TWI424788B - 發光二極體驅動裝置 - Google Patents
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Description
本發明是有關於一種發光二極體驅動裝置，且特別是有關於一種不需利用電解電容的發光二極體驅動裝置。
近20年來，人們一直致力於新型照明光源的開發。歐盟專門制定了“彩虹計畫”，提出了新型光源要符合的四個條件：高效、節能、無污染、模擬自然光。由於發光二極體(light emitting diode,LED)就具有這樣的優點，且這是傳統照明光源(例如：白熾燈和螢光燈)無法比擬的，因此發光二極體被公認為21世紀最有價值的“綠色”光源，將取代白熾燈和螢光燈，成為照明市場的主導產品。
目前發光二極體的主要應用領域包括大螢幕顯示、通用照明、雷射器、液晶顯示器(liquid crystal display,LCD)背光源(backlight source)、儀器儀錶顯示，以及圖形識別...等。隨著高亮度發光二極體技術的迅速發展，對發光二極體的驅動提出了更高的要求。為了要充分發揮半導體照明的優勢，發光二極體驅動電源需要具有高效率、低成本、高功率因數、長壽命等多項優點。
傳統的發光二極體驅動方式有電阻限流、線性調節、電荷泵(charge pump)轉換控制和開關轉換器控制等，且在市電輸入的日常照明場合中，大功率發光二極體的驅動電源架構大致繪示如圖1。根據能源之星(Energy-Star)標準，商業照明驅動電源的輸入功率因數要求不低於0.9，而家用照明不低於0.7。也亦因如此，市電(即交流電源)Vac必須先經由橋式整流器101與功率因數校正(Power Factor Correction,PFC)轉換器103實現輸入功率因數校正和AC-DC轉換，藉以提供24V或12V的穩定電壓給後級的DC-DC轉換器105。如此一來，LED驅動晶片107即會為大功率LED 109的穩定工作提供一個恆定電流。
雖然圖1所繪示的驅動電源架構可以確保大功率LED 109具有較佳的發光品質，但是這樣的設計架構卻存在著器件多、體積大、壽命短等多項缺點。舉例來說，假設PFC轉換器103之輸入功率因數為1的話，則輸入電流I in
與輸入電壓V in
是同相位的正弦波，如圖2A所繪示般。由於此時輸入功率P in
是正弦平方(sin square)形式，所以若要實現恆壓恆流輸出(亦即輸出功率P o
恆定，如圖2B所繪示般)，則需要採用容值較大的電解電容(electrolytic capacitor)C來實現輸入功率P in
與輸出功率P o
的平衡(balance)。然而，由於電解電容C的壽命一般只有5,000小時，與發光二極體具有50,000小時的工作壽命相差甚遠，因此電解電容C無疑會成為拉短發光二極體驅動電源整體壽命的主要因素。
有鑒於此，本發明提供一種適於驅動至少一串發光二極體(LED)的驅動裝置，其採用脈動電流來驅動大功率發光二極體，從而在實現功率因數校正的同時，去除了傳統驅動電源架構中大容值的電解電容，藉以大大地提高發光二極體驅動電源的壽命。
本發明的其他目的和優點可以從本發明所揭露的技術特徵中得到進一步的了解。
為達上述之一或部份或全部目的或是其他目的，本發明所提供的驅動裝置包括功率因數校正返馳式轉換器、諧波濾除單元，以及控制單元。功率因數校正返馳式轉換器(PFC flyback converter)依據脈寬調變訊號(PWM signal)而工作在一操作模式，並接收交流電源以將交流電源轉換為脈動電流(pulsating current)。
諧波濾除單元耦接功率因數校正返馳式轉換器與該串發光二極體，用以接收所述脈動電流，並濾除所述脈動電流中高頻諧波分量後，以驅動該串發光二極體。控制單元耦接功率因數校正返馳式轉換器與諧波濾除單元，依據所述交流電源與所述脈動電流產生所述脈寬調變訊號，並用以降低所述脈動電流的峰均比。
