KR100212613B1 - 구동 회로 - Google Patents

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Abstract

본 발명의 n채널 인헨스먼트형 스위칭 트랜지스터(11g/11h)는 서로 상보형인 펄스신호(PL11/PL12)에 응답하여 2개의 자동 변압기(11e/11f)가 압전 변압기(11b)의 1차 전극(11i)에 2차 전위를 교대로 공급하도록 상보적으로 턴온 및 턴 오프되고, 압전 변압기(11b)는 부하(12)에 교류 신호(Vin)를 공급하며, 자동 변압기 (11e/11f) 각각의 1차 권선부는 전류 에너지의 축적과 2차 전위를 발생시키는 공진 현상에 이중으로 사용되어, 자동 변압기(11e/11f)는 부하의 구동회로를 소형으로 만든다.

Description

구동 회로
제1도는 종래기술의 구동 회로를 도시하는 회로도.
제2도는 종래기술의 구동 회로에 대한 등가 회로를 도시하는 회로도.
제3도는 드레인 전압, 드레인 전류 및 공진 전압 파형을 시간에 대해 도시한 그래프.
제4도는 본 발명에 따른 구동 회로를 도시하는 회로도.
제5도는 본 발명의 구동 회로에 내장된 승압 회로에 대한 등가 회로를 도시하는 회로도.
제6(a)도 내지 제6(c)도는 본 발명의 구동 회로에 내장되는 표준형의 전자 변압기, 등가적인 전자 변압기 및 자동 변압기를 도시한 회로도.
제7도는 본 발명의 구동 회로에 내장되는 주파수 제어 회로의 회로 구성을 도시한 블럭도.
제8도는 주파수 제어 회로의 전류 대 주파수 특성을 도시한 그래프.
제9도는 본 발명의 구동 회로에 내장되는 전자 변압기의 필수 노드에서의 전위 레벨을 도시하는 그래프.
제10도는 본 발명의 구동 회로에 내장되는 압전 변압기의 필수 노드에서의 전위 레벨을 도시하는 그래프.
제11도는 전자 변압기의 필수 노드를 통해 흐르는 전류를 도시하는 그래프.
제12도는 전자 변압기와 압전 변압기에 대한 등가 회로를 도시하는 회로도.
제13(a)도 내지 제13(c)도는 압전 변압기를 통해 흐르는 전류의 파형을 도시하는 도면.
제14도는 전원 전압의 변동 하에서의 전류를 도시하는 그래프.
* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명
11 : 구동 회로 11a : 승압 회로
11b : 압전 변압기 11c : 주파수 제어 회로
11d : 2-상 펄스 발생기 12 : 부하
[발명의 분야]
본 발명은 구동 회로에 관한 것으로, 특히 광역의 전원 전압 하에서 동작할 수 있는 자동 변압기(auto-transformers) 및 압전 변압기(piezoelectric transformer) 를 갖는 소형 및 박막형의 구동 회로에 관한 것이다.
압전 변압기는 압전 효과에 근거한 전압 대 전압 변환기로서, 압전 소자에 대해 서로 다르게 극성화되어 있는 1차 전극 및 2차 전극을 갖고 있다. 1차 전극에 전위 레벨이 인가되면, 압전 변압기는 압전 효과에 의해 그 전위 레벨을 다른 전위 레벨로 변환시킨다. 압전 변압기는 전자(electromagnetic) 변압기에 비해 소형화가 용이하여 액정 표시 장치에 내장된 백 라이트의 전원용으로 바람직하다.
압전 소자용 구동 회로에 대한 전형적인 예로서는 일본 특허 출원 제3-139178호에 기재된 것이 있으며, 제1도에서 이 종래 기술의 구동 회로를 도시하고 있다. 제2도에서는 상기 종래 기술의 구동 회로에 대한 등가 회로를 도시하고 있다. 상기 종래 기술의 구동 회로는 압전 소자(1) 즉 초음파 모터에 관련되며 2-상 펄스 발생기(2), 2개의 변압기(3a 및 3d) 및 2개의 스위칭 트랜지스터(4a 및 4b)를 구비하고 있다.
2-상 펄스 발생기(2)는 위상이 서로 다른 제1 및 제2 펄스 신호 PL1 및 PL2 를 발생시키며, 제1 및 제2 펄스 신호 PL1 및 PL2는 스위칭 트랜지스터(4a 및 4b)의 게이트 전극에 각각 공급된다.
스위칭 트랜지스터(4a 및 4b)는 변압기(3a/3b)의 1차 권선과 접지 사이에 결합되며, 변압기(3a/3b)의 2차 권선은 압전 소자(1)의 1차 전극에 결합되어 있다.
스위칭 트랜지스터(4a 및 4b)는 교대로 턴 온 및 턴 오프되어 1차 권선측에 공진파형을 발생시킨다. 1차 권선측의 이 공진 전압 파형은 2차 권선측에서 승압 (boost)되어 승압된 전압 파형이 압전 소자(1)에 인가된다.
제3도는 상기 종래 기술의 구동 회로에 대한 회로 동작을 도시하고 있다. 스위칭 트랜지스터(4a)는 시점 t1에서 턴 온 되고 시점 t2에서 턴 오프 된다. 스위칭 트랜지스터(4a)는 시점 t1과 시간 t2 사이에서 드레인 전류 Id1을 증가시키며 드레인 전압 Vd1은 시점 t1과 시점 t2 사이에서 접지레벨과 거의 동일하다. 드레인 전류 Id1은 하기 식(1)로 표현된다.
