JP2011151913A - 電源回路及び照明装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電源回路における電力損失を削減する。
【解決手段】チョークコイルＬ２２（コイル）は、一対の入力端子が入力した入力電圧を印加される。平滑コンデンサＣ２６は、チョークコイルＬ２２を流れるコイル電流により充電される。スイッチング素子Ｑ２１（第一スイッチング回路）は、一対の入力端子とチョークコイルＬ２２との間に介在し、一対の入力端子からチョークコイルＬ２２に印加される電圧を遮断する。整流素子Ｄ２３は、チョークコイルＬ２２と平滑コンデンサＣ２６との間に介在し、スイッチング素子Ｑ２１が導通状態のとき、チョークコイルＬ２２から平滑コンデンサＣ２６に流れる電流を遮断する。スイッチング素子Ｑ２５（第二スイッチング回路）は、整流素子Ｄ２３と並列に電気接続し、整流素子Ｄ２３が遮断状態のとき、チョークコイルＬ２２から平滑コンデンサＣ２６を充電する電流を遮断する。
【選択図】図２

Description

この発明は、発光ダイオードなどを有する負荷回路を駆動する電源回路に関する。

ＬＥＤなどを有する負荷回路は、定電流駆動が必要である。また、ある程度の電力を超える電力を消費する電気製品は、商用電源の電源歪みを抑制するため、高調波規制の対象となる。
このため、前段に力率改善回路、後段に定電流駆動回路を設けた二段構成の電源回路が用いられている。
また、電源回路の電力損失を低減するため、力率改善回路としての機能と、定電流駆動回路としての機能とを兼ね備えた回路を有する一段構成の電源回路も提案されている。

特表２００８−５３７４５９号公報

電源回路を一段構成とすることにより、電源回路における電力損失を低減することができるが、地球温暖化を防止し、二酸化炭素排出量を削減し、省エネルギーを図るためには、電源回路における電力損失の更なる低減が求められる。
この発明は、例えば上記のような課題を解決するためになされたものであり、一段構成の電源回路において、電力損失を更に削減することを目的とする。

この発明にかかる電源回路は、
入力電圧を入力する一対の入力端子と、
上記一対の入力端子が入力した入力電圧を印加されるコイルと、
上記コイルを流れるコイル電流により充電される平滑コンデンサと、
上記一対の入力端子と上記コイルとの間に介在し、上記一対の入力端子から上記コイルに印加される電圧を遮断する第一スイッチング回路と、
上記コイルと上記平滑コンデンサとの間に介在し、上記第一スイッチング回路が導通状態のとき、上記コイルから上記平滑コンデンサに流れる電流を遮断する整流素子と、
上記整流素子と並列に電気接続し、上記整流素子が遮断状態のとき、上記コイルから上記平滑コンデンサを充電する電流を遮断する第二スイッチング回路と、
上記平滑コンデンサに充電されたコンデンサ電圧を出力する一対の出力端子とを有することを特徴とする。

この発明にかかる電源回路によれば、整流素子が導通状態のときに流れる電流を第二スイッチング回路に迂回させるので、整流素子における電力損失を減らすことができる。

実施の形態１における照明装置８００の全体構成の一例を示すシステム構成図。 実施の形態１における照明装置８００の回路構成の一例を示す回路構成図。 実施の形態１における昇降圧回路１２０の各部の電圧値・電流値の一例を示す波形図。 実施の形態１におけるスイッチング素子Ｑ２５として用いるｎＭＯＳＦＥＴの等価回路の一例を示す図。 実施の形態１におけるスイッチング素子Ｑ２５として用いるｎＭＯＳＦＥＴのソース−ドレイン間の電圧電流特性の一例を示す図。 実施の形態１における制御信号生成回路１２５の別の例を示す回路構成図。 図６に示した制御信号生成回路１２５の各部の電圧値の一例を示す波形図。 実施の形態２における照明装置８００の回路構成の一例を示す回路構成図。

実施の形態１．
実施の形態１について、図１〜図７を用いて説明する。

図１は、この実施の形態における照明装置８００の全体構成の一例を示すシステム構成図である。
照明装置８００は、商用電源などの交流電源ＡＣから電力を入力し、入力した電力により光源を点灯する。光源は、例えば発光ダイオード（以下「ＬＥＤ」と呼ぶ。）や有機エレクトロルミネッセンス（以下「有機ＥＬ」と呼ぶ。）などの発光素子である。
照明装置８００は、電源回路１００と、光源回路８１０とを有する。
電源回路１００は、交流電源ＡＣから入力した電力を、光源回路８１０に供給する電力に変換する。光源回路８１０（負荷回路）は、電源回路１００が変換した電力の供給を受けて、光源を点灯する。電源回路１００は、例えば、直流で電流が所望の値である電力を光源回路８１０に供給する。

電源回路１００は、全波整流回路１１０、昇降圧回路１２０、電流検出回路１５０を有する。
全波整流回路１１０（整流回路）は、交流電源ＡＣから入力した電力を全波整流して、脈流の電圧波形に変換する。
昇降圧回路１２０は、全波整流回路１１０が変換した脈流波形の電圧を有する電力を、光源回路８１０に供給する電力に変換する。昇降圧回路１２０は、例えばバックブーストコンバータ回路である。
電流検出回路１５０は、昇降圧回路１２０から光源回路８１０に供給される電力の電流値を検出する。

昇降圧回路１２０には、２つの役割がある。１つは、力率改善回路としての役割である。もう１つは、定電流駆動回路としての役割である。
力率改善回路とは、電源回路１００が入力する電力の力率を１に近づけることを目的とした回路である。昇降圧回路１２０は、電源回路１００が入力する電力の電流波形を、電圧波形に近似した波形にすることにより、電源回路１００が入力する電力の力率を１に近づける。
また、昇降圧回路１２０は、定電流駆動回路として、光源回路８１０に供給する電力の電流値を所望の値にする。昇降圧回路１２０は、電流検出回路１５０が検出した電流値に基づいて、変換する電力の電圧値を調整し、光源回路８１０に供給する電力の電流値が所望の値になるように調整する。

図２は、この実施の形態における照明装置８００の回路構成の一例を示す回路構成図である。
光源回路８１０は、例えば、ＬＥＤや有機ＥＬなど複数の光源８１１を直列に電気接続した回路である。例えば、光源回路８１０は、順方向降下電圧が３ＶのＬＥＤを２４個直列に電気接続した回路である。この場合、ＬＥＤを点灯するためには、光源回路８１０の両端に７２Ｖの電圧を印加する必要がある。
光源８１１は、光源回路８１０を流れる電流により明るさが変化する。光源８１１を所望の明るさで点灯するためには、光源回路８１０を流れる電流をその明るさに対応する値にする。光源８１１の温度特性や周囲温度によって、光源回路８１０を流れる電流と光源回路８１０の両端電圧との間の関係が変化する。また、各光源８１１の順方向降下電圧にはバラツキがある。このため、光源回路８１０は、定電圧駆動ではなく、定電流駆動により動作させる。
光源回路８１０は、例えば発光素子ユニットとして、電源回路１００に着脱可能に接続する構成であってもよいし、電源回路１００に固定された構成であってもよい。

電源回路１００において、全波整流回路１１０は、４つの端子を有する。４つの端子のうち２つは、交流側端子である。電源回路１００の交流側端子は、交流電源ＡＣに電気接続している。残りの２つの端子は、脈流側端子である。脈流側の２つの端子には、正電圧側と負電圧側との区別がある。電源回路１００は、例えばダイオードブリッジＤＢを有する。ダイオードブリッジＤＢは、ダイオードなど４つの整流素子をブリッジ接続した回路である。

電流検出回路１５０は、光源回路８１０を流れる電流を検出する。電流検出回路１５０は、検出した電流に比例する電圧を生成する。電流検出回路１５０は、生成した電圧（以下「電流検出電圧」と呼ぶ。）を出力する。電流検出回路１５０は、例えば電流検出抵抗Ｒ５１を有する。電流検出抵抗Ｒ５１は、例えば光源回路８１０と直列に電気接続する位置に設けられている。これにより、電流検出抵抗Ｒ５１には、光源回路８１０を流れる電流と同じ電流が流れる。電流検出抵抗Ｒ５１の両端には、流れた電流に比例する電圧が発生する。電流検出回路１５０は、電流検出抵抗Ｒ５１の両端電圧を、電流検出電圧として出力する。
なお、電流検出回路１５０は、電流検出抵抗Ｒ５１に限らず、半導体素子やその他の電子部品を用いて構成した回路であってもよい。
また、電流検出回路１５０は、光源回路８１０を流れる電流を直接検出するのではなく、例えばチョークコイルＬ２２から平滑コンデンサＣ２６を充電する電流を検出する構成であってもよい。チョークコイルＬ２２から平滑コンデンサＣ２６を充電する電流は、全波整流回路１１０が全波整流した電力の電圧の瞬時値やスイッチング素子Ｑ２１のオンオフに伴って変動するが、交流電源ＡＣの周期（例えば１６ミリ秒〜２０ミリ秒）より長い周期で平均することにより、光源回路８１０を流れる電流と同じ値を得ることができる。

昇降圧回路１２０は、例えば、高調波電流遮断コンデンサＣ１１、制御ＩＣ１２１、直流直流変換回路１２２、帰還回路１２３、２つの分圧抵抗Ｒ３１，Ｒ３２、入力電流検出抵抗Ｒ３３、補助巻線Ｌ４１を有する。

高調波電流遮断コンデンサＣ１１は、ダイオードブリッジＤＢの脈流側端子の間に電気接続されている。高調波電流遮断コンデンサＣ１１の静電容量は、交流電源ＡＣの周波数（例えば５０ヘルツ［Ｈｚ］または６０Ｈｚ。）としては非常に小さく、後述するスイッチング素子Ｑ２１のスイッチング周波数（例えば数十〜数百キロヘルツ［ｋＨｚ］）としては非常に大きい静電容量であり、例えば数千ピコファラド［ｐＦ］〜１マイクロファラド［μＦ］である。高調波電流遮断コンデンサＣ１１は、スイッチング素子Ｑ２１のスイッチング動作で発生した高周波電流を遮断して、交流電源ＡＣ側に漏れるのを防ぐ。

制御ＩＣ１２１（制御回路）は、直流直流変換回路１２２の動作を制御する。
直流直流変換回路１２２は、制御ＩＣ１２１による制御にしたがって、電圧波形が直流あるいは脈流の電力を、電圧波形が直流の電力に変換する。直流直流変換回路１２２は、変換する電力の電圧値を、入力した電力の電圧値（またはピーク値）より高い電圧値にすることもできるし、低い電圧値にすることもできる。直流直流変換回路１２２は、例えばバックブーストコンバータ回路である。直流直流変換回路１２２は、例えばスイッチング素子Ｑ２１、チョークコイルＬ２２、整流素子Ｄ２３、補助巻線Ｌ７１、スイッチング素子Ｑ２５、平滑コンデンサＣ２６を有する。

