어가 모두 가능하도록 하기 위해, 적어도 2단의 파워가 필요했다. 각각의 전력 스테이지(power stage)는 몇 가지 형태의 전력 변환(power conversion)을 수행한다. 통상적으로, 제1 스테이지는, 예비 조정장치인 프리-레귤레이터(pre-regulator)로 알려져 있으며, PFC 제어를 행한다. 제2 스테이지는, DC-DC 컨버터이며, LED 전류 제어를 수행한다. 어떠한 전력 스테이지라도 100%의 효율을 갖지는 못하기 때문에, 파워 컨버터는 각각의 스테이지에서 전력의 손실이 있게 된다. 따라서, 파워 컨버터의 전체적인 효율이 떨어지게 된다. 예를 들어, 종래의 파워 컨버터에서의 2개의 전력 스테이지가 각각 90%의 효율을 갖는다고 가정하면, 시스템의 전체 효율은 81%로 될 것이다(0.90×0.90 = 0.81).
본 발명의 실시예에 의하면, 단일의 전력 스테이지를 가진 파워 컨버터가 역률 보정(PFC) 제어와 LED 전류 조정이 가능하다. 본 발명의 파워 컨버터는, LED 전류를 제어하기 위한 디지털 제어 방식과 동적인 사이클 단위의 전류 보호를 위한 아날로그 제어 방식을 사용할 수 있는 하이브리드 제어 기술을 가질 수 있다.
본 발명의 실시예에 의하면, 하나 이상의 발광 다이오드(LED)를 구동하기 위한 파워 컨버터로서, 하나 이상의 발광 다이오드(LED)에 공급되는 전류의 제어와 입력되는 전력에 대한 역률 보정(PFC)을 수행할 수 있는 단일의 스테이지를 포함한다.
본 발명의 다른 실시예에 의하면, 입력되는 전력을 사용하는 발광 다이오드(LED)의 복수 개의 그룹을 구동하기 위한 파워 컨버터로서, 이들 그룹의 각각에 있는 LED는 동일한 컬러를 가지며, 입력되는 전력에 대해 역률 보정(PFC)을 수행하는 수단과, 하나 이상의 LED에 공급되는 전류를 제어하는 수단을 포함한다.
본 발명의 중요한 기술적 장점들은 이하의 도면, 상세한 설명, 및 특허 청구의 범위로부터 당업자가 명백하게 알 수 있을 것이다.
본 발명, 그리고 본 발명의 다른 특징이나 장점의 더욱 완전한 이해를 위해, 이하 도면을 참조하여 상세하게 설명한다.
도 1은, 본 발명의 실시예에 따라, LED를 구동시키는 단일 스테이지의 디지털 파워 컨버터의 구성을 부분 블록 형태로 개략적으로 나타낸 도면이다.
도 2는, 본 발명에 실시예에 따라, 파워 블록의 구성 예를 부분 블록 형태로 개략적으로 나타낸 도면이다.
도 3은, 본 발명의 실시예에 따라, 클록 생성 모듈의 구성 예를 나타내는 도면이다.
도 4는, 본 발명의 실시예에 따라, 디지털 펄스폭 변조(PWM) 모듈의 구성 예를 나타내는 도면이다.
도 5는, 본 발명의 실시예에 따라, 디지털 PWM 모듈에 대한 파형을 나타내는 도면이다.
도 6은, 파워 컨트롤러의 내부 블록도이다.
도 7은, 본 발명의 실시예에 따라, 여러 개의 그룹으로 된 LED를 구동하기 위한 단일 스테이지의 디지털 파워 컨버터의 구성 예를 부분 블록 형태로 개략적으로 나타낸 도면이다.
도 8A는, 본 발명의 실시예에 따라, 변경된 듀티 제어에 의한 디지털 PWM 동작의 파형의 예를 나타내는 도면이다.
도 8B는, 본 발명의 실시예에 따라, 고정된 듀티 제어에 의한 디지털 PWM 동작의 파형의 예를 나타내는 도면이다.
도 9는, 본 발명의 실시예에 따라, 파워 컨버터 내의 동작 파형을 나타내는 도면이다.
본 발명의 실시예와 그 장점들은 도 1 내지 도 9를 참조하여 더 잘 이해될 수 있을 것이다. 도면과 관련하여, 유사한 도면 부호는 유사 또는 대응하는 구성 요소를 나타내는데 사용되고 있다.
도 1은, 본 발명의 실시예에 따라, 하나 이상의 발광 다이오드(LED)(12)를 구동시키는 단일 스테이지(single-stage)의 디지털 파워 컨버터(10)의 구성 예를 부분 블록도로서 개략적으로 나타내고 있다. 도 1에 도시된 바와 같이, 파워 컨버터(10)는, 전자기 간섭(EMI) 필터(14), 정류기(rectifier)(16), 파워 블록(18)을 포함한다. 파워 컨버터(10)는, 교류(AC) 전압 Vac를 입력 단자에서 수신하고, 수신한 AC 전압을 직류(DC) 전압 Vdc로 변환한 다음, LED(12)(각각 D1, D2,..., Dn-1로 표시되어 있으며, 부하로서 결합되어 있다)를 구동시키는데 사용되는 전류를, 출력 단자 A, B에서 출력한다. 파워 컨버터(10)는, AC 고입력 전압(high input voltage)을 원하는 전압 레벨로 변환하는데, 이러한 원하는 전압 레벨은 정류된 AC 입력 레벨보다 더 높을 수도 있고 더 낮을 수도 있다. 이에 의하면, LED 전류를 원하는 밝기의 레벨로 적절하게 제어할 수 있다. 또한, AC 입력 전류는 AC 입력 전압과 바람직하게 동기화된다. 고정 주파수(constant frequency)가 사용되면, 라인 전류(line current)에 3차 고조파(third harmonic) 성분이 존재하게 된다. 이것을 해결하기 위해, 본 발명의 일실시예에서는, 파워 컨버터(10)에서 변경된 듀티(duty) 제어 구성(사인 테이블(sine table)에 기초함)을 사용할 수 있다. 이러한 변경된 듀티 제어 구성에 의하면, 듀티 사이클을 제어 또는 변경해서, AC 입력 전류에서의 3차 고조파를 감소 또는 제거할 수 있다.
EMI 필터(14)는, 파워 블록(18) 내의 동작을 스위칭해서 생길 수 있는 고차의 고조파 성분을 필터링함으로써, AC 입력 전류가 기본 주파수(예컨대, 60/50 Hz) 의 정현파가 될 수 있다. 변경된 디지털 펄스폭 변조(PWM) 방식을 사용함으로써, 저주파수(구체적으로는 3차 고조파)가 본질적으로 제거될 수 있다. PWM 방식에 의해 생성되는 고조파 주파수는 비교적 높은 고조파 성분을 갖는다. 따라서, EMI 필터(14)에, 낮은 차단 주파수 필터가 사용될 수 있다. 그렇기 때문에, EMI 필터(14)는, 비교적 규모가 작고 저렴하게 될 수 있다. EMI 필터(14)는, 하나 이상의 커패시터, 트랜스포머, 또는 인덕터를 사용하여 구현될 수 있으며, 이러한 구성은 당업자라면 충분히 알 수 있을 것이다. 정류기(16)는, AC 입력 전압을 정류해서 DC 전압 Vdc를 생성한다. 도 1에 도시된 바와 같이, 정류기(16)는, 전파(full-wave) 정류기 구성으로 배치된 복수 개의 다이오드로 구현될 수 있다.