여기서 VDD는 1차 권선측에 인가되는 정전원 전압이며, Lp1은 변압기(3a)의 1차 권선측 상에서의 인덕턴스이며, t1 시간이다. 드레인 전류 Id1은 톱니파형 펄스를 형성한다.
스위칭 트랜지스터(4a)는 시점 t2와 시점 t3 사이에서 턴 오프되어진다. 스위칭 트랜지스터(4a)가 턴오프되면, 전자 변압기(3a)는 축적되어 있는 전류 에너지를 전압 에너지로서 방출하고 그 전압 에너지를 권선수 비(turn ratio)로 승압시켜 압전 소자(1)에 인가한다. 이때 압전 소자(1)의 입력 캐패시턴스 C(제12도 참조)와 2차 권선 Ls1의 인덕턴스로 인해 공진이 발생하여 정현파의 절반부가 형성된다.
반면에 다른 스위칭 트랜지스터(4b)는 시점 t1에서 턴 오프되고 시점 t2에서 턴 온된다. 그리고 스위칭 트랜지스터(4b)는 시점 t2에서 시점 t3까지 턴 온된다. 시점 t2에서 시점 t3까지 턴 온된다. 따라서, 스위칭 트랜지스터(4a 및 db)는 상보적으로 턴 오프되어져, 2차 권선 사이에서 공진 전압파형 Vout를 발생시킨다. 이 공진 파형은 압전소자(1)에서의 정현파와 등가이므로, 이 때문에 압전 변압기(1)의 진동에는 적은 양의 고조파 성분만이 포함된다.
비록 제1도에서 도시된 상기 종래기술의 구동 회로가 기계적인 진동 발생을 목적으로 하고 있지만, 상기 종래기술의 구동 회로는 압전 변압기에도 이용 가능하여 부하에 인가되는 전류/전압을 안정하게 제어할 수 있는 것으로 기대된다. 또한, 상기 종래 기술의 구동 회로는 압전 변압기를 압전 변압기의 물리적인 구성으로 정해진 공진 주파수 부근에서 구동시킬 수 있으며 또한 증대 없이 압전 변압기와 일체로 형성될 수 있는 것으로 기대된다. 따라서, 압전 변압기용의 종래기술의 구동 회로는 본 발명의 압전 소자(1)의 구동 회로와는 목적하는 바가 기술적으로 다른 것이다.
상술된 바와 같이, 상기 종래기술의 구동 회로가 압전 소자(1)를 구동시키지만, 드레인 전류 Id1은 식(1)로 표현된 바와 같이 흐른다. 다른 전자 변압기(3b)도 드레인 전류 Id2를 스위칭 트랜지스터(4b)를 통해 상보적으로 흐르게 하므로 드레인 전류 Id2의 양은 동일하게 표현된다. 전원 전압 VDD가 증가되면, 전자 변압기 (3a/3b)는 드레인 전류 Id1/Id2를 비례적으로 증가시키므로, 자기 포화에 의해 전자 변압기(33/3b)가 인덕턴스를 상실하게 되기 때문에 설계자는 최대 드레인 전류에 대한 한계를 설정할 필요가 있다. 인덕턴스가 상실되면 전류량이 증가하게 되어 전자 변압기(3a/3b)와 이것에 관련된 스위칭 트랜지스터(4a/4b)가 손상을 받게 된다. 따라서 설계자는 최대 드레인 전류에 대한 마진(margin)을 충분히 제공해야 하며, 이와 같은 충분한 마진의 제공에 의해 전자 변압기(3a/3b)가 증대해진다.
전원 전압 VDD가 광범위하게 변화되면, 종래기술의 전원 또는 종래기술의 반전기에서는 스위칭 간격을 감소시켜 피크전류를 제한시켰지만, 압전소자에 대해 상기 종래기술의 초음파 모터 구동회로를 사용한 경우에는, 압전 소자가 큰 Q(quality factor)와 협소한 공진 주파수 범위를 갖기 때문에, 구동 주파수는 수% 이내에서 변화된다. 이것은 상기 종래 기술의 구동 회로가 전원 전압 VDD의 광범위한 변동에 거의 대처하지 못한다는 것을 의미한다. 만일 전원 전압 VDD의 변동 범위가 넓으면, 구동 전압이 비례적으로 증가되어, 대량의 구동전압에 의해 압전 소자가 피괴되어 진다. 따라서, 종래 기술의 구동 회로에서는 전원 전압을 안정화시킬 필요가 있다.
만일 상기 종래 기술의 구동 회로에 dc 대 dc 변환기를 결합시키면, dc 대 dc 변환기에 의해 전원 전압 VDD가 안정화되지만, dc 대 dc 변환기에 의해 상기 종래 기술 구동 회로의 효율이 저하되어 압전 소자의 고효율이 상쇄된다. 비록 구동 회로에 결합된 dc 대 dc 변환기가 전원 전압은 안정화시키더라도 dc 대 dc 변환기는 압전 소자의 효율을 감소시킨다. 따라서 dc 대 dc 변환기는 이와 같은 사항 때문에 적합하지가 않다.
