JP2008537459A - Ｌｅｄを駆動するための単一段のディジタル電力コンバータ - Google Patents

Abstract

本発明は、多数の発光ダイオード（ＬＥＤ）を駆動するための単一段電力コンバータを提供する。電力コンバータは、ＡＣ入力電圧をＤＣ電流ソースへ変換し、ＬＥＤへと流れ込む電流を調整する。更に、ＡＣ入力電流は、ＡＣ入力電圧と同期された正弦波の波形をもつように制御され、ＡＣ入力力率が補正されるようにする。よって、単一の電力変換段を使用することにより力率補正（ＰＦＣ）及びＬＥＤ電流調整の両方が同時に得られる。したがって、低いコストで高い効率を得ることができる。
【選択図】図１

Description

本発明は、電力変換に係り、より詳細には、発光ダイオード（ＬＥＤ）を駆動するための単一段ディジタル電力コンバータに係る。

ＬＥＤは、照明選択肢として益々普及しており、多くの用途にとって、フィラメントを有する従来のランプに置き換わり始めている。例えば、ＬＥＤは、現在、交通信号灯や、液晶ディスプレイ（ＬＣＤ）パネルのバック照明として広く利用されている。

多くの用途では、ＬＥＤの照明出力（即ち、輝度）を変化させることが望まれる。一般に、電圧制御を使用してＬＥＤの輝度を制御することは困難である。むしろ、ＬＥＤの輝度は、その電流に比例する。それ故、ＬＥＤの電流を制御してＬＥＤの輝度を制御しなければならない（例えば、ＬＥＤを薄暗くするように）。色々な輝度を必要とする多数の用途でＬＥＤが益々普及するのに伴い、ＬＥＤの電流を制御するための適当な電力コンバータの必要性が高まっている。

ある用途では、ＬＥＤを駆動するための電力は、交流（ＡＣ）入力の形態である。この場合に、ＡＣライン電流をライン電圧に同期させて、ライン電流の歪を最小にし、電源からの伝達エネルギーを最大にする必要がある。到来する電圧と電流との間に位相遅れがある場合は、伝達エネルギーが電源から負荷へと循環される。これは、電源から負荷へ伝達される電力を、その位相差のコサインに関連して減少させる。電圧及びライン電流が同相とされる場合には、位相差がゼロであり、そのコサインは１となる。この技術は、力率補正（ＰＦＣ）として知られている。時々、ライン電流が歪むことがあり、電力変換処理によりライン電流に高調波が含まれることがある。

従来の幾つかの設計によれば、ＬＥＤ用の電力コンバータは、ＬＥＤ電流の制御と、力率補正（ＰＦＣ）の両方を行なうために少なくとも２つの電力段を必要とする。各電力段は、ある形態の電力変換を遂行する。典型的に、第１段は、前置レギュレータと称され、ＰＦＣ制御を行なう。第２段は、ＤＣ／ＤＣコンバータであり、ＬＥＤの電流制御を行なう。所与の電力段は１００％効率ではないので、このような電力コンバータの各段にわたって電力ロスがある。その結果、電力コンバータの全体的な効率が低くなる。例えば、従来設計の電力コンバータにおける２つの電力段の各々が９０％効率であると仮定すれば、システム全体の効率は、８１％の効率（０．９０ｘ０．９０＝０．８１）となる。

本発明の実施形態によれば、単一電力段を伴う電力コンバータは、ＰＦＣ制御及びＬＥＤ電流調整を与える。この電力コンバータは、ＬＥＤ電流を制御するためのディジタル制御方法、又は非常に動的にサイクルごとに電流保護を与えるアナログ制御方法を使用できるハイブリッド制御技術を有する。

本発明の一実施形態によれば、少なくとも１つの発光ダイオード（ＬＥＤ）を駆動するための電力コンバータにおいて、入力電力に対する力率補正（ＰＦＣ）と、少なくとも１つのＬＥＤに送られる電流の制御の両方を行うように動作できる単一段を備えた電力コンバータが提供される。

本発明の別の実施形態によれば、入力電力を使用して複数のグループの発光ダイオード（ＬＥＤ）を駆動するための電力コンバータであって、各グループのダイオードが同じ色である電力コンバータが提供される。このコンバータは、入力電力に対して力率補正（ＰＦＣ）を与える手段と、少なくとも１つのＬＥＤへ送られる電流を制御するための手段とを備えている。

本発明の重要な技術的効果は、当業者であれば、添付図面、以下の詳細な説明及び特許請求の範囲から容易に明らかとなろう。

本発明、並びに更に別の特徴及び効果を完全に理解するために、添付図面を参照して、以下に詳細に説明を行なう。

本発明の実施形態及びそれらの効果は、添付図面の図１ないし９を参照することにより最も良く理解されよう。種々の図面において同じ及び対応する部分には、同じ番号が使用される。

図１は、本発明の一実施形態により１つ以上の発光ダイオード（ＬＥＤ）１２を駆動するためのディジタル単一段電力コンバータ１０を部分ブロック図の形態で示す回路図である。図示されたように、電力コンバータ１０は、電磁干渉（ＥＭＩ）フィルタ１４、整流器１６、及び電力ブロック１８を備えている。電力コンバータ１０は、その入力端子に交流（ＡＣ）電圧Ｖａｃを受け取り、そのＡＣ電圧を直流（ＤＣ）電圧Ｖｄｃへ変換し、そしてＬＥＤ１２（Ｄ１、Ｄ２、・・・Ｄｎ−１、及びＤｎと別々に示され、負荷として結合される）を駆動するための電流をその出力端子Ａ及びＢに与える。電力コンバータ１０は、ＡＣの高入力電圧を、整流されたＡＣ入力レベルより高くても低くてもよい希望の電圧レベルへ変換する。これは、ＬＥＤ電流を希望の輝度レベルに対して適切に制御できるようにする。更に、ＡＣ入力電流は、ＡＣ入力電圧と充分に同期される。一定周波数が使用される場合には、第３高調波項がライン電流に存在する。これに対処するために、一実施形態では、電力コンバータ１０は、変更デューティ制御機構（サインテーブルに基づく）を使用することができる。この変更デューティ制御機構は、ＡＣ入力電流における第３高調波を減少又は排除するようにデューティサイクルを制御し又は変更する。