파워 블록(18)은, 파워 컨버터(10)용의 단일의 전력 스테이지(single power stage)이다. 파워 블록(18)은, 리플 DC 전압을 수신하게 되는데, 이는 정류된 DC 전압 단자 C의 양단에 용량이 큰 커패시터가 없기 때문이다. 따라서, 파워 블록(18)의 입력 전압은, 도 9의 (a)에 도시된 것과 같이, 정류된 AC 입력 전압이 된다. 파워 블록(18)은, 출력 단자 A, B에서, 리플 DC 입력 전압을, 조정된 DC 전류 Ic로 변환하며, AC 입력 전류를, AC 입력 전압과 동기화된 정현파가 되도록 함으로써, AC 입력의 역률(power factor)은 일치된다. 조정된 DC 전류 Ic는, 하나 이상의 LED(12)의 밝기를 제어하는데 사용된다. 일부 실시예에서, 파워 블록(18)의 일부 또는 전부는 하나 이상의 집적 회로(IC) 디바이스 상에 구현될 수 있다. 따라서, 파워 블록(18)은, 역률 보정(PFC)과 LED 전류 조정을 동시에 이룰 수 있다. 파워 컨버터(10)는, 단일의 전력 스테이지를 사용하여 PFC와 LED 전류 조정을 모두 달성할 수 있기 때문에, 종래의 구성에 비해 더 높은 효율을 가지게 되며, 비용은 줄어든다.
일실시예에서, 파워 블록(18)은, 아날로그 제어와 디지털 제어의 하이브리드에 해당하는 제어 방법을 수행한다. 즉, 파워 블록(18)은, LED(12)로 흘러들어가는 전류 Ic의 낮은 동적 제어를 위한 디지털 제어와, 과전류 상태를 방지하기 위한 사이클대 사이클(cycle-to-cycle) 보호용의 아날로그 제어를 사용한다.
도 2는, 본 발명의 실시예에 따라, 파워 블록(18)의 구성 예를 부분 블록도로 개략적으로 나타낸 것이다. 도 2에 도시된 바와 같이, 파워 블록(18)은, 저항(20), 다이오드(22), 인덕터(24), 커패시터(26), 다이오드(28), 컨트롤러(30), 게이트 드라이버(32), 파워 스위치(34), 전류 감지 저항(36), 저항(38), 및 커패시터(40)를 포함한다.
정류된 입력 전압 Vdc는, 이와 연관된 전류 Idc와 함께, 파워 블록(18)의 입력 단자 C에 수신된다. 저항(20)과 다이오드(22)는, 정류된 전압 Vdc에 대한 동기화 상태를 감지한다. 즉, 저항(20)과 다이오드(22)는, AC 입력 전압이 영점(zero point)을 지나가는 각각의 경우를 판정 또는 식별하는데 사용될 수 있다. 이 신호는 컨트롤러(30)에 제공된다. 주 전력 변환 회로는, 인덕터(24), 커패시터(26) 및 다이오드(28)와, 전류 감지 저항(36)을 갖는 파워 스위치(34)를 포함한다.
일실시예에서, 파워 스위치(34)는, MOSFET 또는 바이폴라형 트랜지스터와 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터(IGBT)를 포함하여 구성될 수 있다. 게이트 드라이버(32)는 파워 스위치(34)의 게이트를 구동시킨다. 컨트롤러(30)는, 게이트 드라 이버(32)에 의한 파워 스위치(34)의 구동을 제어한다. 저항(36)은, LED(12)로 전달되는 전류를 제거하는데 사용될 수 있는 로우사이드(low-side) 전류를 감지한다. 전류 감지는, 제1 피드백 전류 감지 신호 IFB1의 형태로, 컨트롤러(30)에 대한 피드백으로 제공된다. 제1 피드백 전류 감지 신호 IFB1는, 고속의 고감도 피드백을 제공하며, 과전류나 쇼트 상태, 또는 파워 블록(18)에 손상을 줄 수 있는 상태가 되는 것을 방지하기 위해 사용될 수 있다. 제2 피드백 전류 감지 신호 IFB2는, 저항(38)과 커패시터(40)(이 신호를 안정화하기 위한 필터로서 작용)에 의해 생성된다. 제2 피드백 전류 감지 신호 IFB2는 제1 피드백 전류 감지 신호 IFB1에 비해 속도는 더 완만하지만 훨씬 안정된 피드백을 제공한다. 제2 피드백 전류 감지 신호 IFB2는, 또한 컨트롤러(30)에도 제공되며, LED(12)에 전달되는 전류의 평균값을 판정, 전개(develop) 또는 평가하기 위해 사용될 수 있다. 이와 같이, 제2 피드백 전류 감지 신호 IFB2는, LED(12)로 전달되는 전류를 조정하기 위한 파워 스위치(34)의 구동을 제어하는데 사용될 수 있다. 제1 피드백 전류 감지 신호 IFB1와 제2 피드백 전류 감지 신호 IFB2는 아날로그 형태로 할 수 있다.
컨트롤러(30)는, 다이오드(22)에 의해 제공되는 크로싱 교점(crossing point) 신호를, 입력 단자 G3에서 수신한다. 컨트롤러(30)는, 제1 피드백 전류 감지 신호 IFB1 및 제2 피드백 전류 감지 신호 IFB2를 각각 입력 단자 G4 및 입력 단자 G2에서 수신한다. 컨트롤러(30)는, 게이트 드라이버(32)에 제공할 제어 신호를 단자 G0에서 출력한다. 컨트롤러(30)는 단일의 IC 디바이스 상에 구현된 회로를 포함하여 이루어질 수 있다. 일실시예에서, 컨트롤러(30)는, FMS7401 파워 컨트롤 러에 의해 구현될 수 있으며, FMS7401 파워 컨트롤러는 페어차일드 세미콘덕터 코포레이션(Fairchild Semiconductor Corporation)으로부터 입수가능하다. FMS7401 파워 컨트롤러의 내부가 블록도로서 도 6에 도시되어 있다.
도 2에 도시된 바와 같이, 일실시예에서, 컨트롤러(30)는, 사인 테이블(sine table) 모듈(60), 승산(multiplication) 모듈(62), 가산(adder) 모듈(64), 아날로그-디지털(A/D) 변환기(66), 클록 생성 모듈(68), 디지털 비례 적분 미분(PID: proportional-integral-differential) 모듈(70), 디지털 펄스폭 변조(PWM) 제어 모듈(72), 지연 카운터(74), 및 비교기(76)를 포함한다.
동작에 대해 설명하면, 파워 컨버터는 입력 단자에서 AC 입력 전압 Vac를 수신한다. AC 입력 전압 Vac에 대한 파형은 다음과 같은 수식으로 표현할 수 있다.
Figure 112007075273566-pct00001
, 다만,
Figure 112007075273566-pct00002
정류기(16)는, 정현파인 AC 입력 전압 Vac를 정류해서, 도 1에 도시된 파워 블록(18)의 단자 C에서 DC 전압 Vdc를 생성할 수 있다. DC 전압 Vdc는 도 9의 (a)에 도시된 파형을 갖는다. 정류된 DC 전압 Vdc에 대한 파형은, 이하의 수식으로 표현할 수 있다.