상기 종래기술의 구동 회로에서는 드레인 전류 Id1/Id2를 방전시키는데 대형의 스위칭 트랜지스터(4a/4b)를 필요로 하므로, 대형의 스위칭 트랜지스터(4a/4b)로 인해 상기 종래 기술의 구동 회로가 두껍게 된다. 따라서, 상기 종래 기술의 구동 회로에서는 대형의 스위칭 트랜지스터(4a/4b)와 전자 변압기(3a/3b)로 인해 부피가 커진다는 문제가 존재한다.
요약하자면, 상기 종래 기술의 구동 회로의 문제점은 부피가 크다는 것이다. 또한, 상기 종래 기술의 구동 회로에서는 협소한 구동 주파수 범위와 협소한 전원 전압 범위의 문제점도 존재한다.
[발명의 요약]
따라서, 본 발명의 목적은 소형이며, 박막형이고 광범위한 전압에서 동작할 수 있는 소형이며 박막형인 구동 회로를 제공하는데 있다.
상기 목적을 달성하기 위해 본 발명에서는 자동 변압기의 사용이 제안되어 있다.
본 발명에 의하면, 제1 노드를 갖고 있으며 이 제1 노드에 의해 전원에 결합되는 제1의 1차 권선부와 제1의 2차 권선부로 분할되어 있는 제1 권선을 포함한 제1 자동 변압기와, 제2 노드를 갖고 있으며 이 제2 노드에 의해 전원에 결합되는 제2의 1차 권선과 제2의 2차 권선부를 포함한 제2 자동 변압기와, 제1 노드와 정전압원 사이에 결합된 제1 전류 경로와 제1 제어 노드를 포함한 제1 스위칭 트랜지스터와, 제2 노드와 정전압원 사이에 결합된 제2 전류 경로와 제2 제어 노드를 포함한 제2 스위칭 트랜지스터와, 제1의 2차 권선부와 제2의 2차 권선부에 각각 결합된 1차 전극 및 부하에 결합된 2차 전극을 포함한 압전 변압기와, 제1 제어 노드와 제2 제어 노드에 제1 펄스 신호와 이 제1 펄스 신호와 상보형인 제2 펄스 신호를 각각 공급하는 펄스 발생수단을 포함하는 부하 구동 회로가 제공되어 있다.
지금부터 본 발명에 따른 구동 회로의 특징 및 장점들에 대해서 첨부된 도면을 참조하면서 이하에서 기술하고자 한다.
제4도를 참조해 보면, 본 발명을 실시하는 구동 회로(11)는 부하(12)에 결합되어 있으며 주로 승압 회로(11a), 압전 변압기(11b) 및 주파수 제어 회로(11c)를 포함하고 있다.
승압 회로(11a)는 제1 및 제2 펄스 신호 PL11 및 PL12를 발생시키는 2-상 펄스 발생기(11d)를 포함하고 있으며, 제1 펄스 신호 PL11은 제2 펄스 신호 PL12와 상보형이다. 주파수 제어 회로(11c)는 2-상 펄스 발생기(11d)에 클럭신호 CLK1을 공급하고, 2-상 펄스 발생기(11d)는 클럭 신호 CLK로부터 제1 및 제2 펄스 신호 PL11 및 PL12를 발생시킨다 이후에서 기술된 바와 같이, 클럭 신호 CLK는 주파수 가변형으로서, 따라서 제1 및 제2 펄스 신호 PL11/PL12의 주파수를 변경시킨다. 이 예에서 주파수 제어 회로(11c) 및 2-상 펄스 발생기(11d)는 전체로서 펄스 발생 수단을 구성 한다.
승압 회로(11a)는 제1 및 제2 전자 변압기(11e 및 11f)와 제1 및 제2 n채 인헨스먼트(enhancement)형 스위칭 트랜지스터(11g 및 11h)를 더 포함한다. 제1 펄스 신호 PL11 및 제2 펄스 신호 PL12 각각은 n 채널 인헨스먼트형 스위칭 트랜지스터 (11g)의 게이트 전극 및 n 채널 인헨스먼트형 스위칭 트랜지스터(11h)의 게이트 전극에 공급되며, 제1 및 제2 n 채널 인헨스먼트형 스위칭 트랜지스터(11g/11h)는 제1 및 제2 전자 변압기(11e/11f)의 중간 노드와 접지 사이에 전류 경로를 제공한다.
제1 및 제2 전자 변압기(11e 및 11f)는 전원 전압선 VDD와 압전 변압기(11b)의 1차 전극 사이에 결합되며, 압전 변압기(11b)의 2차 전극은 부하(12)에 결합된다.
압전 변압기(11b)는 부하(12)에 정현파 공진 구동 신호 Vin를 공급하며, 부하(12)에서 주파수 제어 회로(11c)로 방전 전류 Iout가 흐른다.
부하(12)가 냉음극 형광 램프이면, 구동 회로(11a)는 제5도에서 도시된 회로 구성과 등가이다. 이 예에서, 전자 변압기(11f)의 출력 전류 Is2는 등가 변압기 TF의 1차 권선, 등가 저항 R, 등가 캐패시터 C, 등가 인덕터 L 및 입력 캐패시터 Cd1을 통해 전자 변압기(11e)의 2차 권선으로 흐른다 전자 변압기(11e 및 11f)는 자동 변압기이다. 제6(a)도 내지 6(c)도는 표준형의 전자 변압기, 등가적인 전자 변압기 및 자동 변압기를 도시하고 있으며 변압기(13a, 13b 및 13c)의 권선수 비는 1:N이다.
