TWI517753B - Light-emitting diode driver with single-ended single-ended main inductor conversion architecture with power correction - Google Patents

Description

具功因矯正功能之單級單端主電感轉換架構之發光二極體驅動器

本發明係有關於一種固態照明驅動器，特別是一種具PFC(Power Factor Correction；功因矯正)功能之單級SEPIC LED(Single-Ended Primary Inductance Converter Light-Emitting Diode；單端主電感轉換架構之發光二極體)驅動器。

電能為人類能否繼續邁向文明的首要議題，由於環保觀念與永續發展已成為全球共識，且初級能源價格持續飆漲，如何更有效率的使用現有的能源，並積極開發新替代能源，是目前工程科技界首要之務。照明與人們生活息息相關，隨著生活水準不斷的提高，家電用品普及，造成用電量不斷攀升，其中照明設備用電量不斷的提高，所以如何提升照明效率及減少照明用電量是我們必須探討的問題。全球照明用電量已佔全年總用電量20%以上，我國照明年用電量約260億度，估計若全面使用發光二極體(Light-Emitting Diode；LED)照明，每年可節省約107億度用電量，省電達41%左右。目前LED已逐步取代現有白熾燈，預估2012年起將開始取代螢光燈，LED將正式進入一般照明應用主流市場。在節能和環保議題持續發酵下，美、英、日及歐盟等各國相繼宣布，將自2014年起全面禁用與禁生產白熾燈，並積極推動使用LED照明計畫，歐盟規劃訂定能源效率標準，逐步淘 汰白熾燈，另澳洲宣示從2010年起全面禁用白熾燈，這些都將加速全球固態照明(SSL)產業之成長。

LED用於照明系統主要議題在於：散熱問題(發光效率會隨晶片溫度上升而下降)、高效率點燈驅動器、以及LED燈具設計。LED的主要工作參數雖然簡單，但其順向壓降(V_FD)為負溫度係數，會隨溫度升高而降低，使得電流增加而加劇散熱與過電流故障問題，因此為了工作在最佳的效率等級和減少光衰量維護光輸出的恆定，須要精確控制LED的電流。另外，由於LED的壽命很長，故控制電路需簡化及強固，以免因控制電路過早發生故障而縮短了整個LED模組的工作壽命。

本發明之一目的在於揭露一種具PFC功能之單級SEPIC LED驅動器，其所具之單級SEPIC架構可以低成本獲得高功因與高效率。

本發明之另一目的在於揭露一種具PFC功能之單級SEPIC LED驅動器，其所具之單級SEPIC架構可提供降壓或升壓之輸出電壓。

本發明之另一目的在於揭露一種具PFC功能之單級SEPIC LED驅動器，其所具之單級SEPIC架構可允許較大範圍之輸入電壓。

本發明之另一目的在於揭露一種具PFC功能之單級SEPIC LED驅動器，其所具之單級SEPIC架構可最小化輸入電流漣波以最小化輸入濾波器需求。

本發明之又一目的在於揭露一種具PFC功能之單級SEPIC LED驅動器，其以數位控制器為核心之單級SEPIC架構可滿足電能管理(智能電網)之需求，且能以更靈活的方式，開發高功率密度和高成本效益的電源。