ＥＭＩフィルタ１４は、電力ブロック１８におけるスイッチング動作で生じ得るより高い高調波項をフィルタリングし、ＡＣ入力電流が基本周波数（例えば、６０／５０Ｈｚ）の正弦波波形となるようにする。変更ディジタルパルス巾変調（ＰＷＭ）方法を使用することにより、低い周波数（特に第３高調波）を本質的に排除することができる。ＰＷＭ方法により発生する高調波周波数は、比較的高い項である。したがって、ＥＭＩフィルタ１４として、カットオフ周波数の低いフィルタを使用することができる。それ故、ＥＭＩフィルタ１４は、比較的小型で、低廉なものである。ＥＭＩフィルタ１４は、当業者に明らかなように、１つ以上のキャパシタ、変成器又はインダクタを使用して実施することができる。整流器１６は、ＡＣ入力電圧を整流してＤＣ電圧Ｖｄｃを発生するように機能する。図示されたように、整流器１６は、複数のダイオードを全波整流構成に配列したもので実施することができる。

電力ブロック１８は、電力コンバータ１０の単一電力段である。電力ブロック１８は、整流されたＤＣ電圧端子Ｃにまたがって大きなキャパシタが存在しないので、リプルのあるＤＣ電圧を受け取る。したがって、電力ブロック１８の入力電圧は、図９の部分（ａ）に示す整流されたＡＣ入力電圧となる。電力ブロック１８は、このリプルのあるＤＣ入力電圧を、電力ブロック１８の出力端子Ａ及びＢにおける調整されたＤＣ電流Ｉｃへと変換するだけでなく、ＡＣ入力電流を、ＡＣ入力電圧に同期した正弦波波形とし、ＡＣ入力の力率が１となるようにする。調整されたＤＣ電流Ｉｃは、１つ以上のＬＥＤ１２の輝度を制御するのに使用される。ある実施形態では、電力ブロック１８の全部又は一部分が１つ以上の集積回路（ＩＣ）デバイスにおいて実施されてもよい。それ故、電力ブロック１８は、力率補正（ＰＦＣ）及びＬＥＤ電流調整を同時にサポートし又は与える。電力コンバータ１０は、単一の電力段を使用してＰＦＣ及びＬＥＤ電流調整の両方を達成するので、従来の設計より効率が高く、コストが低い。

一実施形態では、電力ブロック１８は、ディジタル制御及びアナログ制御のハイブリッドである制御方法を実施する。即ち、電力ブロック１８は、ＬＥＤ１２へ流れる電流Ｉｃの低動的制御のためにディジタル制御を使用し、過電流状態に対するサイクルごとの保護のためにアナログ制御を使用する。

図２は、本発明の一実施形態による電力ブロック１８を部分ブロック図の形態で示す回路図である。図示されたように、電力ブロック１８は、抵抗器２０、ダイオード２２、インダクタ２４、キャパシタ２６、ダイオード２８、コントローラ３０、ゲートドライバ３２、電源スイッチ３４、感知抵抗器３６、抵抗器３８及びキャパシタ４０を備えている。

整流された入力電圧Ｖｄｃは、それに関連する電流Ｉｄｃと共に、電力ブロック１８によりその入力端子Ｃに受け取られる。抵抗器２０及びダイオード２２は、整流された電圧Ｖｄｃに対する同期状態を感知する。即ち、抵抗器２０及びダイオード２２は、ＡＣ入力電圧がゼロ点を横切る場合にそれを各々決定し又は識別するのに使用される。この信号は、コントローラ３０へ与えられる。メイン電力変換回路は、インダクタ２４、キャパシタ２６、ダイオード２８、及び電力用デバイス３４を、電流感知抵抗器３６と共に含む。

一実施形態では、電源スイッチ３４は、ＭＯＳＦＥＴ又はバイポーラトランジスタ及び絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）で実施される。ゲートドライバ３２は、電源スイッチ３４のゲートを駆動する。コントローラ３０は、ゲートドライバ３２により電源スイッチ３４の駆動を制御するように機能する。抵抗器３６は、低い側の電流を感知し、これは、ＬＥＤ１２に送られる電流を推定するのに使用できる。電流感知は、第１のフィードバック電流感知信号ＩＦＢ１の形態でコントローラ３０へフィードバックとして与えられる。この第１のフィードバック電流感知信号ＩＦＢ１は、比較的高速で且つ敏感なフィードバックを与えると共に、過電流又は短絡状態、或いは電力ブロック１８にダメージを及ぼし得る他の状態に対して保護するのに使用できる。第２のフィードバック電流感知信号ＩＦＢ２は、抵抗器３８及びキャパシタ４０（信号を安定化するためのフィルタとして働く）で発生される。この第２のフィードバック電流感知信号ＩＦＢ２は、第１のフィードバック電流感知信号ＩＦＢ１に対して低速であるが、より安定したフィードバックを与える。又、第２のフィードバック電流感知信号ＩＦＢ２も、コントローラ３０に与えられ、これを使用して、ＬＥＤ１２に送られる電流の平均値を決定し、発生し又は推定することができる。したがって、第２のフィードバック電流感知信号ＩＦＢ２を使用してスイッチ３４の駆動を制御し、ＬＥＤ１２に送られる電流を調整することができる。第１及び第２のフィードバック電流感知信号ＩＦＢ１及びＩＦＢ２は、アナログでよい。

コントローラ３０は、ダイオード２２により入力端子Ｇ３に発生されるクロスポイント信号を受信する。コントローラ３０は、第１及び第２のフィードバック電流感知信号ＩＦＢ１及びＩＦＢ２を入力端子Ｇ４及びＧ２に受け取る。コントローラ３０は、端子Ｇ０においてゲートドライバ３２に制御信号を与える。コントローラ３０は、単一のＩＣデバイス上に実施される回路で構成されてもよい。例えば、一実施形態において、コントローラ３０は、フェアチャイルド・セミコンダクター・コーポレーションから商業的に入手できるＦＭＳ７４０１電力コントローラで実施されてもよい。ＦＭＳ７４０１電力コントローラの内部ブロック図が図６に示されている。

図２に示すように、一実施形態において、コントローラ３０は、サインテーブルモジュール６０、乗算モジュール６２、加算モジュール６４、アナログ／ディジタル（Ａ／Ｄ）コンバータ６６、クロック発生モジュール６８、ディジタル比例−積分−微分（ＰＩＤ）モジュール７０、ディジタルパルス巾変調（ＰＷＭ）制御モジュール７２、遅延カウンタ７４、及び比較器７６を備えている。

