JP2001197756A - 電源装置 - Google Patents
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- JP2001197756A JP2001197756A JP2000007113A JP2000007113A JP2001197756A JP 2001197756 A JP2001197756 A JP 2001197756A JP 2000007113 A JP2000007113 A JP 2000007113A JP 2000007113 A JP2000007113 A JP 2000007113A JP 2001197756 A JP2001197756 A JP 2001197756A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】低い電源電圧でも高い電圧を負荷へ供給でき、
且つ、装置全体を大型化することなく広い温度範囲に対
応できる電源装置を提供する。 【解決手段】圧電トランス1の駆動回路は、直流電源E
の両端間にインダクタンス要素たるチョークコイルL01
を介して接続されたMOSFETよりなるスイッチング
素子Q1と、直流電源Eの両端間にインダクタンス要素
たるチョークコイルL02を介して接続されたMOSFE
Tよりなるスイッチング素子Q2とを備え、チョークコ
イルL01とスイッチング素子Q1との接続点とチョーク
コイルL 02とスイッチング素子Q2との接続点との間
に、圧電トランス1とチョークコイルL1との直列共振
回路が接続され、この直列共振回路にコンデンサC1が
並列的に接続されている。各スイッチング素子Q1,Q
2の両端電圧はそれぞれ正弦波の半波波形状の電圧波形
となる。
且つ、装置全体を大型化することなく広い温度範囲に対
応できる電源装置を提供する。 【解決手段】圧電トランス1の駆動回路は、直流電源E
の両端間にインダクタンス要素たるチョークコイルL01
を介して接続されたMOSFETよりなるスイッチング
素子Q1と、直流電源Eの両端間にインダクタンス要素
たるチョークコイルL02を介して接続されたMOSFE
Tよりなるスイッチング素子Q2とを備え、チョークコ
イルL01とスイッチング素子Q1との接続点とチョーク
コイルL 02とスイッチング素子Q2との接続点との間
に、圧電トランス1とチョークコイルL1との直列共振
回路が接続され、この直列共振回路にコンデンサC1が
並列的に接続されている。各スイッチング素子Q1,Q
2の両端電圧はそれぞれ正弦波の半波波形状の電圧波形
となる。
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は、圧電トランスを用
いた電源装置に関するものである。
いた電源装置に関するものである。
【0002】
【従来の技術】圧電トランスは電磁トランスと比較して
小型化や薄型化を図れる特徴があり、冷陰極管を点灯さ
せるインバータ(点灯回路)に利用されたり、高圧電源
への利用が注目されている素子である。
小型化や薄型化を図れる特徴があり、冷陰極管を点灯さ
せるインバータ(点灯回路)に利用されたり、高圧電源
への利用が注目されている素子である。
【0003】圧電トランスの駆動回路としては、例えば
特開平9−107684号公報に開示されたものがあ
る。特開平9−107684号公報には、図15に示す
ように、圧電トランス1を通して冷陰極管よりなる負荷
2に電力を供給するものにおいて、負荷2の発光量を変
化させるための構成が開示されている。図15に示した
ものは、圧電トランス1と、圧電トランス1を駆動する
交流電圧を発生するプッシュプル構成の昇圧回路4と、
圧電トランス1の駆動周波数を制御する周波数制御回路
3と、圧電トランス1の1次側に接続され圧電トランス
1の駆動電圧を制御する駆動電圧制御回路5と、負荷2
を調光制御するための調光回路6とを備えている。
特開平9−107684号公報に開示されたものがあ
る。特開平9−107684号公報には、図15に示す
ように、圧電トランス1を通して冷陰極管よりなる負荷
2に電力を供給するものにおいて、負荷2の発光量を変
化させるための構成が開示されている。図15に示した
ものは、圧電トランス1と、圧電トランス1を駆動する
交流電圧を発生するプッシュプル構成の昇圧回路4と、
圧電トランス1の駆動周波数を制御する周波数制御回路
3と、圧電トランス1の1次側に接続され圧電トランス
1の駆動電圧を制御する駆動電圧制御回路5と、負荷2
を調光制御するための調光回路6とを備えている。
【0004】ここにおいて、昇圧回路4は、それぞれオ
ートトランスよりなる2つの電磁トランスT1,T2を
有し、両電磁トランスT1,T2の1次側端子同士が接
続され各2次側端子がそれぞれ圧電トランス1の各1次
側電極に接続されている。また、昇圧回路4は、電磁ト
ランスT1の中間端子と直流電源Eの負極端との間に接
続されたMOSFETよりなるスイッチング素子Q1
と、電磁トランスT2の中間端子と直流電源Eの負極端
との間に接続されたMOSFETよりなるスイッチング
素子Q2と、周波数制御回路3から出力されるクロック
信号CLKが入力され両スイッチング素子Q1,Q2を
交互にオンオフする分周回路8とを備えている。
ートトランスよりなる2つの電磁トランスT1,T2を
有し、両電磁トランスT1,T2の1次側端子同士が接
続され各2次側端子がそれぞれ圧電トランス1の各1次
側電極に接続されている。また、昇圧回路4は、電磁ト
ランスT1の中間端子と直流電源Eの負極端との間に接
続されたMOSFETよりなるスイッチング素子Q1
と、電磁トランスT2の中間端子と直流電源Eの負極端
との間に接続されたMOSFETよりなるスイッチング
素子Q2と、周波数制御回路3から出力されるクロック
信号CLKが入力され両スイッチング素子Q1,Q2を
交互にオンオフする分周回路8とを備えている。
【0005】また、周波数制御回路3は、圧電トランス
1の2次側に接続された負荷2に流れる負荷電流を電流
電圧変換回路10により電圧レベルに変換し、電流電圧
変換回路10の出力を整流回路11により整流して、比
較器12にて整流回路11の出力電圧と基準電圧Vref
とを比較し、所定の負荷電流Ioが得られるように各ス
イッチング素子Q1,Q2の駆動周波数を変化させて圧
電トランス1の昇圧比を制御する。ここに、周波数制御
回路3は、積分回路13、比較器14、VCO15を備
えており、上述の比較器12の出力電圧が積分回路13
に入力されるようになっている。比較器12は、整流回
路11の出力電圧が基準電圧Vrefよりも小さい場合、
積分回路13へHレベルの電圧を出力し、整流回路11
の出力電圧が基準電圧Vrefを越えた場合、積分回路1
3へLレベルの電圧を出力する。積分回路13は、Hレ
ベルの電圧が入力された期間、出力電圧が一定の割合で
低下するように構成されており、この積分回路13の出
力電圧はVCO15に入力される。VCO15は、入力
された電圧(制御電圧)に比例した周波数のパルス電圧
を出力する電圧制御発振器であり、このVCO15の周
波数で圧電トランス1を駆動する。
1の2次側に接続された負荷2に流れる負荷電流を電流
電圧変換回路10により電圧レベルに変換し、電流電圧
変換回路10の出力を整流回路11により整流して、比
較器12にて整流回路11の出力電圧と基準電圧Vref
とを比較し、所定の負荷電流Ioが得られるように各ス
イッチング素子Q1,Q2の駆動周波数を変化させて圧
電トランス1の昇圧比を制御する。ここに、周波数制御
回路3は、積分回路13、比較器14、VCO15を備
えており、上述の比較器12の出力電圧が積分回路13
に入力されるようになっている。比較器12は、整流回
路11の出力電圧が基準電圧Vrefよりも小さい場合、
積分回路13へHレベルの電圧を出力し、整流回路11
の出力電圧が基準電圧Vrefを越えた場合、積分回路1
3へLレベルの電圧を出力する。積分回路13は、Hレ
ベルの電圧が入力された期間、出力電圧が一定の割合で
低下するように構成されており、この積分回路13の出
力電圧はVCO15に入力される。VCO15は、入力
された電圧(制御電圧)に比例した周波数のパルス電圧
を出力する電圧制御発振器であり、このVCO15の周
波数で圧電トランス1を駆動する。
【0006】したがって、整流回路11の出力電圧が基
準電圧Vrefよりも小さい場合、圧電トランス1の駆動
周波数は下がり続けることになる。なお、駆動周波数を
高域側から掃引するのは、圧電トランス1の共振周波数
よりも高い周波数領域を使用するようにしたためであ
り、整流回路11の出力電圧(検出電圧)が基準電圧V
refよりも低いと周波数が下がる方向に設定されてお
り、共振周波数に近づくにしたがって圧電トランス1の
昇圧比が増加するため、負荷電流Ioの実効値が増加す
ることになる。そして、比較器12の出力電圧がLレベ
ルになると積分回路13の積分動作が停止し、積分回路
13の出力電圧は比較器12の出力電圧がLレベルにな
る直前の出力電圧を保持する。その結果、VCO15の
出力周波数は一定になって圧電トランス1も一定の駆動
周波数で駆動されるので、圧電トランス1から出力され
負荷2を流れる負荷電流(出力電流)Ioも一定に保た
れるのである。また、比較器14は、積分回路13の出
力電圧と基準電圧Vmin(この基準電圧VminはVCO1
5の出力が最低の周波数となるときの入力電圧に相当す
る値に設定されている)とを比較し、積分回路13の出
力電圧が基準電圧Vmin以下になると、比較器14の出
力信号がHレベルになり、積分回路13がリセットされ
るようになっている。
準電圧Vrefよりも小さい場合、圧電トランス1の駆動
周波数は下がり続けることになる。なお、駆動周波数を
高域側から掃引するのは、圧電トランス1の共振周波数
よりも高い周波数領域を使用するようにしたためであ
り、整流回路11の出力電圧(検出電圧)が基準電圧V
refよりも低いと周波数が下がる方向に設定されてお
り、共振周波数に近づくにしたがって圧電トランス1の
昇圧比が増加するため、負荷電流Ioの実効値が増加す
ることになる。そして、比較器12の出力電圧がLレベ
ルになると積分回路13の積分動作が停止し、積分回路
13の出力電圧は比較器12の出力電圧がLレベルにな
る直前の出力電圧を保持する。その結果、VCO15の
出力周波数は一定になって圧電トランス1も一定の駆動
周波数で駆動されるので、圧電トランス1から出力され
負荷2を流れる負荷電流(出力電流)Ioも一定に保た
れるのである。また、比較器14は、積分回路13の出
力電圧と基準電圧Vmin(この基準電圧VminはVCO1
5の出力が最低の周波数となるときの入力電圧に相当す
る値に設定されている)とを比較し、積分回路13の出
力電圧が基準電圧Vmin以下になると、比較器14の出
力信号がHレベルになり、積分回路13がリセットされ
るようになっている。
【0007】駆動電圧制御回路5は、両電磁トランスT
1,T2の接続点と直流電源Eの正極端との間に挿入さ
れたpチャネルMOSFETよりなるスイッチング素子
Q3と、両電磁トランスT1,T2の接続点とスイッチ
ング素子Q3との接続点にカソードが接続されたダイオ
ードDとを備え、周波数制御回路3などにより出力電圧
が調節されるようにしてある。ここに、駆動電圧制御回
路5は、スイッチング素子Q1,Q2のオン時間内でデ
ューティ比を可変した信号(後述の出力信号V g3)でス
イッチング素子Q3をオンオフすることによって、圧電
トランス1の駆動電圧を所定の電圧に制御する。ここ
に、駆動周波数制御回路5は、比較器16、整流回路1
7を備えており、整流回路17は、圧電トランス1の一
次側電圧波形を整流して直流電圧Vcに変換し比較器1
6へ入力するようになっている。比較器16は、整流回