제6(a)도는 교류 전류원(14)과 접지선 사이에 결합된 1차 권선과 부하 RL과 접지선 사이에 결합된 2차 권선을 갖는 변압기(13a)를 도시하고 있다. 교류 전류원 (14)이 교류 전압 E[Vp-p]를 인가하면, 2차 권선은 교류 전압 NE[Vp-p]를 발생시킨다. 2차 권선이 제6(b)도에서 도시된 바와 같이 교류 전류원(14)에 결합되면, 2차 권선의 출력 전압에 교류 전압 N[Vp-p]가 가산되어, 출력 전압은 (N+1) E[Vp-p]로 표현된다.
교류 전류원(14)이 권선(13e)을 N:1로 분할하도록 중간 노드(13d)에 결합되면, 변압기(13c)는 변압기(13d)와 등가인 자동 변압기로서 작용하여 부하 RL에 출력 전압(N+1) E[Vp-p]를 인가한다. 전자 변압기(11e/11f) 각각은 자동 변압기(13c)와 동일한 구성을 가지며, 변압기(13b)에 비해 동일한 권선수로도 승압(step-up)비가 크거나 또는 동일한 승압비에서 권선수가 적다라는 장점이 있다.
전자 변압기(11e 및 11f)는 자동 변압기와 동일하며 승압 회로(11a)를 소형으로 만들 수 있다.
제7도는 주파수 제어 회로(11c)의 회로 구성을 도시하고 있다. 주파수 제어 회로(11c)는 전류 대 전압 변환기(11k), 정류기(11m) 및 비교기(11n)를 포함하고 있다. 전류 대 전압 변환기(11k)는 일례로 저항으로 구현된다. 전류 대 전압 변환기 (11k)는 방전 전류 Iout를 교류 전압 신호 Vout1로 변환시키고, 정류기(11m)는 교류 전압 신호 Vout1로부터 dc 전압 신호 Vdc를 발생시킨다. 비교기(11n)는 dc 전압 신호 Vdc와 제1 기준 전압 신호 Vref1을 비교한다. dc 전압 신호 Vdc가 제1 기준 전압 신호 Vref1 보다 낮은 경우, 비교기(11n)는 고레벨 신호를 발생시킨다.
반면에, dc 전압 신호 Vdc가 제1 기준 전압 신호 Vref1 이상이면, 비교기 (11n)는 저레벨 신호를 발생시킨다.
주파수 제어 회로(11c)는 적분기(11o), VCO로 약칭되는 전압 제어 발진기(11p) 및 비교기(11q)를 더 포함하고 있다. 비교기(11n)가 적분기(11o)에 고레벨 신호를 공급하면, 적분기(11o)는 주파수 제어 신호 Vout2를 소정의 비율로 감소시키고, 주파수 제어 신호 Vout2는 전압 제어 발진기(11p)에 공급된다. 전압 제어 발진기 (11p)는 주파수 제어 신호 Vout2에 응답하여 제1 및 제2 펄스 신호 PL11/PL12의 주파수를 변경시킨다. 반면에, 비교기(11n)가 적분기(11o)에 저레벨 신호를 공급하면, 적분기(11o)는 주파수 제어 신호 Vout2를 고레벨 신호에서 저레벨 신호로 변화되기 직전의 전위 레벨로 유지시킨다.
비교기(11g)는 주파수 제어 신호 Vout2를 제2 기준 전압 신호 Vref2와 비교하여 적분기(11o)에 리셋트 신호 RST를 다음과 같이 공급한다. 만일 전원 전압 VDD가 감소되거나 또는 냉음극 형광램프와 같은 부하(12)가 발광될 때까지 방전 전류 Iout를 전류 대 전압 변환기(11k)에 공급하지 않으면, 비교기(11n)는 고레벨 신호를 연속 공급함으로써 적분기(11o)는 전압 제어 발진기(11p)로 하여금 제1 및 제2 펄스 신호 PL11/PL12의 주파수를 초기값 f1에서 최소값 f2로 감소시키도록 하게 한다. (제8도 참조). 다음에, 주파수 제어 신호 Vout2는 제2 기준 전압 신호 Vref2보다 낮게 되어, 비교기(11q)는 리셋트 신호 RST를 발생시킨다. 적분기(11o)는 주파수 제어 신호 Vout2를 초기 주파수 f1에 대응하는 초기값으로 복원시킨다. 따라서, 비교기(11q) 및 적분기(11o)에 의해 전압 제어 발진기(11p)는 제1 및 제2 펄스 신호 PL11/PL12의 주파수를 f1과 f2 사이에서 루프(loop)시킨다.