動作中、電力コンバータは、ＡＣ入力電圧Ｖａｃをその入力端子に受け取る。ＡＣ入力電圧Ｖａｃの波形は、次の式で示すことができる。

整流器１６は、正弦波ＡＣ入力電圧Ｖａｃを整流して、図１の電力ブロック１８の端子ＣにＤＣ電圧Ｖｄｃを発生する。このＤＣ電圧Ｖｄｃは、図９の部分（ａ）に示す波形を有する。整流されたＤＣ電圧Ｖｄｃの波形は、次の式で示すことができる。
ｖ_dc＝｜Ｖ_pk｜sin ωt
デューティＤは、ターンオン時間ｔ_on、スイッチング周波数ｆ_s＝ｌ／Ｔ_sで定義され、

となる。固定デューティ制御信号（図９の部分（ｂ）に示す）がコントローラ３０により与えられる場合には、スイッチ３４は、図９の部分（ｃ）に示すように、固定のオン又はオフ時間でターンオン又はオフにされる。図９の部分（ｃ）の波形は、図２のスイッチ３４のゲートの駆動を制御するために与えられる端子Ｇ０の信号を示す。

スイッチ３４が、リプル付きＤＣ電圧Ｖｄｃでターンオンされた場合には、インダクタ電流ｉＬが、図２に示すように、端子Ｃ（Ｖｄｃ）から、インダクタ２４、スイッチ３４及び感知抵抗器３６を経て、端子Ｅの接地点（ＧＮＤ）へと流れる。それ故、インダクタ２４は、流れる電流でエネルギーを蓄積する。或いは又、スイッチ３４がターンオフされた場合には、インダクタ電流ｉＬが減少され、そしてインダクタ２４に蓄積されたエネルギーがダイオード２８を経て出力キャパシタ２６及びＬＥＤ１２へ解放される。したがって、スイッチ３４がターンオンされると、エネルギーが蓄積され、さもなければ、スイッチ３４がターンオフされたときに、エネルギーが解放される。スイッチ３４がターンオフされると、ＬＥＤの電流は、キャパシタ２６から供給される。したがって、ＬＥＤの電流は、スイッチ３４のスイッチング動作に関わらず、中断なしに流れる。ＬＥＤの電流Ｉｃは、デューティ値に比例し、これは、スイッチ３４がターンオンする時間・対・スイッチング時間の比である。スイッチ３４がターンオンする時間が長いか又はデューティ値が高いほど、より大きな電流が流れ、ＬＥＤ１２の輝度がより高くなる。それ故、ＬＥＤの輝度は、デューティ値を調整することにより制御できる。

スイッチ３４に流れる電流は、電流感知抵抗器３６を使用して感知され、第１のフィードバック電流感知信号ＩＦＢ１を発生する。この第１のフィードバック電流感知信号ＩＦＢ１は、時間遅延を伴わずに、電力ブロック１８の比較器７６の非反転入力に与えられる。比較器７６の調整可能な基準電圧Ｖｒｅｆが過電流保護（ＯＣＰ）レベルにセットされた場合には、電力コンバータ１０は、１つ以上のＬＥＤ１２の故障、又は電力ブロック１８の端子ＡとＢとの間の短絡から安全に保護することができる。特に、第１のフィードバック電流感知信号ＩＦＢ１の電圧レベルが、調整可能な基準電圧Ｖｒｅｆより大きい場合には、比較器７６の出力が大きくなり、これは、次いで、ディジタルＰＷＭ制御モジュール７２をリセットする。電源スイッチ３４のゲートとソースとの間にはキャパシタ（明確に示さず）があるので、高レベルゲート電圧がゲートドライバ３２からスイッチ３４のゲートに発生されたときにはゲート充電電流が感知される。この充電電流は、スイッチ３４のドレイン電流を表わすものではないから、これを無視して、感知電流がスイッチ３４の真のドレイン電流を表わすようにしなければならない。この動作は、先縁ブランキング(Leading-Edge-Blanking)（ＬＥＢ）動作と称される。遅延カウンタ７４は、スイッチ３４がターンオンされたときに遅延カウンタ７４による設定時間中に感知された電流を無視するためにＬＥＢ動作を実施する。スイッチ３４がターンオンされた後に、遅延カウンタ７４により設定されたカウント時間が経過した場合には、遅延カウンタ７４が、遅延時間なしに、比較器７６の出力信号をディジタルＰＷＭ制御モジュール７２へ中継する。したがって、感知された電流信号を基準電圧Ｖｒｅｆと比較するための出力信号が、ディジタルＰＷＭ制御モジュール７２へ直接送信され、そのＰＷＭ出力は、感知された電流信号ＩＦＢ１が基準電圧Ｖｒｅｆより大きいときに低くなる。

Ａ／Ｄコンバータ６６は、ＬＥＤ１２へ送られる電流を制御するためのフィードバックループの一部分である。電力ブロック１８を過電流状態又は欠陥状態に対して保護するためには、遅延時間を伴わずに、電流感知信号を処理して、スイッチ３４が効果的に即座にターンオフするようにしなければならない。この高速保護は、上述した遅延ループを伴わずに、比較器７６及びディジタルＰＷＭ制御モジュール７２によりゲートドライバ３２を通して実行される。通常、アナログ／ディジタル（Ａ／Ｄ）コンバータは、変換時間を必要とし、これを保護コントローラとして使用するのは望ましくない。したがって、アナログ制御ループを使用して高速保護動作が与えられる。ＬＥＤ１２への電流Ｉｃは、図２に示すように、Ａ／Ｄコンバータ６６、ディジタルＰＩＤモジュール７０、及び加算器６４を含むディジタル制御ブロックに基づいて調整され又は制御される。ディジタルＰＩＤモジュール７０及び加算器６４は、ソフトウェアプログラミング又はディジタルハードウェア回路を使用して実施することができる。Ａ／Ｄコンバータ６６は、第２のフィードバック電流感知信号ＩＦＢ２を使用し、これは、第２のフィードバック電流感知信号ＩＦＢ２が第１のフィードバック電流感知信号ＩＦＢ１をフィルタリングしたものであるために、より安定である。第２のフィードバック電流感知信号ＩＦＢ２は、第１のフィードバック電流感知信号ＩＦＢ１をフィルタリングする抵抗器３８及びキャパシタ４０により発生される。抵抗器３８及びキャパシタ４０の値が大きいために、第２のフィードバック電流感知信号ＩＦＢ２の値は、ゆっくりと変化する。第２のフィードバック電流感知信号ＩＦＢ２は、ＬＥＤ１２へ流れ込む平均電流を反映する。ディジタル電流制御のために、アナログの第２のフィードバック電流感知信号ＩＦＢ２は、Ａ／Ｄコンバータ６６でディジタル形態に変換される。第２のフィードバック電流感知信号ＩＦＢ２は、コントローラ３０のＧ２端子を通してＡ／Ｄコンバータ６６の入力へ供給される。Ａ／Ｄコンバータ６６は、ＬＥＤ１２に流れる電流の平均値を表わすディジタル値を発生する。第１及び第２のフィードバック電流感知信号ＩＦＢ１及びＩＦＢ２は、図９の部分（ｅ）に示されている。