路17から入力される直流電圧VcとVCO15から入
力される三角波電圧VVCOとを比較し、直流電圧Vcが
三角波電圧VVCOを越えている間、出力信号がHレベル
になり、OR回路18の出力信号Vg3がHレベルにな
る。なお、OR回路18の出力信号Vg3がスイッチング
素子Q3のゲート電圧になる。
1,T2の接続点と直流電源Eの正極端との間に挿入さ
れたpチャネルMOSFETよりなるスイッチング素子
Q3と、両電磁トランスT1,T2の接続点とスイッチ
ング素子Q3との接続点にカソードが接続されたダイオ
ードDとを備え、周波数制御回路3などにより出力電圧
が調節されるようにしてある。ここに、駆動電圧制御回
路5は、スイッチング素子Q1,Q2のオン時間内でデ
ューティ比を可変した信号(後述の出力信号V g3)でス
イッチング素子Q3をオンオフすることによって、圧電
トランス1の駆動電圧を所定の電圧に制御する。ここ
に、駆動周波数制御回路5は、比較器16、整流回路1
7を備えており、整流回路17は、圧電トランス1の一
次側電圧波形を整流して直流電圧Vcに変換し比較器1
6へ入力するようになっている。比較器16は、整流回
路17から入力される直流電圧VcとVCO15から入
力される三角波電圧VVCOとを比較し、直流電圧Vcが
三角波電圧VVCOを越えている間、出力信号がHレベル
になり、OR回路18の出力信号Vg3がHレベルにな
る。なお、OR回路18の出力信号Vg3がスイッチング
素子Q3のゲート電圧になる。
【0008】調光回路6は、比較的低周波数(例えば2
10Hz)の三角波電圧を出力する三角波発振回路19
と比較器20とから構成されており、比較器20にて外
部からの調光信号(電圧)と三角波発振回路19の出力
電圧とを比較して調光信号に応じてデューティ制御され
るパルス信号を出力するようになっている。ここに、比
較器20から出力されるパルス信号は駆動電圧制御回路
5のOR回路18に入力されるようになっている。
10Hz)の三角波電圧を出力する三角波発振回路19
と比較器20とから構成されており、比較器20にて外
部からの調光信号(電圧)と三角波発振回路19の出力
電圧とを比較して調光信号に応じてデューティ制御され
るパルス信号を出力するようになっている。ここに、比
較器20から出力されるパルス信号は駆動電圧制御回路
5のOR回路18に入力されるようになっている。
【0009】ところで、圧電トランス1を共振周波数以
外の成分で駆動した場合には、圧電トランス1が寄生振
動を発生するが、2次側では共振周波数成分しか取り出
すことができないのでエネルギの損失となって、圧電ト
ランス1の効率を低下させることになる。しかしなが
ら、上述の昇圧回路4は、電磁トランスT1,T2のイ
ンダクタンス成分と圧電トランス1の入力容量成分とで
共振回路を構成し正弦波状の半分の波形の電圧で圧電ト
ランス1を駆動するので、圧電トランス1でのエネルギ
損失を低減でき、圧電トランス1の効率の低下を抑制す
ることができる。また、昇圧回路4は、プッシュプル構
成になっているので、電磁トランスT1,T2に入力さ
れた電源電圧より高い電圧を2次側へ発生でき、より低
い入力電圧で動作させることができる利点がある。
外の成分で駆動した場合には、圧電トランス1が寄生振
動を発生するが、2次側では共振周波数成分しか取り出
すことができないのでエネルギの損失となって、圧電ト
ランス1の効率を低下させることになる。しかしなが
ら、上述の昇圧回路4は、電磁トランスT1,T2のイ
ンダクタンス成分と圧電トランス1の入力容量成分とで
共振回路を構成し正弦波状の半分の波形の電圧で圧電ト
ランス1を駆動するので、圧電トランス1でのエネルギ
損失を低減でき、圧電トランス1の効率の低下を抑制す
ることができる。また、昇圧回路4は、プッシュプル構
成になっているので、電磁トランスT1,T2に入力さ
れた電源電圧より高い電圧を2次側へ発生でき、より低
い入力電圧で動作させることができる利点がある。
【0010】また、上述の駆動電圧制御回路5は、入力
電圧VDDによらず圧電トランス1の駆動電圧を略同じに
制御するので、広い入力電圧(電源電圧)の範囲におい
て、圧電トランス1の効率の変化を抑制できる(つま
り、広い入力電圧の範囲にわたって効率を略一定に保つ
ことができる)とともに、スイッチング素子Q1,Q2
の破損やスイッチングの不具合を防止でき、入力電圧範
囲を大きくできる利点がある。
電圧VDDによらず圧電トランス1の駆動電圧を略同じに
制御するので、広い入力電圧(電源電圧)の範囲におい
て、圧電トランス1の効率の変化を抑制できる(つま
り、広い入力電圧の範囲にわたって効率を略一定に保つ
ことができる)とともに、スイッチング素子Q1,Q2
の破損やスイッチングの不具合を防止でき、入力電圧範
囲を大きくできる利点がある。
【0011】図16に各部の動作波形を示す。ここに、
図16の(a)のイはVCO15の出力電圧VVCO、
(a)のロは駆動電圧制御回路5の整流回路17の出力
電圧Vc、(b)はスイッチング素子Q3のゲート電圧
Vg3、(c)はスイッチング素子Q1のゲート電圧
Vg1、(d)はスイッチング素子Q2のゲート電圧
Vg2、(e)はスイッチング素子Q1のドレイン電圧
(両端電圧)Vd1、(f)はスイッチング素子Q2のド
レイン電圧(両端電圧)Vd2、(g)は電磁トランスT
1に流れ込む電流i1、(h)は電磁トランスT2に流
れ込む電流i2、をそれぞれ示す。
図16の(a)のイはVCO15の出力電圧VVCO、
(a)のロは駆動電圧制御回路5の整流回路17の出力
電圧Vc、(b)はスイッチング素子Q3のゲート電圧
Vg3、(c)はスイッチング素子Q1のゲート電圧
Vg1、(d)はスイッチング素子Q2のゲート電圧
Vg2、(e)はスイッチング素子Q1のドレイン電圧
(両端電圧)Vd1、(f)はスイッチング素子Q2のド
レイン電圧(両端電圧)Vd2、(g)は電磁トランスT
1に流れ込む電流i1、(h)は電磁トランスT2に流
れ込む電流i2、をそれぞれ示す。
【0012】以下、図16について簡単に説明する。図
16(a)のようにVCO15の出力電圧VVCOが整流
回路17の出力電圧Vcよりも大きい時刻t1〜t2の間
は、駆動電圧制御回路5の比較器16の出力信号がLレ
ベルであるから、スイッチング素子Q3のゲート電圧V
g3も図16(b)のようにLレベルであってスイッチン
グ素子Q3がオンしている。一方、時刻t1でスイッチ
ング素子Q1のゲート電圧Vg1が図16(c)のように
Hレベルになるので、電磁トランスT1の1次側に流れ
込む電流i1が図16(g)のように時間経過とともに
増加する。
16(a)のようにVCO15の出力電圧VVCOが整流
回路17の出力電圧Vcよりも大きい時刻t1〜t2の間
は、駆動電圧制御回路5の比較器16の出力信号がLレ
ベルであるから、スイッチング素子Q3のゲート電圧V
g3も図16(b)のようにLレベルであってスイッチン
グ素子Q3がオンしている。一方、時刻t1でスイッチ
ング素子Q1のゲート電圧Vg1が図16(c)のように
Hレベルになるので、電磁トランスT1の1次側に流れ
込む電流i1が図16(g)のように時間経過とともに
増加する。
【0013】次に、VCO15の出力電圧VVCOが整流
回路17の出力電圧Vcよりも小さい時刻t2〜t4の間
は、駆動電圧制御回路5の比較器16の出力信号がHレ
ベルであるから、スイッチング素子Q3のゲート電圧V
g3も図16(b)のようにHレベルになるので、スイッ
チング素子Q3がオフしており電磁トランスT1の1次
側にはダイオードDを介して図16(g)のように略一
定の電流i1が流れ続ける。
回路17の出力電圧Vcよりも小さい時刻t2〜t4の間
は、駆動電圧制御回路5の比較器16の出力信号がHレ
ベルであるから、スイッチング素子Q3のゲート電圧V
g3も図16(b)のようにHレベルになるので、スイッ
チング素子Q3がオフしており電磁トランスT1の1次
側にはダイオードDを介して図16(g)のように略一
定の電流i1が流れ続ける。
【0014】また、時刻t4〜t5の間は、図16(a)
のようにVCO15の出力電圧VVC Oが整流回路17の
出力電圧Vcよりも大きくなり、スイッチング素子Q3
がオンになるので、電磁トランスT1の1次側に流れ込
む電流i1が図16(g)のように時間経過とともに増
加する。
のようにVCO15の出力電圧VVC Oが整流回路17の
出力電圧Vcよりも大きくなり、スイッチング素子Q3
がオンになるので、電磁トランスT1の1次側に流れ込
む電流i1が図16(g)のように時間経過とともに増
加する。
【0015】次に、時刻t5〜t6の間は、スイッチング
素子Q1のゲート電圧Vg1が図16(c)のようにLレ
ベルでスイッチング素子Q1がオフなので、スイッチン
グ素子Q1のドレイン電圧Vd1は図16(e)のように
正弦波の半波波形状の電圧波形となる。
素子Q1のゲート電圧Vg1が図16(c)のようにLレ
ベルでスイッチング素子Q1がオフなので、スイッチン
グ素子Q1のドレイン電圧Vd1は図16(e)のように
正弦波の半波波形状の電圧波形となる。
【0016】時刻t6〜t7の間は、VCO15の出力電
圧VVCOが整流回路17の出力電圧Vcよりも小さいの
で、スイッチング素子Q3はオフになるが、電磁トラン
スT1の1次側からダイオードDを通して電流が流れ、
スイッチング素子Q1のドレイン電圧Vd1は図16
(e)のように変化する。
圧VVCOが整流回路17の出力電圧Vcよりも小さいの
で、スイッチング素子Q3はオフになるが、電磁トラン
スT1の1次側からダイオードDを通して電流が流れ、
スイッチング素子Q1のドレイン電圧Vd1は図16
(e)のように変化する。
【0017】時刻t7〜t8の間は、スイッチング素子Q
3がオンとなるが、電磁トランスT1の1次側に流れる
電流i1は徐々に低下して時刻t8でゼロになる。
3がオンとなるが、電磁トランスT1の1次側に流れる
電流i1は徐々に低下して時刻t8でゼロになる。
【0018】以上説明した動作から分かるように、直流
電源Eの電圧VDDが上昇した場合は、整流回路17の出
力電圧Vcが増加してスイッチング素子Q3のオフの期
間が増加して電磁トランスT1,T2へ充電電流が流れ
る期間が短くなるので、圧電トランス1の駆動電圧の上
昇を抑制して圧電トランス1の駆動電圧を所定の値に制
御することができるのである。
電源Eの電圧VDDが上昇した場合は、整流回路17の出
力電圧Vcが増加してスイッチング素子Q3のオフの期
間が増加して電磁トランスT1,T2へ充電電流が流れ
る期間が短くなるので、圧電トランス1の駆動電圧の上
昇を抑制して圧電トランス1の駆動電圧を所定の値に制
御することができるのである。
【0019】ところで、圧電トランス1は温度により特
性が変化するが、図15の回路における駆動周波数の共
振周波数からの変化や昇圧比の変化は上述の周波数制御
回路3を備えていることにより抑制することができる。
しかしながら、図15の回路では、圧電トランス1の入
力容量成分と電磁トランスT1,T2のインダクタンス
成分とで共振回路を構成しているので、圧電トランス1
の入力容量の変化が回路へ与える影響が大きいという不
具合があった。図17に圧電トランス1の入力容量Cpt
の温度依存性を示す。図17の横軸は温度、縦軸は圧電
トランス1の入力容量Cptを30℃での入力容量Cp30
で規格化した値である。入力容量Cptは例えば温度が±
60℃変化すると±30%も変化する。
性が変化するが、図15の回路における駆動周波数の共
振周波数からの変化や昇圧比の変化は上述の周波数制御
回路3を備えていることにより抑制することができる。
しかしながら、図15の回路では、圧電トランス1の入
力容量成分と電磁トランスT1,T2のインダクタンス
成分とで共振回路を構成しているので、圧電トランス1
の入力容量の変化が回路へ与える影響が大きいという不