スイッチング素子Ｑ２１は、制御ＩＣ１２１からの指示にしたがって、高周波でオンオフを繰り返す。スイッチング素子Ｑ２１は、３つの端子を有する。３つの端子のうちの１つは、スイッチング素子Ｑ２１のオンオフを指示する制御信号を入力するための端子（以下「制御入力端子」と呼ぶ。）である。残りの２つの端子は、制御入力端子が入力した制御信号にしたがって、２つの端子の間が導通あるいは遮断する端子（以下「被制御端子」と呼ぶ。）である。スイッチング素子Ｑ２１の２つの被制御端子のうち１つは、ダイオードブリッジＤＢの脈流側端子の一方に電気接続している。
スイッチング素子Ｑ２１は、例えばエンハンスメント型ｎＭＯＳ電界効果トランジスタ（以下「ＦＥＴ」と呼ぶ。）である。すなわち、ＦＥＴのドレイン端子及びソース端子が被制御端子であり、ゲート端子が制御入力端子である。制御信号は、ゲート端子に印加される電圧により表わされる。制御信号の基準電位は、ソース端子の電位である。ｎＭＯＳＦＥＴは、ドレイン端子の電位がソース端子の電位より高い電位になるように接続する。例えば、ダイオードブリッジＤＢの脈流側端子のうち負電圧側の端子に電気接続する場合であればｎＭＯＳＦＥＴのソース端子をダイオードブリッジＤＢに電気接続する。逆に、ダイオードブリッジＤＢの脈流側端子のうち正電圧側の端子に電気接続する場合であればｎＭＯＳＦＥＴのドレイン端子をダイオードブリッジＤＢに電気接続する。
なお、スイッチング素子Ｑ２１は、エンハンスメント型ＦＥＴに限らずデプレッション型ＦＥＴであってもよいし、ｎＭＯＳＦＥＴに限らずｐＭＯＳＦＥＴであってもよい。また、スイッチング素子Ｑ２１は、ＭＯＳＦＥＴに限らずジャンクションＦＥＴなどその他のＦＥＴであってもよい。また、スイッチング素子Ｑ２１は、ＦＥＴに限らずｎｐｎ型もしくはｐｎｐ型のバイポーラトランジスタであってよいし、その他の電子部品であってもよい。また、スイッチング素子Ｑ２１は、トランジスタなどの電子的スイッチに限らず、リレーやその他の機械的要素を含むスイッチであってもよい。

チョークコイルＬ２２は、２つの端子（以下「コイル端子」と呼ぶ。）を有する。２つのコイル端子のうちの１つは、ダイオードブリッジＤＢの脈流側端子の一つ（スイッチング素子Ｑ２１に電気接続していないほう）に電気接続している。また、２つのコイル端子のうちもう１つは、スイッチング素子Ｑ２１の被制御端子のうちの１つ（ダイオードブリッジＤＢに電気接続していないほう）に電気接続している。これにより、ダイオードブリッジＤＢ（の脈流側端子）と、スイッチング素子Ｑ２１（の被制御端子）と、チョークコイルＬ２２との３つで閉回路（以下「入力側閉回路」と呼ぶ。）を構成する。
また、チョークコイルＬ２２が巻かれた鉄心には、補助巻線Ｌ７１及び補助巻線Ｌ４１が巻きつけられている。チョークコイルＬ２２（以下「主巻線」または「コイル」と呼ぶ場合がある。）、補助巻線Ｌ７１及び補助巻線Ｌ４１は、１つのトランスを構成している。

平滑コンデンサＣ２６は、２つの端子（以下「コンデンサ端子」と呼ぶ。）を有する。２つのコンデンサ端子のうち１つは、チョークコイルＬ２２のコイル端子のうちの１つに電気接続している。平滑コンデンサＣ２６は、例えば電解コンデンサである。平滑コンデンサＣ２６は、光源回路８１０に印加する電圧を平滑化するためのコンデンサである。平滑コンデンサＣ２６の静電容量は、例えば数百〜数千マイクロファラド［μＦ］である。平滑コンデンサＣ２６の静電容量を大きくすることで、より出力電圧が平滑されるので、商用電源の周波数５０／６０Ｈｚの電圧変動による、出力電圧の変動を小さくすることができる。

整流素子Ｄ２３は、２つの端子（以下「整流端子」と呼ぶ。）を有する。整流素子Ｄ２３は、一方向にしか電流が流れない性質を持つ素子である。整流素子Ｄ２３は、例えばダイオードである。すなわち、ダイオードのアノード端子及びカソード端子が２つの整流端子である。ダイオードは、アノード端子側からカソード端子側へは電流が流れるが、カソード端子側からアノード端子側へは流れない。
２つの整流端子のうちの１つは、チョークコイルＬ２２のコイル端子（平滑コンデンサＣ２６に電気接続していないほう）に電気接続している。２つの整流端子のうちもう１つは、平滑コンデンサＣ２６のコンデンサ端子（チョークコイルＬ２２に電気接続していないほう）に電気接続している。これにより、チョークコイルＬ２２と、整流素子Ｄ２３と、平滑コンデンサＣ２６との３つで閉回路（以下「出力側閉回路」と呼ぶ。）を構成する。

なお、整流素子Ｄ２３の向きは、スイッチング素子Ｑ２１がオンのとき遮断する向きである。また、平滑コンデンサＣ２６の向きは、整流素子Ｄ２３を流れる電流で充電される向きである。

スイッチング素子Ｑ２５は、整流素子Ｄ２３と並列に電気接続されている。スイッチング素子Ｑ２５は、整流素子Ｄ２３がオンのときに導通し、整流素子Ｄ２３がオフのときに遮断する。すなわち、スイッチング素子Ｑ２５は、整流素子Ｄ２３と同期して同じようにオンオフする。これにより、整流素子Ｄ２３を流れる電流を減らし、整流素子Ｄ２３における電力損失を削減する。スイッチング素子Ｑ２５の２つの被制御端子は、整流素子Ｄ２３の２つの整流端子にそれぞれ電気接続している。なお、スイッチング素子Ｑ２５は、整流素子Ｄ２３がオフのときは必ずオフになる構成であればよい。例えば、スイッチング素子Ｑ２５は、整流素子Ｄ２３がオンになったのち整流素子Ｄ２３より遅くオンになる構成でもよいし、整流素子Ｄ２３がオフになる前に整流素子Ｄ２３より早くオフになる構成でもよい。
スイッチング素子Ｑ２５は、例えばエンハンスメント型ｎＭＯＳＦＥＴである。スイッチング素子Ｑ２５の被制御端子間には、正電圧が加わる場合も負電圧が加わる場合もある。ｎＭＯＳＦＥＴのソース端子は、整流素子Ｄ２３のアノード端子に電気接続する。ｎＭＯＳＦＥＴのドレイン端子は、整流素子Ｄ２３のカソード端子に電気接続する。ｎＭＯＳＦＥＴは、ソース端子の電位がドレイン端子の電位より高い場合、サブスレートのｐ領域とドレイン端子が接続されたｎ領域との境界に形成されたダイオードが導通して電流が流れる。また、この電流によりＭＯＳＦＥＴが破壊するのを防ぐため、サブスレートのｐ領域とドレイン端子が接続されたｎ領域との境界に形成されたダイオードとは別に、ソース端子の電位がドレイン端子の電位より高い場合に導通する保護用のダイオードを内蔵している場合もある。そのため、ソース端子は、電位が高いときに導通させたい側に電気接続し、ドレイン端子は、電位が低いときに導通させたい側に電気接続する。
なお、スイッチング素子Ｑ２５は、ｎＭＯＳＦＥＴではなく、ｐＭＯＳＦＥＴであってもよい。また、整流素子Ｄ２３は、ＭＯＳＦＥＴが内蔵するダイオードであってもよいし、スイッチング素子Ｑ２５とは別部品であってもよい。

補助巻線Ｌ７１は、チョークコイルＬ２２の両端電圧を検出して、スイッチング素子Ｑ２５をオンオフする制御信号を生成する。補助巻線Ｌ７１が生成する制御信号により、スイッチング素子Ｑ２５は、上述したように、整流素子Ｄ２３と同期してオンオフする。補助巻線Ｌ７１は、主巻線（チョークコイルＬ２２）の逆極性になるように構成されている。

帰還回路１２３は、電流検出回路１５０が生成した電流検出電圧に基づいて、昇降圧回路１２０が変換する電力の電圧値を上げるべきか下げるべきかを表わす帰還信号を生成する。帰還回路１２３は、例えば基準電圧源Ｖ６１、誤差増幅器Ａ６２、フォトカプラＰＣを有する。
基準電圧源Ｖ６１（基準電源）は、電流検出回路１５０が生成した電流検出電圧と比較して、光源回路８１０を流れる電流が所望の電流値より大きいか小さいかを判断する基準となる電圧を生成する。
誤差増幅器Ａ６２（エラーアンプ）は、電流検出回路１５０が生成した電流検出電圧と、基準電圧源Ｖ６１が生成した基準電圧とを比較して、どちらが大きいかを表わす信号（以下「帰還信号」と呼ぶ。）を生成する。
フォトカプラＰＣは、電気的に絶縁しつつ、帰還信号を伝達する。制御ＩＣ１２１は、フォトカプラＰＣが伝達した帰還信号を入力する。

なお、誤差増幅器Ａ６２に積分機能を持たせてもよい。積分機能により、商用周波数５０／６０Ｈｚよりも、長い周期で平均化することで、出力電圧に出力変動があっても、平均的に光源回路８１０に所望の電流を流すことができる。

２つの分圧抵抗Ｒ３１，Ｒ３２は、互いに直列に電気接続し、ダイオードブリッジＤＢの脈流側端子の間に電気接続している。分圧抵抗Ｒ３１，Ｒ３２は、ダイオードブリッジＤＢが変換して出力した電力の電圧波形を分圧して、制御ＩＣ１２１に入力できる電圧レベルに変換する。制御ＩＣ１２１は、分圧抵抗Ｒ３２の両端電圧を、昇降圧回路１２０が入力した電力の電圧瞬時値（波形情報）を表わす信号（以下「入力電圧信号」と呼ぶ。）として入力する。

補助巻線Ｌ４１は、チョークコイルＬ２２の両端電圧を検出して、制御ＩＣ１２１に入力する信号（以下「ゼロ電流検出信号」と呼ぶ。）を生成する。制御ＩＣ１２１は、補助巻線Ｌ４１が生成したゼロ電流検出信号を入力する。補助巻線Ｌ４１は、主巻線（チョークコイルＬ２２）の逆極性になるように構成されている。

入力電流検出抵抗Ｒ３３は、スイッチング素子Ｑ２１に流れる電流を検出して、制御ＩＣ１２１に入力する信号（以下「入力電流検出信号」と呼ぶ。）を生成する。制御ＩＣ１２１は、入力電流検出抵抗Ｒ３３が生成した入力電流検出信号を入力する。