電力ブロック１８は、固定デューティ制御を有してもよいし、変更デューティ制御を有してもよい。固定デューティ制御の場合には、図８Ｂに示すように、スイッチ３４をターンオンするためのデューティサイクル信号の値が固定される。固定デューティ制御に伴うＡＣ入力電圧及び電流の動作上の重要な波形が、図８Ｂに示されている。固定デューティ信号に対して、ＡＣ入力電流波形が図９の部分（ｄ）に示されている。変更デューティ制御では、図８Ａに示すように、スイッチ３４をターンオンするためのデューティサイクル信号の値が、サイン波ＤＣ入力電圧波形Ｖｄｃに逆比例して変化し、且つそれに同期される。

図２に示す実施形態において、電力ブロック１８は、変更デューティ制御を有する。この変更デューティ制御は、入力ＡＣライン電流の高調波（例えば、第３高調波）を減少させるように働き、したがって、高調波歪を低下させる。それ故、変更デューティ制御は、更なる全高調波歪(Total-Harmonic Distortion)（ＴＨＤ）力率補正（ＰＦＣ）を与え又はそれをサポートする。ＰＦＣは、例えば、ＡＣ−ＤＣ電力コンバータにおいて、ＡＣ−ＤＣ電力コンバータのスイッチング周波数がディジタル方法で制御されるときに望まれ、これは、図８Ｂに示すような一定レベルでデューティサイクルが制御される場合に、ＡＣ入力電流に固有の第３高調波を出現させることがある。カットオフ周波数の高いＥＭＩフィルタを使用してこのような高調波を排除することは困難であるために、これは問題である（カットオフ周波数の低いＥＭＩフィルタを必要とするが、これは、サイズが大きく、高価である）。

この問題を解決するために、サインテーブルモジュール６０は、ＰＦＣのための内部サインテーブルを記憶し、実施し又は実行することができる。サインテーブルは、タイマールーチンにおいてアドレスされる。ＡＣ入力電圧がゼロレベルとなるか又はゼロポイントを横切るときに（抵抗器２０及びダイオード２２により感知されるか又は決定される）、サインテーブルモジュール６０のアドレスが初期化され、そしてＡＣ入力電圧と同期される。したがって、サインテーブルモジュール６０は、ＡＣ入力電圧のライン周波数と同期される。内部サインテーブルは、入力電流コマンド信号Ｉｃｏｍを変更するのに使用される。それ故、デューティコマンドは、図８Ａに示すように変更される。サインテーブル６０から与えられる変更ファクタは、ＡＣ入力電流における第３高調波の量に基づいて０．５ないし０．９の範囲である。電流コマンドＩｃｏｍは、ＬＥＤに対して要求される電流のレベルを指示する。この電流コマンドＩｃｏｍは、サインテーブル６０からのサインデータで乗算される。したがって、電流コマンドＩｃｏｍは、図８Ａに示すように変更される。図８Ａを参照すれば、変更デューティ信号レベルは、ＡＣ波形の中心において低い。これは、ＡＣ入力電流のピーク電流レベルが、一定デューティ制御の場合に比して若干減少されることを意味する。したがって、第３高調波の問題を効果的に排除し、全高調波歪（ＴＨＤ）を減少し又は低下させることができる。

インダクタ電流ｉＬは、ＤＣ入力電圧Ｖｄｃが低くてゼロクロスポイント付近であるときに、小さくなる。ＤＣ入力電圧Ｖｄｃがゼロである場合には、インダクタ電流ｉＬもゼロになる。ＤＣ入力電圧が増加するにつれて、インダクタ電流ｉＬも増加する。それ故、スイッチング周波数が比較的高い場合には、インダクタ電流ｉＬが高い高調波項をもつことがある。これらの高い高調波項が排除された場合には、図９の部分（ａ）及び（ｄ）から明らかなように、基本的周波数がＤＣ入力電圧及びＡＣ入力電圧と同期される。

ＦＭＳ７４０１電力コントローラを使用するコントローラ３０の実施形態では、サインテーブル変調器６０は、ＥＥＰＲＯＭ又はマスク型ＲＯＭに記憶されてＣＰＵコアにより実行されるプログラムで実施することができる（図６を参照）。変更デューティ制御についての付加的な詳細が、参考としてここに援用する２００４年６月２日に出願された“A Modified Sinusoidal Pulse Width Modulation For Full Digital Power Factor Correction”と題する関連米国特許出願第１０／８５８，７０１号に示されている。

サインテーブルモジュール６０の出力は、乗算モジュール６２へ与えられる。乗算モジュール６２は、モジュール６０のサインテーブルに基づいて変更される電流コマンド信号Ｉｃｏｍを受け取る。この電流コマンド信号Ｉｃｏｍは、ＬＥＤ電流Ｉｃを制御するために与えられる。一実施形態において、電流コマンド信号Ｉｃｏｍに対してより高い値が与えられる場合には、より明るいＬＥＤ１２のためにより大きなＬＥＤ電流が与えられる。変更モジュール６２は、入力電流ｉｄｃの第３高調波成分を減少又は排除するためにサインテーブルモジュール６０の出力に基づいて電流コマンド信号Ｉｃｏｍ（デューティサイクルに対する）を変更する。

変更モジュール６２からの出力は、加算器６４において、Ａ／Ｄコンバータ６６からの出力に加算される。ディジタルＰＩＤモジュール７０は、加算器６４からの出力を受け取る。ディジタルＰＩＤモジュール７０は、ソフトウェアによって実施することができ、希望の出力デューティ値を計算するルーチンを実行して、加算器６４の出力をゼロとすることができる。これは、例えば、平均ＬＥＤ電流レベルを内部の希望電流レベルと比較することにより、行うことができる。ディジタルＰＩＤモジュール７０は、当業者に明らかなディジタルＰＩＤ制御ルーチンを実施する。ディジタルＰＩＤルーチンは、ＬＥＤ電流Ｉｃを希望のレベルへ調整するようにデューティ制御信号を計算し又は発生する。

ディジタルＰＷＭ制御モジュール７２は、一般に、電力ブロック１８によりＬＥＤ１２へ送られる電流Ｉｃを、一部分、調整し又は制御するように機能する。ディジタルＰＷＭ制御モジュール７２は、ディジタルＰＩＤモジュール７０から出力を受け取ると共に、クロック発生モジュール６８からクロック信号を受け取る。ディジタルＰＷＭ制御モジュール７２は、図２に示すように、スイッチ３４のゲートを制御するための出力信号を与える（端子Ｇ０に）。一実施形態において、ディジタルＰＷＭ制御モジュール７２は、ＬＥＤ電流を調整するためのソフトウェアルーチンを、一部分、実施してもよい。