지금부터 주파수 제어 회로(11c)가 주파수 조정을 개시한다고 가정을 하면, 적분기(11o)는 주파수 제어 신호 Vout2를 초기값으로 셋트시키고 전압 제어 발진기 (11p)는 클럭 신호 CLK가 초기 주파수 f1로 발생하도록 발진한다. 초기 주파수 f1은 압전 변압기(11b)의 공진 주파수 fr에 근접한 목표 주파수 ft 이상이며, 압전 변압기(11b)는 주파수 f1로 제어된다. 이러한 상황에서, dc 전압 신호 Vdc는 제1 기준 전압 신호 Vref1 이하이며, 비교기(11n)는 적분기(11o)로 하여금 주파수 제어 신호 Vout2를 감소시키도록 하게 한다. 그 결과, 전압 제어 발진기(11p)는 주파수 f를 화살표 AR로 도시된 바와 같이 감소시킨다. 방전 전류 Iout가 목표값 It에 도달하면, 전압 제어 발진기는 주파수 f를 목표값 ft로 조정한다.
전원 전압 VDD가 너무 낮아 플로트 PLT1로 표시된 바와 같이 목표 방전 전류 It를 얻지 못하면, 클럭 신호 CLK는 전원 전압 VDD가 회복될 때까지 f1과 f2 사이에서 루프를 반복한다. 전원 전압 VDD가 표준레벨로 회복되면, 주파수 제어 회로 (11c)는 클럭 신호 CLK를 플로트 PLT2를 따라 변화시킨다.
반면에, 전원 전압 VDD가 표준 레벨 이상이면, 주파수 제어 회로(11c)는 클럭 신호 CLK를 플로트 PLT3을 따라 변화시키며, 목표 주파수 ft'는 공진 주파수 fr에서 약간 떨어져 있다.
상술된 바와 같이, 전원 전압 VDD가 변동되더라도, 주파수 제어 회로(11c)는 클럭 신호 CLK를 조정함으로써 따라서 제1 및 제2 펄스 신호 PL11/PL12를 공진 주파수 fr에 인접하게 조정한다.
지금부터 제9, 10 및 11도를 참조하면서 구동회로(11)의 회로 동작에 대해 기술하고자 한다.
구동 회로에 전력이 공급되면, 주파수 제어 회로(11c)는 우선적으로는 클럭 신호 CLK를 초기 주파수 f1으로 공급하고 나서 클럭 신호 CLK를 상술된 바와 같이 목표 주파수 ft로 조정한다. 2-상 펄스 발생기(11d)는 제1 및 제2 클럭 신호 PL11/PL12 각각을 제1 및 제2 n 채널 인헨스먼트형 스위칭 트랜지스터(11g/11h)에 공급하며, 제1 및 제2 n채널 인헨스먼트형 스위칭 트랜지스터(11g 및 11h)는 상보적으로 턴 온 및 턴 오프된다. 이 예에서, 제1 n채널 인헨스먼트형 스위칭 트랜지스터(11g)는 시점 t11 및 t13에서 턴 온되며, 제2 n채널 인헨스먼트형 스위칭 트랜지스터(11h)는 시점 t10, t112 및 t14에서 턴온 된다.
제1 및 제2 n채널 인헨스먼트형 스위칭 트랜지스터(11g/11h)가 턴온되면, 드레인 전류 Id1 및 Id2는 접지선 GND로 흐르며, 전원 전압 선 VDD는 전류 에너지 Ip1/Ip2를 제1 및 제2 전자 변압기(11e/11f)의 1차 권선 내로 축적시킨다. 제1 및 제2 n채널 인헨스먼트형 스위칭 트랜지스터(11g/11h)가 턴 오프되면, 축적되어 있는 에너지가 방출되어 1차 전위 레벨 Vd1 및 Vd2가 제9도에서 도시된 바와 같이 발생한다. 1차 전위 레벨 Vd1/Vd2는 전원 전압 VDD보다 약 3배 높다.
1차 전위 레벨 Vd1 및 Vd2는 2차 전위 레벨 Vs1 및 Vs2로 승압되며, 2차 전위 레벨 Vsl 및 Vs2 각각은 1차 전위 레벨 Vsl 및 Vs2 보다 (N+l)배 높다. 전류 Id1, Ip1 및 Is1은 제11도에서 도시된 바와 같이 변화한다.
제12도는 구동 회로(11)의 필수 구성부 즉 전자 변압기(11e/11f), 압전 변압기(11b) 및 n채널 인헨스먼트형 스위칭 트랜지스터(11g/11h)에 대한 등가 회로를 도시하고 있다. 등가 회로는 압전 변압기(11b)의 1차 전극(11i)으로부터 본 것이며, 부하 (12)는 냉음극 형광램프인 것으로 가정한다. 냉음극 형광램프의 캐패시턴스 C 및 저항 R은 압전 변압기(11b)의 이상적인 등가 변압기에 내장되어 있다. 1차 전위 Vd1/Vd2 및 2차 전위 Vs2/Vs1은 압전 변압기(11b)의 등가 입력 캐패시턴스 CL 및 부하(12)(제12도 참조)와 1차/2차 인덕턴스 Lp2/Lp2 또는 Lp1/Ls1의 전체 인덕턴스로 인해 공진 파형을 형성하며, 각각의 공진파형은 압전 변압기(11b)의 절반 공진 주기의 제로 볼트에서 교차하는 정현파 절반부이다. 온 상태에 있는 n채널 인헨스먼트형 스위칭 트랜지스터(11g/11h)는 다른 전자 변압기(11e/11f)로 하여금 1차 권선을 저 임피던스 전원 전압선 VDD및 접지 GND에 결합시키고, 2차 권선을 단락시키도록 하게 하며, 다른 전자 변압기(11e/11f)는 공진에 영향을 미치지 않는다.