具合があった。図17に圧電トランス1の入力容量Cpt
の温度依存性を示す。図17の横軸は温度、縦軸は圧電
トランス1の入力容量Cptを30℃での入力容量Cp30
で規格化した値である。入力容量Cptは例えば温度が±
60℃変化すると±30%も変化する。
【0020】温度変化により入力容量Cptが変化した場
合の動作について図18ないし図20を参照しながら説
明する。ここに、図18は常温時の動作説明図、図19
は高温時の動作説明図、図20は低温時の動作説明図で
ある。また、図18〜図20の(a)はスイッチング素
子Q1のゲート電圧Vg1、(b)はスイッチング素子Q
2のゲート電圧Vg2、(c)はスイッチング素子Q1の
ドレイン電圧(両端電圧)Vd1、(d)はスイッチング
素子Q2のドレイン電圧(両端電圧)Vd2、(e)はス
イッチング素子Q1のドレイン電流Id1、(f)はスイ
ッチング素子Q2のドレイン電流Id2、(g)は圧電ト
ランス1の1次電流Ipをそれぞれ示している。
合の動作について図18ないし図20を参照しながら説
明する。ここに、図18は常温時の動作説明図、図19
は高温時の動作説明図、図20は低温時の動作説明図で
ある。また、図18〜図20の(a)はスイッチング素
子Q1のゲート電圧Vg1、(b)はスイッチング素子Q
2のゲート電圧Vg2、(c)はスイッチング素子Q1の
ドレイン電圧(両端電圧)Vd1、(d)はスイッチング
素子Q2のドレイン電圧(両端電圧)Vd2、(e)はス
イッチング素子Q1のドレイン電流Id1、(f)はスイ
ッチング素子Q2のドレイン電流Id2、(g)は圧電ト
ランス1の1次電流Ipをそれぞれ示している。
【0021】まず、常温時の動作について説明すると、
図15の回路は、各スイッチング素子Q1,Q2のドレ
イン電圧Vd1,Vd2が図18(c),(d)に示すよう
に正弦波状の波形を半波整流したような波形(正弦波の
半波波形状の波形)となり、スイッチング素子Q1,Q
2がオフである期間中にドレイン電圧Vd1,Vd2が0V
に戻るように電磁トランスT1,T2のインダクタンス
を決定してある。言い換えると、圧電トランス1の入力
容量成分と電磁トランスT1,T2のインダクタンス成
分との共振回路による共振電圧を各スイッチング素子Q
1,Q2それぞれの両端に発生させて所定の時間幅Gで
各スイッチング素子Q1,Q2の両端電圧Vd1,Vd2が
0Vに戻るように、電磁トランスT1,T2のインダク
タンスを決定している。図15の回路では、スイッチン
グ素子Q1,Q2をMOSFETにより構成しているの
で、スイッチング素子Q1,Q2のオフ期間中にスイッ
チング素子Q1,Q2の両端電圧Vd1,Vd2が0Vに戻
ると、スイッチング素子Q1,Q2を構成しているMO
SFETの寄生ダイオードによりスイッチング素子Q
1,Q2のオフ期間が終わるまでスイッチング素子Q
1,Q2の両端電圧Vd1,Vd2が0Vにクランプされ
る。したがって、常温時においては、スイッチング素子
Q1,Q2の両端電圧Vd1,Vd2が0Vの状態でスイッ
チング素子Q1,Q2をターンオンさせる所謂ゼロボル
トスイッチングを実現でき、各スイッチング素子Q1,
Q2のドレイン電流Id1,Id2は図18(e),(f)
に示すような波形となり、スイッチング素子Q1,Q2
のターンオン時に過大なサージ電流が発生することもな
いから、ターンオン時のスイッチングストレスを小さく
することができる。
図15の回路は、各スイッチング素子Q1,Q2のドレ
イン電圧Vd1,Vd2が図18(c),(d)に示すよう
に正弦波状の波形を半波整流したような波形(正弦波の
半波波形状の波形)となり、スイッチング素子Q1,Q
2がオフである期間中にドレイン電圧Vd1,Vd2が0V
に戻るように電磁トランスT1,T2のインダクタンス
を決定してある。言い換えると、圧電トランス1の入力
容量成分と電磁トランスT1,T2のインダクタンス成
分との共振回路による共振電圧を各スイッチング素子Q
1,Q2それぞれの両端に発生させて所定の時間幅Gで
各スイッチング素子Q1,Q2の両端電圧Vd1,Vd2が
0Vに戻るように、電磁トランスT1,T2のインダク
タンスを決定している。図15の回路では、スイッチン
グ素子Q1,Q2をMOSFETにより構成しているの
で、スイッチング素子Q1,Q2のオフ期間中にスイッ
チング素子Q1,Q2の両端電圧Vd1,Vd2が0Vに戻
ると、スイッチング素子Q1,Q2を構成しているMO
SFETの寄生ダイオードによりスイッチング素子Q
1,Q2のオフ期間が終わるまでスイッチング素子Q
1,Q2の両端電圧Vd1,Vd2が0Vにクランプされ
る。したがって、常温時においては、スイッチング素子
Q1,Q2の両端電圧Vd1,Vd2が0Vの状態でスイッ
チング素子Q1,Q2をターンオンさせる所謂ゼロボル
トスイッチングを実現でき、各スイッチング素子Q1,
Q2のドレイン電流Id1,Id2は図18(e),(f)
に示すような波形となり、スイッチング素子Q1,Q2
のターンオン時に過大なサージ電流が発生することもな
いから、ターンオン時のスイッチングストレスを小さく
することができる。
【0022】しかしながら、温度が常温よりも上昇する
と上述のように圧電トランス1の入力容量Cptが温度上
昇とともに大きくなり、スイッチング素子Q1,Q2の
ドレイン電圧Vd1,Vd2の共振電圧波形の時間幅Gも大
きくなるから、温度が高くなりすぎると、スイッチング
素子Q1,Q2のターンオン時に図19(c),(d)
に示すようにスイッチング素子Q1,Q2のドレイン電
圧Vd1,Vd2が0Vまで低下していないので、スイッチ
ング素子Q1,Q2のターンオン時にスイッチング素子
Q1,Q2へ過大なサージ電流が流れることになる(図
19(e)参照)。また、スイッチング素子Q1,Q2
のターンオン時までスイッチング素子Q1,Q2の両端
に残っている電圧は圧電トランス1に充電されている電
圧なので、スイッチング素子Q1,Q2のターンオン時
に圧電トランス1へも過大なサージ電流が流れることに
なる(図19(f)参照)。このようにスイッチング素
子Q1,Q2のスイッチング時にスイッチング素子Q
1,Q2へ過大なサージ電流が流れると、スイッチング
素子Q1,Q2が破壊される恐れがあり、また、圧電ト
ランス1へ過大なサージ電流が流れると過振動により素
子(圧電トランス1)が破壊される恐れがあるので、動
作温度の上限が60℃程度となっていた。
と上述のように圧電トランス1の入力容量Cptが温度上
昇とともに大きくなり、スイッチング素子Q1,Q2の
ドレイン電圧Vd1,Vd2の共振電圧波形の時間幅Gも大
きくなるから、温度が高くなりすぎると、スイッチング
素子Q1,Q2のターンオン時に図19(c),(d)
に示すようにスイッチング素子Q1,Q2のドレイン電
圧Vd1,Vd2が0Vまで低下していないので、スイッチ
ング素子Q1,Q2のターンオン時にスイッチング素子
Q1,Q2へ過大なサージ電流が流れることになる(図
19(e)参照)。また、スイッチング素子Q1,Q2
のターンオン時までスイッチング素子Q1,Q2の両端
に残っている電圧は圧電トランス1に充電されている電
圧なので、スイッチング素子Q1,Q2のターンオン時
に圧電トランス1へも過大なサージ電流が流れることに
なる(図19(f)参照)。このようにスイッチング素
子Q1,Q2のスイッチング時にスイッチング素子Q
1,Q2へ過大なサージ電流が流れると、スイッチング
素子Q1,Q2が破壊される恐れがあり、また、圧電ト
ランス1へ過大なサージ電流が流れると過振動により素
子(圧電トランス1)が破壊される恐れがあるので、動
作温度の上限が60℃程度となっていた。
【0023】また、温度が常温よりも低下すると上述の
ように圧電トランス1の入力容量C ptが温度低下ととと
もに小さくなり、各スイッチング素子Q1,Q2のドレ
イン電圧Vd1,Vd2の共振電圧波形の時間幅Gが狭くな
るから、スイッチング素子Q1,Q2のドレイン電圧V
d1,Vd2が図20(c),(d)のような波形となる。
すなわち、スイッチングQ1,Q2のオフ時間内に共振
電圧が一度0ボルトになった後に再び発生し、スイッチ
ング素子Q1,Q2のターンオン時に図20(c),
(d)に示すようにスイッチング素子Q1,Q2のドレ
イン電圧Vd1,V d2が0Vまで低下していないので、ス
イッチング素子Q1,Q2のターンオン時にスイッチン
グ素子Q1,Q2へ過大なサージ電流が流れることにな
る(図20(e)参照)。また、スイッチング素子Q
1,Q2のターンオン時までスイッチング素子Q1,Q
2の両端に残っている電圧は圧電トランス1に充電され
ている電圧なので、スイッチング素子Q1,Q2のター
ンオン時に圧電トランス1へも過大なサージ電流が流れ
ることになる(図20(f)参照)。このため、図15
の回路では動作温度の下限が0℃程度となっていた。
ように圧電トランス1の入力容量C ptが温度低下ととと
もに小さくなり、各スイッチング素子Q1,Q2のドレ
イン電圧Vd1,Vd2の共振電圧波形の時間幅Gが狭くな
るから、スイッチング素子Q1,Q2のドレイン電圧V
d1,Vd2が図20(c),(d)のような波形となる。
すなわち、スイッチングQ1,Q2のオフ時間内に共振
電圧が一度0ボルトになった後に再び発生し、スイッチ
ング素子Q1,Q2のターンオン時に図20(c),
(d)に示すようにスイッチング素子Q1,Q2のドレ
イン電圧Vd1,V d2が0Vまで低下していないので、ス
イッチング素子Q1,Q2のターンオン時にスイッチン
グ素子Q1,Q2へ過大なサージ電流が流れることにな
る(図20(e)参照)。また、スイッチング素子Q
1,Q2のターンオン時までスイッチング素子Q1,Q
2の両端に残っている電圧は圧電トランス1に充電され
ている電圧なので、スイッチング素子Q1,Q2のター
ンオン時に圧電トランス1へも過大なサージ電流が流れ
ることになる(図20(f)参照)。このため、図15
の回路では動作温度の下限が0℃程度となっていた。
【0024】要するに、図15の回路では動作させる温
度範囲が0℃〜60℃程度に限定されていた。これに対
して、一般の照明分野や車載用の照明分野では、−30
℃〜120℃程度の温度範囲で使用できること(動作温
度範囲が−30℃〜120℃であること)が要求されて
おり、図15の回路を一般の照明分野や車載用の照明分
野に適用できなかった。また、図15の回路では、スイ
ッチング素子Q1,Q2を同時にオフすることで発振を
停止させて回路の保護を図ろうとすると、スイッチング
素子Q1,Q2に過大なサージ電圧が印加されてしまう
という不具合もあった。
度範囲が0℃〜60℃程度に限定されていた。これに対
して、一般の照明分野や車載用の照明分野では、−30
℃〜120℃程度の温度範囲で使用できること(動作温
度範囲が−30℃〜120℃であること)が要求されて
おり、図15の回路を一般の照明分野や車載用の照明分
野に適用できなかった。また、図15の回路では、スイ
ッチング素子Q1,Q2を同時にオフすることで発振を
停止させて回路の保護を図ろうとすると、スイッチング
素子Q1,Q2に過大なサージ電圧が印加されてしまう
という不具合もあった。
【0025】ところで、温度変化により圧電トランス1
の入力容量Cptが変化しても共振回路の共振周波数の変
化が少なくなるようにした(つまり、共振回路の容量成
分に占める圧電トランス1の入力容量Cptの割合を小さ
くした)電源装置として、特開平11−136958号
公報に開示されたインバータ装置が知られている。この
公報に開示されたインバータ装置は、例えば図21に示
す回路構成を有し、スイッチング素子Q1,Q2にそれ
ぞれコンデンサCs1,Cs2を並列接続しており、圧電ト
ランス1の入力容量成分に2つのコンデンサCs1,Cs2
が等価的に(等価回路で考えると)並列接続されること