為達上述之目的，一種具PFC功能之單級SEPIC LED驅動器乃被提出，其具有：一分壓電路，用以對一全波整流電壓進行分壓以產生一第一電流上限信號；一SEPIC電路，其具有一第一電感、一第二電感、一電能轉換電容、一二極體、一輸出電容、一功率開關、一電流感測電阻、以及一第三電感，其中所述第一電感、所述第二電感、所述電能轉換電容、所述二極體、所述輸出電容、以及所述功率開關係用以提供一臨界導通電能轉換模式，所述電流感測電阻係用以將流過所述功率開關的電流轉成一電流感測信號；以及所述第三電感係用以產生一零電流偵測信號；一PFC PWM(Power Factor Correction Pulse Width Modulation；功因矯正脈衝寬度調變)控制器，用以依所述第一電流上限信號、所述電流感測信號、所述零電流偵測信號、以及一電壓回授信號產生一第一PWM(Pulse Width Modulation；脈衝寬度調變)信號以驅動所述功率開關，從而執行所述的臨界導通電能轉換模式，其中，該PFC PWM控制器係依所述電壓回授信號和其內部之一參考電壓之電壓差產生一誤差信號，再依所述的誤差信號和所述第一電流上限信號之乘積產生一第二電流上限信號；PFC PWM控制器係依所述零電流偵測信號決定所述第一PWM信號之導通準位開始時點；以及PFC PWM控制器係在所述電流感測信號向上爬升至所述第二電流上限信號之準位時決定所述第一PWM信號之導通準位結束時點；一第一電阻，其一端係耦接至一輸出電壓；一第二電阻，其一端係和所述第一電阻之另一端耦接以提供 所述的電壓回授信號，而其另一端則耦接至一參考地；一第三電阻，其一端係和所述第一電阻及第二電阻耦接，而其另一端則耦接至一調整電壓；一LED模組，其係和一定電流調節電路串聯以形成所述輸出電壓之負載，其中該定電流調節電路具有複數個NMOS(N-Mental-Oxide-Semiconductor；N型金屬-氧化層-半導體)電晶體，各所述NMOS電晶體均具有一汲極、一閘極、和一源極，所述汲極係和該LED模組之一LED之陰極耦接以提供複數個汲極電壓信號中之一信號，所述閘極係和複數個閘極驅動信號中之一信號耦接，而所述源極則經由一電阻耦接至所述的參考地以提供複數個源極電壓信號中之一信號；一微控制器，用以依所述複數個汲極電壓信號產生所述的調整電壓，以及依一亮度調整信號和所述複數個源極電壓信號間之複數個電壓差值產生複數個第二PWM信號，其中，所述第二PWM信號之佔空比係和所述的電壓差值成正比；以及當所述複數個汲極電壓信號之準位因所述LED模組之跨壓變動而上升/下降時，所述微控制器會增加/減少所述調整電壓之電壓值；一第四電阻，其一端係耦接至一直流電壓；一第五電阻，係一可變電阻，其一端係與所述第四電阻之另一端耦接以提供所述的亮度調整信號，而其另一端則耦接至所述的參考地；以及一閘極驅動電路，用以依所述複數個第二PWM信號產生所述複數個閘極驅動信號。