Figure 112007075273566-pct00003
듀티 D는,
Figure 112007075273566-pct00004
이기 때문에, 턴온 시간 t on 과, 스위칭 주파수 f s =1/ T s 에 의해 정의된다. 컨트롤러(30)에 의해 고정된 듀티 제어 신호(도 9의 (b)에 도시된 것과 같은)가 제공된다면, 파워 스위치(34)는, 도 9의 (c)에 도시된 것과 같이, 고정된 온(on) 시간 또는 오프(off) 시간에 따라 턴온 또는 턴오프된다. 도 9의 (c)에 도시된 파형은, 도 2의 파워 스위치(34)의 게이트의 구동을 제어하기 위해 제공된, 단자 G0에서의 신호를 나타낸다.
파워 스위치(34)가 리플 DC 전압 Vdc에 의해 턴온되면, 인덕터 전류 iL는, 단자 C(Vdc)로부터, 인덕터(24), 파워 스위치(34), 전류 감지 회로(36)를 거쳐, 도 2에 도시된 것과 같이 단자 E의 접지(GND)로 전달된다. 따라서, 인덕터(24)는, 이러한 전류의 흐름에 의해 에너지를 저장한다. 그렇지 않고, 파워 스위치(34)가 턴오프되면, 인덕터 전류 iL은 감소하게 되고, 인덕터(24)에 저장되어 있던 에너지가 다이오드(28)를 통해 출력 커패시터(26) 및 LED(12)로 방출된다. 즉, 파워 스위치(34)가 턴온되면, 에너지가 저장되고, 파워 스위치(34)가 턴오프되면, 에너지가 방출된다. 파워 스위치(34)가 턴오프된 상태에서는, 커패시터(26)로부터 LED 전류가 공급된다. 따라서, 파워 스위치(34)의 전환 동작에 관계없이 어떠한 간섭이나 중지 없이, LED 전류가 흐르게 된다. LED 전류 Ic는, 스위칭 시간에 대한, 파워 스위치(34)가 턴온되어 있는 시간의 비율에 해당하는 듀티 값(duty value)에 비례 한다. 파워 스위치(34)가 턴온되어 있는 시간이 길어지거나 듀티 값이 높아지면, LED(12)의 전류 값과 밝기 값이 더 높아진다. 따라서, LED의 밝기는 듀티 값을 조정함으로써 조정할 수 있다.
파워 스위치(34)를 통해 흐르는 전류는, 제1 피드백 전류 감지 신호 IFB1를 생성하기 위해 전류 감지 저항(36)을 사용하여 감지된다. 제1 피드백 전류 감지 신호 IFB1는, 지연 없이, 파워 블록(18)의 비교기(76)의 비반전 입력에 제공된다. 비교기(76)의 조정가능한 기준 전압 Vref가 과전류 보호(OCP) 레벨로 설정되면, 파워 컨버터(10)는, LED(12)가 고장이 나거나 파워 블록(18)의 단자 A와 단자 B 사이에서 회선이 쇼트되는 것으로부터 안전하게 보호될 수 있다. 특히, 제1 피드백 전류 감지 신호 IFB1의 전압 레벨이 조정가능한 기준 전압 Vref보다 크면, 비교기(76)의 출력은 고레벨 상태로 되고, 이에 따라 디지털 PWM 제어 모듈(72)이 리셋된다. 파워 스위치(34)의 게이트와 소스 사이에는 커패시터가 있기 때문에(명시적으로 도시되어 있지 않음), 고레벨의 게이트 전압이 게이트 드라이버(32)로부터 파워 스위치(34)의 게이트로 제공되면, 게이트-충전 전류(gate-charging current)가 감지된다. 이러한 충전 전류는, 파워 스위치(34)의 드레인 전류를 나타내는 것이 아니기 때문에, 감지된 전류가 파워 스위치(34)의 실제 드레인 전류를 나타낸다는 것을 무시하여야 한다. 이러한 작용을 리딩 에지 블랭킹(LEB: leading edge blanking)이라고 한다. 지연 카운터(74)는, 파워 스위치(34)가 턴온될 때, 지연 카운터(74)에 의한 설정 시간용의 감지된 전류를 무시하기 위한 LEB 동작을 수행한다. 파워 스위치(34)가 턴온된 후, 지연 카운터(74)에 의해 설정된 카운트 시간이 만료되면, 지연 카운터(74)는 비교기(76)의 출력 신호를 디지털 PWM 제어 모듈(72)로 지연 없이 중계한다. 따라서, 감지된 전류 신호를 기준 전압 Vref에 비교하기 위한 출력 신호는 디지털 PWM 제어 모듈(72)까지 직접 전달되기 때문에, 그 PWM 출력은, 감지된 전류 신호 IFB1이 기준 전압 Vref보다 클 때마다 저레벨로 떨어지게 된다.
A/D 변환기(66)는, LED(12)에 제공되는 전류를 제어하기 위한 피드백 루프의 일부가 된다. 파워 블록(18)이 과전류 상태가 되거나 고장이 나지 않도록 하기 위하여, 전류 감지 신호는, 파워 스위치(34)가 즉시 효과적으로 턴오프되도록, 지연 없이 처리되어야 한다. 파워 블록의 이러한 신속한 보호는, 상기 언급한 것과 같은 어떠한 지연 루프도 없이 게이트 드라이버(32)를 통해 비교기(76) 및 디지털 PWM 제어 모듈(72)에 의해 수행된다. 통상적으로, 아날로그-디지털(A/D) 변환기는 변환 시간이 필요하기 때문에, 이 변환기를 보호용 컨트롤러로서 사용하는 것은 바람직하지 않다. 따라서, 아날로그 제어 루프를 사용하여 신속한 보호 동작이 제공된다. LED(12)에 대한 전류 Ic는, 도 2에 도시된 바와 같이, A/D 변환기(66), 디지털 PID 모듈(70), 및 가산기(64)를 포함하는 디지털 제어 블록에 기초하여 조정 또는 제어된다. 디지털 PID 모듈(70) 및 가산기(64)는 소프트웨어 프로그래밍 또는 디지털 하드웨어 회로를 사용하여 구현될 수 있다. A/D 변환기(66)는 제2 피드백 전류 감지 신호 IFB2를 사용하는데, 제2 피드백 전류 감지 신호 IFB2는 제1 피드백 전류 감지 신호 IFB1로부터 필터링되기 때문에, 더욱 안정적이다. 제2 피드백 전류 감지 신호 IFB2는 제1 피드백 전류 감지 신호 IFB1을 필터링하는 커패시 터(40) 및 저항(38)에 의해 생성된다. 제2 피드백 전류 감지 신호 IFB2의 값은, 저항(38)과 커패시터(40)가 큰 값을 가지기 때문에, 완만하게 변화한다. 제2 피드백 전류 감지 신호 IFB2는 LED(12)로 흐르는 평균 전류를 반영한다. 디지털 전류 제어에 대하여, 아날로그의 제2 피드백 전류 감지 신호 IFB2는 A/D 변환기(66)에 의해 디지털 형태로 변환된다. 제2 피드백 전류 감지 신호 IFB2는, 컨트롤러(30)의 단자 G2를 통해 A/D 변환기(66)의 입력에 인가된다. A/D 변환기(66)는 LED(12)를 통해 흐르는 전류의 평균값을 나타내는 디지털 값을 생성한다. 제1 피드백 전류 감지 신호 IFB1 및 제2 피드백 전류 감지 신호 IFB2는 도 9의 (e)에 도시되어 있다.