於本發明的一實施例中，功率因數校正返馳式轉換器包括全橋整流器、變壓器、開關，以及二極體。全橋整流器用以接收所述交流電源，並對所述交流電源進行整流。變壓器之一次側用以接收經全橋整流器整流過後的交流電源。開關受所述脈寬調變訊號所控制，並與變壓器之一次側串接。二極體耦接變壓器之二次側，並用以輸出所述脈動電流。
於本發明的一實施例中，諧波濾除單元由一電感與一薄膜電容所組成。
於本發明的一實施例中，控制單元包括電流互感單元、低通濾波器、誤差調節器、第一分壓器、前饋控制單元，以及脈寬調變控制晶片。電流互感單元耦接功率因數校正返馳式轉換器與諧波濾除單元，用以檢測所述脈動電流。低通濾波器耦接電流互感單元，用以對電流互感單元所檢測的脈動電流取平均值。誤差調節器耦接低通濾波器，用以對已取平均值的脈動電流與一參考電流進行誤差調節，藉以輸出誤差調節訊號。第一分壓器用以採樣經全橋整流器整流過後的交流電源，並據以產生第一分壓訊號。前饋控制單元耦接誤差調節器與第一分壓器，用以接收所述誤差調節訊號與所述第一分壓訊號，並據以產生控制訊號。脈寬調變控制晶片耦接前饋控制單元，用以接收所述控制訊號，並據以產生所述脈寬調變訊號。在此條件下，功率因數校正返馳式轉換器工作在電流斷續模式。
於本發明的一實施例中，控制單元包括電流互感單元、低通濾波器、誤差調節器、削頂電路、乘法器，以及電流調節器。電流互感單元耦接功率因數校正返馳式轉換器與諧波濾除單元，用以檢測所述脈動電流。低通濾波器耦接電流互感單元，用以對電流互感單元所檢測的脈動電流取平均值。誤差調節器耦接低通濾波器，用以對已取平均值的脈動電流與一參考電流進行誤差調節，藉以輸出誤差調節訊號。削頂電路用以接收並對經全橋整流器整流過後的交流電源進行一削頂處理，並據以產生一削頂訊號。乘法器耦接削頂電路與誤差調節器，用以接收所述削頂訊號與所述誤差調節訊號，並據以產生一第一電流訊號。電流調節器耦接乘法器與開關，用以對所述第一電流與流經開關的一第二電流進行電流調節，藉以輸出所述脈寬調變訊號。在此條件下，功率因數校正返馳式轉換器工作在電流臨界模式。
基於上述可知，本發明所提出的驅動裝置適用於交流輸入的高功率因數和長壽命的發光二極體驅動電源，其採用脈動電流以驅動發光二極體，且去除了傳統發光二極體驅動電源電路中的電解電容，藉以大大地提高了發光二極體驅動電源的壽命。
另一方面，在滿足能源之星所定義之功率因數要求的同時，本發明所提出的驅動裝置藉由諧波濾除單元與控制單元來優化(optimized)驅動發光二極體之脈動電流的波形，藉以大大地降低功率因數校正返馳式轉換器所輸出之脈動電流的峰均比。如此一來，即可確保大功率發光二極體長時間安全穩定的工作，從而不影響到發光二極體的工作壽命。
為讓本發明之上述特徵和優點能更明顯易懂，下文特舉多個實施例，並配合所附圖式，作詳細說明如下，但是上述一般描述及以下實施方式僅為例示性及闡釋性的，其並不能限制本發明所欲主張之範圍。
有關本發明之前述及其他技術內容、特點與功效，在以下配合參考圖式之多個實施例的詳細說明中，將可清楚地呈現。
現將詳細參考本發明之實施例，並在附圖中說明所述實施例之實例。另外，凡可能之處，在圖式及實施方式中使用相同標號的元件/構件代表相同或類似部分。
圖3繪示為本發明一實施例之驅動裝置300的方塊圖。圖4繪示為本發明一實施例之驅動裝置300的實際電路圖。請合併參照圖3與圖4，驅動裝置300適於驅動多顆串接在一起的大功率發光二極體(light emitting diode,LED)L1
~Ln
，且其包括有功率因數校正返馳式轉換器(PFC flyback converter)301、諧波濾除單元303，以及控制單元305。PFC返馳式轉換器301會依據脈寬調變(pulse width modulation,PWM)訊號PS而工作在電流斷續模式(discontinuous current mode,DCM)，並接收一交流電源Vac(例如市電)以將交流電源Vac轉換為一脈動電流(pulsating current)Ipa。