ここに述べるように、電力ブロック１８は、ディジタル及びアナログの両制御を使用するハイブリッド制御技術を実施することができる。Ａ／Ｄコンバータ６６、サインテーブルモジュール６０、乗算モジュール６２、クロック発生モジュール６８、ディジタルＰＩＤモジュール７０、及びディジタルＰＷＭ制御モジュール７２で実施されるディジタル制御は、ＬＥＤ１２へ送られる電流を制御するために使用される。比較器７６及び遅延カウンタ７４で実施されるアナログ制御は、過電流保護（ＯＣＰ）に使用される。ハイブリッド制御技術（ディジタル及びアナログの両制御を使用する）を使用する１つの理由は、低速のＡ／Ｄコンバータを使用して過電流保護を与えることは困難であるが、高速のＡ／Ｄコンバータと、非常に高速のインストラクション実行能力を有する高速ＣＰＵコアは、より高価なためである。ハイブリッド制御技術は、Ａ／Ｄコンバータ６６を低速Ａ／Ｄコンバータとして実施するのを許し、したがって、コストを下げることができる。しかし、サイクルごとに過電流保護を与えるアナログ比較器７６を使用することにより、過電流保護のための比較的高速な性能が与えられる。

コントローラ３０は、他の入力／出力信号（例えば、コマンド、データ又はアドレス）を端子Ｇ６及びＧ７において受け取ることができる。これらの端子は、シリアル通信ポートでもよいし、或いは適当なプロトコル又は技術（例えば、Ｉ²Ｃ）を使用する他の適当なポートでもよい。

図３は、本発明の一実施形態によるクロック発生モジュール６８の図である。クロック発生モジュール６８は、コントローラ３０の一部分でもよく、一般的には、コントローラ３０のための１つ以上のクロック又は発振信号を与えるように機能する。図示されたように、クロック発生モジュール６８は、内部発振器１００、クロックトリミングモジュールＩＮＩＴ２ １０２、ディジタルクロック乗算器１０４、除算器１０６及び１１２、並びにマルチプレクサ１０８及び１１０を備えている。

内部発振器１００は、例えば、２ＭＨｚの周波数を有する発振信号ＦｃＩｋを発生する。クロックトリミングモジュールＩＮＴ２ １０２は、発振信号ＦｃＩｋの周波数を設定するための初期化レジスタである。除算器１０６は、発振信号ＦｃＩｋを受信し、そしてその周波数を分割する。即ち、除算器１０６は、周波数が発振信号ＦｃＩｋの周波数の一部分（例えば、半分）であるクロック信号を発生する。したがって、発振信号ＦｃＩｋが２ＭＨｚの周波数を有する場合には、除算器１０６は、１ＭＨｚの周波数をもつ信号を発生する。除算器１０６からの発信信号出力は、各マルチプレクサ１０８及び１１０のＡ入力に与えられる。

ディジタルクロック乗算器１０４は、発振信号ＦｃＩｋをイネーブルＰＬＬＥＮ信号と共に受信する。一実施形態では、ディジタルクロック乗算器１０４は、１つ以上の位相固定ループ（ＰＬＬ）回路を使用して実施することができる。ディジタルクロック乗算器１０４は、各周波数が、発振信号ＦｃＩｋの周波数（例えば、４ＭＨｚ、８ＭＨｚ、１６ＭＨｚ、又は３２ＭＨｚ）の倍数（例えば、２Ｘ、４Ｘ、８Ｘ、１６Ｘ）である１つ以上のクロック信号を発生することができる。ディジタルクロック乗算器１０４の乗算係数は、２ビットＦＳ［１：０］レジスタを使用して調整することができ、但し、ＦＳ［ＬＯ］＝ＰＳＣＡＬＥ［６：５］であり、そしてイネーブル信号ＰＬＬＥＮ＝ＰＳＣＡＬＥ［７］である。ＰＳＣＡＬＥは、例えば、８ビット値（ＰＳＣＡＬＥ［８：０］）であり、これは、適当なレジスタに記憶される（図４を参照）。発振信号ＦｃＩｋが２ＭＨｚにセットされた場合には、ディジタルクロック乗算器１０４の出力は、ＦＳ［１：０］に基づいて８ＭＨｚ、１６ＭＨｚ、３２ＭＨｚ又は６４ＭＨｚでよい。ディジタルクロック乗算器１０４からの出力信号は、マルチプレクサ１１０のＢ入力端子に与えられる。

マルチプレクサ１１０は、制御信号ＦＳＥＬを受信し、このＦＳＥＬは、ＰＳＣＡＬレジスタのビット４である。一実施形態において、制御信号ＦＳＥＬ＝０の場合には、マルチプレクサ１１０は、そのＡ入力端子に現れる信号を出力し、そして制御信号ＦＳＥＬ＝１の場合には、マルチプレクサ１１０は、そのＢ入力端子に現れる信号を出力する。マルチプレクサ１１０の出力は、ディジタルＰＷＭ制御モジュール７２に対するベースクロック信号として使用できる信号Ｆｐｗｍである。ディジタルクロック乗算器１０４の出力は、図５に示すように、ディジタルマルチプレクサ１１０の入力Ｂへ進む。マルチプレクサ１１０の出力は、ＦＳＥＬ＝０の場合には１ＭＨｚであり、或いはＦＳＥＬ＝１の場合には８ＭＨｚ、１６ＭＨｚ、３２ＭＨｚ又は６４ＭＨｚの１つである。したがって、ＦＳ［１：０］の設定値及び制御信号ＦＳＥＬに基づいて、Ｆｐｗｍクロック信号は、例えば、１ＭＨｚから６４ＭＨｚまでの周波数をもつことができる。

除算器１１２は、マルチプレクサ１１０からの信号Ｆｐｗｍを受信し、そして周波数がこの信号Ｆｐｗｍの周波数の一部分（例えば、半分）であるクロック信号を発生する。したがって、発振信号Ｆｐｗｍが８ＭＨｚの周波数を有する場合には、除算器１１２は、１ＭＨｚの周波数をもつ信号を発生する。除算器１０６からの発信信号出力は、マルチプレクサ１１０のＢ入力端子に与えられる。