為使 貴審查委員能進一步瞭解本發明之結構、特徵及其目的，茲附以圖式及較佳具體實施例之詳細說明如后。

10‧‧‧橋式整流器

20‧‧‧分壓電路

30‧‧‧SEPIC電路

31‧‧‧第一電感

32‧‧‧第二電感

33‧‧‧電能轉換電容

34‧‧‧二極體

35‧‧‧輸出電容

36‧‧‧功率開關

37‧‧‧電流感測電阻

38‧‧‧第三電感

40‧‧‧PFC PWM控制器

41‧‧‧第一電阻

42‧‧‧第二電阻

43‧‧‧第三電阻

50‧‧‧LED模組

60‧‧‧定電流調節電路

70‧‧‧微控制器

71‧‧‧第四電阻

72‧‧‧第五電阻

73‧‧‧閘極驅動電路

圖1繪示本發明具PFC功能之單級SEPIC LED驅動器其一實施例之系統電路圖。

圖2為具PFC功能之一單級SEPIC電路架構圖。

圖3為單級SEPIC之理論上電壓與電流波形操作時序圖。

圖4為單級SEPIC其模式一之等效電路圖。

圖5為單級SEPIC其模式二之等效電路圖。

圖6為單級SEPIC其模式三之等效電路圖。

圖7為單級SEPIC耦合電感之等效電路圖。

圖8為本發明以數位方式控制之具PFC功能之一單級SEPIC電路圖。

圖9繪示本發明具PFC功能之SEPIC相對應於開關on/off操作時，(i _L1+i _L2)電流波形和其峰值的正弦波封包線。

圖10為本發明對一LED串之供電電壓動態調節控制機制之回授迴路示意圖。

圖11為本發明所提出之一智慧型LED串供電電壓動態調節控制操作程序。

圖12(a)為本發明所提出之一LED定電流驅動放大器與調光控制電路圖。

圖12(b)為圖12(a)之電路所提供之一調光線性範圍示意圖。

圖13為本發明所採用之一數位式故障偵測與保護機制之方塊圖。

圖14為本發明所採用之LED短路和開路故障判別與DVC調控機制之操作程序示意圖。

圖1繪示本發明具PFC功能之單級SEPIC LED驅動器其一實施例之系統電路圖。如圖1所示，本發明之LED驅動器具有一橋式整流器10、一分壓電路20、一SEPIC電路30、一PFC PWM控制器40、一第一電阻41、一第二電阻42、一第三電阻43、一LED模組50、一定電流調節電路60、一微控制器70、一第四電阻71、一第五電阻72、及一閘極驅動電路73。

橋式整流器10係用以依一交流電壓V_AC產生一全波整流電壓V_IN。

分壓電路20係用以對全波整流電壓V_IN進行分壓以產生一第一電流上限信號V_T1。

SEPIC電路30具有一第一電感31、一第二電感32、一電能轉換電容33、一二極體34、一輸出電容35、一功率開關36、一電流感測電阻37、以及一第三電感38。

第一電感31、第二電感32、電能轉換電容33、二極體34、輸出電容35、以及功率開關36係用以提供一臨界導通電能轉換模式；電流感測電阻37係用以將流過功率開關36的電流轉成一電流感測信號V_CS；以及第三電感38係用以產生一零電流偵測信號V_ZCD。有關SEPIC電路30之詳細工作原理將在稍後敘述。

PFC PWM控制器40，可由一微控制器和一閘極驅動電路實 現，係用以依第一電流上限信號V_T1、電流感測信號V_CS、零電流偵測信號V_ZCD、以及一電壓回授信號V_FB產生一第一PWM(pulse width modulation；脈衝寬度調變)信號V_PWM以驅動功率開關36，從而執行所述的臨界導通電能轉換模式，其中，PFC PWM控制器40係依電壓回授信號V_FB和其內部之一參考電壓之電壓差產生一誤差信號，再依所述的誤差信號和第一電流上限信號V_T1之乘積產生一第二電流上限信號；PFC PWM控制器40係依零電流偵測信號V_ZCD決定第一PWM信號V_PWM之導通準位開始時點；以及PFC PWM控制器40係在電流感測信號V_CS向上爬升至所述第二電流上限信號之準位時決定第一PWM信號V_PWM之導通準位結束時點。

由於負回授的作用，電壓回授信號V_FB最終會逼近所述的參考電壓，而電流感測信號V_CS的包絡(envelope)形狀則會逼近第一電流上限信號V_T1之包絡形狀。依此，即可同時提供一PFC(power factor correction；功率因數修正)功能及一額定的輸出電壓V_LED。

第一電阻41、第二電阻42、和第三電阻43係用以依輸出電壓V_LED及一調整電壓V_X產生電壓回授信號V_FB，其中第一電阻41之一端係耦接至輸出電壓V_LED，而其另一端則係和第二電阻42及第三電阻43耦接以提供電壓回授信號V_FB；第二電阻42之一端係和第一電阻41耦接，而其另一端則耦接至一參考地；第三電阻43之一端係和第一電阻41及第二電阻42耦接，而其另一端則耦接至調整電壓V_X。電壓回授信號V_FB之準位會因輸出電壓V_LED或調整電壓V_X之增加/減少而上升/下降。