になる。なお、図21に示す回路において図15の回路
と同様の構成要素には同一の符号を付してある。
の入力容量Cptが変化しても共振回路の共振周波数の変
化が少なくなるようにした(つまり、共振回路の容量成
分に占める圧電トランス1の入力容量Cptの割合を小さ
くした)電源装置として、特開平11−136958号
公報に開示されたインバータ装置が知られている。この
公報に開示されたインバータ装置は、例えば図21に示
す回路構成を有し、スイッチング素子Q1,Q2にそれ
ぞれコンデンサCs1,Cs2を並列接続しており、圧電ト
ランス1の入力容量成分に2つのコンデンサCs1,Cs2
が等価的に(等価回路で考えると)並列接続されること
になる。なお、図21に示す回路において図15の回路
と同様の構成要素には同一の符号を付してある。
【0026】しかして、図21に示すインバータ装置で
は、共振回路の容量成分が圧電トランス1の入力容量C
pt、コンデンサCs1,Cs2の合成容量となるので、温度
が変化して圧電トランス1の入力容量Cptが変化しても
上記合成容量の変化の割合を入力容量Cptの変化の割合
に比べて小さくすることができるから、温度が変動して
もスイッチング素子Q1,Q2のゼロボルトスイッチン
グを実現でき、温度変動によってスイッチング素子Q
1,Q2に過大なサージ電流が流れるのを防ぐことが可
能になる。
は、共振回路の容量成分が圧電トランス1の入力容量C
pt、コンデンサCs1,Cs2の合成容量となるので、温度
が変化して圧電トランス1の入力容量Cptが変化しても
上記合成容量の変化の割合を入力容量Cptの変化の割合
に比べて小さくすることができるから、温度が変動して
もスイッチング素子Q1,Q2のゼロボルトスイッチン
グを実現でき、温度変動によってスイッチング素子Q
1,Q2に過大なサージ電流が流れるのを防ぐことが可
能になる。
【0027】なお、図21に示すインバータ装置では、
スイッチング素子Q1,Q2を同時にオフして発振を停
止させた場合にスイッチング素子Q1,Q2へ過大なサ
ージ電圧が印加されるのを防止することもできる。
スイッチング素子Q1,Q2を同時にオフして発振を停
止させた場合にスイッチング素子Q1,Q2へ過大なサ
ージ電圧が印加されるのを防止することもできる。
【0028】
【発明が解決しようとする課題】ところで、図21に示
した従来構成のインバータ装置を−30℃〜120℃の
温度範囲で使用できるようにするには、コンデンサ
Cs1,Cs2の容量を少なくとも圧電トランス1の入力容
量Cptの2〜3倍の大きさに設定する必要があり、圧電
トランス1の入力容量成分とコンデンサCs1,Cs2との
合成容量はコンデンサCs1,Cs2が設けられていない場
合の3〜4倍の容量となる。一方、圧電トランス1の駆
動電圧が同じであれば、容量が増えた分だけ共振電流が
増加するので、−30℃〜120℃の温度範囲に対応で
きるようにした場合、コンデンサCs1,Cs2を設けてい
ないときに比べて3〜4倍の共振電流が流れることにな
る。このため、図21のインバータ装置では、図15の
回路に比べて、スイッチング素子Q1,Q2のオン抵抗
を小さくする必要があり、スイッチング素子Q1,Q2
のサイズが大きくなってしまうとともにスイッチング素
子Q1,Q2のコストが高くなってしまうという不具合
があった。また、図21のインバータ装置では、上述の
ように図15の回路に比べて3〜4倍の共振電流が流れ
るので、電磁トランスT1,T2を大型化する必要があ
り、圧電トランス1で小型化および薄型化を図っている
にも関わらず装置全体のサイズが大型化してしまうとい
う不具合があった。
した従来構成のインバータ装置を−30℃〜120℃の
温度範囲で使用できるようにするには、コンデンサ
Cs1,Cs2の容量を少なくとも圧電トランス1の入力容
量Cptの2〜3倍の大きさに設定する必要があり、圧電
トランス1の入力容量成分とコンデンサCs1,Cs2との
合成容量はコンデンサCs1,Cs2が設けられていない場
合の3〜4倍の容量となる。一方、圧電トランス1の駆
動電圧が同じであれば、容量が増えた分だけ共振電流が
増加するので、−30℃〜120℃の温度範囲に対応で
きるようにした場合、コンデンサCs1,Cs2を設けてい
ないときに比べて3〜4倍の共振電流が流れることにな
る。このため、図21のインバータ装置では、図15の
回路に比べて、スイッチング素子Q1,Q2のオン抵抗
を小さくする必要があり、スイッチング素子Q1,Q2
のサイズが大きくなってしまうとともにスイッチング素
子Q1,Q2のコストが高くなってしまうという不具合
があった。また、図21のインバータ装置では、上述の
ように図15の回路に比べて3〜4倍の共振電流が流れ
るので、電磁トランスT1,T2を大型化する必要があ
り、圧電トランス1で小型化および薄型化を図っている
にも関わらず装置全体のサイズが大型化してしまうとい
う不具合があった。
【0029】本発明は上記事由に鑑みて為されたもので
あり、その目的は、低い電源電圧でも高い電圧を負荷へ
供給でき、且つ、装置全体を大型化することなく広い温
度範囲に対応できる電源装置を提供することにある。
あり、その目的は、低い電源電圧でも高い電圧を負荷へ
供給でき、且つ、装置全体を大型化することなく広い温
度範囲に対応できる電源装置を提供することにある。
【0030】
【課題を解決するための手段】請求項1の発明は、上記
目的を達成するために、直流電源と、1次側に共振用イ
ンダクタンス要素が接続され2次出力を負荷へ与える圧
電トランスと前記共振用インダクタンス要素との直列共
振回路と、前記共振用インダクタンス要素とは別のイン
ダクタンス要素とスイッチング素子と容量素子とからな
り前記直流電源を電源として前記スイッチング素子の両
端電圧を前記直列共振回路へ供給し且つ前記スイッチン
グ素子の両端電圧が正弦波の半波波形状となるような駆
動回路とを備えることを特徴とするものであり、前記直
列共振回路と前記駆動回路とを備えていることにより、
圧電トランスの入力容量と関係なく前記スイッチング素
子の両端電圧を正弦波の半波波形状とすることができ、
温度変動によってスイッチング素子のスイッチング時に
過大なサージ電流が流れるのを防ぐことができるから、
より広い温度範囲で使用することができ、しかも、圧電
トランスの入力容量成分と並列的に接続されるコンデン
サを設けた従来構成のように共振電流が大幅に増大する
ことによる部品の大型化を防ぐことができる。また、温
度が変動しても圧電トランスへの入力電流が正弦波状の
波形になるので、圧電トランスを効率よく駆動できる。
また、圧電トランスの入力容量成分と前記共振用インダ
クタンス要素との直列共振を利用しているので、直列共
振による昇圧作用を利用して負荷へ高電圧を供給するこ
とができ、直流電源としてより低電圧のものに対応する
ことが可能になる。
目的を達成するために、直流電源と、1次側に共振用イ
ンダクタンス要素が接続され2次出力を負荷へ与える圧
電トランスと前記共振用インダクタンス要素との直列共
振回路と、前記共振用インダクタンス要素とは別のイン
ダクタンス要素とスイッチング素子と容量素子とからな
り前記直流電源を電源として前記スイッチング素子の両
端電圧を前記直列共振回路へ供給し且つ前記スイッチン
グ素子の両端電圧が正弦波の半波波形状となるような駆
動回路とを備えることを特徴とするものであり、前記直
列共振回路と前記駆動回路とを備えていることにより、
圧電トランスの入力容量と関係なく前記スイッチング素
子の両端電圧を正弦波の半波波形状とすることができ、
温度変動によってスイッチング素子のスイッチング時に
過大なサージ電流が流れるのを防ぐことができるから、
より広い温度範囲で使用することができ、しかも、圧電
トランスの入力容量成分と並列的に接続されるコンデン
サを設けた従来構成のように共振電流が大幅に増大する
ことによる部品の大型化を防ぐことができる。また、温
度が変動しても圧電トランスへの入力電流が正弦波状の
波形になるので、圧電トランスを効率よく駆動できる。
また、圧電トランスの入力容量成分と前記共振用インダ
クタンス要素との直列共振を利用しているので、直列共
振による昇圧作用を利用して負荷へ高電圧を供給するこ
とができ、直流電源としてより低電圧のものに対応する
ことが可能になる。
【0031】請求項2の発明は、請求項1の発明におい
て、前記駆動回路は、前記直流電源の両端間に第1のチ
ョークコイルを介して接続された第1のスイッチング素
子と、前記直流電源の両端間に第2のチョークコイルを
介して接続された第2のスイッチング素子とを備え、第
1のチョークコイルと第1のスイッチング素子との接続
点と第2のチョークコイルと第2のスイッチング素子と
の接続点との間に前記直列共振回路が挿入され、前記別
のインダクタンス要素は、前記各チョークコイルよりな
り、前記容量素子は、前記直列共振回路に並列的に接続
されたコンデンサよりなるので、駆動回路がプッシュプ
ル構成となり、高電圧を効率良く負荷へ供給することが
できる。
て、前記駆動回路は、前記直流電源の両端間に第1のチ
ョークコイルを介して接続された第1のスイッチング素
子と、前記直流電源の両端間に第2のチョークコイルを
介して接続された第2のスイッチング素子とを備え、第
1のチョークコイルと第1のスイッチング素子との接続
点と第2のチョークコイルと第2のスイッチング素子と
の接続点との間に前記直列共振回路が挿入され、前記別
のインダクタンス要素は、前記各チョークコイルよりな
り、前記容量素子は、前記直列共振回路に並列的に接続
されたコンデンサよりなるので、駆動回路がプッシュプ
ル構成となり、高電圧を効率良く負荷へ供給することが
できる。
【0032】請求項3の発明は、請求項1の発明におい
て、前記駆動回路は、前記直流電源の高電位側に1次側
端子が接続され中間端子と前記直流電源の低電位側との
間に第1のスイッチング素子が挿入された第1のオート
トランスと、前記直流電源の高電位側に1次側端子が接
続され中間端子と前記直流電源の低電位側との間に第2
のスイッチング素子が挿入された第2のオートトランス
とを備え、第1のオートトランスの2次側端子と第2の
オートトランスの2次側端子との間に前記直列共振回路
が挿入され、前記別のインダクタンス要素は、前記各オ
ートトランスよりなり、前記容量素子は、前記直列共振
回路に並列的に接続されたコンデンサよりなるので、駆
動回路がプッシュプル構成となり、高電圧を効率良く負
荷へ供給することができる。
て、前記駆動回路は、前記直流電源の高電位側に1次側
端子が接続され中間端子と前記直流電源の低電位側との
間に第1のスイッチング素子が挿入された第1のオート
トランスと、前記直流電源の高電位側に1次側端子が接
続され中間端子と前記直流電源の低電位側との間に第2
のスイッチング素子が挿入された第2のオートトランス
とを備え、第1のオートトランスの2次側端子と第2の
オートトランスの2次側端子との間に前記直列共振回路
が挿入され、前記別のインダクタンス要素は、前記各オ
ートトランスよりなり、前記容量素子は、前記直列共振
回路に並列的に接続されたコンデンサよりなるので、駆
動回路がプッシュプル構成となり、高電圧を効率良く負
荷へ供給することができる。
【0033】請求項4の発明は、請求項1ないし請求項
3の発明において、前記圧電トランスの共振周波数をf
0、前記スイッチング素子の両端間に発生する共振電圧
の周波数をf2、前記直列共振回路の共振周波数をf1、
前記スイッチング素子のスイッチング周波数をfrとす
るとき、f1<f0<fr<f2の条件を満たすようにスイ
ッチング素子を制御する制御手段を有するので、圧電ト
ランスの入力容量がスイッチング素子の両端電圧へ影響
しにくくなり、負荷へ所定の出力を供給することができ
る。
3の発明において、前記圧電トランスの共振周波数をf