マルチプレクサ１０８は、制御信号ＦＭを受信する。一実施形態において、制御信号ＦＭ＝０の場合には、マルチプレクサ１１０は、そのＡ入力端子に現れる信号を出力し、そして制御信号ＦＭ＝１の場合には、マルチプレクサ１１０は、そのＢ入力端子に現れる信号を出力する。マルチプレクサ１０８の出力は、電力ブロック１８においてソフトウェアインストラクションを実行するためのベースクロック信号として使用できる信号Ｃｏｒｅｃｌｋである。

図４は、本発明の一実施形態によるディジタルパルス巾変調（ＰＷＭ）モジュール７２を示す図である。このディジタルＰＷＭモジュール７２は、コントローラ３０の一部分でもよい。図５は、本発明の一実施形態によるディジタルＰＷＭモジュール７２の波形を示す図である。ディジタルＰＷＭモジュールは、パルス巾変調（ＰＷＭ）を実施することができる。ディジタルＰＷＭモジュール７２は、スイッチ３４の駆動を制御するための信号を与えるように機能することができる。ディジタルＰＷＭモジュール７２からの出力信号は、端子Ｇ０、Ｇ１及びＧ５に与えられる。端子Ｇ５の出力信号は、高い側の出力信号と称され、そして端子Ｇ０の出力信号は、低い側の出力信号と称される。

図４及び５を参照すれば、図示されたように、ディジタルＰＷＭモジュール７２は、除算器８０、ＰＳＣＡＬＥレジスタ８１、カウンタＴＩＭＥＲ１ ８２、前ロードレジスタＴ１ＲＡ８３、レジスタＴ１ＣＭＰＡ８６及びＴ１ＣＭＰＢ８４、ディジタル比較器８８及び９０、ＯＲゲート９２、ＡＮＤゲート９４、遅延カウンタ９６、レジスタＤＴＩＭＥ９８、並びに排他的ＯＲゲート９７及び９９を備えている。

ディジタルＰＷＭモジュール７２は、除算器８０においてクロック発生モジュール６８からクロック信号Ｆｐｗｍを受信することができる。除算器８０は、クロック信号Ｆｐｗｍの周波数を２^Nで除算する。除算器８０は、３ビットＰＳ［２：０］レジスタとして実施することができ、ここで、ＰＳ［２：０］＝ＰＳＣＡＬＥ［２：０］である。ＰＳＣＡＬＥレジスタ８１は、８ビット値であるＰＳＣＡＬＥ値（例えば、ＰＳＣＡＬＥ［７：０］）を記憶するためのレジスタでよい。除算器８０の出力は、カウンタＴＩＭＥＲ１ ８２に対する入力クロック信号として使用される。カウンタＴＩＭＥＲ１ ８２は、自走式の１２ビットアップカウンタとして実施することができ、その値は、時間と共に増加し、リセットされ、次いで、繰り返される（図５を参照）。

ディジタルＰＷＭモジュール７２のディジタル駆動周波数は、制御モードに基づいて前ロードレジスタＴ１ＲＡ８３の値を変化させることにより制御することができる。特に、前ロードレジスタＴ１ＲＡ８３は、カウンタＴＩＭＥＲ１ ８２をリセットするための値をカウンタＴＩＭＥＲ１ ８２に与える。図５を参照すれば、カウンタＴＩＭＥＲ１ ８２の値が、前ロードレジスタＴ１ＲＡ８３により与えられた値に等しいときには、カウンタＴＩＭＥＲ１ ８２がリセットされる。したがって、レジスタＴ１ＲＡ８３により与えられた値が、より低くセットされる場合には、より高いＰＷＭ周波数が得られる。

レジスタＴ１ＣＭＰＡ８６及びＴ１ＣＭＰＢ８４、並びに２つのディジタル比較器８８、９０は、パルス巾変調（ＰＷＭ）をサポートする。レジスタＴ１ＣＭＰＡ８６及びＴ１ＣＭＰＢ８４の各々は、１２ビットレジスタとして実施することができる。ディジタル比較器８８は、ＴＩＭＥＲ１の値をレジスタＴ１ＣＭＰＢ８４の値に対して比較する。ディジタル比較器９０は、ＴＩＭＥＲ１の値をレジスタＴ１ＣＭＰＡ８６の値に対して比較する。ディジタル電力変換のために、レジスタＴ１ＣＭＰＡ８６は、スイッチ３４の駆動ＯＮ又はＯＦＦ時間を制御できるようにレジスタをロードすることにより、プログラムすることができる。

図５を参照すれば、信号ＯＡは、ＴＩＭＥＲ１をＴ１ＣＭＰＡと比較するディジタル比較器９０の出力である。ＴＩＭＥＲ１の値がＴ１ＣＭＰＡ値より大きい場合には、信号ＯＡが高となる。この信号ＯＡは、ＯＲゲート９２及びＡＮＤゲート９４の各々の２つの入力の一方に印加される。ＴＩＭＥＲ１の値が、ＴＩＲＡ８３に記憶された値に到達すると、ＴＩＭＥＲ１のカウンタがリセットされる。クロック信号Ｆｐｗｍを受信する遅延カウンタ９６は、ディジタル比較器から出力される信号ＯＡを遅延時間ＤＴだけ遅延させる。この遅延時間ＤＴは、レジスタＤＴＩＭＥ９８により調整することができる。図５における信号ＤＯＡは、遅延カウンタ９６の出力である。信号ＤＯＡは、信号ＯＡより遅延時間ＤＴだけ遅れる。例えば、信号Ｆｐｗｍの周波数が３２ＭＨｚ（ｔ_pwm＝３１．２５ｎｓ）の場合は、遅延時間ＤＴは、２μｓ（３１．２５ｎｓｘ２⁶）まで調整することができる。遅延カウンタ９６からの信号ＤＯＡ出力は、ＯＲゲート９２及びＡＮＤゲート９４の各々の２つの入力の他方に印加される。

ＯＲゲート９２は、低い側のための出力信号ＯＬを有し、そしてＡＮＤゲート９４は、高い側のための出力信号ＯＨを有する。出力信号ＯＨとＯＬとの間には遅延がある（図５を参照）。信号ＯＬは、排他的ＯＲゲート９７の一方の入力に与えられ、そして信号ＯＨは、排他的ＯＲゲート９９の一方の入力に与えられる。内部ポートＰＧ５は、ＮＯＲゲート９７に別の入力を与える。内部ポートＰＧ０は、ＮＯＲゲート９９に別の入力を与える。信号ＯＬは、適切な半ブリッジ動作のためには反転されねばならないので、内部ポートＰＧ０が「１」にセットされる。排他的ＯＲゲート９９の出力は、端子Ｇ０に与えられる低い側のゲート信号で、信号ＯＬを反転したものである。排他的ＯＲゲート９７の出力は、端子Ｇ５に与えられる高い側のゲート信号である。図５に見られるように、ＯＨ信号と、反転されたＯＬ信号との間には遅延時間ＤＴがある。この遅延時間は、ＤＴＩＭＥレジスタ９８により定義されるもので、ＯＨ信号と、反転されたＯＬ信号との間に、ある量のデッドタイムを構成する。