LED模組50係和定電流調節電路60串聯以形成輸出電壓V_LED之負載。定電流調節電路60具有複數個NMOS電晶體，各所述NMOS電晶體 均具有一汲極、一閘極、和一源極，所述汲極係和LED模組50之一LED之陰極耦接以提供複數個汲極電壓信號V_D1-V_Dn中之一信號，所述閘極係和複數個閘極驅動信號V_G1-V_Gn中之一信號耦接，而所述源極則經由一電阻耦接至所述的參考地以提供複數個源極電壓信號V_S1-V_Sn中之一信號。

微控制器70係用以依所述複數個汲極電壓信號V_D1-V_Dn產生所述的調整電壓V_X，以及依一亮度調整信號V_DIM和所述複數個源極電壓信號V_S1-V_Sn間之複數個電壓差值產生複數個第二PWM信號V_PWM1-V_PWMn，其中，所述複數個第二PWM信號V_PWM1-V_PWMn之個別佔空比(duty ratio)係和所述的電壓差值成正比；以及當所述複數個汲極電壓信號V_D1-V_Dn之準位因LED模組50之跨壓變動而上升/下降時，微控制器70會增加/減少調整電壓V_X之電壓值。

第四電阻71之一端係耦接至一直流電壓V_CC，另一端則與第五電阻72耦接以提供所述的亮度調整信號V_DIM。第五電阻72係一可變電阻，其一端係與第四電阻71耦接，而另一端則耦接至所述的參考地。

閘極驅動電路73係用以依所述複數個第二PWM信號V_PWM1-V_PWMn產生所述複數個閘極驅動信號V_G1-V_Gn。

由於負回授的作用，所述複數個源極電壓信號V_S1-V_Sn的準位最終會逼近所述的亮度調整信號V_DIM的準位，從而使LED模組50提供使用者想要的照明亮度。

以下將以方程式推導進一步說明本發明的工作原理。

A. 具PFC功能之單級SEPIC操作原理：

圖2所示為具PFC功能之一單級SEPIC電路架構，電路主要由耦合電感L ₁ 和L ₂ 、電能轉換電容C ₁ 和輸出電容C ₂ 、二極體D ₁ 以及功率開關Q ₁ 所組成，其中，耦合電感L₁之匝數大於L₂。如圖3所示為單級SEPIC之理論上電壓與電流波形操作時序圖，一個切換週期可分成三個工作模式，分別探討如下。

Mode 1(t ₀ ~t ₁ )：如圖4所示為單級SEPIC其模式一之等效電路，此模式之起始條件為功率開關Q₁導通，開關Q₁在時間t₀導通，C₁放電向耦合電感L₂充電儲存能量，耦合電感L₂打點為一正電壓，i _L2 電流線性上升。由於耦合電感L₁匝數大於耦合電感L₂匝數，因此耦合電感L₁一次側感應電壓為(N₁/N₂)V_in，此時N₁電壓大於V_in，耦合電感L₁為一釋能狀態，耦合電感L₁電流線性下降。此時二極體D₁截止，負載能量由輸出電容C₂單獨提供。耦合電感L₁、L₂、以及二極體D₁兩端跨壓分別如下所示：v _L2(t)=v _in (t) (1)

v _D1(t)=V _o +v _in (t) (3)

其中v _in (t)=V _m |sin(ωt)|,ω=2πf，V _m (= V _rms )為線電壓最大值，f為線電壓頻率，也就是全波整流後2倍線頻之電壓，n為耦合電感匝比(N₂/N₁)。

Mode 2(t ₁ ~t ₂ )：如圖5所示為模式二操作之等效電路，此模式之起始條件為功率開關Q₁在時間t₁時截止，二極體D₁導通，而V_in經由耦合電感L₁、電容C₁以及二極體D₁對負載提供能量，此時，耦合電感L₁為儲能狀態，電感電流i _L1 線性上升；耦合電感L₂釋能，i _L2 電流線性下降；功率開關兩端電壓V_ds1開始增加。當v _ds1電壓達到V_o+V_in，二極體D₁截止，此時Q₁兩端電壓應力為： v _ds1=V _o +v _in (t) (4)