諧波濾除單元303耦接PFC返馳式轉換器301與該串發光二極體L1
~Ln
，用以接收脈動電流Ipa，並濾除脈動電流Ipa中高頻諧波分量(high frequency harmonic component)後，以驅動該串發光二極體L1
~Ln
。控制單元305耦接PFC返馳式轉換器301與諧波濾除單元303，依據交流電源Vac與脈動電流Ipa來產生脈寬調變訊號PS，並用以降低脈動電流Ipa的峰均比(peak-to-average ratio,PAR)。
於本實施例中，PFC返馳式轉換器301包括全橋整流器(full bridge rectifier)401、變壓器(transformer)403、開關(switch)Q，以及二極體(diode)D。全橋整流器401用以接收交流電源Vac，並對交流電源Vac進行整流。全橋整流器401在實務上具有四個接腳P1~P4，其中接腳P1與P2用以接收交流電源Vac，而接腳P3則耦接至一危險地(dangerous ground)DGND。變壓器403之一次側(primary side)的第一端耦接全橋整流器401的接腳P4。開關Q的控制端用以接收脈寬調變訊號PS，開關Q的第一端耦接變壓器403之一次側的第二端，而開關Q的第二端則耦接至危險地DGND。二極體D的陽極(anode)耦接變壓器403之二次側(secondary side)的第一端，而二極體D的陰極(cathode)則用以輸出脈動電流Ipa。
諧波濾除單元303包括電感(inductor)Lo與薄膜電容(film capacitor)Co。電感Lo的第一端耦接二極體D的陰極，而電感Lo的第二端則耦接該串發光二極體L1
~Ln
的陽極。薄膜電容Co的第一端耦接二極體D的陰極，而薄膜電容Co的第二端則耦接至該串發光二極體L1
~Ln
的陰極以及一安全地(safety ground)SGND。於此，只要屬於變壓器403之一次側的地就為危險地DGND；而只要屬於變壓器403之二次側的地就為安全地SGND。
在此先值得一提的是，由於該串發光二極體L1
~Ln
的光通量(亦即輸出光功率)僅取決於脈動電流Ipa的平均值(average)，而與其頻率(frequency)無關。因此，只要善加控制脈動電流Ipa的平均值，就可以精準地控制該串發光二極體L1
~Ln
的光通量。然而，雖然該串發光二極體L1
~Ln
的光通量與脈動電流Ipa的頻率無關，但卻要保證脈動電流Ipa的頻率高於人眼視覺暫留的頻率；否則，人眼將會感受到閃爍。一般而言，由於人眼能夠將看到的影像暫時保存1/24秒(即24Hz)，所以脈動電流Ipa的頻率只要大於24Hz即可，例如為100Hz，但並不限制於此。
另外，本實施例特將PFC返馳式轉換器301設計工作在電流斷續模式(DCM)的原因乃是為了要致使PFC返馳式轉換器301可以自動實現功率因數校正，且更可以避免變壓器403之二次側端的二極體D發生反向恢復(backward recovery)。再者，本實施例特別採用PFC返馳式轉換器301的原因乃是由於發光二極體本身具有半導體的特性(亦即當發光二極體導通時，其兩端電壓等於它的導通壓降)，所以PFC返馳式轉換器301的負載可以視為一個恆壓源(constant voltage source)。如此一來，變壓器403之二次側則可以不需要輸出濾波電容(filter capacitor)。換言之，即可以省去容值較大的電解電容，藉以大大地提高發光二極體L1
~Ln
之驅動電源的壽命。
除此之外，如果直接採用變壓器403之二次側所輸出的脈動電流Ipa來驅動發光二極體L1
~Ln
的話，則很有可能會因為脈動電流Ipa過大的峰值而造成發光二極體L1
~Ln