制御ＩＣ１２１は、入力した信号群（帰還信号、入力電圧信号、ゼロ電流検出信号、入力電流検出信号）に基づいて、昇降圧回路１２０が力率改善回路兼定電流駆動回路として動作するよう、スイッチング素子Ｑ２１のオンオフを指示する制御信号を生成する。制御ＩＣ１２１は、例えば力率改善回路（ＰＦＣ回路）用の制御ＩＣとして市販されているものを使用する。
制御ＩＣ１２１は、直流直流変換回路１２２に流入する電流の波形（入力電流検出信号の包絡線やスイッチング毎の電流ピーク値を結んだ線）が入力電圧の波形に相似した波形になるよう、スイッチング素子Ｑ２１をオンオフするタイミングを調整する。入力電圧の波形に相似した波形とは、高調波成分を除いた波形が入力電圧とほぼ一致するような波形をいう。入力電流の高調波成分は、図示していないコモンモードフィルターや高調波電流遮断コンデンサＣ１１が取り除いて、電源回路１００の外には出ていかないので、直流直流変換回路１２２に流入する電流の波形（入力電流検出信号の包絡線やスイッチング毎の電流ピーク値を結んだ線）を入力電圧の波形に相似した波形にすれば、電源回路１００が入力する電力の力率が１に近くなる。
制御ＩＣ１２１は、スイッチング素子Ｑ２１をオンにする制御信号を生成する。制御ＩＣ１２１は、２つの分圧抵抗Ｒ３１，Ｒ３２から入力した入力電圧信号に基づいて、その瞬間の入力電圧を検出し、入力電流検出抵抗Ｒ３３が検出した入力電流の値（入力電流検出信号の包絡線やスイッチング毎の電流ピーク値を結んだ線）が入力電圧に比例する値になるよう、スイッチング素子Ｑ２１をオンする期間の長さを設定する。制御ＩＣ１２１は、設定した期間が経過したのち、スイッチング素子Ｑ２１をオフにする制御信号を生成する。制御ＩＣ１２１は、補助巻線Ｌ４１から入力したゼロ電流検出信号に基づいて、チョークコイルＬ２２を流れる電流が０になったか否かを判定する。制御ＩＣ１２１は、臨界モードで直流直流変換回路１２２を動作させる。すなわち、制御ＩＣ１２１は、チョークコイルＬ２２を流れる電流が０になるまでは、スイッチング素子Ｑ２１をオンにしない。チョークコイルＬ２２を流れる電流が０になったと判定したのち、制御ＩＣ１２１は、スイッチング素子Ｑ２１をオンにする制御信号を生成する。制御ＩＣ１２１は、基本的にこれを繰り返す。

また、制御ＩＣ１２１は、帰還回路１２３から入力した帰還信号に基づいて、光源回路８１０を流れる電流が所望の電流値になるよう、直流直流変換回路１２２が変換する電力の電圧値を調整する。
光源回路８１０を流れる電流は、この変換された電力の電圧値によって決まる。
光源回路８１０を流れる電流が所望の電流値より多い場合、制御ＩＣ１２１は、直流直流変換回路１２２に流入する電流の平均値を小さくして、直流直流変換回路１２２が変換する電力の電圧値を下げる。例えば、制御ＩＣ１２１は、スイッチング素子Ｑ２１をオンにしている期間の長さを全体的に短くする。直流直流変換回路１２２に流入する電流は、スイッチング素子Ｑ２１をオンにしている期間の長さに比例して大きくなるので、スイッチング素子Ｑ２１をオンにしている期間を短くすれば、直流直流変換回路１２２に流入する電流が小さくなる。すなわち、制御ＩＣ１２１は、入力電圧の瞬時値と１回のオン期間における最大入力電流との比例関係を維持したまま、比例定数を小さくする。これにより、オンデューティが小さくなり、直流直流変換回路１２２に流入する電流の平均値が小さくなる。
光源回路８１０を流れる電流が所望の電流値より少ない場合、制御ＩＣ１２１は、逆に、直流直流変換回路１２２に流入する電流の平均値を大きくして、直流直流変換回路１２２が変換する電力の電圧値を上げる。例えば、制御ＩＣ１２１は、スイッチング素子Ｑ２１をオンにしている期間の長さを全体的に長くする。

図３は、この実施の形態における昇降圧回路１２０の各部の電圧値・電流値の一例を示す波形図である。
横軸は、時刻を表わす。縦軸は、電圧または電流を表わす。なお、曲線７１１，７１２と、曲線７２１〜７３５とでは、横軸の縮尺が異なる。曲線７２１〜７３５は、曲線７１１，７１２よりも短い時間を拡大して表示している。これは、周波数が大きく異なるためである。

曲線７１１は、電源回路１００が交流電源ＡＣから入力する電力の電圧波形を表わす。電源回路１００が交流電源ＡＣから入力する電力の電圧波形は、例えば正弦波である。周波数は、例えば５０Ｈｚまたは６０Ｈｚである。実効値は、例えば８５ボルト［Ｖ］〜２６５Ｖである。
曲線７１２は、全波整流回路１１０が全波整流した電力の電圧波形を表わす。全波整流回路１１０が全波整流した電力の電圧波形は、脈流である。最小値は、例えば０Ｖである。最大値は、例えば１２０Ｖ〜３７５Ｖである。

曲線７２１ａ，７２１ｂは、チョークコイルＬ２２の両端電圧を表わす。曲線７２２ａ，７２２ｂは、平滑コンデンサＣ２６の両端電圧を表わす。曲線７３１ａ，７３１ｂは、スイッチング素子Ｑ２１を流れる電流を表わす。曲線７３２ａ，７３２ｂは、チョークコイルＬ２２を流れる電流を表わす。曲線７３３ａ，７３３ｂは、整流素子Ｄ２３及びスイッチング素子Ｑ２５を流れる電流の合計値を表わす。曲線７３４ａ，７３４ｂは、平滑コンデンサＣ２６を充放電する電流を表わす。曲線７３５ａ，７３５ｂは、光源回路８１０を流れる電流を表わす。
また、曲線７２１ａ〜７３５ａは、全波整流回路１１０が全波整流した脈流の電圧の瞬時値が比較的高いときを表わす。曲線７１２ｂ〜７３５ｂは、全波整流回路１１０が全波整流した脈流の電圧の瞬時値が比較的低いときを表わす。

時刻ｔ_１（または時刻ｔ_５）において、制御ＩＣ１２１は、スイッチング素子Ｑ２１をオンにする制御信号を生成する。制御ＩＣ１２１が生成した制御信号にしたがって、スイッチング素子Ｑ２１がオンになる。
チョークコイルＬ２２の両端には、全波整流回路１１０が全波整流した脈流の電圧が印加される。したがって、チョークコイルＬ２２の両端電圧は、全波整流回路１１０が全波整流した脈流の電圧の瞬時値により異なる。
チョークコイルＬ２２を流れる電流は、０から徐々に増加する。チョークコイルＬ２２を流れる電流の増加割合（微分）は、チョークコイルＬ２２の両端電圧に比例する。したがって、全波整流回路１１０が全波整流した脈流の電圧の瞬時値が高ければ、チョークコイルＬ２２を流れる電流は速く増加し、低ければゆっくり増加する。
平滑コンデンサＣ２６には、全波整流回路１１０が全波整流した電圧とは極性が逆の電圧が充電されている。このため、平滑コンデンサＣ２６に充電された電圧が、全波整流回路１１０が全波整流した電圧の瞬時値より高いか低いかに関わらず、整流素子Ｄ２３はオフである。したがって、スイッチング素子Ｑ２５もオフである。整流素子Ｄ２３及びスイッチング素子Ｑ２５を流れる電流はいずれも０であり、チョークコイルＬ２２を流れる電流は、すべてスイッチング素子Ｑ２１を流れる。
これにより、高調波電流遮断コンデンサＣ１１（全波整流回路１１０）→主巻線（チョークコイルＬ２２）→スイッチング素子Ｑ２１のループで、主巻線に電磁エネルギーを充電するようにコイル電流が流れる。

時刻ｔ_２（または時刻ｔ_６）において、チョークコイルＬ２２を流れる電流が、全波整流回路１１０が全波整流した脈流の電圧の瞬時値に比例する値に到達するので、入力電流検出抵抗Ｒ３３が検出した入力電流検出信号に基づいて、制御ＩＣ１２１は、スイッチング素子Ｑ２１をオフする制御信号を生成する。制御ＩＣ１２１が生成した制御信号にしたがって、スイッチング素子Ｑ２１がオフになる。
スイッチング素子Ｑ２１がオフになることにより、チョークコイルＬ２２を流れていた電流は行き場を失い、急激に減少しそうになる。チョークコイルＬ２２の両端に逆起電力が発生し、平滑コンデンサＣ２６の両端電圧を上回る。整流素子Ｄ２３がオンになり、チョークコイルＬ２２を流れていた電流は、そのまま整流素子Ｄ２３（及びスイッチング素子Ｑ２５）を流れる。
整流素子Ｄ２３（及びスイッチング素子Ｑ２５）を流れた電流は、平滑コンデンサＣ２６を充電する向きに流れる。
チョークコイルＬ２２の両端には、平滑コンデンサＣ２６の両端電圧が印加される。両端電圧の極性が、時刻ｔ_１からｔ_２までの間とは逆向きであるから、チョークコイルＬ２２を流れる電流は徐々に減少する。チョークコイルＬ２２を流れる電流の減少割合（微分）は、チョークコイルＬ２２の両端電圧に比例する。したがって、平滑コンデンサＣ２６に充電された電圧が高ければ、チョークコイルＬ２２を流れる電流は速く減少し、低ければゆっくり減少する。平滑コンデンサＣ２６に充電された電圧が同じであれば、全波整流回路１１０が全波整流した脈流の電圧の瞬時値にかかわらず、チョークコイルＬ２２を流れる電流は同じ速さ（同じ傾き）で減少する。したがって、チョークコイルＬ２２を流れる電流が０になるまでにかかる時間は、時刻ｔ_２（または時刻ｔ_６）においてチョークコイルＬ２２を流れていた電流の値に比例する。
これにより、主巻線（チョークコイルＬ２２）→ダイオード（整流素子Ｄ２３）及びスイッチング素子Ｑ２５→平滑コンデンサＣ２６のループで主巻線（チョークコイルＬ２２）に溜まった電磁エネルギーを放出するコイル電流が還流電流として流れる。

時刻ｔ_３（または時刻ｔ_７）において、チョークコイルＬ２２を流れる電流が０になると、整流素子Ｄ２３（及びスイッチング素子Ｑ２５）がオフになる。チョークコイルＬ２２に逆向きの電流が流れようとするが、スイッチング素子Ｑ２１も整流素子Ｄ２３（及びスイッチング素子Ｑ２５）もオフなので、電流の供給元がなく、チョークコイルＬ２２を流れる電流は０のままとなる。チョークコイルＬ２２を流れる電流が変化しなくなるので、逆起電力もなくなり、チョークコイルＬ２２の両端電圧は０になる。

補助巻線Ｌ４１は、チョークコイルＬ２２とは逆極性になるように巻きつけられているため、チョークコイルＬ２２から平滑コンデンサＣ２６へコイル電流が還流する際に、正の電圧を発生させる。
補助巻線Ｌ４１が生成するゼロ電流検出信号の電圧は、チョークコイルＬ２２の両端電圧に比例する。制御ＩＣ１２１は、補助巻線Ｌ４１が生成したゼロ電流検出信号の電位が０またはそれに近い閾値以下になった場合に、チョークコイルＬ２２を流れる還流電流が終了したと判定する。その後、時刻ｔ_４（または時刻ｔ_８）において、制御ＩＣ１２１は、スイッチング素子Ｑ２１を再びオンにする制御信号を生成する。