Mode 3(t ₂ ~t ₃ )：如圖6所示為模式三操作之等效電路，此模式之起始條件為耦合電感L₂電流i _L2 在時間t₂線性下降至0，此時功率開關Q₁截止，耦合電感L₁電流i _L1 繼續線性上升，而耦合電感L₂電流i _L2 則下降至負值，二極體D₁為導通狀態，直到耦合電感電流i _L1 與i _L2 相加為零時，二極體D₁截止，此時電路動作重回模式一。而功率開關Q₁及二極體D₁之動作也達到零電流切換(ZCS)之操作。

B.耦合電感模型建立：

若將SEPIC兩電感共繞製在同一鐵心上，則形成耦合電感，耦合電感可節省一鐵心，減小電路尺寸，若設計正確的匝比，則理論上可使輸入端電流漣波為零，可節省輸入濾波器使用。圖7所示為單級SEPIC耦合電感之等效電路圖，圖中L _l1與L _l2分別為耦合電感一次側與二次側之漏電感(leakage inductance)，L _m 為磁化電感(magnetizing inductance)，n為匝比，其端電壓與電流關係可描述為：

若令耦合電感兩端電壓相等(v ₁ =v ₂ )，則將(7)代入(5)、(6)式中，可化簡成：

分別令di ₁(t)/dt與di ₂(t)/dt電流為0，則可推導得到以下方程式： L _l2=n(1-n)．L _m (9)

L _l1=(n-1)．L _m (10)

將(9)、(10)分別代入(5)、(6)中，可得以下方程式：

其中L _eq1 與L _eq2 分別推導可得到為

由圖7，若二次側電流i ₂ 為零，則=v ₂，透過匝比換算可寫出端電壓關係式為

(15)式中若耦合電感兩端電壓相等[v ₂(t)=v ₁(t)]，則可得到

將(16)式分別代入(13)、(14)中，可得到L _eq1=L _m +L _l1 (17)

L _eq2=∞ (18)

由以上推導可知，對於一個使用耦合電感的SEPIC PFC轉換器而言，若耦合電感的匝比設計可滿足(16)式條件，則滿足理論上漣波控制要求，二次側漏電感兩端電壓為零，無二次側電流，輸入端電感量可視為無限大，在理論上是可以具有輸入無電流漣波的特性。但實際電感繞製時 很難法滿足(16)式，且由於C ₁ 上有漣波電壓存在，使得兩電感上電壓也不會剛好相等，所以輸入端電感量會相當大，大的輸入電感有助於消除輸入電流之切換頻率漣波成分。

C.電路操作推導：

圖8所示為以數位方式控制之具PFC功能之一單級SEPIC電路圖，而以下所示為該單級SEPIC電路之一設計規格表。

類似於類比CRM(critical conduction mode；臨界導通模式)PFC PWM IC，數位控制之PFC一樣須作輸入弦波電壓、開關電流、零電流偵測、與輸出電壓取樣，但這些被取樣信號須先做類比數位轉換，所得到的數位感測信號經過數位濾波器後，送到一數位PID(proportional integral derivative；比例-積分-微分)補償器，以完成閉迴路數位控制機制。在圖8中，輸入市電電壓為純弦波且橋式整流器為理想，則經過橋式整流後之二倍線頻弦波可表示為

其中V _m 為弦波最大值等於 V _rms ，f為市電頻率50/60Hz。若開關切換頻率f _s 比f大很多，則在一個開關切換週期內，θ可視為定值。當開關Q₁電流增加到與感測的弦波電壓值相等時，開關會截止，而開關的峰值電流會追隨弦波電壓的參考值，可表示為i _pk (θ)=I _pk ．|sin(θ)| (20)

此時電感電流i _L1 與i _L2 可表示為

在臨界導通模式操作時，當二極體電流到達零時，開關會馬上導通，此時Q₁電流i _Q1=i _L1+i _L2，因i _L2初始電流I _L20為負值，則I _L10-I _L20=0，則由(20)式可得開關的峰值電流為