的損毀，故而本實施例不僅要考慮脈動電流Ipa之平均值的大小外，還必須保證脈動電流Ipa的峰值不會造成發光二極體L1
~Ln
的損壞。因此，在滿足脈動電流Ipa之平均值得以確保PFC返馳式轉換器301處於正常工作的條件下，脈動電流Ipa的峰值和有效值越小越好。
有鑒於此，本實施例特別在發光二極體L1
~Ln
的支路中串入一個電感Lo(感值例如為15~30μH，但並不限制於此)，同時於變壓器403之二次側並聯一個薄膜電容Co(容值例如為0.47μF~3μF，但並不限制於此)，藉以濾除基於開關Q之頻率(亦即脈寬調變訊號PS的頻率)在脈動電流Ipa中所引起的高頻諧波分量，從而減小脈動電流Ipa的峰值。也亦因如此，脈動電流Ipa實質上會很接近理想的正弦平方波(sine square waveform)。
而為了要更加有效地將脈動電流Ipa的峰均比拉低，本實施例特別設計一個控制單元305，以於交流電源Vac升高的過程中，減小脈寬調變訊號PS的占空比(duty ratio)；並在交流電源Vac降低的過程中，增大脈寬調變訊號PS的占空比，從而來降低脈動電流Ipa的峰均比。
更清楚來說，控制單元305包括電流互感單元405、低通濾波器(low pass filter)407、誤差調節器409、分壓器411、前饋控制單元413，以及脈寬調變控制晶片415。電流互感單元405耦接PFC返馳式轉換器301與諧波濾除單元303，用以檢測脈動電流Ipa，亦即檢測流經二極體D的電流。於本實施例中，電流互感單元405包括電流互感器(current transformer)417、二極體Dct，以及電阻Rct。電流互感器417之一次側的第一端耦接變壓器403之二次側的第二端，而電流互感器417之一次側的第二端則耦接薄膜電容Co的第二端。二極體Dct的陽極耦接電流互感器417之二次側的第一端。電阻Rct的第一端耦接二極體Dct的陰極，而電阻Rct的第二端則耦接電流互感器417之二次側的第二端以及危險地DGND。
低通濾波器407耦接電流互感單元405，用以對電流互感單元405所檢測的脈動電流Ipa取平均值。於本實施例中，低通濾波器407包括電阻Rf與電容Cf。電阻Rf的第一端耦接二極體Dct的陰極。電容Cf的第一端耦接電阻Rf的第二端，而電容Cf的第二端則耦接至危險地DGND。
誤差調節器409耦接低通濾波器407，用以對已取平均值的脈動電流Ipa與參考電流(reference current)Iref進行誤差調節，藉以輸出誤差調節訊號VEA
。於本實施例中，誤差調節器409包括誤差放大器(error amplifier)EA、電阻Rc，以及電容Cc。誤差放大器EA的負輸入端耦接電容Cf的第一端，誤差放大器EA的正輸入端用以接收參考電流Iref，而誤差放大器EA的輸出端則用以輸出誤差調節訊號VEA
。電阻Rc的第一端耦接誤差放大器EA的負輸入端。電容Cc的第一端耦接電阻Rc的第二端，而電容Cc的第二端則耦接誤差放大器EA的輸出端。
分壓器411耦接於全橋整流器401的接腳P3與P4之間，用以採樣經全橋整流器401整流過後的交流電源Vac，並據以產生分壓訊號VD1
。於本實施例中，分壓器411包括電阻RD1
與RD2
。電阻RD1
的第一端耦接全橋整流器401的接腳P4，而電阻RD1
的第二端則用以產生分壓訊號VD1
。電阻RD2
的第一端耦接電阻RD1
的第二端，而電阻RD2
的第二端則耦接至危險地DGND。
前饋控制單元413耦接誤差調節器409與分壓器411，用以接收誤差調節訊號VEA
與分壓訊號VD1
，並據以產生控制訊號CS。如此一來，耦接至前饋控制單元413的脈寬調變控制晶片(例如為TI所生產的UCC3844，但並不限制於此)415即會接收控制訊號CS，並據以產生脈寬調變訊號PS來控制開關Q的運作(operation)，亦即導通(conductive)或截止(cut-off)。