図６は、フェアチャイルド・セミコンダクター社から入手できるＦＭＳ７４０１電力コントローラである電力コントローラ２００の内部ブロック図である。一実施形態において、ＦＭＳ７４０１電力コントローラ２００は、電力コンバータ１０において電力ブロック１８のコントローラ３０を実施するのに使用できる。ＦＭＳ７４０１電力コントローラ２００は、コントローラ３０について述べたディジタル及びアナログの両制御に対するコンポーネントを含む。

アナログ制御については、電力コントローラ２００は、とりわけ、アナログベースの演算増幅器２０２、２０４、マルチプレクサ２０６、及び比較器２０８を有する。比較器２０８は、コントローラ３０の比較器７６を実施する（図２を参照）。

ディジタル制御については、電力コントローラは、とりわけ、ディジタルハードウェアブロック２１０を有する。このディジタルハードウェアブロック２１０は、アナログ／ディジタルコンバータ（ＡＤＣ）２１２、中央処理ユニット（ＣＰＵ）コア２１４、種々のメモリ、ＳＲＡＭ２１６、フラッシュＲＯＭ２１８及びＥＥＰＲＯＭ２２０、カウンタ２２２及び２２４、ディジタルパルス巾変調（ＰＷＭ）コンポーネント２２６、及び入力／出力（Ｉ／Ｏ）ポート２２８を備えている。ＡＤＣ２１２及びディジタルＰＷＭコンポーネント２２６は、コントローラ３０（図２を参照）のＡ／Ｄコンバータ６６及びディジタルＰＷＭモジュール７２を実施する。１つ以上の種々のメモリ２１６、２１８及び２２０は、サインテーブルモジュール６０及びディジタルＰＩＤモジュール７０（図２を参照）のためのソフトウェアを記憶し、これは、ＣＰＵコア２１４により実行される。

図７は、本発明の一実施形態により複数のグループのＬＥＤ３１２ａ、３１２ｂ、３１２ｃ及び３１２ｄを駆動するためのディジタル単一段電力コンバータ３００を部分ブロック図の形態で示す回路図である。

このようなディジタル単一段電力コンバータ３００の１つの用途は、例えば、比較的高い輝度を必要とする大型スクリーンＬＣＤ ＣＴＶ（例えば、サイズが４０インチ以上）のバックライトである。この輝度を与えるために、白色が望ましい。白色ＬＥＤは、近年になって発売されているが、大型スクリーンＣＴＶに使用するに充分な輝度がない。それ故、異なる色（例えば、青、緑、赤）のＬＥＤのグループを組み合せ又は混合して、希望の高輝度白色を発生することができる。しかしながら、異なる色のＬＥＤは、順方向電圧降下及び電流定格が各々異なる。それ故、各色のＬＥＤグループを別々に駆動して、異なる色に対する出力の強さを一致させ得ることが必要である。

図７を参照すれば、ＬＥＤ３１２ａ、３１２ｂ、３１２ｃ及び３１２ｄのグループは、各々、緑、赤、青及び緑の色を有する。緑のＬＥＤのグループを２つもつことが望ましいのは、緑のＬＥＤの出力強度は、通常、赤及び青のＬＥＤより弱いからである。

ディジタル単一段電力コンバータ３００は、全ての異なるＬＥＤグループへ送られる電流を制御しながら、各異なる色のＬＥＤグループ３１２ａ、３１２ｂ、３１２ｃ及び３１２ｄを独立して駆動するように動作できる。この実施形態では、電力コンバータ３００は、各ＬＥＤグループ３１２ａ、３１２ｂ、３１２ｃ及び３１２ｄに対して個別の電力ブロック３１８（３１８ａ、３１８ｂ、３１８ｃ及び３１８ｄと別々に表示された）を備えている。又、電力コンバータ３００は、ＥＭＩフィルタ３１４及び整流器３１６も有する。ある実施形態では、単一の電流コマンドを使用して、全ての異なるＬＥＤグループ３１２ａ、３１２ｂ、３１２ｃ及び３１２ｄへ送られる電流を制御することができる。

各電力ブロック３１８の実施は、上述した電力ブロック１８と実質的に同様に行うことができる。各電力ブロック３１８のコントローラ３０は、少なくとも一部分はディジタルで動作するので、電力コンバータ３００の入力コマンド又は駆動条件を、適当な技術（例えば、シリアル通信、Ｉ²Ｃ）を使用する適当なポートを通して外部回路へ転送し又は外部回路から受け取ることができる。緑、赤、青のＬＥＤグループ３１２ａ、３１２ｂ、３１２ｃ及び３１２ｄは、外部電流コマンドで制御され、一方、ＡＣ入力電流は、入力力率が低い全高調波歪（ＴＨＤ）で補正されるように制御される。

上述したように、本発明の種々の実施形態による単一段電力コンバータは、多数の技術的な効果を発揮する。これらは、例えば、いかなる数のＬＥＤも、単独で又はグループで駆動する能力を含む。単一段電力コンバータは、ＬＥＤに流れ込む高い側の電流を推定するための低い側の電流感知方法を有する。更に、単一段電力コンバータは、ＬＥＤ電流を制御できると共に、力率補正（ＰＦＣ）のためにＡＣ入力電流を整形することができる。単一段電力コンバータは、アナログ及びディジタルの両制御を有するハイブリッド制御技術を実施することができる。又、単一段電力コンバータは、例えば、サインテーブルを使用して全高調波歪（ＴＨＤ）を減少し又は下げることができる。

本発明及びその効果を詳細に説明したが、特許請求の範囲に規定された本発明の精神及び範囲から逸脱せずに、種々の交換、置き換え、及び変更がなされ得ることを理解されたい。即ち、ここに含まれた開示は、基本的な説明として意図される。特定の説明は、考えられる全ての実施形態を明確に述べるものではなく、多数の代替物が暗示される。又、これは、本発明の一般的な特徴を完全に説明するものではなく、且つ各々の特徴又は要素が、広範囲な機能或いは種々の代替要素又は等効物を実際にどのように表わし得るかを明確に示すものでもない。これらは、この開示に暗示的に包含される。本発明を装置指向の用語で説明したところでは、装置の各要素が機能を暗示的に遂行する。この説明も用語も、特許請求の範囲を限定するものではない。