圖9所示為具PFC功能之SEPIC相對應於開關on/off操作時，(i _L1+i _L2)電流波形和其峰值的正弦波封包線(envelope)。

則由(23)式可得開關導通時間t _on 為

其中L _e 等於L ₁ 並聯L ₂ ，由(24)式可知於CRM操作之具PFC功能 之SEPIC的開關導通時間與θ無關。

另外由電感L ₂ 之伏秒(volt-second)平衡可得

由(25)式可知於CRM操作之具PFC功能之SEPIC的開關截止時間與θ有關。已知開關的導通與截止時間，則可求得開關切換頻率f _s 為

接著經由C ₁ 之電量(安秒)平衡可得

當I _L10-I _L20=0，則可求得I _L10(θ)為

另外，i _L1之平均電流I _L1為

其中。由(29)式可看出，輸入電流已不是純弦波，而其所含的失真量與k _v 有關。即使輸入電流有一些失真，但其功因還是可以矯正得相當不錯。雖然C ₁ 上的平均電壓等於電源電壓，但還是有一些因電感電流漣波所造成的漣波電壓，其漣波電壓大小為

將(19)、(24)、(25)式代入(30)式，可得

輸入端平均功率可求得為

其中特性函數定義為。根據設計規格，輸出功率P _o 、效率η、與輸入電壓V _rms 為已知，則輸入電流峰值可求得為

由(24)、(26)、和(33)式，開關切換頻率可改寫成

當在最低輸入電壓V _rms-min且sin(θ)=1時，可得最小開關切換頻率f _s-min 為

LED供電電壓動態調控(dynamic voltage control,DVC)機制：

A.DVC動作原理與控制機制：

圖10為本發明對一LED串之供電電壓動態調節控制機制之回授迴路示意圖。如圖10所示，一汲極電壓V_D經由一LED串壓降偵測電路處理後送至一DVC推論邏輯單元，以產生一DVC控制電壓V_DVC。依此電路所產生的V_LED可表示為

其中V_ref為SEPIC轉換器之一粗回授控制迴路(coarse loop)之一參考電壓，coarse loop主要用來控制SEPIC轉換器輸出電壓；V_DVC為動態調節控制器輸出電壓，用於一細回授控制迴路(fine loop)中，fine loop擷取LED串壓降，當LED順向電壓有變化時，可動態調控V_LED電壓，以最小化電路功耗。V_DVC可加入coarse loop來改變SEPIC轉換器輸出電壓，以優化LED串供電電壓。若V_DVC最大與最小值為V_DVC,max和V_DVC,min，則供給LED串最大與最小電壓為

因此只要根據所要求V _LED 設計好V_ref、R₁、R₂，接著選擇適當的R_DVC值，即可根據輸出的V_DVC大小來動態調整V_LED的電壓範圍，其可調範圍約為V_LED±20%左右。透過數位式DVC控制機制，兩控制迴路不會像用於傳統dc-dc轉換器時需要作很精確補償限制。而定電流調光MOSFET之功耗為P _FET =(V _D -V _S )×I _LED 。

圖11所示為所提出的智慧型LED串供電電壓動態調節控制操作程序，當系統開始工作，V_DVC會等於其預設值V_DVC,df，根據(36)式其所對應的SEPIC預設輸出為V_LED,df=V_ref(1+R ₁/R ₂)。當DVC偵測到LED串順向壓降有變動，則開始進入自動調控V_LED操作程序。當LED串順向壓降V_FD變小，則會感測到汲極電壓增加，此時動態電壓調控機制會使V_DVC增加。根據(36)式， 當V_DVC增加時，V_LED會減少以減少電路功耗，從而提升驅動電路效能；另一方面，當LED串順向壓降V_FD變大，則會感測到汲極電壓減少，此時動態電壓調控機制會使V_DVC減少。根據(36)式當V_DVC減少時，V_LED會增加以提供所需的電流要求。當V_DVC保持固定時表示V_FD沒變動，則DVC會保持原本操作狀態，DVC並會記憶經調控後的最佳LED供電電壓。