파워 블록(18)은, 고정된 듀티 제어 또는 변경된 듀티 제어를 가질 수 있다. 고정된 듀티 제어에 의하면, 파워 스위치(34)를 턴온시키기 위한 듀티 사이클 신호의 값이, 도 8B에 도시된 것과 같이 고정된 값이 된다. 고정된 듀티 제어를 갖는 전류와 AC 입력 전압의 동작과 관련된 주요 파형이 도 8B에 도시되어 있다. 고정된 듀티 신호에 의해, 파워 스위치(34)를 턴온시키기 위한 듀티 사이클 신호의 값이 변화하고, 도 8A에 도시된 바와 같이, 사인파 DC 입력 전압 파형 Vdc에 반비례해서 동기화된다.
도 2에 도시된 실시예에서, 파워 블록(18)은, 변경된 듀티 제어를 갖는다. 변경된 듀티 제어는, 입력 AC 라인 전류에서의 고조파(예컨대, 3차 고조파)를 감소시켜서, 결국 고조파 왜곡을 감소시키게 된다. 따라서, 변경된 듀티 제어는 더 많은 전고주파 왜곡(Total Harmonic Distortion; THD)의 역률 보정(PFC)을 제공 또는 지원한다. PFC는, 예컨대 AD-DC 파워 컨버터의 스위칭 주파수가 디지털 방식으로 제어되는 경우에, AC-DC 파워 컨버터에서 수행되는 것이 바람직하다. 즉, 디지털 방식으로 제어되면, 듀티 사이클이 도 8B에 도시된 바와 같이 일정한 레벨로 제어되는 경우, AC 입력 전류에 고유의 3차 고조파가 생기게 된다. 이것이 문제가 되는 이유는, 높은 차단 주파수를 갖는 EMI 필터를 사용하여 이러한 고조파를 제거하는 것이 어렵기 때문이다(크기가 크고 비싼, 낮은 차단 주파수의 EMI 필터를 필요로 할 수 있다).
이러한 문제점을 해결하기 위하여, 사인 테이블 모듈(sine table module)(60)은 PFC에 대한 내부 사인 테이블을 저장, 이행, 또는 실행을 행할 수 있다. 이 사인 테이블은, 타이머 루틴 방식으로 어드레싱된다. AC 입력 전압이 제로 레벨로 되거나 영점을 교차할 때마다[저항(20) 및 다이오드(22)에 의해 감지 또는 판정됨], 사인 테이블 모듈(60)의 어드레스는, AC 입력 전압에 의해 초기화 및 동기된다. 사인 테이블 모듈(60)은, AC 입력 전압의 주파수에 의해 동기화될 수 있다. 내부 사인 테이블은 입력 전류 커맨드 신호 Icom을 변경하는데 사용된다. 따라서, 듀티 커맨드(duty command)는 도 8A에 도시된 것과 같이 변경된다. 사인 테이블(60)로부터 제공되는 변경 계수(modification factor)는, AC 입력 전류에서의 3차 고조파의 양에 따라, 0.5에서 0.9의 범위를 갖는다. 전류 커맨드 Icom은 LED에 필요한 전류의 레벨을 나타낸다. 이러한 전류 커맨드 Icom은 사인 테이블(60)로부터의 사인 데이터(sine data)에 의해 승산된다. 그래서, 전류 커맨드 Icom은 도 8A에 도시된 것과 같이 변경된다. 도 8A를 참조하면, 변경된 듀티 신호 레벨은 AC 파형의 중심에서 낮은 값을 갖는다. 이것이 의미하는 바는, AC 입력 전류의 피크 전류 레벨이 일정한 듀티 제어의 경우에 비해 약간 감소되기 때문이다. 따라서, 3차 고조파 문제를 효과적으로 해소할 수 있으며, 전고조파 왜곡(THD)을 감소 또는 낮출 수 있게 된다.
인덕터 전류 iL은, DC 입력 전압 Vdc가 영교차점(zero crossing point) 부근의 낮은 값을 가질 때, 작아진다. DC 입력 전압 Vdc가 제로이면, 인덕터 전류 iL도 제로로 된다. DC 입력 전압이 증가함에 따라, 인덕터 전류 iL도 증가한다. 따라서, 스위칭 주파수가 상대적으로 높으면, 인덕터 전류 iL은 높은 고조파 성분을 가질 것이다. 이러한 높은 고조파 성분이 제거되면, 기존 주파수가 AC 입력 전압 뿐만 아니라 DC 입력 전압에도 동기화된다. 이에 대해서는, 도 9의 (a) 및 (b)를 보면 알 수 있다.
FMS7401 파워 컨트롤러를 사용하여 컨트롤러(30)를 구현함에 있어서, 사인 테이블 모듈(60)은, EEPROM 또는 마스크 롬(masked ROM)에 저장되어 CPU 코어에 의해 실행되는 프로그램으로 구현될 수 있다(도 6 참조). 변경 듀티 제어에 대한 추가의 설명은, "A Modified Sinusoidal Pulse Width Modulation For Full Digital Power Factor Correction"이란 명칭으로 2004년 6월 2일 제출된 미국 특허 출원 제10/858,701호에 개시되어 있다. 상기 특허 문헌의 전체 내용은 본 명세서에서 인용하는 것으로 한다.
사인 테이블 모듈(60)의 출력은 승산 모듈(62)에 제공된다. 승산 모듈(62)은, 사인 테이블 모듈(60)의 사인 테이블에 따라 변경된 전류 커맨드 신호 Icom을 수신한다. 전류 커맨드 신호 Icom은 LED 전류 Ic를 제어하기 위해 제공된다. 일실시예에서, 전류 커맨드 신호 Icom에 대해 더 높은 값이 주어진 경우, LED(12)를 더 밝게 하기 위해 더 많은 LED 전류가 제공된다. 승산 모듈(62)은, 입력 전류 idc의 3차 고조파 성분을 감소 또는 제거하기 위해, 사인 테이블 모듈(60)의 출력에 따라 (듀티 사이클에 대한)전류 커맨드를 변경한다.
승산 모듈(62)로부터의 출력은, 가산기(64)에서, A/D 변환기(66)로부터의 출력에 가산된다. 디지털 PID 모듈(70)은 가산기(64)로부터의 출력을 수신한다. 디지털 PID 모듈(70)은, 소프트웨어에 의해 구현될 수 있으며, 가산기(64)의 출력이 제로가 되도록, 원하는 출력 듀티 값을 산출하기 위한 루틴을 실행한다. 이것은, 예컨대 내부의 원하는 전류 레벨에 평균 LED 전류 레벨을 비교하여 이루어질 수 있다. 디지털 PID 모듈(70)은, 당업자라면 충분히 이해할 수 있는 바와 같이, 디지털 PID 제어 루틴을 수행한다. 디지털 PID 루틴은, LED 전류 Ic가 원하는 레벨로 조정되도록, 듀티 제어 신호를 산출 또는 생성한다.