0、前記スイッチング素子の両端間に発生する共振電圧
の周波数をf2、前記直列共振回路の共振周波数をf1、
前記スイッチング素子のスイッチング周波数をfrとす
るとき、f1<f0<fr<f2の条件を満たすようにスイ
ッチング素子を制御する制御手段を有するので、圧電ト
ランスの入力容量がスイッチング素子の両端電圧へ影響
しにくくなり、負荷へ所定の出力を供給することができ
る。
【0034】請求項5の発明は、請求項1の発明におい
て、前記直列共振回路に複数個のコイルおよび複数個の
コンデンサを接続してn重共振回路を構成し、前記直列
共振回路にn番目に接続されるコイルと前記直列共振回
路にn番目に接続されるコンデンサとの共振周波数をf
1n、前記圧電トランスの共振周波数をf0、前記スイッ
チング素子の両端間に発生する共振電圧の周波数を
f2、前記直列共振回路の共振周波数をf11、前記スイ
ッチング素子のスイッチング周波数をfrとするとき、
f1n<f1n-1<…<f11<f0<fr<f2の条件を満た
すようにスイッチング素子を制御する制御手段を有する
ので、圧電トランスの入力容量がスイッチング素子の両
端電圧へ影響しにくくなり、負荷へ所定の出力を供給す
ることができる。
て、前記直列共振回路に複数個のコイルおよび複数個の
コンデンサを接続してn重共振回路を構成し、前記直列
共振回路にn番目に接続されるコイルと前記直列共振回
路にn番目に接続されるコンデンサとの共振周波数をf
1n、前記圧電トランスの共振周波数をf0、前記スイッ
チング素子の両端間に発生する共振電圧の周波数を
f2、前記直列共振回路の共振周波数をf11、前記スイ
ッチング素子のスイッチング周波数をfrとするとき、
f1n<f1n-1<…<f11<f0<fr<f2の条件を満た
すようにスイッチング素子を制御する制御手段を有する
ので、圧電トランスの入力容量がスイッチング素子の両
端電圧へ影響しにくくなり、負荷へ所定の出力を供給す
ることができる。
【0035】請求項6の発明は、請求項3の発明におい
て、前記共振用インダクタンス要素は、前記オートトラ
ンスのリーケージインダクタンス成分よりなるので、部
品点数を少なくすることができる。
て、前記共振用インダクタンス要素は、前記オートトラ
ンスのリーケージインダクタンス成分よりなるので、部
品点数を少なくすることができる。
【0036】請求項7の発明は、請求項2または請求項
3の発明において、前記コンデンサは、第1のスイッチ
ング素子および第2のスイッチング素子それぞれに並列
接続されているので、各スイッチング素子に流れる電流
の高調波成分を少なくすることができ、スイッチングノ
イズなどのノイズを抑制することができる。
3の発明において、前記コンデンサは、第1のスイッチ
ング素子および第2のスイッチング素子それぞれに並列
接続されているので、各スイッチング素子に流れる電流
の高調波成分を少なくすることができ、スイッチングノ
イズなどのノイズを抑制することができる。
【0037】請求項8の発明は、請求項2または請求項
3の発明において、チョッパ用スイッチング素子を含み
前記直流電源と前記駆動回路との間に挿入され前記駆動
回路の電源電圧を調整するチョッパ回路を備えるので、
直流電源の電圧範囲を広くすることができる。つまり、
入力電圧範囲を広くできる。
3の発明において、チョッパ用スイッチング素子を含み
前記直流電源と前記駆動回路との間に挿入され前記駆動
回路の電源電圧を調整するチョッパ回路を備えるので、
直流電源の電圧範囲を広くすることができる。つまり、
入力電圧範囲を広くできる。
【0038】請求項9の発明は、請求項8の発明におい
て、前記チョッパ用スイッチング素子をPWM制御する
手段を有するので、前記チョッパ用スイッチング素子を
周期一定でオン期間のみ変えることによって前記チョッ
パ回路の出力電圧を略一定にすることができる。
て、前記チョッパ用スイッチング素子をPWM制御する
手段を有するので、前記チョッパ用スイッチング素子を
周期一定でオン期間のみ変えることによって前記チョッ
パ回路の出力電圧を略一定にすることができる。
【0039】請求項10の発明は、請求項8または請求
項9の発明において、前記チョッパ回路が、昇圧チョッ
パ回路なので、直流電源を昇圧して駆動回路の電源とす
ることができる。
項9の発明において、前記チョッパ回路が、昇圧チョッ
パ回路なので、直流電源を昇圧して駆動回路の電源とす
ることができる。
【0040】請求項11の発明は、請求項8または請求
項9の発明において、前記チョッパ回路が、降圧チョッ
パ回路なので、直流電源を降圧して駆動回路の電源とす
ることができる。
項9の発明において、前記チョッパ回路が、降圧チョッ
パ回路なので、直流電源を降圧して駆動回路の電源とす
ることができる。
【0041】請求項12の発明は、請求項8または請求
項9の発明において、前記チョッパ回路が、昇降圧チョ
ッパ回路なので、入力電圧の範囲をより一層広くするこ
とができる。
項9の発明において、前記チョッパ回路が、昇降圧チョ
ッパ回路なので、入力電圧の範囲をより一層広くするこ
とができる。
【0042】請求項13の発明は、請求項1ないし請求
項12の発明において、前記負荷が放電灯なので、一般
の照明分野や車載用の照明分野で用いられる放電灯を所
望の温度範囲で点灯させることができる。
項12の発明において、前記負荷が放電灯なので、一般
の照明分野や車載用の照明分野で用いられる放電灯を所
望の温度範囲で点灯させることができる。
【0043】請求項14の発明は、請求項1ないし請求
項13の発明において、前記スイッチング素子がMOS
FETよりなることを特徴とする。
項13の発明において、前記スイッチング素子がMOS
FETよりなることを特徴とする。
【0044】
【発明の実施の形態】(実施形態1)本実施形態の電源
装置は図1に示す構成を有する。すなわち、本実施形態
の電源装置は、直流電源Eと、1次側に共振用インダク
タンス要素たるチョークコイルL1が接続され2次出力
を放電灯のような負荷2へ与える圧電トランス1とチョ
ークコイルL1との直列共振回路と、直流電源Eを電源
として圧電トランス1を駆動するプッシュプル構成の駆
動回路とを備えている。
装置は図1に示す構成を有する。すなわち、本実施形態
の電源装置は、直流電源Eと、1次側に共振用インダク
タンス要素たるチョークコイルL1が接続され2次出力
を放電灯のような負荷2へ与える圧電トランス1とチョ
ークコイルL1との直列共振回路と、直流電源Eを電源
として圧電トランス1を駆動するプッシュプル構成の駆
動回路とを備えている。
【0045】駆動回路は、直流電源Eの両端間にインダ
クタンス要素たるチョークコイルL 01を介して接続され
たMOSFETよりなるスイッチング素子Q1と、直流
電源Eの両端間にインダクタンス要素たるチョークコイ
ルL02を介して接続されたMOSFETよりなるスイッ
チング素子Q2とを備え、チョークコイルL01とスイッ
チング素子Q1との接続点とチョークコイルL02とスイ
ッチング素子Q2との接続点との間に上述の直列共振回
路が挿入され、上述の直列共振回路に容量素子たるコン
デンサC1が並列的に接続されている。ここにおいて、
圧電トランス1は、一方の1次電極がチョークコイルL
1の一端に接続され、他方の1次電極がチョークコイル
L02とスイッチング素子Q2との接続点に接続されてお
り、圧電トランス1の入力容量成分とチョークコイルL
1とが等価的に直列接続されるようになっている。要す
るに、圧電トランス1の入力容量成分とチョークコイル
L 1とで直列共振させるようになっている。また、コン
デンサC1の一端はチョークコイルL01とスイッチング
素子Q1との接続点に接続され、コンデンサC1の他端
はチョークコイルL02とスイッチング素子Q2との接続
点に接続されている。したがって、圧電トランス1の入
力容量成分とチョークコイルL1との直列回路にコンデ
ンサC1が並列接続されるのと等価になっている。
クタンス要素たるチョークコイルL 01を介して接続され
たMOSFETよりなるスイッチング素子Q1と、直流
電源Eの両端間にインダクタンス要素たるチョークコイ
ルL02を介して接続されたMOSFETよりなるスイッ
チング素子Q2とを備え、チョークコイルL01とスイッ
チング素子Q1との接続点とチョークコイルL02とスイ
ッチング素子Q2との接続点との間に上述の直列共振回
路が挿入され、上述の直列共振回路に容量素子たるコン
デンサC1が並列的に接続されている。ここにおいて、
圧電トランス1は、一方の1次電極がチョークコイルL
1の一端に接続され、他方の1次電極がチョークコイル
L02とスイッチング素子Q2との接続点に接続されてお
り、圧電トランス1の入力容量成分とチョークコイルL
1とが等価的に直列接続されるようになっている。要す
るに、圧電トランス1の入力容量成分とチョークコイル
L 1とで直列共振させるようになっている。また、コン
デンサC1の一端はチョークコイルL01とスイッチング
素子Q1との接続点に接続され、コンデンサC1の他端
はチョークコイルL02とスイッチング素子Q2との接続
点に接続されている。したがって、圧電トランス1の入
力容量成分とチョークコイルL1との直列回路にコンデ
ンサC1が並列接続されるのと等価になっている。
【0046】スイッチング素子Q1,Q2は図示しない
制御手段たる制御回路によって交互にオンオフされる
(他励制御される)。ここに、制御回路は、スイッチン
グ素子Q1,Q2のスイッチング周波数を制御できるよ
うに構成されている。
制御手段たる制御回路によって交互にオンオフされる
(他励制御される)。ここに、制御回路は、スイッチン
グ素子Q1,Q2のスイッチング周波数を制御できるよ
うに構成されている。
【0047】すなわち、本実施形態の電源装置は、2つ
のチョークコイルL01,L02と、交互にオンオフされる
2つのスイッチング素子Q1,Q2とを備えたプッシュ
プル構成の駆動回路に、圧電トランス1の入力容量成分
とチョークコイルL1とからなる直列共振回路を設ける
とともに、当該直列共振回路にコンデンサC1を並列的
に接続してあり、スイッチング素子Q1,Q2の両端電
圧を上述の直列共振回路へ供給するようになっている。
ここにおいて、各スイッチング素子Q1,Q2の両端電
圧はそれぞれ正弦波の半波波形状の波形となり、圧電ト
ランス1の1次側には正弦波状の電圧が入力されること
になる。なお、スイッチング素子Q1,Q2の両端には
当該スイッチング素子Q1,Q2がオフの期間に上述の
正弦波の半波波形状の電圧(以下、この電圧を共振電圧
と称す)が発生する。この共振電圧の波形は、コンデン
サC1(およびチョークコイルL01,L02)を含むLC
共振回路の共振周波数により決まる。つまり、当該LC
共振回路の容量性の共振要素はコンデンサC1であり、
コンデンサC1は、スイッチング素子Q1,Q2がゼロ
ボルトスイッチングされるように容量が設定されてい
る。
のチョークコイルL01,L02と、交互にオンオフされる
2つのスイッチング素子Q1,Q2とを備えたプッシュ
プル構成の駆動回路に、圧電トランス1の入力容量成分
とチョークコイルL1とからなる直列共振回路を設ける
とともに、当該直列共振回路にコンデンサC1を並列的
に接続してあり、スイッチング素子Q1,Q2の両端電
圧を上述の直列共振回路へ供給するようになっている。
ここにおいて、各スイッチング素子Q1,Q2の両端電
圧はそれぞれ正弦波の半波波形状の波形となり、圧電ト
ランス1の1次側には正弦波状の電圧が入力されること
になる。なお、スイッチング素子Q1,Q2の両端には
当該スイッチング素子Q1,Q2がオフの期間に上述の
正弦波の半波波形状の電圧(以下、この電圧を共振電圧
と称す)が発生する。この共振電圧の波形は、コンデン
サC1(およびチョークコイルL01,L02)を含むLC
共振回路の共振周波数により決まる。つまり、当該LC