B.定電流控制與調光機制：

圖12(a)所示為本發明之一LED定電流驅動放大器與調光控制電路圖，其係利用設定MCU 1內類比比較器的參考電壓，以決定所要的LED串之電流值。利用LED電流感測電阻R_sx感測V_Sx之值，經由PWM調變方式，來調整I_LEDx值，以符合所設定的亮度需求。另外也可以外加一類比電壓V_dim輸入當成V_ref，來作為線性調光，其調光線性範圍設計為10%~100%，如圖12(b)所示。若V_dim<V_dim,max，則I_LED=V_dim/R_s，若V_dim>V_dim,max，則I_LED=V_ref,df/R_s。

C.故障偵測與保護機制：

圖13所示為本發明進一步採用之一數位式故障偵測與保護機制之方塊圖。為使驅動電路可安全工作，必須有故障偵測與保護機制。在LED方面藉由感測V_Dx電壓來判斷LED串是否有開路或短路故障，而在定電流控制之MOSFET方面，藉由感測V_Sx電來判斷MOSFET是否有開路或短路故障。當偵錯比較器感測到不正常的狀態時，一開始DVC調控機制會嘗試解決問題使V_Dx回到正常值，當DVC調控機制無法解決時，故障判別邏輯機制會判定有故障發生，並自動將發生開路或短路故障之LED串關閉，並與正常操作LED串隔開及作出故障警示。例如當V_Dx低於一臨界值V_D,th時，LED開路偵測器輸出為Hi，此時DVC調控機制亦偵測到低準位V_Dx，因此DVC會降 低V_DVC，試圖藉由提升V_LED電壓，使V_Dx回到正常值，當LED電壓增加到V_LED,max時，V_Dx還無法回到正常值，則故障判別與保護邏輯判定LED開路故障，並送出故障信號，同理LED短路故障判別與保護與開路類似，圖14為LED短路和開路故障判別與DVC調控機制之操作程序示意圖。

由以上的說明可知，本發明之具PFC功能之單級SEPIC LED驅動器具有以下優點：

1、本發明之SEPIC架構具有較佳的功因矯正性能。

2、本發明之SEPIC架構可提供降壓或升壓之輸出電壓。

3、本發明之SEPIC架構可允許較大範圍之輸入電壓。

4、本發明之SEPIC架構可最小化輸入電流漣波以最小化輸入濾波器需求。

5、本發明以數位控制器為核心之單級SEPIC架構可滿足電能管理(智能電網)之需求，且能以更靈活的方式，開發高功率密度和高成本效益的電源。

本案所揭示者，乃較佳實施例，舉凡局部之變更或修飾而源於本案之技術思想而為熟習該項技藝之人所易於推知者，俱不脫本案之專利權範疇。

綜上所陳，本案無論就目的、手段與功效，在在顯示其迥異於習知之技術特徵，且其首先發明合於實用，亦在在符合發明之專利要件，懇請 貴審查委員明察，並祈早日賜予專利，俾嘉惠社會，實感德便。

10‧‧‧橋式整流器

20‧‧‧分壓電路

30‧‧‧SEPIC電路

31‧‧‧第一電感

32‧‧‧第二電感

33‧‧‧電能轉換電容

34‧‧‧二極體

35‧‧‧輸出電容

36‧‧‧功率開關

37‧‧‧電流感測電阻

38‧‧‧第三電感

40‧‧‧PFC PWM控制器

41‧‧‧第一電阻

42‧‧‧第二電阻

43‧‧‧第三電阻

50‧‧‧LED模組

60‧‧‧定電流調節電路

70‧‧‧微控制器

71‧‧‧第四電阻

72‧‧‧第五電阻

73‧‧‧閘極驅動電路

Claims (4)