디지털 PWM 제어 모듈(72)은 파워 블록(18)에 의해 LED(12)에 전달되는 전류 Ic를 부분적으로 조정 또는 제어한다. 디지털 PWM 제어 모듈(72)은, 디지털 PID 모듈(70)로부터의 출력과 클록 생성 모듈(68)로부터의 클록 신호를 수신한다. 디지털 PWM 제어 모듈(72)은, 도 2에 도시된 것과 같이, 파워 스위치(34)의 게이트를 제어하기 위한 출력 신호를 제공(단자 G0에서)한다. 일실시예에서, 디지털 PWM 제어 모듈(72)은 LED 전류를 조정하기 위한 소프트웨어 루틴을 부분적으로 수행할 수 있다.
본 명세서에서 개시하는 바와 같이, 파워 블록(18)은 디지털 제어와 아날로그 제어를 모두 사용하는 하이브리드 제어 기술을 수행할 수 있다. A/D 변환기(66), 사인 테이블 모듈(60), 승산 모듈(62), 클록 생성 모듈(68), 디지털 PID 모듈(70), 및 디지털 PWM 제어 모듈(72)을 사용하여 수행되는 디지털 제어는, LED(12)에 전달되는 전류를 제어하는데 사용된다. 비교기(76) 및 지연 카운터(74)를 사용하여 수행되는 아날로그 제어는, 과전류 보호(OCP)를 위해 사용될 수 있다. 하이브리드형의 제어 기술(디지털 제어와 아날로그 제어를 모두 사용)을 사용하는 이유 중 하나는, 저속 A/D 변환기를 사용하여 과전류 보호 기능을 제공하는 것이 어려운 반면, 매우 고속인 명령 실행 능력을 가진 고속 CPU 코어와 고속의 A/D 변환기는 비용이 많이 들기 때문이다. 하이브리드형 제어 기술은, A/D 변환기(66)를 저속의 A/D 변환기로서 구현할 수 있기 때문에, 비용을 감소시키게 된다. 과전류 보호를 위한 상대적인 고속의 수행은 사이클 단위의 과전류 보호를 위한 아날로그 비교기를 사용함으로써 이루어진다.
컨트롤러(30)는, 단자 G6과 G7에서 서로 다른 입/출력 신호(예컨대, 커맨드, 데이터 또는 어드레스)를 수신할 수 있다. 이들 단자는 임의의 적절한 프로토콜 또는 기술(예컨대, I2C)을 사용하여 직렬 통신 포트 또는 임의의 다른 적절한 포트가 될 수 있다.
도 3은, 본 발명의 실시예에 따라, 클록 생성 모듈(68)의 구성 예를 나타내는 도면이다. 클록 생성 모듈(68)은, 컨트롤러(30)의 일부가 될 수 있으며, 컨트 롤러(30)에 대해 하나 이상의 클록 또는 발진 신호를 제공한다. 도 3에 도시된 바와 같이, 클록 생성 모듈(68)은, 내부 발진기(100), 클록 트리밍 모듈 INIT2(102), 디지털 클록 승산기(digital clock multiplier)(104), 제산기(divider)(106, 112), 및 멀티플렉서(108, 110)를 포함할 수 있다.
내부 발진기(100)는, 예컨대 2MHz의 주파수를 가질 수 있는 발진 신호 Fclk를 생성한다. 클록 트리밍 모듈 INIT2(102)는 발진 신호 Fclk의 주파수를 세팅하기 위한 초기화 레지스터가 될 수 있다. 제산기(106)는, 발진 신호 Fclk를 수신해서, 그 주파수를 분할할 수 있다. 즉, 제산기(106)는, 발진 신호 Fclk의 주파수의 일부(예컨대, 절반)에 해당하는 주파수를 갖는 클록 신호를 생성한다. 따라서, 발진 신호 Fclk가 2MHz의 주파수를 갖는다면, 제산기(106)는, 1MHz의 주파수를 갖는 신호를 생성하게 된다. 제산기(106)로부터 출력되는 발진 신호는 멀티플렉서(108, 110)의 각각의 입력 단자 A에 제공된다.
디지털 클록 승산기(104)는, 발진 신호 Fclk를, 인에이블 PLLEN 신호와 함께 수신한다. 일실시예에서, 디지털 클록 승산기(104)는 하나 이상의 위상 고정 루프(PLL: phase locked loop) 회로를 사용하여 구현될 수 있다. 디지털 클록 승산기(104)는, 발진 신호 Fclk(예컨대, 4MHz, 8MHz, 16MHz, 또는 32MHz)의 주파수를 배수화(예컨대, 2배, 4배, 8배, 16배)하는 각각의 주파수를 갖는 하나 이상의 클록 신호를 생성할 수 있다. 디지털 클록 승산기(104)의 승산 계수는 2비트 FS[1:0] 레지스터를 사용하여 조정될 수 있다. FS[1:0]=PSCALE[6:5]이고, 인에이블 신호 PLLEN=PSCALE[7]이다. PSCALE은, 예컨대 적절한 레지스터에 저장되는 8비트 값(PSCALE[8:0])이 될 수 있다. 발진 신호 Fclk가 2MHz로 설정되면, 디지털 클록 승산기(104)의 출력은, FS[1:0]에 따라, 8MHz, 16MHz, 32MHz, 또는 64MHz가 될 수 있다. 디지털 클록 승산기(104)로부터 출력되는 신호는 멀티플렉서(110)의 입력 단자 B에 제공된다.
멀티플렉서(110)는 제어 신호 FSEL을 수신한다. 제어 신호 FSEL은 PSCALE 레지스터의 비트 4에 해당한다. 일실시예에서, 제어 신호 FSEL=0이면, 멀티플렉서(110)는 입력 단자 A에서의 신호를 출력하고, 제어 신호 FSEL=1이면, 멀티플렉서(110)는 입력 단자 B에서의 신호를 출력한다. 멀티플렉서(110)의 출력은 신호 Fpwm이며, 이 신호는 디지털 PWM 제어 모듈(72)에 대한 기본 클록 신호로서 사용될 수 있다. 디지털 클록 승산기(104)의 출력은, 도 5에 도시된 것과 같이, 디지털 멀티플렉서(110)의 입력 단자 B로 전달된다. 멀티플렉서(110)의 출력은, FSEL=0이면 1MHz가 되고, FSEL=1이면 8MHz, 16MHz, 32MHz 또는 64MHz 중 하나가 될 수 있다. 따라서, Fpwm 클록 신호는, FS[1:0]의 세트 값과 제어 신호 FSEL에 따라, 예컨대 1MHz에서 최대 64MHz의 주파수를 가질 수 있다.
제산기(112)는, 멀티플렉서(110)로부터 신호 Fpwm을 수신하고, 이 신호 Fpwm의 주파수의 일부(예컨대, 8분의 1)에 해당하는 주파수를 갖는 클록 신호를 생성한다. 따라서, 발진 신호 Fpwm이 8MHz의 주파수를 갖는다면, 제산기(12)는, 1MHz의 주파수를 갖는 신호를 생성할 수 있다. 제산기(106)로부터 출력되는 발진 신호는 멀티플렉서(110)의 입력 단자 B에 제공된다.