共振回路の容量性の共振要素はコンデンサC1であり、
コンデンサC1は、スイッチング素子Q1,Q2がゼロ
ボルトスイッチングされるように容量が設定されてい
る。
【0048】ところで、本実施形態では、圧電トランス
1の入力容量成分とチョークコイルL1との直列共振回
路の共振周波数f1が圧電トランス1の共振周波数f0よ
りも十分に低くなるように設定され(チョークコイルL
1のインダクタンスが設定され)、スイッチング素子Q
1,Q2のスイッチング周波数(駆動周波数)frを圧
電トランス1の共振周波数f0よりも高い周波数領域で
周波数制御するようになっている。
1の入力容量成分とチョークコイルL1との直列共振回
路の共振周波数f1が圧電トランス1の共振周波数f0よ
りも十分に低くなるように設定され(チョークコイルL
1のインダクタンスが設定され)、スイッチング素子Q
1,Q2のスイッチング周波数(駆動周波数)frを圧
電トランス1の共振周波数f0よりも高い周波数領域で
周波数制御するようになっている。
【0049】本実施形態では、スイッチング素子Q1,
Q2のスイッチング周波数frが上述の直列共振回路の
共振周波数f1よりも十分に高く設定してあるので、ス
イッチング素子Q1,Q2をスイッチング周波数frで
交互にオンオフさせている場合(つまり、プッシュプル
動作させている場合)、上述の直列共振回路が等価的に
誘導性要素となり、圧電トランス1の入力容量がスイッ
チング素子Q1,Q2それぞれの両端電圧に影響しにく
くなる。
Q2のスイッチング周波数frが上述の直列共振回路の
共振周波数f1よりも十分に高く設定してあるので、ス
イッチング素子Q1,Q2をスイッチング周波数frで
交互にオンオフさせている場合(つまり、プッシュプル
動作させている場合)、上述の直列共振回路が等価的に
誘導性要素となり、圧電トランス1の入力容量がスイッ
チング素子Q1,Q2それぞれの両端電圧に影響しにく
くなる。
【0050】本実施形態における圧電トランス1の出力
特性は、図7に示すように2つの共振ピークを有する2
重共振特性となり、スイッチング素子Q1,Q2のスイ
ッチング周波数frを圧電トランス1の共振周波数f0と
上述のLC共振回路の共振周波数f2との間の周波数領
域(以下、他励制御周波数領域と称す)で適宜変化させ
る(上述の制御回路にて他励制御する)ことにより所定
の出力を得ることができる。ここで、他励制御周波数領
域を圧電トランス1の共振周波数f0よりも高い周波数
領域に設定してあるのは、圧電トランス1の共振周波数
f0より低い周波数でスイッチング素子Q1,Q2をス
イッチングすると、圧電トランス1の非線形性が大きく
なり圧電トランス1が破壊される恐れがあるからであ
る。
特性は、図7に示すように2つの共振ピークを有する2
重共振特性となり、スイッチング素子Q1,Q2のスイ
ッチング周波数frを圧電トランス1の共振周波数f0と
上述のLC共振回路の共振周波数f2との間の周波数領
域(以下、他励制御周波数領域と称す)で適宜変化させ
る(上述の制御回路にて他励制御する)ことにより所定
の出力を得ることができる。ここで、他励制御周波数領
域を圧電トランス1の共振周波数f0よりも高い周波数
領域に設定してあるのは、圧電トランス1の共振周波数
f0より低い周波数でスイッチング素子Q1,Q2をス
イッチングすると、圧電トランス1の非線形性が大きく
なり圧電トランス1が破壊される恐れがあるからであ
る。
【0051】以下、温度が変化したときの圧電トランス
1の出力電圧の周波数特性の変化について図3を参照し
ながら説明する。
1の出力電圧の周波数特性の変化について図3を参照し
ながら説明する。
【0052】図3において、実線で示すイは常温時にお
ける出力電圧の周波数特性、一点鎖線で示すロは高温時
における出力電圧の周波数特性、二点鎖線で示すハは低
温時における出力電圧の周波数特性であり、常温時にお
ける上述の直列共振回路の共振周波数をf1、高温時に
おける上述の直列共振回路の共振周波数をf1H、低温時
における上述の直列共振回路の共振周波数をf1Cとす
る。
ける出力電圧の周波数特性、一点鎖線で示すロは高温時
における出力電圧の周波数特性、二点鎖線で示すハは低
温時における出力電圧の周波数特性であり、常温時にお
ける上述の直列共振回路の共振周波数をf1、高温時に
おける上述の直列共振回路の共振周波数をf1H、低温時
における上述の直列共振回路の共振周波数をf1Cとす
る。
【0053】温度が変化すると、圧電トランス1の入力
容量(以下、入力容量Cdと称す)が変化するので、圧
電トランス1の入力容量成分とチョークコイルL1のイ
ンダクタンスとで決まる共振周波数が変化する。すなわ
ち、温度が常温から高温になると上述の直列共振回路の
共振周波数がf1からf1Hに変化し出力特性が変化する
が、上記制御回路によってスイッチング素子Q1,Q2
のスイッチング周波数(駆動周波数)をfrからfrHへ
移行させることで出力電圧を一定に制御できる。また、
温度が常温から低温になると上述の直列共振回路の共振
周波数がf1からf1Cに変化し出力特性が変化するが、
上記制御回路によってスイッチング素子Q1,Q2のス
イッチング周波数(駆動周波数)をfrからfrCへ移行
させることで出力を一定に制御できる。
容量(以下、入力容量Cdと称す)が変化するので、圧
電トランス1の入力容量成分とチョークコイルL1のイ
ンダクタンスとで決まる共振周波数が変化する。すなわ
ち、温度が常温から高温になると上述の直列共振回路の
共振周波数がf1からf1Hに変化し出力特性が変化する
が、上記制御回路によってスイッチング素子Q1,Q2
のスイッチング周波数(駆動周波数)をfrからfrHへ
移行させることで出力電圧を一定に制御できる。また、
温度が常温から低温になると上述の直列共振回路の共振
周波数がf1からf1Cに変化し出力特性が変化するが、
上記制御回路によってスイッチング素子Q1,Q2のス
イッチング周波数(駆動周波数)をfrからfrCへ移行
させることで出力を一定に制御できる。
【0054】いま、図1に示す電源装置において、圧電
トランス1の共振周波数f0が60kHz、圧電トラン
ス1の入力容量Cdが30nF、チョークコイルL1の
インダクタンスが350μH、コンデンサC1の容量が
30nF、チョークコイルL0 1,L02のインダクタンス
がそれぞれ600μH、出力一定として、温度を変化さ
せたときの動作について図4ないし図6を参照しながら
説明する。ここにおいて、図4は30℃(常温)時の動
作説明図、図5は120℃(高温)時の動作説明図、図
6は−30℃(低温)時の動作説明図である。また、図
4〜図6の(a)はスイッチング素子Q1のゲート電圧
Vg1、(b)はスイッチング素子Q1のドレイン電圧
(両端電圧)Vd1、(c)はスイッチング素子Q1のド
レイン電流Id1、(d)は圧電トランス1の1次電流I
pである。
トランス1の共振周波数f0が60kHz、圧電トラン
ス1の入力容量Cdが30nF、チョークコイルL1の
インダクタンスが350μH、コンデンサC1の容量が
30nF、チョークコイルL0 1,L02のインダクタンス
がそれぞれ600μH、出力一定として、温度を変化さ
せたときの動作について図4ないし図6を参照しながら
説明する。ここにおいて、図4は30℃(常温)時の動
作説明図、図5は120℃(高温)時の動作説明図、図
6は−30℃(低温)時の動作説明図である。また、図
4〜図6の(a)はスイッチング素子Q1のゲート電圧
Vg1、(b)はスイッチング素子Q1のドレイン電圧
(両端電圧)Vd1、(c)はスイッチング素子Q1のド
レイン電流Id1、(d)は圧電トランス1の1次電流I
pである。
【0055】30℃のときのスイッチング素子Q1,Q
2のスイッチング周波数は65kHz、120℃のとき
のスイッチング素子Q1,Q2のスイッチング周波数は
61kHz、−30℃のときのスイッチング素子Q1,
Q2のスイッチング周波数は68kHzとなり、−30
℃〜120℃の温度範囲でもスイッチング素子Q1,Q
2のゼロボルトスイッチングが実現されている。なお、
このような周波数制御は、上記制御回路として、例えば
従来例で説明した図15の周波数制御回路3を採用する
ことで実現できる。
2のスイッチング周波数は65kHz、120℃のとき
のスイッチング素子Q1,Q2のスイッチング周波数は
61kHz、−30℃のときのスイッチング素子Q1,
Q2のスイッチング周波数は68kHzとなり、−30
℃〜120℃の温度範囲でもスイッチング素子Q1,Q
2のゼロボルトスイッチングが実現されている。なお、
このような周波数制御は、上記制御回路として、例えば
従来例で説明した図15の周波数制御回路3を採用する
ことで実現できる。
【0056】しかして、本実施形態では、上述の直列共
振回路と上述の駆動回路とを備えていることにより、圧
電トランス1の入力容量Cdと関係なくスイッチング素
子Q1,Q2の両端電圧Vd1,Vd2を正弦波の半波波形
状の電圧波形とすることができ、温度変動によってスイ
ッチング素子Q1,Q2のスイッチング時に過大なサー
ジ電流が流れるのを防ぐことができるから、より広い温
度範囲(−30℃〜120℃)で使用することができ、
しかも、図21の従来例で説明した圧電トランス1の入
力容量成分と並列的にコンデンサCs1,Cs2を設けた場
合のように共振電流が大幅に増大することによるスイッ
チング素子Q1,Q2などの部品の大型化を防ぐことが
できる。また、温度が変動しても圧電トランス1への入
力電流(1次電流Ip)が正弦波状の波形になるので、
圧電トランス1を効率よく駆動できる。また、圧電トラ
ンス1の入力容量成分と共振用インダクタンス要素たる
チョークコイルL1との直列共振を利用しているので、
直列共振による昇圧作用を利用して圧電トランス1へ高
電圧を供給することができ、結果として負荷2へより高
電圧を供給することができ、直流電源Eとしてより低電
圧のものに対応することが可能になる。
振回路と上述の駆動回路とを備えていることにより、圧
電トランス1の入力容量Cdと関係なくスイッチング素
子Q1,Q2の両端電圧Vd1,Vd2を正弦波の半波波形
状の電圧波形とすることができ、温度変動によってスイ
ッチング素子Q1,Q2のスイッチング時に過大なサー
ジ電流が流れるのを防ぐことができるから、より広い温
度範囲(−30℃〜120℃)で使用することができ、
しかも、図21の従来例で説明した圧電トランス1の入
力容量成分と並列的にコンデンサCs1,Cs2を設けた場
合のように共振電流が大幅に増大することによるスイッ
チング素子Q1,Q2などの部品の大型化を防ぐことが
できる。また、温度が変動しても圧電トランス1への入
力電流(1次電流Ip)が正弦波状の波形になるので、
圧電トランス1を効率よく駆動できる。また、圧電トラ
ンス1の入力容量成分と共振用インダクタンス要素たる
チョークコイルL1との直列共振を利用しているので、
直列共振による昇圧作用を利用して圧電トランス1へ高
電圧を供給することができ、結果として負荷2へより高
電圧を供給することができ、直流電源Eとしてより低電
圧のものに対応することが可能になる。
【0057】なお、本実施形態では、圧電トランス1の
入力容量成分とチョークコイルL1とを直列共振させて
いるので、直列共振の昇圧作用を利用でき、上記各従来
例で説明した電磁トランスT1、T2の代わりにチョー
クコイルL01,L02を用いている。
入力容量成分とチョークコイルL1とを直列共振させて
いるので、直列共振の昇圧作用を利用でき、上記各従来
例で説明した電磁トランスT1、T2の代わりにチョー
クコイルL01,L02を用いている。
【0058】(実施形態2)本実施形態の基本構成は実
施形態1と略同じであって、図7に示すように、それぞ
れオートトランスよりなる2つの電磁トランスT1,T