於本實施例中，前饋控制單元413包括射極隨耦器(emitter follower)419、保持單元421、分壓器423、減法電路425，以及乘除法器427。射極隨耦器419用以接收並輸出分壓訊號VD1
。具體來說，射極隨耦器419包括運算放大器(operational amplifier)OP1。運算放大器OP1的正輸入端耦接電阻RD1
的第二端，而運算放大器OP1的負輸入端與輸出端則耦接在一起。
保持單元421耦接射極隨耦器419，用以接收射極隨耦器419所輸出的分壓訊號VD1
，並據以產生幅值檢測訊號VA(其正比於交流電源Vac的峰值)。具體來說，保持單元421包括電阻Rs與電容Cs。電阻Rs的第一端耦接運算放大器OP1的輸出端，而電阻Rs的第二端則用以產生幅值檢測訊號VA。電容Cs的第一端耦接電阻Rs的第二端，而電容Cs的第二端則耦接至危險地DGND。
分壓器423耦接射極隨耦器419，用以接收射極隨耦器419所輸出的分壓訊號VDl
，並據以產生另一分壓訊號VD2
(例如為0.6VA∣sinωt∣，但並不限制於此)。具體來說，分壓器423包括電阻RD3
與RD4
。電阻RD3
的第一端耦接運算放大器OP1的輸出端，而電阻RD3
的第二端則用以產生分壓訊號VD2
。電阻RD4
的第一端耦接電阻RD3
的第二端，而電阻RD4
的第二端則耦接至危險地DGND。
減法電路425耦接保持單元421與分壓器423，用以接收幅值檢測訊號VA與分壓訊號VD2
，並對幅值檢測訊號VA與分壓訊號VD2
進行減法運算後，輸出前饋訊號FS。具體來說，減法電路425包括電阻RI1
~RI4
以及運算放大器OP2。電阻RI1
的第一端耦接電阻Rs的第二端。電阻RI2
的第一端耦接電阻RI1
的第二端，而電阻RI2
的第二端則耦接至危險地DGND。運算放大器OP2的正輸入端耦接電阻RI2
的第一端，而運算放大器OP2的輸出端則用以輸出前饋訊號FS。電阻RI3
的第一端耦接電阻RD3
的第二端，而電阻RI3
的第二端則耦接至運算放大器OP2的負輸入端。電阻RI4
的第一端耦接電阻RI3
的第二端，而電阻RI4
的第二端則耦接至運算放大器OP2的輸出端。
乘除法器427耦接誤差調節器409、脈寬調變控制晶片415、保持單元421以及減法電路425，用以接收前饋訊號FS、幅值檢測訊號VA以及誤差調節訊號VEA
，並將前饋訊號FS乘上誤差調節訊號VEA
而除以幅值檢測訊號VA後，輸出控制訊號CS，亦即：CS=(FS*VEA
)/VA。
基於上述可知，由於發光二極體本身具有半導體的特性(亦即當發光二極體導通時，其兩端電壓等於它的導通壓降)，所以PFC返馳式轉換器301的負載可以視為一個恆壓源。如此一來，變壓器403之二次側則可以不需要輸出濾波電容。換言之，即可以省去容值較大的電解電容，藉以大大地提高發光二極體L1
~Ln
之驅動電源的壽命。
另外，由於本實施例透過電感Lo與薄膜電容Co來濾除基於開關Q之頻率(亦即脈寬調變訊號PS的頻率)在脈動電流Ipa中所引起的高頻諧波分量，所以交流電源Vac的輸入電流會完全跟蹤其輸入電壓(亦即兩者等相位)，故而交流電源Vac之輸入電流的諧波會很小，從而使得輸入功率因數可以高於0.9，甚至可以趨近為1。
再者，由於本實施例透過控制單元305以於交流電源Vac升高的過程中，減小脈寬調變訊號PS的占空比；並在交流電源Vac降低的過程中，增大脈寬調變訊號PS的占空比。如此一來，PFC返馳式轉換器301所輸出之脈動電流Ipa的峰均比實質上會被大幅地拉降(大約可以被拉低至1.4，但並不限制於此)，從而保證/避免脈動電流Ipa的峰值不會造成發光二極體L1
~Ln
的損壞。