昇降圧回路１２０は、これを繰り返すことにより、平滑コンデンサＣ２６を充電する。このように、昇降圧回路１２０がスイッチング素子Ｑ２１をオンオフする周期は、状況によって変化し、一定ではない。
光源回路８１０の両端には、平滑コンデンサＣ２６に充電された電圧が印加される。光源回路８１０には、印加された電圧によって定まる電流が流れる。平滑コンデンサＣ２６を流れる電流は、整流素子Ｄ２３（及びスイッチング素子Ｑ２５）を流れる電流から、光源回路８１０を流れる電流を差し引いた差にあたる電流である。整流素子Ｄ２３（及びスイッチング素子Ｑ２５）を流れる電流のほうが、光源回路８１０を流れる電流より大きければ平滑コンデンサＣ２６は充電され、光源回路８１０を流れる電流のほうが、整流素子Ｄ２３（及びスイッチング素子Ｑ２５）を流れる電流より大きければ平滑コンデンサＣ２６は放電する。全波整流回路１１０が全波整流した脈流の電圧の瞬時値が高い場合は充電量のほうが多く、低い場合は放電量のほうが多くなる。平滑コンデンサＣ２６の静電容量が十分に大きければ、平滑コンデンサＣ２６の両端電圧は、全体を平均して充電量と放電量とが釣り合う電圧に安定する。このとき、平滑コンデンサＣ２６の両端電圧は、全波整流回路１１０が全波整流した脈流の電圧の最大値より大きくてもよいし、小さくてもよい。
発光素子ユニット（光源回路８１０）に流れる電流は、スイッチング素子Ｑ２１のオン／オフに関係なく、平滑コンデンサＣ２６→発光素子ユニット→電流検出回路１５０のループで流れる。

制御ＩＣ１２１は、光源回路８１０を流れる電流が所望の電流値になるよう、スイッチング素子Ｑ２１をオンオフするタイミングを調整し、平滑コンデンサＣ２６に充電される電圧を変化させる。平滑コンデンサＣ２６の両端電圧は、全波整流回路１１０が全波整流した脈流の電圧の最大値より大きくてもよいし、小さくてもよい。例えば、平滑コンデンサＣ２６に充電される電圧が２００Ｖのとき、光源回路８１０を流れる電流が所望の電流値になるとする。交流電源ＡＣの実効電圧が８５Ｖの場合、最大値は約１２０Ｖなので、昇降圧回路１２０は昇圧動作をして、２００Ｖの直流電圧を生成する。また、交流電源ＡＣの実効電圧が２６５Ｖの場合、最大値は約３７５Ｖなので、昇降圧回路１２０は降圧動作をして、２００Ｖの直流電圧を生成する。スイッチング素子Ｑ２１をオンオフするタイミングの調整だけで、昇降圧回路１２０は昇圧動作も降圧動作もすることができる。

図４は、この実施の形態におけるスイッチング素子Ｑ２５として用いるｎＭＯＳＦＥＴの等価回路の一例を示す図である。
ｎＭＯＳＦＥＴの等価回路は、ゲート端子Ｇとソース端子Ｓとの間の電位差に基づいて抵抗値が変化する可変抵抗とダイオードとが、ドレイン端子Ｄとソース端子Ｓとの間に並列に接続している。

図５は、この実施の形態におけるスイッチング素子Ｑ２５として用いるｎＭＯＳＦＥＴのソース−ドレイン間の電圧電流特性の一例を示す図である。
横軸は、ソース−ドレイン間電圧を表わす。縦軸は、ドレイン電流を表わす。
曲線７４１は、ゲート−ソース間にオフ電圧を印加した場合の電圧電流特性を表わす。曲線７４２は、ゲート−ソース間にオン電圧を印加した場合の電圧電流特性を表わす。
ドレイン電位がソース電位より高い領域において、オフ時の電圧電流特性は、ほぼ直線であり、その傾きがオフ抵抗である。オン時の電圧電流特性は、線形領域において直線７４３で近似でき、その傾きがオン抵抗である。オン抵抗は、例えば数ミリオーム［ｍΩ］〜数百ｍΩである。ドレイン電位がソース電位より低い場合、ソース−ドレイン間のダイオードがオンになる領域では、オン抵抗やオフ抵抗にかかわらず、ソース−ドレイン間の電位差は、ダイオードの順方向降下電圧によって定まる。これに対し、ドレイン電位がソース電位より低い場合でも、ソース−ドレイン間の電位差がダイオードの順方向降下電圧より低い場合は、ダイオードがオフになり、ドレイン電位がソース電位より高い領域とほぼ同じ特性を示す。

このため、逆方向に同じドレイン電流を流す場合でも、ゲート−ソース間にオン電圧を印加した場合のソース−ドレイン間電圧７５２のほうが、ゲート−ソース間にオフ電圧を印加した場合のソース−ドレイン間電圧（順方向降下電圧７５１）よりも小さくなる。
順方向降下電圧７５１は、ダイオードのｐｎ接合のエネルギー準位差によって定まり、例えば０．６Ｖ〜１Ｖ程度である。これに対し、例えば、オン抵抗が５０ｍΩで、ドレイン電流が例えば５００ミリアンペア［ｍＡ］である場合、オン時のソース−ドレイン間電圧は２５ミリボルト［ｍＶ］になる。

整流素子Ｄ２３の順方向降下電圧も同程度であり、例えば０．６Ｖ〜１Ｖ程度である。整流素子Ｄ２３がオン、スイッチング素子Ｑ２５がオフの場合、整流素子Ｄ２３の両端電圧は、順方向降下電圧と等しい。整流素子Ｄ２３における電力損失は、両端電圧と流れる電流との積である。例えば、整流素子Ｄ２３の順方向降下電圧が１Ｖ、流れる電流が５００ｍＡの場合、整流素子Ｄ２３における電力損失は０．５ワット［Ｗ］である。
これに対し、スイッチング素子Ｑ２５をオンにすると、同じ電流５００ｍＡを流したときの両端電圧は２５ｍＶに下がるので、整流素子Ｄ２３及びスイッチング素子Ｑ２５における電力損失の合計は、１２．５ミリワット［ｍＷ］になる。

このように、整流素子Ｄ２３と並列にスイッチング素子Ｑ２５を設け、整流素子Ｄ２３と同期してオンオフする。これにより、大きな電流は、整流素子Ｄ２３を迂回して、スイッチング素子Ｑ２５を流れる。ｐｎ接合がある経路（整流素子Ｄ２３）を大電流が流れないようにすることにより、電力損失を減らすことができる。

スイッチング素子Ｑ２５に対してオンオフを指示する制御信号は、補助巻線Ｌ７１が生成する。制御信号は、例えば所定の電圧より高い正の電圧のときオン、それ以外のときオフを意味する。
補助巻線Ｌ７１は、チョークコイルＬ２２と電磁誘導により結合している。補助巻線Ｌ７１の両端には、チョークコイルＬ２２の両端電圧に比例する電圧が発生する。電圧比は、巻数比によって定まる。電圧の極性は、巻線の巻き方向によって定まる。この例では、チョークコイルＬ２２の両端電圧と逆極性の電圧が補助巻線Ｌ７１の両端に発生する向きに、補助巻線Ｌ７１を巻きつける。
これにより、図３の時刻ｔ_２から時刻ｔ_３まで（または時刻ｔ_６から時刻ｔ_７まで）の期間において、補助巻線Ｌ７１の両端電圧は、平滑コンデンサＣ２６の両端電圧に比例する正の電圧になる。すなわち、この期間において、補助巻線Ｌ７１はスイッチング素子Ｑ２５をオンにする制御信号を生成する。これにより、スイッチング素子Ｑ２５は、整流素子Ｄ２３がオンのときオンになる。
それ以外の期間では、補助巻線Ｌ７１の両端電圧は、０または負の電圧である。すなわち、それ以外の期間において、補助巻線Ｌ７１はスイッチング素子Ｑ２５をオフにする制御信号を生成する。これにより、スイッチング素子Ｑ２５は、整流素子Ｄ２３がオフのときオフになる。

このように、整流素子Ｄ２３に同期してスイッチング素子Ｑ２５をオンオフすることにより、昇降圧回路１２０全体の動作を変えることなく、電力損失を少なくすることができる。

比較のため、スイッチング素子Ｑ２５のオンオフ制御を、整流素子Ｄ２３に同期して行うのではなく、スイッチング素子Ｑ２１に同期して行う場合を考える。すなわち、スイッチング素子Ｑ２１がオフのときスイッチング素子Ｑ２５をオンにし、スイッチング素子Ｑ２１がオンのときスイッチング素子Ｑ２５をオフにする。このようなやり方は、制御ＩＣ１２１がスイッチング素子Ｑ２１を制御するために生成した制御信号をパルストランスなどにより反転させた信号を、スイッチング素子Ｑ２５の制御信号として用いることができる。

比較例の方式は、直流直流変換回路１２２の動作モードが連続モードであればうまくいく。しかし、この実施の形態のように、直流直流変換回路１２２の動作モードが臨界モードである場合には適用できない。なぜなら、スイッチング素子Ｑ２５は、スイッチング素子Ｑ２１がオフの間はずっとオンなので、図３の時刻ｔ_３（または時刻ｔ_７）になってもオフにならず、時刻ｔ_４（または時刻ｔ_８）になって初めてオフになる。その結果、チョークコイルＬ２２を流れる電流は、時刻ｔ_３（または時刻ｔ_７）に０になったのち、更に減少して、時刻ｔ_４（または時刻ｔ_８）までの間、逆方向に流れる。この電流は、スイッチング素子Ｑ２５を通り、平滑コンデンサＣ２６を放電する。すなわち、平滑コンデンサＣ２６に蓄積したエネルギーが逆流することになり、エネルギー効率が悪くなる。

これに対し、この実施の形態の方式は、スイッチング素子Ｑ２５を時刻ｔ_３（または時刻ｔ_７）にオフにするので、エネルギーの逆流がない。このため、整流素子Ｄ２３における電力損失を減らした分、電源回路１００全体のエネルギー効率が高くなる。