2を有するプッシュプル構成の駆動回路を用いている点
に特徴がある。なお、実施形態1と同様の構成要素には
同一の符号を付して説明を省略する。
施形態1と略同じであって、図7に示すように、それぞ
れオートトランスよりなる2つの電磁トランスT1,T
2を有するプッシュプル構成の駆動回路を用いている点
に特徴がある。なお、実施形態1と同様の構成要素には
同一の符号を付して説明を省略する。
【0059】すなわち、本実施形態における駆動回路
は、直流電源Eの高電位側に1次側端子が接続され中間
端子と直流電源Eの低電位側との間にスイッチング素子
Q1が挿入された電磁トランスT1と、直流電源Eの高
電位側に1次側端子が接続され中間端子と直流電源Eの
低電位側との間にスイッチング素子Q2が挿入された電
磁トランスT2とを備え、電磁トランスT1の2次側端
子と電磁トランスT2の2次側端子との間に上述の直列
共振回路が挿入され、上述の直列共振回路に容量素子た
るコンデンサC1が並列的に接続されている。ここにお
いて、本実施形態では、コンデンサC1と電磁トランス
T1,T2のインダクタンス成分とにより実施形態1で
説明したLC共振回路を構成している。
は、直流電源Eの高電位側に1次側端子が接続され中間
端子と直流電源Eの低電位側との間にスイッチング素子
Q1が挿入された電磁トランスT1と、直流電源Eの高
電位側に1次側端子が接続され中間端子と直流電源Eの
低電位側との間にスイッチング素子Q2が挿入された電
磁トランスT2とを備え、電磁トランスT1の2次側端
子と電磁トランスT2の2次側端子との間に上述の直列
共振回路が挿入され、上述の直列共振回路に容量素子た
るコンデンサC1が並列的に接続されている。ここにお
いて、本実施形態では、コンデンサC1と電磁トランス
T1,T2のインダクタンス成分とにより実施形態1で
説明したLC共振回路を構成している。
【0060】しかして、本実施形態においても、実施形
態1と同様、圧電トランス1の入力容量Cdと関係なく
スイッチング素子Q1,Q2の両端電圧Vd1,Vd2を正
弦波の半波波形状の電圧波形とすることができ、温度変
動によってスイッチング素子Q1,Q2のスイッチング
時に過大なサージ電流が流れるのを防ぐことができるか
ら、より広い温度範囲(−30℃〜120℃)で使用す
ることができ、しかも、図21の従来例で説明した圧電
トランス1の入力容量成分と並列的にコンデンサCs1,
Cs2を設けた場合のように共振電流が大幅に増大するこ
とによるスイッチング素子Q1,Q2などの部品の大型
化を防ぐことができる。また、温度が変動しても圧電ト
ランス1への入力電流(1次電流Ip)が正弦波状の波
形になるので、圧電トランス1を効率よく駆動できる。
また、圧電トランス1の入力容量成分と共振用インダク
タンス要素たるチョークコイルL1との直列共振を利用
しているので、直列共振による昇圧作用を利用して圧電
トランス1へ高電圧を供給することができ、結果として
負荷2へより高電圧を供給することができ、直流電源E
としてより低電圧のものに対応することが可能になる。
態1と同様、圧電トランス1の入力容量Cdと関係なく
スイッチング素子Q1,Q2の両端電圧Vd1,Vd2を正
弦波の半波波形状の電圧波形とすることができ、温度変
動によってスイッチング素子Q1,Q2のスイッチング
時に過大なサージ電流が流れるのを防ぐことができるか
ら、より広い温度範囲(−30℃〜120℃)で使用す
ることができ、しかも、図21の従来例で説明した圧電
トランス1の入力容量成分と並列的にコンデンサCs1,
Cs2を設けた場合のように共振電流が大幅に増大するこ
とによるスイッチング素子Q1,Q2などの部品の大型
化を防ぐことができる。また、温度が変動しても圧電ト
ランス1への入力電流(1次電流Ip)が正弦波状の波
形になるので、圧電トランス1を効率よく駆動できる。
また、圧電トランス1の入力容量成分と共振用インダク
タンス要素たるチョークコイルL1との直列共振を利用
しているので、直列共振による昇圧作用を利用して圧電
トランス1へ高電圧を供給することができ、結果として
負荷2へより高電圧を供給することができ、直流電源E
としてより低電圧のものに対応することが可能になる。
【0061】(実施形態3)本実施形態の電源装置の基
本構成は実施形態1と略同じであって、図8に示すよう
に、チョークコイルL01とスイッチング素子Q1との接
続点とチョークコイルL1との間にチョークコイルL2を
挿入し、チョークコイルL2とチョークコイルL1と圧電
トランス1との直列回路にコンデンサC2を並列的に接
続した点が相違する。なお、実施形態1と同様の構成要
素には同一の符号を付して説明を省略する。
本構成は実施形態1と略同じであって、図8に示すよう
に、チョークコイルL01とスイッチング素子Q1との接
続点とチョークコイルL1との間にチョークコイルL2を
挿入し、チョークコイルL2とチョークコイルL1と圧電
トランス1との直列回路にコンデンサC2を並列的に接
続した点が相違する。なお、実施形態1と同様の構成要
素には同一の符号を付して説明を省略する。
【0062】要するに、本実施形態の電源装置は、実施
形態1の電源装置におけるチョークコイルL01,L02と
コンデンサC1とからなるLC共振回路(以下、第1の
LC共振回路と称す)に、チョークコイルL2とコンデ
ンサC2とを含む第2のLC共振回路を追加した点に特
徴がある。ここにおいて、第2のLC共振回路の共振周
波数は、上述の直列共振回路の共振周波数よりも低く設
定してある。
形態1の電源装置におけるチョークコイルL01,L02と
コンデンサC1とからなるLC共振回路(以下、第1の
LC共振回路と称す)に、チョークコイルL2とコンデ
ンサC2とを含む第2のLC共振回路を追加した点に特
徴がある。ここにおいて、第2のLC共振回路の共振周
波数は、上述の直列共振回路の共振周波数よりも低く設
定してある。
【0063】しかして、本実施形態では、圧電トランス
1の入力容量Cdがスイッチング素子Q1,Q2の両端
電圧Vd1,Vd2へ影響しにくくなる。
1の入力容量Cdがスイッチング素子Q1,Q2の両端
電圧Vd1,Vd2へ影響しにくくなる。
【0064】なお、図8の電源装置にさらに第3のLC
共振回路、第4のLC共振回路、…、第nのLC共振回
路を追加して図9のような電源装置を構成してもよい。
ここに、第nのLC共振回路は、チョークコイルLnと
コンデンサCnとを含んで構成される。この場合、第2
のLC共振回路の共振周波数f12は上述の直列共振回路
の共振周波数f11よりも低く設定され、第3のLC共振
回路の共振周波数f13は共振周波数f12よりも低く設定
され、第nのLC共振回路の共振周波数f1nは共振周波
数f1n-1よりも低く設定されている。要するに、LC共
振回路を一段ずつ追加していく毎にその共振周波数を低
下させてあり、圧電トランス1の出力電圧の周波数特性
は図10に示すような特性になる。
共振回路、第4のLC共振回路、…、第nのLC共振回
路を追加して図9のような電源装置を構成してもよい。
ここに、第nのLC共振回路は、チョークコイルLnと
コンデンサCnとを含んで構成される。この場合、第2
のLC共振回路の共振周波数f12は上述の直列共振回路
の共振周波数f11よりも低く設定され、第3のLC共振
回路の共振周波数f13は共振周波数f12よりも低く設定
され、第nのLC共振回路の共振周波数f1nは共振周波
数f1n-1よりも低く設定されている。要するに、LC共
振回路を一段ずつ追加していく毎にその共振周波数を低
下させてあり、圧電トランス1の出力電圧の周波数特性
は図10に示すような特性になる。
【0065】図9の電源装置では、上述の直列共振回路
に複数個のコイルおよび複数個のコンデンサを接続して
n重共振回路を構成し、上述の直列共振回路にn番目に
接続されるコイルと上述の直列共振回路にn番目に接続
されるコンデンサとの共振周波数をf1n、前記圧電トラ
ンスの共振周波数をf0、前記スイッチング素子の両端
間に発生する共振電圧の周波数をf2、上述の直列共振
回路の共振周波数をf1 1、前記スイッチング素子のスイ
ッチング周波数をfrとするとき、f1n<f1n-1<…<
f11<f0<fr<f2の条件を満たすようにスイッチン
グ素子Q1,Q2を制御する制御手段を有している。図
9の電源装置では、LC共振回路の段数を増やすほど、
圧電トランス1の入力容量Cdがスイッチング素子Q
1,Q2の両端電圧Vd1,Vd2へ与える影響を小さくす
ることができる。
に複数個のコイルおよび複数個のコンデンサを接続して
n重共振回路を構成し、上述の直列共振回路にn番目に
接続されるコイルと上述の直列共振回路にn番目に接続
されるコンデンサとの共振周波数をf1n、前記圧電トラ
ンスの共振周波数をf0、前記スイッチング素子の両端
間に発生する共振電圧の周波数をf2、上述の直列共振
回路の共振周波数をf1 1、前記スイッチング素子のスイ
ッチング周波数をfrとするとき、f1n<f1n-1<…<
f11<f0<fr<f2の条件を満たすようにスイッチン
グ素子Q1,Q2を制御する制御手段を有している。図
9の電源装置では、LC共振回路の段数を増やすほど、
圧電トランス1の入力容量Cdがスイッチング素子Q
1,Q2の両端電圧Vd1,Vd2へ与える影響を小さくす
ることができる。
【0066】(実施形態4)本実施形態の電源装置の基
本構成は実施形態2と略同じであって、図11に示すよ
うに、電磁トランスT1,T2の代わりにリーケージト
ランスT1L,T2Lを用い、各リーケージトランスT1
L,T2Lそれぞれのリーケージインダクタンス成分
L1L,L2Lと圧電トランス1の入力容量成分とで直列共
振回路を構成している点に特徴がある。要するに、リー
ケージインダクタンス成分L1L,L2Lの合成インダクタ
ンスがチョークコイルL1のインダクタンスに等価にな
るようにしてある。なお、実施形態2と同様の構成要素
には同一の符号を付して説明を省略する。
本構成は実施形態2と略同じであって、図11に示すよ
うに、電磁トランスT1,T2の代わりにリーケージト
ランスT1L,T2Lを用い、各リーケージトランスT1
L,T2Lそれぞれのリーケージインダクタンス成分
L1L,L2Lと圧電トランス1の入力容量成分とで直列共
振回路を構成している点に特徴がある。要するに、リー
ケージインダクタンス成分L1L,L2Lの合成インダクタ
ンスがチョークコイルL1のインダクタンスに等価にな
るようにしてある。なお、実施形態2と同様の構成要素
には同一の符号を付して説明を省略する。
【0067】しかして、本実施形態では、実施形態2と
同様の効果があるだけではなく、各リーケージトランス
T1L,T2Lそれぞれのリーケージインダクタンス成分
L1L,L2Lが上述の直列共振回路の共振用インダクタン
ス要素を兼ねるので、実施形態2で説明したチョークコ
イルL1が不要になり、部品数を少なくすることができ
る。
同様の効果があるだけではなく、各リーケージトランス
T1L,T2Lそれぞれのリーケージインダクタンス成分
L1L,L2Lが上述の直列共振回路の共振用インダクタン
ス要素を兼ねるので、実施形態2で説明したチョークコ
イルL1が不要になり、部品数を少なくすることができ
る。
【0068】(実施形態5)実施形態の電源装置の基本
構成は実施形態1と略同じであって、圧電トランス1と
チョークコイルL1との直列共振回路にコンデンサC1を
並列接続する代わりに、図12に示すように各スイッチ
ング素子Q1,Q2それぞれにコンデンサC 11,C12を
並列接続した点に特徴がある。なお、実施形態1と同様
の構成要素には同一の符号を付して説明を省略する。
構成は実施形態1と略同じであって、圧電トランス1と
チョークコイルL1との直列共振回路にコンデンサC1を
並列接続する代わりに、図12に示すように各スイッチ
ング素子Q1,Q2それぞれにコンデンサC 11,C12を