除此之外，圖5繪示為本發明另一實施例之驅動裝置500的實際電路圖。請合併參照圖4與圖5，從圖5中可以清楚看出，驅動裝置500與300之不同處在於：驅動裝置500之控制單元305’中採用電路結構相當簡單的削頂電路(chopped circuit)501、乘法器503以及電流調節器505來取代驅動裝置300之控制單元305中的前饋控制單元413與脈寬調變控制晶片415。而且，驅動裝置500的PFC返馳式轉換器301會工作在電流臨界模式(Boundary Conduction Mode,BCM)。
於本實施例中，削頂電路501用以接收並對經全橋整流器401整流過後的交流電源Vac進行削頂處理(如圖6所繪示般)，並據以產生一削頂訊號VST
。乘法器503耦接削頂電路501與誤差調節器409，用以接收削頂訊號VST
與誤差調節訊號VEA
，並據以產生第一電流訊號I1
。電流調節器505耦接乘法器503與開關Q，用以對第一電流I1
與流經開關Q的第二電流I1
進行電流調節，藉以輸出脈寬調變訊號PS。
另外，削頂電路501的具體實施電路可以如圖7所繪示般，但並不限制於此。削頂電路501包括八個電阻R1
~R8
、兩個電容C1
與C2
、兩個二極體D1
與D2
，以及三個運算放大器OP1、OP2與OP3。其中，電阻R1
的第一端用以接收經全橋整流器401整流過後的交流電源Vac，而電阻R2
則耦接於電阻R1
的第二端與危險地DGND之間。電容C1
並接在電阻R2
的兩端。運算放大器OP1的正輸入端(+)耦接電阻R1
的第二端與運算放大器OP3的正輸入端(+)。運算放大器OP1的負輸入端(-)耦接二極體D1
的陰極、電阻R4
與R5
的第一端以及電容C2
的第一端。運算放大器OP1的輸出端耦接二極體D1
的陽極。
運算放大器OP3的負入端(-)與輸出端耦接在一起，並且耦接至電阻R3
的第一端。電阻R4
與電容C2
的第二端耦接危險地DGND。電阻R5
的第二端耦接電阻R6
的第一端與運算放大器OP2的正輸入端(+)。電阻R6
的第二端耦接危險地DGND。運算放大器OP2的負輸入端(-)與輸出端耦接在一起，並且耦接至二極體D2
的陰極。二極體D2
的陽極耦接電阻R3
的第二端與電阻R7
的第一端。電阻R7
的第二端耦接電阻R8
的第一端，並用以輸出削頂訊號VST
，而電阻R8
的第二端則耦接至危險地DGND。
另一方面，電流調節器505包括電流放大器CA、電阻Rb1
與Rb2
，以及電容Cb
。其中，電流放大器CA的正輸入端(+)用以接收第一電流I1
，電流放大器CA的負輸入端(-)用以接收第二電流I2
。電阻Rb1
的第一端耦接電流放大器CA的負輸入端(-)，而電阻Rb1
的第二端則耦接電容Cb
的第一端。電容Cb
的第二端耦接電流放大器CA的輸出端以及開關Q的控制端。電阻Rb1
的第一端耦接開關Q的第二端與電阻Rb1
的第一端，而電阻Rb1
的第二端則耦接至危險地DGND。
基於圖5所繪示的驅動裝置500可知，為了要簡化前述實施例之控制單元305的實現電路，藉以降低成本。本實施例避免採用前述實施例之控制單元305中為達到目的所需要的前饋控制單元413與脈寬調變控制晶片415。不同於前述實施例藉由前饋控制單元413與脈寬調變控制晶片415來產生特定的奇數諧波(odd harmonics)注入(例如3、5、7...等奇數諧波)，本實施例是採用簡單的削頂電路501以將整流後之交流電源Vac的波形進行削頂處理，從而作為輸入電流的基準波形(即開關Q之控制端的波形)。如此一來，不但可以達到與前述實施例幾乎同樣的效果，且控制單元的實現電路可以更為簡單。
綜上所述，本發明所提出的驅動裝置適用於交流輸入的高功率因數和長壽命的發光二極體驅動電源，其採用脈動電流進行驅動發光二極體，且去除了傳統發光二極體驅動電源電路中的電解電容，藉以大大地提高了發光二極體驅動電源的壽命。另一方面，在滿足能源之星所定義之功率因數要求的同時，本發明所提出的驅動裝置藉由諧波濾除單元與控制單元來優化驅動發光二極體之脈動電流的波形，藉以大大地降低PFC返馳式轉換器所輸出之脈動電流的峰均比。如此一來，即可確保大功率發光二極體長時間安全穩定的工作，從而不影響到發光二極體的工作壽命。