この実施の形態における電源回路１００の直流直流変換回路１２２において、一対の入力端子（チョークコイルＬ２２のコイル端子の一つとスイッチング素子Ｑ２１の被制御端子の一つ）は、入力電圧を入力する。主巻線（チョークコイルＬ２２）は、上記一対の入力端子が入力した入力電圧を印加される。平滑コンデンサＣ２６は、上記主巻線を流れるコイル電流により充電される。第一スイッチング回路（スイッチング素子Ｑ２１）は、上記一対の入力端子と上記主巻線との間に介在し、上記一対の入力端子から上記主巻線に印加される電圧を遮断する。整流素子Ｄ２３は、上記主巻線と上記平滑コンデンサＣ２６との間に介在し、上記第一スイッチング回路が導通状態のとき、上記主巻線から上記平滑コンデンサＣ２６に流れる電流を遮断する。第二スイッチング回路（スイッチング素子Ｑ２５）は、上記整流素子Ｄ２３と並列に電気接続し、上記整流素子Ｄ２３が遮断状態のとき、上記主巻線から上記平滑コンデンサＣ２６を充電する電流を遮断する。一対の出力端子（平滑コンデンサＣ２６の２つのコンデンサ端子）は、上記平滑コンデンサＣ２６に充電されたコンデンサ電圧を出力する。
これにより、整流素子Ｄ２３が導通状態のときに流れる電流を第二スイッチング回路に迂回させるので、整流素子Ｄ２３における電力損失を減らすことができる。第二スイッチング回路の電力損失（オン抵抗で消費する電力）が整流素子Ｄ２３の電力損失より小さければ、電源回路１００全体の電力損失を減らすことができる。

主巻線（チョークコイルＬ２２）は、一方の端子が上記一対の入力端子のうちいずれかの入力端子に電気接続している。第一スイッチング回路（スイッチング素子Ｑ２１）は、一方の端子が上記一対の入力端子のうち上記主巻線に電気接続していない方の入力端子に電気接続している。第一スイッチング回路は、もう一方の端子が上記主巻線の上記一対の入力端子に電気接続していない方の端子に電気接続している。第一スイッチング回路は、導通遮断する。平滑コンデンサＣ２６は、一方の端子が上記主巻線のいずれかの端子と、上記一対の出力端子のうちいずれか一方の出力端子とに電気接続している。平滑コンデンサＣ２６は、もう一方の端子が上記一対の出力端子のうちもう一方の出力端子に電気接続している。整流素子Ｄ２３は、一方の端子が上記主巻線の上記平滑コンデンサＣ２６に電気接続していない方の端子に電気接続している。整流素子Ｄ２３は、もう一方の端子が上記平滑コンデンサＣ２６の上記主巻線に電気接続していない方の端子に電気接続している。整流素子Ｄ２３は、上記第一スイッチング回路が導通状態のとき電流が流れない方向に電気接続している。
第二スイッチング回路（スイッチング素子Ｑ２５）は、一方の端子が上記整流素子Ｄ２３のいずれか一方の端子に電気接続している。第二スイッチング回路は、もう一方の端子が上記整流素子Ｄ２３のもう一方の端子に電気接続している。第二スイッチング回路は、上記整流素子Ｄ２３が遮断状態のとき、遮断する。
これにより、整流素子Ｄ２３が導通状態のときに流れる電流を第二スイッチング回路に迂回させるので、整流素子Ｄ２３における電力損失を減らすことができる。第二スイッチング回路の電力損失（オン抵抗で消費する電力）が整流素子Ｄ２３の電力損失より小さければ、電源回路１００全体の電力損失を減らすことができる。

上記第二スイッチング回路（スイッチング素子Ｑ２５）において、補助巻線Ｌ７１は、上記主巻線（チョークコイルＬ２２）と逆極性の電圧が発生するように巻きつけられている。上記主巻線には、第一スイッチング回路（スイッチング素子Ｑ２１）が導通しているときに流れるコイル電流によってエネルギーが充電される。
上記主巻線に充電されたエネルギーは、第一スイッチング回路（スイッチング素子Ｑ２１）が遮断しているとき流れるコイル電流として、整流素子Ｄ２３を通って、平滑コンデンサＣ２６を充電する。
このとき、補助巻線Ｌ７１は、第一スイッチング回路（スイッチング素子Ｑ２１）が導通しているときに０または負の電圧、遮断しているときに正の電圧が発生する。
この補助巻線Ｌ７１に発生する電圧を第二スイッチング回路（スイッチング素子Ｑ２５）に入力する。
これにより、整流素子Ｄ２３のオンオフに同期して、スイッチング素子Ｑ２５をオンオフすることができる。

また、上記第二スイッチング回路（スイッチング素子Ｑ２５）は、上記補助巻線Ｌ７１の両端に発生した電圧が所定の閾値電圧以上である場合に、上記主巻線（チョークコイルＬ２２）から上記平滑コンデンサＣ２６を充電する電流を導通する。
これにより、整流素子Ｄ２３のオンオフに同期して、スイッチング素子Ｑ２５をオンオフすることができる。

制御ＩＣ１２１は、分圧抵抗Ｒ３１，Ｒ３２が検出した入力電圧信号と、入力電流検出抵抗Ｒ３３が検出した入力電流検出信号とに基づいて、上記主巻線（チョークコイルＬ２２）を流れるコイル電流の波形（ピーク値をつないだ包絡線）が入力電圧と相似の波形になるように、第一スイッチング回路（スイッチング素子Ｑ２１）を制御する。
これにより、電源回路１００の力率を１に近づけることができる。

制御ＩＣ１２１は、補助巻線Ｌ４１の電圧が０またはそれに近い閾値以下になったことを検出する信号（ゼロ電流検出信号）を入力することで、上記主巻線（チョークコイルＬ２２）からのコイル電流の還流が終了したことを判断して、第一スイッチング回路（スイッチング素子Ｑ２１）を再び導通させるように制御する。
これにより、昇降圧回路１２０は臨界モードで動作し、整流素子Ｄ２３における逆回復電流などによる電力損失を減らすことができる。

上記制御ＩＣ１２１は、誤差増幅器Ａ６２が生成した帰還信号に基づいて、上記一対の出力端子から流出する出力電流の値が所定の値になるように、上記一対の入力端子から上記コイルに印加される電圧を導通する期間の長さを変化させることで第一スイッチング回路を制御し、出力電圧を調整する。
これにより、光源回路８１０に所定の出力電流が流れるような出力電圧を生成することができ、電源回路１００は定電流制御動作をするので、後段に定電流制御回路を設ける必要がない。よって、電源回路１００における電力損失を減らすことができる。

照明装置８００において、全波整流回路１１０は、交流電源ＡＣからの交流電力を全波整流して、上記電源回路（昇降圧回路１２０）の一対の入力端子に入力する。光源回路８１０は、上記電源回路から供給された電力により点灯する光源８１１を有する。光源回路８１０は、上記電源回路の一対の出力端子の間に電気接続する。
これにより、昇降圧回路１２０の一段構成で、力率改善動作と定電流制御動作との両方をすることができる。電源回路１００の回路構成が簡単になり、電源回路１００の部品点数を減るので、照明装置８００の製造コストが抑えられ、照明装置８００の信頼性が高まる。また、電源回路１００における電力損失が減るので、照明装置８００のエネルギー効率が高くなる。

以上説明した電源回路１００は、定電流で動作させる負荷回路（光源回路８１０）に対して電力を供給する。電源回路１００は、整流回路（全波整流回路１１０）と、トランス（チョークコイルＬ２２、補助巻線Ｌ７１、補助巻線Ｌ４１）と、第一のスイッチング素子Ｑ２１と、制御回路（制御ＩＣ１２１）と、ダイオード（整流素子Ｄ２３）と、第二のスイッチング素子Ｑ２５と、コンデンサ（平滑コンデンサＣ２６）と、電流検出回路１５０とを有する。
整流回路は、商用電源（交流電源ＡＣ）を整流して入力電圧を生成する。
トランスは、主巻線（チョークコイルＬ２２）と、２つの補助巻線Ｌ７１，Ｌ４１とを有する。
スイッチング素子Ｑ２１は、整流回路と上記主巻線に直列接続されている。スイッチング素子Ｑ２１は、制御回路により駆動される。スイッチング素子Ｑ２１は、オンの区間で上記主巻線の両端に入力電圧を印加する。
電流検出回路１５０は、負荷回路または主巻線に流れる電流を検出し、制御回路へ電流情報を伝達する。
制御回路は、入力電圧を分圧または直接入力することにより、第一のスイッチング素子Ｑ２１に流れる電流のピーク値または平均値の電流波形の包絡線が、入力電圧の電圧波形に近づけるように、スイッチング素子Ｑ２１のオン／オフ制御を行いながら、電流検出回路１５０が検出する電流情報を基に、負荷回路の電流を定電流制御する。
主巻線は、第一のスイッチング素子Ｑ２１がオンの区間で、電磁エネルギーを充電するようにコイル電流を流す。主巻線は、第一のスイッチング素子Ｑ２１がオフの区間で、電磁エネルギーを放出するようにコイル電流を流す。主巻線は、第一のスイッチング素子Ｑ２１のオン／オフにより、入力電圧から負荷回路側へ電力の伝達をおこなう。
ダイオードは、主巻線とコンデンサに直列接続されている。ダイオードは、第一のスイッチング素子Ｑ２１がオフの区間で、主巻線から放出されるコイル電流をコンデンサに還流させる。
コンデンサは、第一のスイッチング素子Ｑ２１がオフの区間に、コイル電流が還流することで充電される。
第二のスイッチング素子Ｑ２５は、ダイオードと並列に接続されている。第二のスイッチング素子Ｑ２５は、主巻線から放出されるコイル電流が還流する区間にオンさせることで、ダイオードの同期整流をおこなう。

主巻線（チョークコイルＬ２２）から放出されるコイル電流が還流し終わると、補助巻線Ｌ４１の電圧波形が低下する。制御ＩＣ１２１は、そのタイミングを検出し、それより後にスイッチング素子Ｑ２１をオンさせる。
また、制御ＩＣ１２１は、入力電流検出抵抗Ｒ３３を使って、スイッチング素子Ｑ２１を流れる電流が、入力電圧と同じ全波整流された正弦波の形状になるように、スイッチング素子Ｑ２１に流れる電流のピーク値またはピーク値の平均値を制御する。
したがって、スイッチング素子Ｑ２１の動作周波数は、一定ではない。例えば、全波整流された正弦波電圧の低い所ほど周波数が低く（周期が長く）、正弦波電圧の高い所ほど周波数が高く（周期が短く）なる。また、スイッチング素子Ｑ２１の動作周波数は、入力する商用電源（交流電源ＡＣ）の電圧にも依存する。主巻線のインダクタンス値は固定値であるから、両端電圧が高いほど短時間で電流が増加する。このため、動作周波数が高く（周期が短く）なる。
このように、制御ＩＣが電流の流れ終わりを判断してスイッチング素子の動作周波数を決めるような動作、つまり、電源回路自体の動作によって、動作周波数が変動するような電源回路を、一般的に自励発振という。
電源回路１００は、自励発振の回路である。電源回路１００は、補助巻線Ｌ４１に発生する電圧により還流電流の終了を検出することで、スイッチング素子の動作周波数を定める。

ダイオード（整流素子Ｄ２３）は、主巻線（チョークコイルＬ２２）側をアノード端子、平滑コンデンサＣ２６側をカソード端子の方向で接続されている。これにより、ダイオードは、主巻線に充電されたエネルギーを平滑コンデンサＣ２６に一方通行で還流する方向の電流のみを流す。ダイオードは、スイッチング素子Ｑ２１がオフの区間に主巻線から放出されるコイル電流を平滑コンデンサＣ２６へ還流させる還流ダイオードの役割を果たす。また、ダイオードがこのように接続されているので、入力される正弦波電圧の低いタイミングで主巻線に充電されたエネルギーが少ない場合においても、一方通行でエネルギーを送り込むことができ、主巻線のエネルギーが放出した後でも逆流することがない。