멀티플렉서(108)는 제어 신호 FM을 수신한다. 일실시예에서, 제어 신호 FM=0이면, 멀티플렉서(110)는 입력 단자 A에서의 신호를 출력하고, 제어 신호 FM=1이면, 멀티플렉서(110)는 입력 단자 B에서의 신호를 출력한다. 멀티플렉서(108)의 출력은, 파워 블록(18)에서 소프트웨어 명령(또는 명령어)을 실행하기 위한 기본 클록 신호로서 사용될 수 있는 신호 Coreclk이다.
도 4는, 본 발명의 실시예에 따라, 디지털 펄스폭 변조(PWM) 모듈(72)의 구성 예를 나타낸다. 디지털 PWM 모듈(72)은 컨트롤러(30)의 일부가 될 수 있다. 도 5는 본 발명의 실시예에 따라, 디지털 PWM 모듈(72)에 대한 파형의 예를 나타낸다. 디지털 PWM 모듈은 펄스폭 변조(PWM) 방식을 사용할 수 있다. 디지털 PWM 모듈(72)은, 파워 스위치(34)의 구동을 제어하기 위한 신호를 제공할 수 있다. 디지털 PWM 모듈(72)로부터 출력되는 신호는 단자 G0, G1 및 G5에 제공될 수 있다. 단자 G5에서의 출력 신호는 하이사이드(high-side) 출력 신호라고 할 수 있으며, 단자 G0에서의 출력 신호는 로우사이드(low-side) 출력 신호라고 할 수 있다.
도 4 및 도 5에 도시된 바와 같이, 디지털 PWM 모듈(72)은, 제산기(80), PSCALE 레지스터(81), 카운터 TIMER1(82), 프리로드(pre-load) 레지스터 T1RA(83), 레지스터 T1CMPA(86), 레지스터 T1CMPB(84), 디지털 비교기(88, 90), 논리합(OR) 게이트(92), 논리곱(AND) 게이트(94), 지연 카운터(96), 레지스터 DTIME(98), 및 배타적 논리합(exclusive-OR: XOR 또는 EOR) 게이트(97, 99)를 포함할 수 있다.
디지털 PWM 모듈(72)은 제산기(80)에서 클록 생성 모듈(68)로부터 클록 신호 Fpwm을 수신할 수 있다. 제산기(80)는, 클록 신호 Fpwm의 주파수를 2N으로 제산한 다. 제산기(80)는, 3비트 PS[2:0] 레지스터로서 구현될 수 있으며, PS[2:0] = PSCALE[2:0]이다. PSCALE 레지스터(81)는 8비트의 값(예컨대, PSCALE [7:0])이 될 수 있는 PSCALE 값을 저장하기 위한 레지스터가 될 수 있다. 제산기(80)의 출력은, 카운터 TIMER1(82)의 입력 클록 신호로서 사용된다. 카운터 TIMER1(82)는, 시간에 따라 증가하는 값에 의해, 프리러닝(free-running)의 12비트 업카운터로서 구현될 수 있으며, 리셋된 후 반복된다(도 5 참조).
디지털 PWM 모듈(72)의 디지털 구동 주파수는, 제어 모드에 따라, 프리로드(pre-load) 레지스터 T1RA(83)의 값을 변경함으로써 제어될 수 있다. 특히, 프리로드 레지스터 T1RA(83)는, 카운터 TIMER1(82)을 리셋하기 위한 값을 카운터 TIMER1(82)에 제공한다. 도 5에서, 타이머 TIMER1(82)의 값이 프리로드 레지스터 T1RA(83)에 의해 제공된 값과 동일하면, 카운터 TIMER1(82)가 리셋된다. 따라서, 레지스터 T1RA(83)에 의해 제공되는 값을 더 낮게 설정하면, 더 높은 PWM 주파수를 얻을 수 있다.
레지스터 T1CMPA(86) 및 레지스터 T1CMPB(84)와, 2개의 디지털 비교기(88, 90)는, 펄스폭 변조(PWM) 방식을 지원한다. 레지스터 T1CMPA(86) 및 레지스터 T1CMPB(84)는 각각 12비트 레지스터로 구현될 수 있다. 디지털 비교기(88)는, 레지스터 T1CMPB(84)의 값에 대해 카운터 TIMER1의 값을 비교한다. 디지털 비교기(90)는 레지스터 T1CMPA(86)의 값에 대해 카운터 TIMER1의 값을 비교한다. 디지털 전력 변환을 위해, 레지스터 T1CMPA(86)는, 파워 스위치(34)의 구동 온 또는 오프 시간을 제어할 수 있도록, 레지스터를 로딩함으로써 프로그래밍될 수 있다.
도 5에서, 신호 OA는 디지털 비교기(90)의 출력으로서, T1CMPA에 TIMER1을 비교한 것이다. TIMER1의 값이 T1CMPA 값보다 크면, 신호 OA는 고(high) 레벨을 갖는다. 이 신호 OA는 OR 게이트(92) 및 AND 게이트(94)의 각각의 2개의 입력 중 하나에 각각 인가된다. TIMER1의 값이 TIRA(83)에 저장된 값에 도달하면, TIMER1의 카운터가 리셋된다. 클록 신호 Fpwm을 수신하는 지연 카운터(96)는, 디지털 비교기로부터 출력되는 신호 OA를 지연 시간 DT만큼 지연시킨다. 이러한 지연 시간 DT는 레지스터 DTIME(98)에 의해 조정될 수 있다. 도 5의 신호 DOA는 지연 카운터(96)의 출력이다. 신호 DOA는 신호 OA를 지연 시간 DT만큼 지체시킨다. 예컨대, 신호 Fpwm이 32MHz의 주파수(tpwm=31.25ns)를 갖는다면, 지연 시간 DT는 최대 2㎲(31.25ns×26)까지 조정될 수 있다. 지연 카운터(96)로부터 출력되는 신호 DOA는, OR 게이트(92) 및 AND 게이트(94)의 각각의 2개의 입력 중 다른 하나에 각각 인가된다.
논리합(OR) 게이트(92)는 로우사이드(low-side)를 위한 출력 신호 OL을 가지며, 논리곱(AND) 게이트(94)는 하이사이드(high-side)를 위한 출력 신호 OH를 갖는다. 출력 신호 OH와 출력 신호 OL 사이에는 지연이 존재한다(도 5 참조). 신호 OL은 배타적 논리합(XOR) 게이트(97)의 하나의 입력에 제공되며, 신호 OH는 배타적 논리합(XOR) 게이트(99)의 하나의 입력에 제공된다. XOR 게이트(97)의, 신호 OL이 제공되는 입력이 아닌 다른 입력에는 내부 포트 PG5가 제공된다. XOR 게이트(99)의, 신호 OH가 제공되는 입력이 아닌 다른 입력에는 내부 포트 PG0이 제공된다. 신호 OL은 적절한 하프브릿지(half-bridge) 동작을 위해 반전될 필요가 있기 때문에, 내부 포트 PG0은 "1"로 세트된다. XOR 게이트(99)의 출력은, 단자 G0에 제공된 로우사이드 게이트 신호이며, 신호 OL의 반전 신호가 될 수 있다. XOR 게이트(97)의 출력은 단자 G5에 제공된 하이사이드 게이트 신호이다. OH 신호와 반전된 OL 신호 사이에는 지연 시간 DT이 존재한다(도 5 참조). 이 지연 시간은, DTIME 레지스터(98)에 의해 정의되는 것으로서, OH 신호와 반전된 OL 신호 사이의 어느 정도의 쓸모 없는 시간으로 이루어진다.