換個方式來說，本發明所提出的驅動裝置藉由加入串聯電感和輸入電壓回饋之脈動電流平均值控制策略的PFC返馳式轉換器，可以為發光二極體負載提供優化的脈動電流，藉以滿足發光二極體在額定功率安全穩定地工作。同時，與傳統發光二極體驅動電源相比，本發明所提出新型大功率發光二極體驅動電源不需要電解電容，故而可以大大地提高其工作壽命，且更加適合於大功率發光二極體的驅動。
惟以上所述者，僅為本發明之較佳實施例而已，當不能以此限定本發明實施之範圍，即大凡依本發明申請專利範圍及發明說明內容所作之簡單的等效變化與修飾，皆仍屬本發明專利涵蓋之範圍內。另外，本發明的任一實施例或申請專利範圍不須達成本發明所揭露之全部目的或優點或特點。此外，摘要部分和標題僅是用來輔助專利文件搜尋之用，並非用來限制本發明之權利範圍。
101．．．橋式整流器
103．．．功率因數校正(PFC)轉換器
105．．．DC-DC轉換器
107．．．發光二極體(LED)驅動晶片
109、L1
~Ln
．．．發光二極體
300、500．．．驅動裝置
301．．．功率因數校正返馳式轉換器
303．．．諧波濾除單元
305、305’．．．控制單元
401．．．全橋整流器
403．．．變壓器
405．．．電流互感單元
407．．．低通濾波器
409．．．誤差調節器
411、423．．．分壓器
413．．．前饋控制單元
415．．．脈寬調變控制晶片
417．．．電流互感器
419．．．射極隨耦器
421．．．保持單元
425．．．減法電路
427．．．乘除法器
501．．．削頂電路
503．．．乘法器
505．．．電流調節器
EA．．．誤差放大器
CA．．．電流放大器
OP1、OP2．．．運算放大器
C．．．電解質電容
Q．．．開關
D、Dct、D1
、D2
．．．二極體
OP1、OP2、OP3．．．運算放大器
P1~P4．．．接腳
Lo．．．電感
Co．．．薄膜電容
Rct、Rf、Rc、RD1
~RD4
、Rs、RI1
~RI4
、Rb1
、Rb2
、R1
~R8
．．．電阻
Cf、Cc、Cs、Cb、C1
、C2
．．．電容
Vac．．．市電、交流電源
I in
．．．輸入電流
V in
．．．輸入電壓
P in
．．．輸入功率
P o
．．．輸出功率
PS．．．脈寬調變訊號
VEA
．．．誤差調節訊號
VD1
、VD2
．．．分壓訊號
CS．．．控制訊號
VST
．．．削頂訊號
VA．．．幅值檢測訊號
FS．．．前饋訊號
Iref．．．參考電流
Ipa．．．脈動電流
I1
、I2
．．．電流
DGND．．．危險地
SGND．．．安全地
圖1繪示為傳統發光二極體的驅動電源架構示意圖。
圖2A繪示為傳統交流電源之輸入電流與輸入電壓的示意圖。
圖2B繪示為傳統交流電源之輸入功率與輸出功率的示意圖。
圖3繪示為本發明一實施例之驅動裝置的方塊圖。
圖4繪示為本發明一實施例之驅動裝置的實際電路圖。
圖5繪示為本發明另一實施例之驅動裝置的實際電路圖。
圖6繪示為本發明一實施例之整流後的交流電源與削頂訊號的波形示意圖。
圖7繪示為本發明一實施例之削頂電路的具體實施電路圖。
300．．．驅動裝置
301．．．功率因數校正返馳式轉換器
303．．．諧波濾除單元
305．．．控制單元
401．．．全橋整流器
403．．．變壓器
405．．．電流互感單元
407．．．低通濾波器
409．．．誤差調節器
411、423．．．分壓器
413．．．前饋控制單元
415．．．脈寬調變控制晶片
417．．．電流互感器
419．．．射極隨耦器
421．．．保持單元
425．．．減法電路
427．．．乘除法器
EA．．．誤差放大器
OP1、OP2．．．運算放大器
Q．．．開關
D、Dct．．．二極體