전자 변압기(11e 및 11f)는 압전 변압기(11b)의 1차 전극(11i)에 반파의 정현파를 교대로 공급하며, 압전 변압기(11b)는 제10도에서 도시된 바와 같이 정현파 구동 신호 Vin을 발생시킨다. 반파의 정현파는 6(N+1) VDD[Vp-p]로 표현된다. 압전 변압기(11b)는 이들 정현파를 M으로 승압시키는 것으로 추정되어 있으며 정현파 구동 신호 Vin의 전위 레벨은 6M(N+1) VDD[Vp-p]로 표현된다.
정현파 구동 신호 Vin은 부하(12)에 공급되며, 부하(12)로부터 주파수 제어 회로(11c)의 전류 대 전압 변환기(11k)로 방전 전류 Iout가 흐른다. 주파수 제어 회로(11k)는 클럭 신호 CLK를 상술된 바와 같이 목표 주파수로 조정하며, 2상 펄스 발생기(11d), n채널 인헨스먼트형 스위칭 트랜지스터(11g/11h) 및 전자 변압기 (11e/11f)에 의해 압전 변압기(11b)는 공진 주파수 fr 부근에서 공진되어진다.
제2도에서 도시된 바와 같이, 1차 전극중 어느 하나로부터 2차 전류가 흘러 접지로 방전된다. 따라서, 1차 전극은 독립적으로 접지되어 있는 것으로 추정되어, 전자 변압기(3a 및 3b)는 서로 전기적으로 분리되어 있다.
반면에, 본 발명에 따른 구동 회로는 제12도에서 도시된 바와 같이 전자 변압기(11e 및 11f)를 전기적으로 분리시키지 않으므로, 2차 전류 Is1/Is2가 후술된 바와 같이 다른 전자 변압기(11f/11e)의 2차 전선으로 흐른다.
제13(a), (b)도 및 제13(c)도는 전자 변압기(11e/11f)를 통해 흐르는 전류 Id1, Ip1 및 Is2의 파형을 도시한다. n채널 인헨스먼트형 스위칭 트랜지스터(11g)는 시점 t21에서 턴 온 하므로, 따라서 다른 스위칭 트랜지스터(11h)는 상보적으로 턴 오프 된다.
전자 변압기(11f)는 t21 이전에 충전되어 있으며, 시점 t21에서 전자 변압기 (11f)의 1차 권선에서 공진 전위파가 발생된다. 전자 변압기(11f)는 공진 전위파를 승압시키며, 전류 Is2가 제13(c)도에서 도시된 바와 같이 압전 변압기(11b) 및 부하 (12)를 통해 흐른다. 전류 Is2는 압전 변압기(11b)의 1차 전극 사이를 통과하여 스위칭 트랜지스터(11g)를 통해 접지선 GND으로 방전된다. 전자/압전 변압기 (11e/11 f/11b)의 정전 캐패시턴스는 전류 Is2가 시점 t21에서 제로로 회복되도록 정해진다.
전자 변압기(11e)의 1차 인덕턴스 Lpl은 전류 It를 턴온시로부터 시간이 경과함에 따라 비례적으로 증가시키며, 전자 변압기(11e)는 전류 Is2를 N으로 전류 Is2'로 까지 증가시킨다. 그 결과, 전류 It, Is2 및 Is2'의 전체 Id1은 비선형 파형을 형성하여 제13a도에서 도시된 바와 같이 스위칭 트랜지스터(11g)를 통해 흐른다.
전자 변압기(11e)의 1차 권선을 통해 It와 Is2'의 전체 전류가 제13b도에서 도시된 바와 같이 흐른다.
n채널 인헨스먼트형 스위칭 트랜지스터(11g)는 시점 t22에서 턴 오프되며, 다른 n채널 인헨스먼트형 스위칭 트랜지스터(11b)는 상보적으로 턴 온된다. 다음에, 전류 Is2는 반대로 흐른다. 전류 Is2는 음(-)의 값을 가지며, 전류 Is1은 양(+)의 값을 갖는다. 이 때문에 제11도에서 도시된 2차 전류 Is1 또는 Is2의 파형이 생성된다.
전자 변압기(11e)의 1차 권선은 트랜지스터(11g)의 스위칭 작용에 의해 It 및 Is2'를 시점 t22에서 제로로 감소시킨다. 그러나, 2차 전류 Is1은 전자 변압기(11e)의 2차 권선을 통해 흐르며, 전류 Ipl은 제11도에서 도시된 비선형 파형을 형성한다.
이것이 전류 Id1/Id2가 n채널 인헨스먼트형 스위칭 트랜지스터(11g/11h)를 통해 비선형으로 흘러 상기 종래 기술의 구동 회로의 톱니파형과 다르게 되는 이유이다.