補助巻線Ｌ７１は、同期整流用半導体素子として用いるスイッチング素子Ｑ２５のゲート端子に、もう片方がソース端子に接続されている。つまり、スイッチング素子Ｑ２５は、ダイオードと並列に接続されている。
トランスの補助巻線Ｌ７１は、補助巻線Ｌ４１と同様、主巻線と逆極性になっている。このため、スイッチング素子Ｑ２１がオフの区間で、補助巻線Ｌ７１に正電圧が発生する。補助巻線Ｌ７１に発生する電圧値は、主巻線に流れる電流値と、主巻線と補助巻線Ｌ７１の巻数比によって決まる。
電源回路１００に入力される入力電圧は、全波整流回路１１０が全波整流した正弦波電圧であるから、その周期の中でスイッチング素子Ｑ２１がオンしたタイミングによって、入力電圧値が変動する。例えば５０Ｈｚあるいは６０Ｈｚの周波数で、入力電圧値が周期的に変動する。
したがって、スイッチング素子Ｑ２１がオンするタイミングによって、主巻線に加わる電圧値が異なり、主巻線に流れる電流値も異なる。
全波整流された正弦波電圧が高い電圧値の区間では、主巻線に加わる電圧値および流れる電流値が増加する。正弦波電圧が低い電圧値の区間では、主巻線に加わる電圧値および流れる電流値が減少する。また、正弦波電圧のピーク付近では、主巻線に加わる電圧値と流れる電流値が最大になる。

主巻線と補助巻線Ｌ７１とは、極性を逆方向にしてあるので、スイッチング素子Ｑ２１がオンして主巻線に電流が流れる区間とは逆の区間、つまり、スイッチング素子Ｑ２１がオフして主巻線からダイオードを通って平滑コンデンサＣ２６へ放出されるコイル電流が還流している区間で、補助巻線Ｌ７１に正電圧が発生する。補助巻線Ｌ７１に発生する電圧値は、主巻線と補助巻線Ｌ７１の巻線比と、主巻線に加わる電圧値によって決まり、正弦波電圧の周期に合わせて変動する。全波整流された正弦波電圧が高い電圧値の区間では、補助巻線Ｌ７１に発生する電圧値が増加する。正弦波電圧が低い電圧値の区間では、補助巻線Ｌ７１に発生する電圧値が減少する。また、正弦波電圧のピーク付近で、補助巻線Ｌ７１に発生する電圧値が最大になる。このように、補助巻線Ｌ７１には、スイッチング素子Ｑ２１のオフの区間において、全波整流された正弦波電圧に応じて変化する電圧が発生する。

スイッチング素子Ｑ２５は、補助巻線Ｌ７１に発生する電圧を入力する。スイッチング素子Ｑ２５は、入力した電圧がＭＯＳＦＥＴのゲート閾電圧を超えた場合にのみオンする。スイッチング素子Ｑ２５は、入力した電圧がゲート閾電圧よりも低い場合はオフしたままになる。
全波整流された正弦波電圧が高い電圧値の区間、つまり、主巻線に流れる電流が多い区間では、スイッチング素子Ｑ２５がオンになり、ダイオード（整流素子Ｄ２３）に流れる電流をバイパスする。全波整流された正弦波電圧が低い電圧値の区間、つまり、主巻線に流れる電流が少ない（またはほとんど流れない）区間では、スイッチング素子Ｑ２５がオフしたままになり、ダイオードに流れる電流をバイパスしない。
これにより、全波整流された正弦波電圧が高く、主巻線に多くの電流が流れ、ダイオードを流れる還流電流が多いときは、同期整流を行う。また、全波整流された正弦波電圧が低く主巻線に少ない電流が流れ、ダイオードを流れる還流電流が少ないときには、同期整流を行わない。電流が多いときを狙って効果的に同期整流を行うことができる。

スイッチング素子Ｑ２５に加えるゲート電圧を、主巻線に流れる電流値により変化する補助巻線Ｌ７１に発生する電圧から供給することにより、必要以上に高くない電圧の範囲で、流れる電流が多い区間はゲート電圧を高く、流れる電流が少ない区間はゲート電圧を低くすることができる。

スイッチング素子Ｑ２５として、ＭＯＳＦＥＴを用いることにより、ゲート電圧を高くすると、ドレインーソース間のオン抵抗が低くなるので、より一層、電気損失が低減される。
なお、ゲート電圧が高くなるとオフするのに要する時間が増えるので、必要以上に高くしないように巻数比を設定する。これにより、還流電流が終了するまでのタイミングでオフさせることができる。全波整流された正弦波電圧が低くなるにつれて、電流が減少するため、追従してゲート電圧が低くなる。このため、スイッチング素子Ｑ２５はオフしやすくなる。全波整流された正弦波電圧の低い区間では、更に電流が減少するので、ゲート電圧がさらに低くなる。ゲート閾電圧を超えないので、スイッチング素子Ｑ２５はオンしない。これにより、スイッチング素子Ｑ２５に必要以上のゲート電圧を加えることがなくなるため、オフするまでの時間を早めることができる。スイッチング素子Ｑ２５は、主巻線から放出されるコイル電流の還流が終了するタイミングでオフになり、還流ダイオードとして働くダイオードの本来の働きと同じ働きをする。

また、スイッチング素子Ｑ２５と並列にダイオード（整流素子Ｄ２３）が接続されているので、還流ダイオードとして働くダイオードがオフするタイミング、すなわち、主巻線からのコイル電流の放出が終了するタイミングよりも早くスイッチング素子Ｑ２５をオフさせてもよい。
なお、スイッチング素子Ｑ２５がＭＯＳＦＥＴの場合、ダイオード（整流素子Ｄ２３）はなくてもよい。ＭＯＳＦＥＴ自身が持っているボディダイオードを利用できるからである。

主巻線から放出されるコイル電流の還流が終了するタイミング（またはそれよりも早いタイミング）で、スイッチング素子Ｑ２５をオフさせることにより、同期整流を止める。本来のダイオード（整流素子Ｄ２３）が非導通になるタイミングと同じ動作になるので、平滑コンデンサＣ２６から主巻線に電流が逆流するのを防ぐことができる。

電源回路１００は、商用電源（交流電源ＡＣ）から流入する電流の波形や位相を、全波整流された正弦波電圧と一致させるように制御しながら動作する。ある程度以上の電力を消費する照明器具（照明装置８００）は、高調波規制の対象となる。電源回路１００は、高調波を規制値内に収めるとともに、力率を１に近づけ、電気効率を向上させることができる。
スイッチング素子Ｑ２５は、全波整流された正弦波電圧が高い区間ではスイッチング素子Ｑ２１がオフするタイミングでオン動作する。正弦波電圧が低い区間では、スイッチング素子Ｑ２１がオフするタイミングでもオン動作しない。また、スイッチング素子Ｑ２５は、主巻線に流れる電流に応じて補助巻線Ｌ４１に発生する電圧で駆動する。これにより、必要以上の駆動電圧を加えることなく、主巻線の電流が多い区間ではオンし、電流が少ない区間ではオンしないようにできる。必要以上の電圧でスイッチング素子Ｑ２５を駆動しないので、主巻線から平滑コンデンサＣ２６へ放出されるコイル電流が還流し終わるまでにスイッチング素子Ｑ２５がオフする。したがって、スイッチング素子Ｑ２５をオフさせるタイミングが遅くなることにより、主巻線から平滑コンデンサＣ２６へ放出されるコイル電流が還流し終わっているにも関わらず電流が流れる状態、つまり出力側から入力側への逆流の状態が発生するのを防ぐことができる。

制御ＩＣ１２１は、主巻線（チョークコイルＬ２２）から放出されるコイル電流が還流し、その還流電流の減少に伴って補助巻線Ｌ４１の電圧が低下することを利用して、還流電流の終了を検出する。制御ＩＣ１２１は、その後少し時間を空けて、スイッチング素子Ｑ２１をオンさせる。これにより、昇降圧回路１２０は、連続モードと不連続モードが切り替わる境目の状態である臨界モードで動作する。
全波整流された正弦波電圧が高い区間である場合、補助巻線Ｌ７１に発生する電圧が高く、スイッチング素子Ｑ２５のゲート閾電圧を超える。このため、スイッチング素子Ｑ２５がＯＮになる。ダイオード（整流素子Ｄ２３）に流れる還流電流が、スイッチング素子Ｑ２５の方にバイパスされるので、電気効率が向上する。
全波整流された正弦波電圧が低い区間である場合、補助巻線Ｌ７１に発生する電圧が低く、スイッチング素子Ｑ２５のゲート閾電圧を超えない。このため、スイッチング素子Ｑ２５はオフしたままとなり、ダイオード（整流素子Ｄ２３）に還流電流が流れる。同期整流を止めておくことにより、平滑コンデンサＣ２６から主巻線への電流の逆流を防ぐ。ＭＯＳＦＥＴよりも損失が大きいダイオードを還流電流が流れることになるが、正弦波電圧が低い区間で流れる電流が小さいので、電源回路１００全体としてみれば、同期整流を行わなくても電気効率に影響を与えない。

この発明にかかる電源回路１００によれば、照明装置８００に用いる力率改善と電力変換の二つの機能を同時に行うとともに、還流ダイオードの同期整流を行うことにより、電気効率を向上させることができる。
補助巻線Ｌ７１によりスイッチング素子Ｑ２５を駆動することで、全波整流された正弦波電圧の周期の中で、電圧が高い範囲の区間でのみ還流ダイオード（整流素子Ｄ２３）の同期整流をおこなう。
主巻線（チョークコイルＬ２２）に流れる電流は、全波整流された正弦波電圧の周期で追従して増減する。補助巻線Ｌ７１に発生する電圧は、主巻線に流れる電流と、主巻線と補助巻線Ｌ７１との巻数比によって決まり、全波整流された正弦波電圧が高い区間で高くなり、低い区間で低くなる。
補助巻線Ｌ７１に発生する電圧で、スイッチング素子Ｑ２５を駆動することにより、全波整流された正弦波電圧の周期の中で電圧が高く流れる電流が多い区間のみ同期整流をおこない、全波整流された正弦波電圧の周期の中で電圧が低く流れる電流が少ない区間では同期整流をおこなわない。
スイッチング素子Ｑ２５を必要以上の電圧で駆動することなく、本来の還流ダイオードと同じ作用を果たすように、主巻線から放出されるコイル電流が還流し終わった時点で、スイッチング素子Ｑ２５をオフさせることができ、出力側（平滑コンデンサＣ２６）から入力側（主巻線）に流れる電流の逆流を防ぐことができる。
これにより、電源回路１００の電気効率を向上させることができる。