P1~P4．．．接腳
Lo．．．電感
Co．．．薄膜電容
Rct、Rf、Rc、RD1
~RD4
、Rs、RI1
~RI4
．．．電阻
Cf、Cc、Cs．．．電容
Vac．．．交流電源
PS．．．脈寬調變訊號
VEA
．．．誤差調節訊號
VD1
、VD2
．．．分壓訊號
CS．．．控制訊號
VA．．．幅值檢測訊號
FS．．．前饋訊號
Iref．．．參考電流
Ipa．．．脈動電流
DGND．．．危險地
SGND．．．安全地
Claims (9)
- 一種驅動裝置，適於驅動至少一串發光二極體，該驅動裝置包括：一功率因數校正返馳式轉換器，依據一脈寬調變訊號而工作在一操作模式，並接收一交流電源以將該交流電源轉換為一脈動電流；一諧波濾除單元，耦接該功率因數校正返馳式轉換器與該串發光二極體，用以接收該脈動電流，並濾除該脈動電流中高頻諧波分量後，以驅動該串發光二極體；以及一控制單元，耦接該功率因數校正返馳式轉換器與該諧波濾除單元，依據該交流電源與該脈動電流產生該脈寬調變訊號，並用以降低該脈動電流的峰均比。
- 如申請專利範圍第1項所述之驅動裝置，其中該功率因數校正返馳式轉換器包括：一全橋整流器，用以接收該交流電源，並對該交流電源進行整流；一變壓器，其一次側用以接收經該全橋整流器整流過後的該交流電源；一開關，其受該脈寬調變訊號所控制，並與該變壓器之一次側串接；以及一二極體，耦接該變壓器之二次側，並用以輸出該脈動電流。
- 如申請專利範圍第2項所述之驅動裝置，其中該諧波濾除單元由一電感與一薄膜電容所組成。
- 如申請專利範圍第3項所述之驅動裝置，其中該控制單元包括：一電流互感單元，耦接該功率因數校正返馳式轉換器與該諧波濾除單元，用以檢測該脈動電流；一低通濾波器，耦接該電流互感單元，用以對該電流互感單元所檢測的該脈動電流取平均值；以及一誤差調節器，耦接該低通濾波器，用以對該已取平均值的脈動電流與一參考電流進行誤差調節，藉以輸出一誤差調節訊號。
- 如申請專利範圍第4項所述之驅動裝置，其中該控制單元更包括：一第一分壓器，用以採樣經該全橋整流器整流過後的該交流電源，並據以產生一第一分壓訊號；一前饋控制單元，耦接該誤差調節器與該第一分壓器，用以接收該誤差調節訊號與該第一分壓訊號，並據以產生一控制訊號；以及一脈寬調變控制晶片，耦接該前饋控制單元，用以接收該控制訊號，並據以產生該脈寬調變訊號。
- 如申請專利範圍第5項所述之驅動裝置，其中該操作模式為一電流斷續模式。
- 如申請專利範圍第5項所述之驅動裝置，其中該前饋控制單元包括：一射極隨耦器，用以接收並輸出該第一分壓訊號；一保持單元，耦接該射極隨耦器，用以接收該射極隨耦器所輸出的該第一分壓訊號，並據以產生一幅值檢測訊號；一第二分壓器，耦接該射極隨耦器，用以接收該射極隨耦器所輸出的該第一分壓訊號，並據以產生一第二分壓訊號；一減法電路，耦接該保持單元與該第二分壓器，用以接收該幅值檢測訊號與該第二分壓訊號，並對該幅值檢測訊號與該第二分壓訊號進行減法運算後，輸出一前饋訊號；以及一乘除法器，耦接該誤差調節器、該脈寬調變控制晶片、該保持單元以及該減法電路，用以接收該前饋訊號、該幅值檢測訊號以及該誤差調節訊號，並將該前饋訊號乘上該誤差調節訊號而除以該幅值檢測訊號後，輸出該控制訊號。
- 如申請專利範圍第4項所述之驅動裝置，其中該控制單元更包括：一削頂電路，用以接收並對經該全橋整流器整流過後的該交流電源進行一削頂處理，並據以產生一削頂訊號；一乘法器，耦接該削頂電路與該誤差調節器，用以接收該削頂訊號與該誤差調節訊號，並據以產生一第一電流訊號；以及一電流調節器，耦接該乘法器與該開關，用以對該第一電流與流經該開關的一第二電流進行電流調節，藉以輸出該脈寬調變訊號。
- 如申請專利範圍第8項所述之驅動裝置，其中該操作模式為一電流臨界模式。
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