1. 一種具功因矯正功能之單級單端主電感轉換架構之發光二極體驅動器，其具有：一分壓電路，用以對一全波整流電壓進行分壓以產生一第一電流上限信號；一單端主電感轉換架構電路，其具有一第一電感、一第二電感、一電能轉換電容、一二極體、一輸出電容、一功率開關、一電流感測電阻、以及一第三電感，其中所述第一電感、所述第二電感、所述電能轉換電容、所述二極體、所述輸出電容、以及所述功率開關係用以提供一臨界導通電能轉換模式，所述電流感測電阻係用以將流過所述功率開關的電流轉成一電流感測信號；以及所述第三電感係用以產生一零電流偵測信號；一功因矯正脈衝寬度調變控制器，用以依所述第一電流上限信號、所述電流感測信號、所述零電流偵測信號、以及一電壓回授信號產生一第一脈衝寬度調變信號以驅動所述功率開關，從而執行所述的臨界導通電能轉換模式，其中，該功因矯正脈衝寬度調變控制器係依所述電壓回授信號和其內部之一參考電壓之電壓差產生一誤差信號，再依所述的誤差信號和所述第一電流上限信號之乘積產生一第二電流上限信號；功因矯正脈衝寬度調變控制器係依所述零電流偵測信號決定所述第一脈衝寬度調變信號之導通準位開始時點；以及功因矯正脈衝寬度調變控制器係在所述電流感測信號向上爬升至所述第二電流上限信號之準位時決定所述第一脈衝寬度調變信號之導通準位結束時點； 一第一電阻，其一端係耦接至一輸出電壓；一第二電阻，其一端係和所述第一電阻之另一端耦接以提供所述的電壓回授信號，而其另一端則耦接至一參考地；一第三電阻，其一端係和所述第一電阻及第二電阻耦接，而其另一端則耦接至一調整電壓；一發光二極體模組，其係和一定電流調節電路串聯以形成所述輸出電壓之負載，其中該定電流調節電路具有複數個N型金屬-氧化層-半導體電晶體，各所述N型金屬-氧化層-半導體電晶體均具有一汲極、一閘極、和一源極，所述汲極係和該發光二極體模組之一發光二極體之陰極耦接以提供複數個汲極電壓信號中之一信號，所述閘極係和複數個閘極驅動信號中之一信號耦接，而所述源極則經由一電阻耦接至所述的參考地以提供複數個源極電壓信號中之一信號；一微控制器，用以依所述複數個汲極電壓信號產生所述的調整電壓，以及依一亮度調整信號和所述複數個源極電壓信號間之複數個電壓差值產生複數個第二脈衝寬度調變信號，其中，所述第二脈衝寬度調變信號之佔空比係和所述的電壓差值成正比；以及當所述複數個汲極電壓信號之準位因所述發光二極體模組之跨壓變動而上升/下降時，所述微控制器會增加/減少所述調整電壓之電壓值；一第四電阻，其一端係耦接至一直流電壓；一第五電阻，係一可變電阻，其一端係與所述第四電阻之另一端耦接以提供所述的亮度調整信號，而其另一端則耦接至所述的參考地；以及 一閘極驅動電路，用以依所述複數個第二脈衝寬度調變信號產生所述複數個閘極驅動信號。
2. 如申請專利範圍第1項所述之具功因矯正功能之單級單端主電感轉換架構之發光二極體驅動器，其進一步具有一橋式整流器以依一交流電壓產生所述的全波整流電壓。
3. 如申請專利範圍第1項所述之具功因矯正功能之單級單端主電感轉換架構之發光二極體驅動器，其中該微控制器進一步具有一故障偵測與保護機制。
4. 如申請專利範圍第1項所述之具功因矯正功能之單級單端主電感轉換架構之發光二極體驅動器，其中該功因矯正脈衝寬度調變控制器可由一微控制器和一閘極驅動電路實現。