全波整流された正弦波電圧が低い区間において、補助巻線Ｌ７１に発生する電圧がスイッチング素子Ｑ２５のゲート閾電圧を超えないよう、主巻線と補助巻線Ｌ７１との巻数比を設定する。これにより、入力する全波整流された正弦波電圧の高い区間では、スイッチング素子Ｑ２５をオンさせ、入力する全波整流された正弦波電圧の低い区間では、スイッチング素子Ｑ２５をオフさせる。
このように、補助巻線Ｌ７１によりスイッチング素子Ｑ２５に加える電圧を生成するので、必要以上の電圧をゲートに加えることがなく、オフするタイミングが遅れることがなくなる。よって、同期整流を行いながらも、本来のダイオードの役割である還流ダイオードとして逆方向に導通させない機能を維持することができる。そのため、主巻線から放出されるコイル電流が還流し終わったにも関わらず、電流が流れ続けて、平滑コンデンサＣ２６から主巻線へ逆方向に電流を流し、主巻線を充電するようなことが発生しない。
これにより、逆流による電力損失を防ぎ、ダイオードの電流が多い区間で、主巻線から平滑コンデンサＣ２６へ流れる電流をバイパスすることができるため、効果的に、電力損失を低減することができる。

全波整流された正弦波電圧の周期内で変化する主巻線に加わる電圧値と、主巻線と補助巻線Ｌ７１との巻数比により、補助巻線Ｌ７１に発生する電圧が決まる。補助巻線Ｌ７１に発生する電圧が、入力される全波整流された正弦波電圧が高い区間ではスイッチング素子Ｑ２５のゲート閾電圧よりも高くなり、入力される全波整流された正弦波電圧が低い区間でスイッチング素子Ｑ２５のゲート閾電圧よりも低くなるように、主巻線と補助巻線Ｌ７１との巻数比を設定する。
例えば、商用電源（交流電源ＡＣ）の実効電圧が１００Ｖの場合、全波整流回路１１０より後段の入力電圧は、５０Ｈｚまたは６０Ｈｚの周波数で、０〜１４０Ｖ程度の範囲を変動する。このうち、例えば２０〜１４０Ｖの区間で補助巻線Ｌ７１に発生する電圧がスイッチング素子Ｑ２５のゲート閾電圧よりも高くなるよう、主巻線と補助巻線Ｌ７１の巻数比を設定する。
これにより、スイッチング素子Ｑ２５のオフが遅れることによる電流が出力側から入力側へ逆流することを防ぐ。また、同期整流を行うことで、電気効率を向上させることができる。

ダイオード（整流素子Ｄ２３）をスイッチング素子Ｑ２５で同期整流することにより、次のような電力損失の低減効果がある。
ダイオードの電力損失は、順方向電圧×順方向電流である。例えば、順方向電圧が１．０Ｖ、順方向電流が０．５Ａであれば、ダイオードの電力損失は０．５Ｗである。
ＭＯＳＦＥＴの電力損失は、オン抵抗×電流の二乗である。例えば、オン抵抗が０．０５Ω、電流が０．５Ａであれば、ＭＯＳＦＥＴの電力損失は０．０１２５Ｗである。
このため、ダイオードの代わりに、例えばＭＯＳＦＥＴなど別の半導体素子を導通させて、トランス（主巻線）に蓄えられたエネルギーを還流させることにより、電力損失を大幅に低減できる。

主巻線のコイル電流の還流が終了したタイミング、つまり、ゼロクロスのタイミングで制御ＩＣ１２１がスイッチング素子Ｑ２１をオンさせる。これにより、昇降圧回路１２０は、スイッチング素子Ｑ２１でのスイッチング損失を減らすことができるとともに、ダイオード（整流素子Ｄ２３）に逆回復電流が流れることによるリカバリーロスを減らすことができる。これにより、電源回路１００の電気効率を向上させることができる。

電源回路１００は、商用電源（交流電源ＡＣ）の電圧波形と、商用電源から全波整流回路１１０に流れる電流波形をほぼ同じ波形にし、力率を１に近づけるので、電気効率が良くなる。電源回路１００は、高調波を抑制することができるため、電源高調波対策が必要な照明器具の電源回路として使用できる。電源回路１００は、力率改善ができるので、高力率を必要とする照明器具の電源回路として使用できる。

このように、電源回路１００は、力率改善回路と、ＬＥＤを駆動するための電力変換回路の二段構成ではなく、一段構成であるため、電源回路１００自身の電力損失が減少し、電気効率が向上する。また、電源回路１００を小型化し、低コストにすることができる。更に、電源回路１００は、同期整流を行うことにより、電源効率がより一層向上する。

図６は、この実施の形態における制御信号生成回路１２５の別の例を示す回路構成図である。
制御信号生成回路１２５は、スイッチング素子Ｑ２５をオンオフする制御信号を生成する回路である。上記説明した例では、補助巻線Ｌ７１が制御信号生成回路１２５として機能する。この例の制御信号生成回路１２５は、補助巻線Ｌ７１に加え、コンデンサＣ７２、整流素子Ｄ７３、２つの抵抗Ｒ７４，Ｒ７５を有する。
コンデンサＣ７２は、入力されるパルス状の電圧波形の交流成分のみを通過させる。抵抗Ｒ７４は、ゲートに流入する電流のピークを抑える。抵抗Ｒ７４を通過した交流成分の電流は、スイッチング素子Ｑ２５のゲート−ソース間の入力容量を充電する。抵抗Ｒ７５や整流素子Ｄ７３（ダイオード）は、スイッチング素子Ｑ２５がオフする際にゲート電荷の引き抜きを早める。
制御信号生成回路１２５は、抵抗Ｒ７５の両端電圧を制御信号とする。スイッチング素子Ｑ２５は、抵抗Ｒ７５の両端電圧を制御信号として入力する。よって、補助巻線Ｌ７１に発生する電圧が正の電圧の場合、スイッチング素子Ｑ２５の入力容量を充電することになり、抵抗Ｒ７５の両端電圧が所定の閾値電圧より高い場合、スイッチング素子Ｑ２５はオンになる。補助巻線Ｌ７１に発生する電圧が負の電圧の場合、整流素子Ｄ７３が導通するため、スイッチング素子Ｑ２５の入力容量に充電された電荷を引き抜くことになり、抵抗Ｒ７５の両端電圧は低下するので、スイッチング素子Ｑ２５はオフになる。

図７は、図６に示した制御信号生成回路１２５の各部の電圧値の一例を示す波形図である。
横軸は、時刻を表わす。縦軸は、電圧を表わす。
曲線７２３ａ，７２３ｂは、補助巻線Ｌ７１の両端電圧を表わす。曲線７２４ａ，７２４ｂは、抵抗Ｒ７５の両端電圧を表わす。直線７２５は、スイッチング素子Ｑ２５がオンになる閾値電圧を表わす。

補助巻線Ｌ７１の両端には、チョークコイルＬ２２の両端電圧に比例する電圧が発生する。
補助巻線Ｌ７１の両端電圧が正の場合、整流素子Ｄ７３がオフになるので、コンデンサＣ７２を介して、交流成分の電流が流れて、スイッチング素子Ｑ２５の入力容量を充電する。スイッチング素子Ｑ２５は、入力容量を充電されて、ゲート電圧が閾電圧を超えるとオンする。その後、充電が終了して、補助巻線Ｌ７１に発生する電圧が、抵抗Ｒ７４と抵抗Ｒ７５とで分圧するようになると、交流成分がなくなるため、コンデンサＣ７２を通過できなくなる。
補助巻線Ｌ７１の両端電圧が負の場合、整流素子Ｄ７３がオンになり、コンデンサＣ７２の両端が短絡される。コンデンサＣ７２の両端電圧はほぼ０になり、抵抗Ｒ７５の両端電圧は、補助巻線Ｌ７１の両端電圧に比例した負の電圧になる。０または負の電圧がゲート端子に加わるので、スイッチング素子Ｑ２５は素早くオフになる。

時刻ｔ_２（または時刻ｔ_６）において、スイッチング素子Ｑ２１がオフになると、チョークコイルＬ２２の両端電圧が負になり、補助巻線Ｌ７１の両端電圧が正になり、抵抗Ｒ７５の両端電圧が、スイッチング素子Ｑ２５の閾値電圧を超えて、スイッチング素子Ｑ２５がオンになる。
その後、抵抗Ｒ７５の両端電圧は、スイッチング素子Ｑ２５の入力容量を充電され続け、補助巻線Ｌ７１に発生する電圧を抵抗Ｒ７４と抵抗Ｒ７５とで分圧した電圧になって止まる。

このように、図６の構成では、スイッチング素子Ｑ２５のオンでは、抵抗Ｒ７４と抵抗Ｒ７５とで分圧されるので、必要以上の電圧をゲートに加えないようにし、オフでは、整流素子Ｄ７３が導通することで素早く、負の電圧を加えるようにしている。こうすることで、スイッチング素子Ｑ２５を素早く、オフさせることができる。

以上のように、制御信号生成回路１２５は、補助巻線Ｌ７１の両端に発生した電圧をそのまま制御信号とする構成であってもよいし、補助巻線Ｌ７１の両端に発生した電圧に基づいて生成した電圧を制御信号とする構成であってもよい。
例えば、制御信号生成回路１２５は、ツェナーダイオードなどの定電圧ダイオードを有し、スイッチング素子Ｑ２５のゲート端子に所定電圧値以上の電圧が印加されないよう、一定電圧をクランプする構成であってもよい。
あるいは、制御信号生成回路１２５は、補助巻線Ｌ７１の両端に発生した電圧をパルストランスなどに通し、電気的に絶縁して、スイッチング素子Ｑ２５に印加する構成であってもよい。

電源回路１００は、力率改善と電力変換の二つの機能を同時に行う一段構成の電源回路であり、負荷回路（光源回路８１０）を定電流駆動することができる。還流電流が流れるタイミングでダイオード（整流素子Ｄ２３）の同期整流を行うことで、更に電気効率を向上させることができる。

電源回路１００において、トランスは、主巻線（チョークコイルＬ２２）と、すくなくとも２つ以上の補助巻線Ｌ４１，Ｌ７１を有する。補助巻線の一つ（補助巻線Ｌ７１）は、第二のスイッチング素子Ｑ２５に接続される。補助巻線Ｌ７１には、主巻線に流れる電流に追従して変動する電圧が発生する。第二のスイッチング素子Ｑ２５は、ダイオード（整流素子Ｄ２３）と並列に接続されている。第二のスイッチング素子Ｑ２５は、主巻線から、全波整流回路１１０により整流された入力電圧の正弦波電圧が高い区間でのみ、放出されるコイル電流が還流する区間に、補助巻線Ｌ７１に発生する電圧で駆動させることで、ダイオードの同期整流をおこなう。

補助巻線Ｌ７１によりスイッチング素子Ｑ２５を駆動することで、全波整流された正弦波電圧が高い区間でのみ還流ダイオードの同期整流をおこなう。これにより、スイッチング素子Ｑ２５を必要以上に高い電圧で駆動することなく、還流ダイオードの同期整流を行った際にスイッチング素子Ｑ２５のオフが遅くなるのを防ぎ、出力側から入力側への電流の逆流を防ぐことができる。