후속하여, 전원 전압 VDD의 변동하에서 구동 회로의 회로 동작에 대해 기술 하고자 한다. 전원 전압 VDD가 증가되면, 드레인 전압 Vd1은 제14도의 화살표 AR2로 도시된 바와 같이 비례적으로 증가하며 2차 전위 Vs1도 또한 비례적으로 증가된다. 주파수 제어 회로(11c)는 클럭 펄스 CLK를 방전 전류 Iout를 제한시키도록 고주파수로 시프트시키고, 고주파수 클럭 펄스 CLK는 압전 변압기(11b)의 승압비를 감소시킨다. 그 결과, 구동회로는 구동 전력을 일정하게 유지시킨다. 따라서. 주파 수 제어회로(11c)는 전원 전압 VDD의 변동에 효과적이다.
주파수 제어회로(11c)는 일종의 신호처리 회로로서, 반도체 칩에 용이하게 내장된다. 주파수 제어회로(11c)에 의해 구동 회로는 스케일 감소되고 제조 비용이 절감되어 진다.
전원전압 VDD가 증가되면, 주파수 제어회로(11c)는 전자 변압기 (11e/11f)의 2차 전류 Is1/Is2를 압전 변압기(11b)의 1차 전극 (11i)으로부터 본 임피던스의 증가로부터 발생된 댐핑의 감소로 인해 공진파형에 보다 근접하도록 하게 한다. 이러한 이유 때문에, 2차 전류 Is1 및 Is2가 시점 t31, t32 및 t33에서 제로로 되더라도, 전류는 보다 이른 시점에서 제로에서 교차하여 변화된다(제14도에서 2차 전류 Is1 참조).
전류 It는 시점 t31과 시점 t32 사이에서 전류 Is2'와 중첩되며, 전류 Is2'는 전류 It의 피크를 부분적으로 상쇄시킨다. 시점 t32와 시점 t33 사이의 전류 Is1은 네가티브로 된다. 시점 t33에서부터 전류 It의 기울기가 급경사지더라도, 전자 변압기의 1차 권선내의 피코 전류는 광범위하게 증가되지 않는다. 따라서, 본 발명에 따른 구동 회로는 전원 전압 VDD의 바람직하지 않은 증가에도 불구하고 피크전류를 일정하게 유지시키며, 자동 변압기 (11e/11f)용으로 소형의 캐패시턴스를 갖는 전자 변압기가 이용가능하여, 부피를 감축시킬 수 있다.
상술한 바와 같이, 자동 변압기 (11e/11f)는 권선수를 적게 사용하여도 상기 종래기술의 전자 변압기와 동일한 승압비를 달성하므로, 본 발명에 따른 구동 회로는 소형이며 박막형으로 된다.
특히, n채널 인헨스먼트형 스위칭 트랜지스터(11g/11h)가 턴온되면, 소형 인덕턴스(Lp1-Lp2)는 전원으로부터의 대량의 전류에 의해 1차 권선부를 충전시킨다. 반면에, 스위칭 트랜지스터 (11g/11h)가 턴오프되면, 전체 인덕턴스(Lp1 + Ls1) 또는 (Lp2 + Ls2)는 압전변압기(11b)의 입력측으로부터 본 정전 캐패시턴스 CL을 공진시킨다. 따라서, 전자 변압기(11e/11f)에서 1차 권선부가 이중으로 사용되어, 자동 변압기(11e/11f)는 구동 회로(11)를 소형 및 박형으로 만든다.
또한, 전원 전압에서 바람직하지 않은 변동이 발생하더라도, 주파수 제어회로(11c) 및 2-상 펄스 발생기(11d)는 제1 및 제2 펄스 PL11/PL12를 압전 변압기(11b)를 적당하게 구동시키도록 조정한다.
전자 변압기의 보빈(bobbin)이 권선으로 채워지지 않은 경우, 두꺼운 도선을 이용하여 승압 회로의 효율을 증가시키는데, 이것은 이 도선이 변압기의 상실을 감소시키기 때문이다.
본 발명자는 구동 회로(11)를 평가하여 다음과 같은 데이타를 얻었다.
[압전 변압기(11b)]
입력 캐패시턴스 Cd1 : 2645 μF
출력 캐패시턴스 Cd2 : 32.12 pF
공진 주파수 111.3
[자동 변압기]
1차 인덕턴스 Lp : 60 μH
2차 인덕턴스 Ls : 214 μH
1차 권선부 Tp : 25 권선수
2차 권선부 Ts : 46 권선수
권선수비 N : 1.84
1차측 권선 : 0.16- phi UEW
2차측 권선 : 0.12- phi UEW
[냉음극 형광 램프]
길이 L : 220
직경 : 3
반사판 : 있음
등가 저항 RL2 : 80 K
등가 캐패시턴스 CL2 : 10 pF
[구동 회로]
전원 전압 VDD: 8.0V
1차 전압의 피크 전압 Vd1/Vd2 : 29 Vo-p
2차 전압의 피크 전압 Vs1/Vs2 : 82 Vp-p
승압비 Vs/Vd : 2.8
구동신호 Vin : 433 Vrms = 1220 Vp-p
방전 전류 Iout : 7.0 m-Arms
피크 드레인 전류 Id1/Id2 : 0.56 Ap-p
피크 1차 전류 Ip1/Ip2 : 0.46 Ap-p
피크 2차 전류 Is1/Is2 : 0.36 Ap-p
본 발명을 특정 실시예에 대해서만 기술 및 도시하였지만, 본 기술 분야에 숙련된 자에게는 본 발명의 사상 및 범주를 벗어나지 않는 한 여러가지의 변형 실시예가 가능하다는 것은 주지의 사실이다.