도 6은, 페어차일드 세미콘덕터 코포레이션(Fairchild Semiconductor Corporation)으로부터 입수가능한 FMS7401 등의 파워 컨트롤러(200)의 구성을 나타내는 내부 블록도이다. 일실시예에서, FMS7401 파워 컨트롤러(200)는, 파워 컨버터(10) 내의 파워 블록(18)의 컨트롤러(30)를 구현하는데 사용될 수 있다. FMS7401 파워 컨트롤러(200)는 컨트롤러(30)에 대해 본 명세서에 개시된 디지털 제어 및 아날로그 제어용의 구성요소를 포함한다.
파워 컨트롤러(200)는, 아날로그 제어를 위해, 아날로그 연산 증폭기(202, 204), 멀티플렉서(206), 비교기(208)를 포함한다. 비교기(208)는 컨트롤러(30)의 비교기(76)(도 2 참조)를 구현할 수 있다.
파워 컨트롤러(200)는, 디지털 제어를 위해, 디지털 하드웨어 블록(210)을 포함한다. 이 디지털 하드웨어 블록(210)은, 아날로그-디지털 변환기(ADC)(212); 중앙 처리 장치(CPU) 코어(214); SRAM(216), 플래시 ROM(218) 및 EEPROM(220) 등의 다양한 메모리; 카운터(222, 224); 디지털 펄스폭 변조(PWM) 컴포넌트(226), 및 입 /출력(I/O) 포트(228)를 포함한다. ADC(212)와 디지털 PWM 컴포넌트(226)는, 컨트롤러(30)의 디지털 PWM 모듈(72)과 A/D 변환기(66)를 구현할 수 있다(도 2 참조). 메모리(216, 218, 220)는, CPU 코어(214)에 의해 실행되는, 사인 테이블 모듈(60) 및 디지털 PID 모듈(70)(도 2 참조)용의 소프트웨어를 저장할 수 있다.
도 7은, 본 발명의 실시예에 따른, 다수 개의 LED 그룹(312a, 312b, 312c, 및 312d)을 구동시키기 위한 단일 스테이지의 디지털 파워 컨버터(300)의 구성 예를 논리적인 부분 블록의 형태로 개략적으로 나타낸다.
이러한 단일 스테이지의 디지털 파워 컨버터(300)의 응용 예로서, 비교적 높은 정도의 밝기를 요구하는 대형 스크린의 LCD CTV의 백라이트(예컨대, 40인치 이상의 크기)가 있다. 이러한 밝기를 제공하기 위해서는, 백색 컬러가 바람직하다. 백색 LED가 최근에 발표되었지만, 이러한 백색 LED는 대형 스크린의 CTV에 사용하기에는 충분한 밝기를 제공하지 못한다. 따라서, LED의 그룹을 여러 개의 컬러(예컨대, 청색, 녹색, 적색)로 조합해서, 원하는 정도의 높은 밝기를 갖는 백색 컬러를 만드는 것이 가능하다. 그러나, 여러 색을 갖는 LED는, 순방향 전압 강하(forward voltage drop)가 각각 다르고, 전류 흐름 레이팅(current flow rating)이 각각 다르다. 따라서, 각각의 컬러 LED 그룹을 개별적으로 구동시켜서, 상이한 컬러에 대한 출력 파워(output strength)가 매칭될 수 있도록 하는 것이 필요하다.
도 7에서, LED 그룹(312a, 312b, 312c, 및 312d)은, 각각 녹색, 적색, 청색, 및 녹색 컬러를 가질 수 있다. 녹색 LED 그룹은 2개인 것이 바람직한데, 그 이유는, 일반적으로 녹색 LED의 출력 파워가 적색 LED나 청색 LED보다 약하기 때문이 다.
단일 스테이지의 디지털 파워 컨버터(300)는, 상이한 LED 그룹 모두에 전달되는 전류를 제어하면서, 각각의 상이한 컬러 LED 그룹(312a, 312b, 312c, 312d)을 독립적으로 구동시킬 수 있다. 본 실시예에서, 파워 컨버터(300)는, 각각의 LED 그룹(312a, 312b, 312c, 312d)에 대한 개별의 파워 블록(318)(개별적으로는 각각 318a, 318b, 318c, 318d)을 포함한다. 파워 컨버터(300)는 또한 EMI 필터(314)와 정류기(316)를 포함한다. 일부 실시예에서, 상이한 LED 그룹(312a, 312b, 312c, 312d)의 모두에 전달되는 전류를 제어하기 위해 단일의 전류 커맨드가 사용될 수 있다.
각각의 파워 블록(318)의 구현은, 본 명세서에 개시된 파워 블록(18)을 구현하는 것과 실질적으로 유사하게 될 수 있다. 각 파워 블록(318)의 컨트롤러(30)는 적어도 부분적으로는 디지털 방식으로 동작하기 때문에, 파워 컨버터(300)의 입력 커맨드 또는 구동 조건을, 적절한 기술(예컨대, 직렬 통신 I2C)을 사용하여 적절한 포트를 통해, 외부 회로와 주고 받을 수 있다. 녹색, 적색, 청색 LED 그룹(312a, 312b, 312c, 312d)은, 외부 전류 커맨드에 의해 제어되며, AC 입력 전류는, 입력 역률이 낮은 전고조파 왜곡(THD)으로 보정되도록 제어된다.
본 명세서에 개시된 바와 같이, 본 발명의 실시예에 따른 단일 스테이지의 파워 컨버터는, 많은 기술적 장점을 제공한다. 이러한 장점에는, 임의의 개수의 LED를, 예컨대 단독으로 또는 그룹화해서 구동시킬 수 있다. 단일 스테이지의 파 워 컨버터는 LED에 전달되는 하이사이드 전류를 평가하기 위해 로우사이드 전류 감지 방법을 사용할 수 있다. 또한, 단일 스테이지의 파워 컨버터는 역률 보정(PFC)을 위한 AC 입력 전류를 형성할 뿐만 아니라 LED 전류를 제어할 수 있다. 단일 스테이지의 파워 컨버터는 아날로그 제어와 디지털 제어를 모두 갖는 하이브리드 제어 기술을 구현할 수 있다. 단일 스테이지의 파워 컨버터는, 예컨대 사인 테이블(sine table)을 사용하여 전고조파 왜곡(THD)을 감소 또는 낮출 수 있다.
본 발명과 그 장점에 대해 상세하게 개시했지만, 특허 청구의 범위에 의해 정의된 본 발명의 범위를 벗어남이 없이 다양한 변형과 변경이 가능하다는 것을 이해하여야 한다. 즉, 본 명세서에 개시된 설명은 기본적인 설명을 위한 것이다. 구체적인 설명은 모든 가능한 실시예를 명시적으로 나타내고 있지는 않으며, 많은 대체 실시예가 포함되어 있는 것으로 이해하여야 한다. 또한, 본 발명의 본질적인 특징을 완전히 설명하고 있지 않으며, 각각의 특색이나 구성요소가 어떻게 실질적으로 기능을 발휘하는지를 명시적으로 나타내고 있지 않으며, 보다 광범위한 기능이나 다양한 등가 구성이 가능하다. 이러한 것들은 본 명세서에 묵시적으로 포함되어 있다. 본 발명은 디바이스 중심의 단어로 개시되어 있지만, 이러한 디바이스의 각각의 구성요소는 더 많은 기능을 수행할 수 있다. 이러한 설명이나 용어는 본 발명의 범위를 제한하기 위한 것이 아니다.