本発明の一実施形態によりＬＥＤを駆動するためのディジタル単一段電力コンバータを部分ブロック図の形態で示す回路図である。 本発明の一実施形態による電力ブロックを部分ブロック図の形態で示す回路図である。 本発明の一実施形態によるクロック発生モジュールの図である。 本発明の一実施形態によるディジタルパルス巾変調（ＰＷＭ）モジュールを示す図である。 本発明の一実施形態によるディジタルＰＷＭモジュールの波形を示す図である。 電力コントローラの内部ブロック図である。 本発明の一実施形態により複数のグループのＬＥＤを駆動するためのディジタル単一段電力コンバータを部分ブロック図の形態で示す回路図である。 本発明の一実施形態により変更デューティ制御でのディジタルＰＷＭ動作のための波形を示す図である。 本発明の一実施形態により固定デューティ制御でのディジタルＰＷＭ動作のための波形を示す図である。 本発明の一実施形態による電力コンバータの動作波形を示す図である。

Claims (18)

1. 少なくとも１つの発光ダイオード（ＬＥＤ）を駆動する電力コンバータであって、
   入力電力に対する力率補正（ＰＦＣ）と、少なくとも１つのＬＥＤに送られる電流の制御と、の両方を行うように動作可能な単一段を備えたことを特徴とする電力コンバータ。
2. 前記単一段が、少なくとも１つのＬＥＤに送られる電流を制御するためのディジタル制御と、過電流保護のためのアナログ制御とを使用する、請求項１に記載の電力コンバータ。
3. 入力電力のための前記ＰＦＣが入力電力のＡＣ電流とＡＣ電圧とを同期させる、請求項１に記載の電力コンバータ。
4. 入力電力のための前記ＰＦＣが全高調波歪（ＴＨＤ）を減少させる、請求項１に記載の電力コンバータ。
5. 前記単一段が、全高調波歪（ＴＨＤ）を減少させるためのサインテーブルモジュールを備える、請求項１に記載の電力コンバータ。
6. 前記単一段が入力電力のための同期状態を識別する手段を備えた、請求項１に記載の電力コンバータ。
7. 入力電力がＡＣ電圧成分を有し、同期状態を識別する前記手段は、ＡＣ入力成分がゼロ点を横切る少なくとも１つの場合を識別するように動作可能である、請求項６に記載の電力コンバータ。
8. 前記単一段が、
   デューティサイクルに基づいて電流が流れるところのスイッチと、
   前記スイッチのデューティサイクルを制御するために前記スイッチに結合されたコントローラと、
   を備えた請求項１に記載の電力コンバータ。
9. 前記スイッチがターンオフされたときには、より多くの電流が少なくとも１つのＬＥＤへ送られて、少なくとも１つのＬＥＤをより明るくし、
   前記スイッチがターンオンされたときには、より少ない電流が少なくとも１つのＬＥＤへ送られて、少なくとも１つのＬＥＤをより暗くする、
   請求項８に記載の電力コンバータ。
10. 入力電力を使用して少なくとも１つの発光ダイオード（ＬＥＤ）を駆動するための単一段電力コンバータであって、
    入力電力に対して力率補正（ＰＦＣ）を行う手段と、
    少なくとも１つのＬＥＤに送られる電流を制御するための手段と、
    を備えたことを特徴とする単一段電力コンバータ。
11. ＰＦＣを行う前記手段は、
    入力電力に対する同期状態を識別するための抵抗器及びダイオードと、
    入力電力の電流成分と電圧成分とを同期させるためのサインテーブルモジュールと、
    を備えた請求項１０に記載の単一段電力コンバータ。
12. 電流を制御するための前記手段が、前記電力コンバータの１つの岐路に流れる電流の量を表す信号を発生するための電流感知装置を備えた、請求項１０に記載の単一段電力コンバータ。
13. デューティサイクルに基づいて電流が流れるスイッチを備え、前記制御手段が、デューティサイクルを制御するためにこのスイッチに結合される、請求項１０に記載の単一段電力コンバータ。
14. 前記スイッチがターンオフされたときには、より多くの電流が少なくとも１つのＬＥＤへ送られて、少なくとも１つのＬＥＤをより明るくし、
    前記スイッチがターンオンされたときには、より少ない電流が少なくとも１つのＬＥＤへ送られて、少なくとも１つのＬＥＤをより暗くする、
    請求項１３に記載の単一段電力コンバータ。
15. 前記制御手段が過電流保護を与える、請求項１０に記載の単一段電力コンバータ。
16. 前記制御手段が、少なくとも１つのＬＥＤに送られる電流を制御するためのディジタル制御と、過電流保護のためのアナログ制御とを使用する、請求項１５に記載の単一段電力コンバータ。
17. 入力電力を使用して複数のグループの発光ダイオード（ＬＥＤ）を駆動するための電力コンバータであって、各グループのダイオードが同じ色である電力コンバータであって、
    入力電力に対して力率補正（ＰＦＣ）を与える手段と、
    少なくとも１つのＬＥＤへ送られる電流を制御するための手段と、
    を備えたことを特徴とする電力コンバータ。
18. 少なくとも１つの発光ダイオード（ＬＥＤ）を駆動するための単一段電力コンバータであって、
    整流された交流（ＡＣ）入力電力を受け取るための入力端子と、
    少なくとも１つのＬＥＤへ駆動電流が与えられるところの出力端子と、
    少なくとも１つのＬＥＤへ送られる駆動電流を増加及び減少させるためにデューティサイクルに基づいて制御されるように動作可能であるスイッチと、
    入力電力に対して力率補正（ＰＦＣ）を行う手段であって、入力電力の同期状態を識別する手段を含むような手段と、
    前記スイッチのデューティサイクルを調整することにより少なくとも１つのＬＥＤへ送られる電流を制御するための手段であって、少なくとも１つのＬＥＤへ流れ込む電流の量を表わす信号を発生するために前記スイッチに結合された電流感知装置を含むような手段と、
    変成器の一次巻線に結合され、その一次巻線に流れる電流を制御するためのトランジスタと、
    前記電力コンバータに流れる電流の量を表わす信号を発生するために前記トランジスタに結合された電流感知装置であって、前記電力コンバータの電流制御ループの一部分を形成する電流感知装置と、
    前記電流制御ループのアナログ制御及び前記電力コンバータの電圧制御ループのディジタル制御を行うように動作可能なコントローラと、
    を備えたことを特徴とする単一段電力コンバータ。

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