예를 들어, 주파수 제어 회로(11c)는 클럭 신호 CLK를 구동신호 Vin을 목표 값으로 조정하도록 조정할 수 있다 이 예에서, 구동신호 Vin은 제7도의 점선으로 표시된 바와 같이 정류기(11m)에 직접 공급되며, 주파수 제어 회로(11c)에서 전류 대 전압 변환기(11k)는 삭제되어 있다.
n채널 인헨스먼트형 스위칭 트랜지스터는 P 채널 인헨스먼트형 전계 효과 트랜지스터 또는 바이폴라 트랜지스터로 대치될 수 있다.

Claims (4)

  1. 제1 노드를 갖는 제1 전자 변압기(11e)와, 제2 노드를 갖는 제2 전자 변압기(11f)와, 상기 제1 노드와 정전압원(GND) 사이에 결합된 제1 제어 노드 및 제1 전류 경로를 포함하는 제1 스위칭 트랜지스터(11g)와, 상기 제2 노드와 정전압원(GND) 사이에 결합된 제2 제어 노드 및 제2 전류 경로를 포함하는 제2 스위칭 트랜지스터(11b)와, 상기 제1 전자 변압기 및 상기 제2 전자 변압기에 각각 결합된 1차 전극(11i)과, 부하에 결합된 2차 전극(11j)을 포함하는 압전 변압기(11b)와, 상기 제1 제어노드와 상기 제2 제어 노드에 제1 펄스 신호(PL11)와, 상기 제1 펄스 신호와 상보적인 제2 펄스 신호(PL12)를 각각 공급하기 위한 2-상 펄스 발생회로(11d)를 포함하는 펄스 발생 수단을 포함하는 부하(12)용 구동회로에 있어서, 상기 제1 전자 변압기(11e)는, 상기 제1 노드를 구비하여 상기 제1 노드에 의해, 전원(VDD)에 결합되는 제1의 1차 권선부와 상기 압전 변압기(11b)의 상기 1차 전극(11i) 중 한 전극에 결합되는 제1의 2차 권선부로 분할되어 있는 제1 권선을 포함하는 제1 자동 변압기로 구현되며, 상기 제2 전자 변압기는 상기 제2 노드를 구비하여 상기 제2 노드에 의해, 전원(VDD)에 결합되는 제2의 1차 권선부와 상기 압전 변압기(11b)의 상기 1차 전극(11i) 중 다른 전극에 결합되는 제2의 2차 권선부로 분할되어 있는 제2 권선을 포함하는 제2 자동 변압기로 구현되는 것을 특징으로 하는 구동회로.
  2. 제1항에 있어서, 상기 펄스 발생 수단은 상기 부하(12)로부터의 방전 전류(Iout)에 응답하여 상기 2-상 펄스 발생회로(11d)에 공급되는 클럭 신호(CLK)를, 상기 압전 변압기(11b)가 그 공진 주파수 부근에서 공진하도록 조정하는 주파수 제어 회로(11c)를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 구동회로.
  3. 제1항에 있어서, 상기 정전압원(VDD)과 전기적으로 절연되어 있는 상기 제1 자동 변압기(11e)와 상기 제2 자동 변압기(11f) 중 어느 하나는 상기 압전 변압기(11b)의 상기 1차 전극(11i) 중 어느 하나에 1차 전위보다 (권선수 비 + 1)배 큰 2차 전위를 공급하고, 상기 압전 변압기(11b)는 상기 정전압원(GND)에 전기적으로 결합된 상기 제1 자동 변압기와 상기 제2 자동 변압기중 나머지 하나에 상기 1차 전극중 나머지 전극으로부터의 상기 2차 전위를 공급하는 것을 특징으로 하는 구동회로.
  4. 제1항에 있어서, 상기 주파수 제어 회로(11c)는 상기 부하(12)에 결합되어 상기 방전 전류 (Iout)를 제1 전위 신호(Vdc)로 변환시키는 전류 대 전압 변환 수단(11k/11m)과, 상기 전류 대 전압 변환 수단(11k/11m)에 결합되어 상기 제1 전위 신호(Vdc)가 제1기준 레벨(Vref1) 보다 큰 경우 출력 신호를 고레벨에서 저레벨로 변화시키는 제1비교기(11n)와, 상기 제1 비교기(11n)에 결합되고 상기 고레벨의 상기 출력 신호에 응답하여 제2 전위 신호(Vout2)를 서서히 감소시키는 리셋트 가능한 적분기(11o)와, 상기 리셋트 가능한 적분기(11o)에 결합되고 상기 제2 전위 신호(Vout2)에 응답하여상기 클럭 신호(CLK)의 주파수를 상기 압전 변압기(11b)의 공진 주파수에 근접한 목표 주파수로 비례적으로 변경시키는 전압 제어 발진기(11p)와, 상기 리셋트 가능한 적분기(11o)에 결합되고 상기 제2 전위 신호(Vout2)에 응답하여 상기 리셋트 가능한 적분기(11o)에 리셋트 신호(RST)를 공급하도록 최소 전위 레벨을 갖는 제2 비교기(11q)를 포함하는 것을 특징으로 하는 구동회로.
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