Claims (18)

  1. 하나 이상의 발광 다이오드(LED)를 구동하기 위한 파워 컨버터로서,
    하나 이상의 상기 발광 다이오드(LED)에 공급되는 전류의 제어와, 입력 파워에 대한 역률 보정(PFC)을 수행할 수 있는 단일의 스테이지를 포함하고,
    상기 입력 파워는 AC 전압 성분을 가지며,
    상기 단일의 스테이지는 상기 입력 파워에 대한 동기화 조건을 확인하기 위한 수단을 포함하며, 상기 동기화 조건을 확인하기 위한 수단은, 상기 AC 전압 성분이 영점(zero point)을 교차하는 하나 이상의 경우를 식별하도록 동작하고,
    상기 단일의 스테이지는 또, 상기 동기화 조건을 확인하기 위한 수단에 연결되어 상기 입력 파워의 AC 전류 성분에서의 전고조파 왜곡(THD:Total-harmonic-distortion)을 감소시키는 사인 테이블(sine table) 모듈을 더 포함하는,
    파워 컨버터.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 단일의 스테이지는, 상기 하나 이상의 LED에 공급되는 전류의 제어를 위해서는 디지털 제어를 사용하고, 과전류(over-current) 보호를 위해서는 아날로그 제어를 사용하는, 파워 컨버터.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 입력 파워에 대한 역률 보정(PFC)은, 상기 입력 파워의 직류(AC) 전압과 AC 전류를 동기시키는 것인, 파워 컨버터.
  4. 삭제
  5. 삭제
  6. 삭제
  7. 삭제
  8. 제1항에 있어서,
    상기 단일의 스테이지는,
    듀티 사이클에 따라 전류가 흐르도록 되어 있는 스위치; 및
    상기 스위치에 접속되어, 상기 듀티 사이클을 제어하는 컨트롤러
    를 포함하는, 파워 컨버터.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 스위치가 턴온되어 있는 시간과 상기 듀티 사이클의 스위칭 시간의 비율이 듀티 값(duty value)이며,
    상기 듀티 값에 비례하여 상기 하나 이상의 LED에 전류가 공급됨으로써, 듀티 값이 높아질수록 상기 하나 이상의 LED의 밝기가 밝아지게 되는, 파워 컨버터.
  10. 입력 파워를 사용하여 하나 이상의 발광 다이오드(LED)를 구동하는 단일 스테이지의 파워 컨버터로서,
    상기 입력 파워에 대해 역률 보정(PFC)을 수행하는 수단; 및
    상기 하나 이상의 LED에 공급되는 전류를 제어하는 제어 수단
    을 포함하고,
    상기 입력 파워는 AC 전압 성분을 가지며,
    상기 역률 보정(PFC)을 수행하는 수단은,
    상기 AC 전압 성분이 영점(zero point)을 교차하는 하나 이상의 경우를 식별하기 위한 저항 및 다이오드와,
    상기 저항 및 다이오드에 연결되어 상기 입력 파워의 AC 전류 성분에서의 전고조파 왜곡(THD:Total-harmonic-distortion)을 감소시키는 사인 테이블(sine table) 모듈
    을 포함하는,
    단일 스테이지의 파워 컨버터.
  11. 삭제
  12. 제10항에 있어서,
    상기 제어 수단은, 상기 파워 컨버터의 하나의 분기(branch)를 통해 흐르는 전류의 양을 나타내는 신호를 생성하는 전류 감지 디바이스를 포함하는, 단일 스테이지의 파워 컨버터.
  13. 제10항에 있어서,
    듀티 사이클에 따라 전류가 흐르도록 되어 있는 스위치를 더 포함하며,
    상기 제어 수단은, 상기 스위치에 접속되어, 상기 듀티 사이클을 제어하는, 단일 스테이지의 파워 컨버터.
  14. 제13항에 있어서,
    상기 스위치가 턴온되어 있는 시간과 상기 듀티 사이클의 스위칭 시간의 비율이 듀티 값(duty value)이며,
    상기 듀티 값에 비례하여 상기 하나 이상의 LED에 전류가 공급됨으로써, 듀티 값이 높아질수록 상기 하나 이상의 LED의 밝기가 밝아지게 되는, 단일 스테이지의 파워 컨버터.
  15. 제10항에 있어서,
    상기 제어 수단은 과전류 보호를 수행하는, 단일 스테이지의 파워 컨버터.
  16. 제15항에 있어서,
    상기 제어 수단은, 상기 하나 이상의 LED에 공급되는 전류의 제어를 위해 디 지털 제어를 사용하고, 과전류(over-current) 보호를 위해 아날로그 제어를 사용하는, 단일 스테이지의 파워 컨버터.
  17. 삭제
  18. 하나 이상의 발광 다이오드(LED)를 구동하기 위한 단일 스테이지의 파워 컨버터로서,
    정류된 교류(AC) 입력 파워를 제공받기 위한 입력 단자;
    상기 하나 이상의 LED에 구동 전류를 제공하는 출력 단자;
    상기 하나 이상의 LED에 제공되는 상기 구동 전류를 증가 및 감소시키기 위해 듀티 사이클에 따라 제어되는 스위치;
    상기 입력 파워의 동기화 조건을 확인하는 수단을 가지며, 상기 입력 파워에 대해 역률 보정(PFC)을 수행하는 수단;
    상기 스위치에 접속되어, 상기 하나 이상의 LED에 공급되는 전류의 양을 나타내는 신호를 생성하기 위한 전류 감지 디바이스를 가지며, 상기 스위치의 상기 듀티 사이클을 조정함으로써 상기 하나 이상의 LED에 제공되는 전류를 제어하는 수단;
    트랜스포머의 1차 권선에 결합되어, 상기 1차 권선을 통해 흐르는 전류를 제어하는 트랜지스터;
    상기 트랜지스터에 결합되어, 상기 파워 컨버터를 통해 흐르는 전류의 양을 나타내는 신호를 생성하고, 상기 파워 컨버터의 전류 제어 루프의 일부분을 형성하는 전류 감지 디바이스; 및
    상기 파워 컨버터의 상기 전류 제어 루프의 아날로그 제어와, 상기 파워 컨버터의 전압 제어 루프의 디지털 제어를 수행하는 컨트롤러
    를 포함하고,
    상기 입력 파워는 AC 전압 성분을 가지며,
    상기 동기화 조건을 확인하기 위한 수단은, 상기 AC 전압 성분이 영점(zero point)을 교차하는 하나 이상의 경우를 식별하도록 동작하고,
    상기 단일의 스테이지는 상기 동기화 조건을 확인하기 위한 수단에 연결되어 상기 입력 파워의 AC 전류 성분에서의 전고조파 왜곡(THD:Total-harmonic-distortion)을 감소시키는 사인 테이블(sine table) 모듈을 더 포함하는,
    단일 스테이지의 파워 컨버터.
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