照明装置８００は、このような電源回路を搭載することにより、力率改善を行いながら、電気効率を向上させることができる。

実施の形態２．
実施の形態２について、図８を用いて説明する。
なお、実施の形態１と共通する部分については、同一の符号を付し、説明を省略する。

図８は、この実施の形態における照明装置８００の回路構成の一例を示す回路構成図である。
実施の形態１と比較して、スイッチング素子Ｑ２１、整流素子Ｄ２３（及びスイッチング素子Ｑ２５）及び電流検出回路１５０の位置が異なっているが、本質的な違いではない。
実施の形態１では、スイッチング素子Ｑ２１がチョークコイルＬ２２より低電位側に電気接続していたが、この実施の形態では、高電位側に電気接続している。いずれにしても、ダイオードブリッジＤＢ（の脈流側端子）と、スイッチング素子Ｑ２１（の被制御端子）と、チョークコイルＬ２２との３つで入力側閉回路を構成する点は、同じである。
また、実施の形態１では、整流素子Ｄ２３（及びスイッチング素子Ｑ２５）が平滑コンデンサＣ２６の出力電圧の高電位側に電気接続していたが、この実施の形態では、出力電圧の低電位側に電気接続している。いずれにしても、チョークコイルＬ２２と、整流素子Ｄ２３と、平滑コンデンサＣ２６との３つで出力側閉回路を構成する点は、同じである。
同様に、実施の形態１では、電流検出回路１５０が光源回路８１０の出力電圧の低電位側に電気接続していたが、この実施の形態では、出力電圧の高電位側に電気接続している。

帰還回路１２３は、フォトカプラＰＣを有さず、基準電圧源Ｖ６１と誤差増幅器Ａ６２とで構成される。電流検出回路１５０の位置が異なることにより、フォトカプラＰＣを介さず、帰還回路１２３が生成した帰還信号をそのまま制御ＩＣ１２１に入力できるからである。
また、昇降圧回路１２０は、レベル変換回路１２４を有する。レベル変換回路１２４は、制御ＩＣ１２１が生成した制御信号の基準となる電位を変更して、スイッチング素子Ｑ２１に入力できるレベルに変換する。レベル変換回路１２４は、例えばパルストランスなどにより構成される。レベル変換回路１２４は、スイッチング素子Ｑ２１の位置が実施の形態１と異なることにより必要になった回路である。

実施の形態１と同様に、整流素子Ｄ２３を同期整流する目的で、スイッチング素子Ｑ２５が接続されており、スイッチング素子Ｑ２５は、補助巻線Ｌ７１によって駆動される。

実施の形態３．
実施の形態３について説明する。

スイッチング素子Ｑ２５をオンオフする制御信号を生成する構成として、実施の形態１では、チョークコイルＬ２２の補助巻線Ｌ７１から制御信号を生成する構成について説明した。実施の形態２では、スイッチング素子Ｑ２１を高電位側に接続する構成について説明した。実施の形態１と異なるスイッチング素子Ｑ２５をオンオフする制御信号を生成する構成には、上記説明した構成のほか、例えば以下のような構成が考えられる。

第一に、整流素子Ｄ２３を流れる電流を検出して、制御信号を生成する構成である。例えば、整流素子Ｄ２３と直列に抵抗（以下「整流電流検出抵抗」と呼ぶ。）を電気接続する。整流電流検出抵抗の両端に発生した電圧により、整流素子Ｄ２３を流れる電流を検出する。整流電流検出抵抗の両端電圧をそのまま、もしくは増幅回路などが増幅して、制御信号とする。これにより、整流素子Ｄ２３がオンになると、スイッチング素子Ｑ２５もオンになる。

第二に、平滑コンデンサＣ２６を流れる電流を検出して、制御信号を生成する構成である。例えば、平滑コンデンサＣ２６と直列に抵抗（以下「コンデンサ電流検出抵抗」と呼ぶ。）を電気接続する。コンデンサ電流検出抵抗の両端に発生した電圧により、平滑コンデンサＣ２６を流れる電流を検出する。コンデンサ電流検出抵抗の両端電圧をそのまま、もしくは増幅回路などが増幅して、制御信号とする。これにより、平滑コンデンサＣ２６が充電されている期間の間、スイッチング素子Ｑ２５がオンになる。

第三に、チョークコイルＬ２２を流れる電流を検出して、制御信号を生成する構成である。例えば、チョークコイルＬ２２と直列に抵抗（以下「コイル電流検出抵抗」と呼ぶ。）を電気接続する。コイル電流検出抵抗の両端に発生した電圧により、チョークコイルＬ２２を流れる電流を検出する。この構成の場合、チョークコイルＬ２２には、スイッチング素子Ｑ２１がオンの期間も電流が流れるので、スイッチング素子Ｑ２１がオンの期間は、制御信号をマスクするマスク回路を設ける。マスク回路は、スイッチング素子Ｑ２１がオフの期間のみ、コイル電流検出抵抗の両端電圧をそのまま、もしくは増幅して、制御信号として出力する。マスク回路は、スイッチング素子Ｑ２１がオンの期間は制御信号を出力しない。これにより、チョークコイルＬ２２を電流が流れ、かつ、スイッチング素子Ｑ２１がオフの場合のみ、スイッチング素子Ｑ２５がオンになる。

実施の形態１及び実施の形態２で説明した構成も含め、いずれの構成の場合も、スイッチング素子Ｑ２５をオンオフする制御信号を、出力側閉回路内で自律的に生成する。これにより、制御ＩＣ１２１として、力率改善回路制御用の既存のＩＣをそのまま使用することができる。したがって、新たな制御ＩＣを開発する必要はなく、電源回路１００の製造コストを抑えることができる。

なお、コイル電流検出抵抗がコイル電流を検出する構成の場合、コイル電流検出抵抗が検出した電流に基づいて、電流検出回路１５０が光源回路８１０を流れる電流を検出する構成としてもよい。例えば、コイル電流検出抵抗の両端電圧を積分する積分回路を設ける。電流検出回路１５０は、積分回路が積分した結果に基づいて、光源回路８１０を流れる電流を検出する。チョークコイルＬ２２を流れる電流を平均すれば、光源回路８１０を流れる電流に対応する値を得ることができるからである。これにより、コイル電流検出抵抗が電流検出抵抗Ｒ５１の役割を兼ねることとなり、電流検出抵抗Ｒ５１はなくてよい。
整流電流検出抵抗やコンデンサ電流検出抵抗が整流素子Ｄ２３を流れる電流やコンデンサ電流を検出する構成の場合も同様にして、光源回路８１０を流れる電流を検出することができる。

１００ 電源回路、１１０ 全波整流回路、１２０ 昇降圧回路、１２１ 制御ＩＣ、１２２ 直流直流変換回路、１２３ 帰還回路、１２４ レベル変換回路、１２５ 制御信号生成回路、１５０ 電流検出回路、８００ 照明装置、８１０ 光源回路、８１１ 光源、Ａ６２ 誤差増幅器、ＡＣ 交流電源、Ｃ１１ 高調波電流遮断コンデンサ、Ｃ２６ 平滑コンデンサ、Ｃ７２，Ｃ７６ コンデンサ、Ｄ２３，Ｄ７３ 整流素子、ＤＢ ダイオードブリッジ、Ｌ２２ チョークコイル、Ｌ４１，Ｌ７１ 補助巻線、ＰＣ フォトカプラ、Ｑ２１，Ｑ２５ スイッチング素子、Ｒ３１，Ｒ３２ 分圧抵抗、Ｒ３３ 入力電流検出抵抗、Ｒ５１ 電流検出抵抗、Ｒ７４，Ｒ７５，Ｒ７７ 抵抗、Ｖ６１ 基準電圧源。

Claims (8)

1. 入力電圧を入力する一対の入力端子と、
   上記一対の入力端子が入力した入力電圧を印加されるコイルと、
   上記コイルを流れるコイル電流により充電される平滑コンデンサと、
   上記一対の入力端子と上記コイルとの間に介在し、上記一対の入力端子から上記コイルに印加される電圧を遮断する第一スイッチング回路と、
   上記コイルと上記平滑コンデンサとの間に介在し、上記第一スイッチング回路が導通状態のとき、上記コイルから上記平滑コンデンサに流れる電流を遮断する整流素子と、
   上記整流素子と並列に電気接続し、上記整流素子が遮断状態のとき、上記コイルから上記平滑コンデンサを充電する電流を遮断する第二スイッチング回路と、
   上記平滑コンデンサに充電されたコンデンサ電圧を出力する一対の出力端子とを有することを特徴とする電源回路。
2. 一対の入力端子と、
   一対の出力端子と、
   一方の端子が上記一対の入力端子のうちいずれかの入力端子に電気接続したコイルと、
   一方の端子が上記一対の入力端子のうち上記コイルに電気接続していない方の入力端子に電気接続し、もう一方の端子が上記コイルの上記一対の入力端子に電気接続していない方の端子に電気接続し、導通遮断する第一スイッチング回路と、
   一方の端子が上記コイルのいずれかの端子と、上記一対の出力端子のうちいずれか一方の出力端子とに電気接続し、もう一方の端子が、上記一対の出力端子のうちもう一方の出力端子に電気接続した平滑コンデンサと、
   一方の端子が上記コイルの上記平滑コンデンサに電気接続していない方の端子に電気接続し、もう一方の端子が上記平滑コンデンサの上記コイルに電気接続していない方の端子に電気接続し、上記第一スイッチング回路が導通状態のとき電流が流れない方向に電気接続した整流素子と、
   一方の端子が上記整流素子のいずれか一方の端子に電気接続し、もう一方の端子が上記整流素子のもう一方の端子に電気接続し、上記整流素子が遮断状態のとき遮断する第二スイッチング回路とを有することを特徴とする電源回路。
3. 上記第二スイッチング回路は、上記コイルまたは上記整流素子または上記平滑コンデンサの両端電圧または電流を検出する検出回路を有し、上記検出回路が検出した結果に基づいて、上記コイルから上記平滑コンデンサを充電する電流を遮断することを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電源回路。
4. 上記コイルは、補助巻線を有し、
   上記第二スイッチング回路は、上記補助巻線の両端に発生した電圧が所定の閾値電圧以下である場合に、上記コイルから上記平滑コンデンサを充電する電流を遮断することを特徴とする請求項３に記載の電源回路。
5. 上記第一スイッチング回路は、上記コイルを流れるコイル電流の値が、上記一対の入力端子の間の入力電圧に比例する値に達した場合に、上記一対の入力端子から上記コイルに印加される電圧を遮断することを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれかに記載の電源回路。
6. 上記第一スイッチング回路は、上記一対の入力端子から上記コイルに印加される電圧を遮断して、上記コイルを流れるコイル電流の値が０になったのちに、導通することを特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれかに記載の電源回路。
7. 上記第一スイッチング回路は、上記一対の出力端子から流出する出力電流の値が所定の値になるよう、上記一対の入力端子から上記コイルに印加される電圧を導通する期間の長さを変化させることを特徴とする請求項１乃至請求項６のいずれかに記載の電源回路。
8. 請求項１乃至請求項７のいずれかに記載の電源回路と、
   交流電源からの交流電力を全波整流して、上記電源回路の一対の入力端子に入力する全波整流回路と、
   上記電源回路から供給された電力により点灯する光源を有し、上記電源回路の一対の出力端子の間に電気接続する光源回路とを有することを特徴とする照明装置。

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