並列接続した点に特徴がある。なお、実施形態1と同様
の構成要素には同一の符号を付して説明を省略する。
【0069】図13に動作波形を示すが、同図(a)は
スイッチング素子Q1のゲート電圧Vg1、(b)はスイ
ッチング素子Q1のドレイン電圧(両端電圧)Vd1、
(c)はスイッチング素子Q1のドレイン電流Id1、
(e)は圧電トランス1の1次電流Ipである。なお、
スイッチング素子Q2に流れるドレイン電流Id2の波形
もスイッチング素子Q1に流れる電流Id1と同様であ
る。
スイッチング素子Q1のゲート電圧Vg1、(b)はスイ
ッチング素子Q1のドレイン電圧(両端電圧)Vd1、
(c)はスイッチング素子Q1のドレイン電流Id1、
(e)は圧電トランス1の1次電流Ipである。なお、
スイッチング素子Q2に流れるドレイン電流Id2の波形
もスイッチング素子Q1に流れる電流Id1と同様であ
る。
【0070】本実施形態では、各スイッチング素子Q
1、Q2それぞれにコンデンサC11,C12が並列接続さ
れていることにより、スイッチング素子Q1,Q2に流
れるドレイン電流Id1,Id2の波形に含まれる高調波成
分が実施形態1に比べて少なく、スイッチングノイズな
どのノイズを抑制することができる。
1、Q2それぞれにコンデンサC11,C12が並列接続さ
れていることにより、スイッチング素子Q1,Q2に流
れるドレイン電流Id1,Id2の波形に含まれる高調波成
分が実施形態1に比べて少なく、スイッチングノイズな
どのノイズを抑制することができる。
【0071】(実施形態6)本実施形態の電源装置の基
本構成は実施形態1と略同じであり、図14に示すよう
に、直流電源Eと駆動回路との間に、MOSFETより
なるスイッチング素子Q3、電流保持手段たるダイオー
ドDを備えたチョッパ回路25を挿入してある点に特徴
がある。なお、実施形態1と同様の構成要素には同一の
符号を付して説明を省略する。
本構成は実施形態1と略同じであり、図14に示すよう
に、直流電源Eと駆動回路との間に、MOSFETより
なるスイッチング素子Q3、電流保持手段たるダイオー
ドDを備えたチョッパ回路25を挿入してある点に特徴
がある。なお、実施形態1と同様の構成要素には同一の
符号を付して説明を省略する。
【0072】本実施形態では、スイッチング素子Q1の
両端電圧Vd1およびスイッチング素子Q2の両端電圧V
d2が所定の電圧値になるように、チョッパ回路25のス
イッチング素子Q3をPWM制御する手段を備えている
ので、より広い入力電圧範囲に対応できる。
両端電圧Vd1およびスイッチング素子Q2の両端電圧V
d2が所定の電圧値になるように、チョッパ回路25のス
イッチング素子Q3をPWM制御する手段を備えている
ので、より広い入力電圧範囲に対応できる。
【0073】なお、図14に示した電源装置では、チョ
ッパ回路25として、スイッチング素子Q3とダイオー
ドDからなる降圧チョッパ回路を採用しているが、チョ
ッパ回路25としては、昇圧チョッパ回路や昇降圧チョ
ッパ回路を採用してもよいことは勿論である。
ッパ回路25として、スイッチング素子Q3とダイオー
ドDからなる降圧チョッパ回路を採用しているが、チョ
ッパ回路25としては、昇圧チョッパ回路や昇降圧チョ
ッパ回路を採用してもよいことは勿論である。
【0074】
【発明の効果】請求項1の発明は、直流電源と、1次側
に共振用インダクタンス要素が接続され2次出力を負荷
へ与える圧電トランスと前記共振用インダクタンス要素
との直列共振回路と、前記共振用インダクタンス要素と
は別のインダクタンス要素とスイッチング素子と容量素
子とからなり前記直流電源を電源として前記スイッチン
グ素子の両端電圧を前記直列共振回路へ供給し且つ前記
スイッチング素子の両端電圧が正弦波の半波波形状とな
るような駆動回路とを備えるものであり、前記直列共振
回路と前記駆動回路とを備えていることにより、圧電ト
ランスの入力容量と関係なく前記スイッチング素子の両
端電圧を正弦波の半波波形状とすることができ、温度変
動によってスイッチング素子のスイッチング時に過大な
サージ電流が流れるのを防ぐことができるから、より広
い温度範囲で使用することができ、しかも、圧電トラン
スの入力容量成分と並列的に接続されるコンデンサを設
けた従来構成のように共振電流が大幅に増大することに
よる部品の大型化を防ぐことができるという効果があ
る。また、温度が変動しても圧電トランスへの入力電流
が正弦波状の波形になるので、圧電トランスを効率よく
駆動できるという効果がある。また、圧電トランスの入
力容量成分と前記共振用インダクタンス要素との直列共
振を利用しているので、直列共振による昇圧作用を利用
して負荷へ高電圧を供給することができ、直流電源とし
てより低電圧のものに対応することが可能になるという
効果がある。
に共振用インダクタンス要素が接続され2次出力を負荷
へ与える圧電トランスと前記共振用インダクタンス要素
との直列共振回路と、前記共振用インダクタンス要素と
は別のインダクタンス要素とスイッチング素子と容量素
子とからなり前記直流電源を電源として前記スイッチン
グ素子の両端電圧を前記直列共振回路へ供給し且つ前記
スイッチング素子の両端電圧が正弦波の半波波形状とな
るような駆動回路とを備えるものであり、前記直列共振
回路と前記駆動回路とを備えていることにより、圧電ト
ランスの入力容量と関係なく前記スイッチング素子の両
端電圧を正弦波の半波波形状とすることができ、温度変
動によってスイッチング素子のスイッチング時に過大な
サージ電流が流れるのを防ぐことができるから、より広
い温度範囲で使用することができ、しかも、圧電トラン
スの入力容量成分と並列的に接続されるコンデンサを設
けた従来構成のように共振電流が大幅に増大することに
よる部品の大型化を防ぐことができるという効果があ
る。また、温度が変動しても圧電トランスへの入力電流
が正弦波状の波形になるので、圧電トランスを効率よく
駆動できるという効果がある。また、圧電トランスの入
力容量成分と前記共振用インダクタンス要素との直列共
振を利用しているので、直列共振による昇圧作用を利用
して負荷へ高電圧を供給することができ、直流電源とし
てより低電圧のものに対応することが可能になるという
効果がある。
【0075】請求項2の発明は、請求項1の発明におい
て、前記駆動回路は、前記直流電源の両端間に第1のチ
ョークコイルを介して接続された第1のスイッチング素
子と、前記直流電源の両端間に第2のチョークコイルを
介して接続された第2のスイッチング素子とを備え、第
1のチョークコイルと第1のスイッチング素子との接続
点と第2のチョークコイルと第2のスイッチング素子と
の接続点との間に前記直列共振回路が挿入され、前記別
のインダクタンス要素は、前記各チョークコイルよりな
り、前記容量素子は、前記直列共振回路に並列的に接続
されたコンデンサよりなるので、駆動回路がプッシュプ
ル構成となり、高電圧を効率良く負荷へ供給することが
できるという効果がある。
て、前記駆動回路は、前記直流電源の両端間に第1のチ
ョークコイルを介して接続された第1のスイッチング素
子と、前記直流電源の両端間に第2のチョークコイルを
介して接続された第2のスイッチング素子とを備え、第
1のチョークコイルと第1のスイッチング素子との接続
点と第2のチョークコイルと第2のスイッチング素子と
の接続点との間に前記直列共振回路が挿入され、前記別
のインダクタンス要素は、前記各チョークコイルよりな
り、前記容量素子は、前記直列共振回路に並列的に接続
されたコンデンサよりなるので、駆動回路がプッシュプ
ル構成となり、高電圧を効率良く負荷へ供給することが
できるという効果がある。
【0076】請求項3の発明は、請求項1の発明におい
て、前記駆動回路は、前記直流電源の高電位側に1次側
端子が接続され中間端子と前記直流電源の低電位側との
間に第1のスイッチング素子が挿入された第1のオート
トランスと、前記直流電源の高電位側に1次側端子が接
続され中間端子と前記直流電源の低電位側との間に第2
のスイッチング素子が挿入された第2のオートトランス
とを備え、第1のオートトランスの2次側端子と第2の
オートトランスの2次側端子との間に前記直列共振回路
が挿入され、前記別のインダクタンス要素は、前記各オ
ートトランスよりなり、前記容量素子は、前記直列共振
回路に並列的に接続されたコンデンサよりなるので、駆
動回路がプッシュプル構成となり、高電圧を効率良く負
荷へ供給することができるという効果がある。
て、前記駆動回路は、前記直流電源の高電位側に1次側
端子が接続され中間端子と前記直流電源の低電位側との
間に第1のスイッチング素子が挿入された第1のオート
トランスと、前記直流電源の高電位側に1次側端子が接
続され中間端子と前記直流電源の低電位側との間に第2
のスイッチング素子が挿入された第2のオートトランス
とを備え、第1のオートトランスの2次側端子と第2の
オートトランスの2次側端子との間に前記直列共振回路
が挿入され、前記別のインダクタンス要素は、前記各オ
ートトランスよりなり、前記容量素子は、前記直列共振
回路に並列的に接続されたコンデンサよりなるので、駆
動回路がプッシュプル構成となり、高電圧を効率良く負
荷へ供給することができるという効果がある。
【0077】請求項4の発明は、請求項1ないし請求項
3の発明において、前記圧電トランスの共振周波数をf
0、前記スイッチング素子の両端間に発生する共振電圧
の周波数をf2、前記直列共振回路の共振周波数をf1、
前記スイッチング素子のスイッチング周波数をfrとす
るとき、f1<f0<fr<f2の条件を満たすようにスイ
ッチング素子を制御する制御手段を有するので、圧電ト
ランスの入力容量がスイッチング素子の両端電圧へ影響
しにくくなり、負荷へ所定の出力を供給することができ
るという効果がある。
3の発明において、前記圧電トランスの共振周波数をf
0、前記スイッチング素子の両端間に発生する共振電圧
の周波数をf2、前記直列共振回路の共振周波数をf1、
前記スイッチング素子のスイッチング周波数をfrとす
るとき、f1<f0<fr<f2の条件を満たすようにスイ
ッチング素子を制御する制御手段を有するので、圧電ト
ランスの入力容量がスイッチング素子の両端電圧へ影響
しにくくなり、負荷へ所定の出力を供給することができ
るという効果がある。
【0078】請求項5の発明は、請求項1の発明におい
て、前記直列共振回路に複数個のコイルおよび複数個の
コンデンサを接続してn重共振回路を構成し、前記直列
共振回路にn番目に接続されるコイルと前記直列共振回
路にn番目に接続されるコンデンサとの共振周波数をf
1n、前記圧電トランスの共振周波数をf0、前記スイッ
チング素子の両端間に発生する共振電圧の周波数を
f2、前記直列共振回路の共振周波数をf11、前記スイ
ッチング素子のスイッチング周波数をfrとするとき、
f1n<f1n-1<…<f11<f0<fr<f2の条件を満た
すようにスイッチング素子を制御する制御手段を有する
ので、圧電トランスの入力容量がスイッチング素子の両
端電圧へ影響しにくくなり、負荷へ所定の出力を供給す
ることができるという効果がある。
て、前記直列共振回路に複数個のコイルおよび複数個の
コンデンサを接続してn重共振回路を構成し、前記直列
共振回路にn番目に接続されるコイルと前記直列共振回
路にn番目に接続されるコンデンサとの共振周波数をf
1n、前記圧電トランスの共振周波数をf0、前記スイッ
チング素子の両端間に発生する共振電圧の周波数を
f2、前記直列共振回路の共振周波数をf11、前記スイ
ッチング素子のスイッチング周波数をfrとするとき、
f1n<f1n-1<…<f11<f0<fr<f2の条件を満た
すようにスイッチング素子を制御する制御手段を有する
ので、圧電トランスの入力容量がスイッチング素子の両
端電圧へ影響しにくくなり、負荷へ所定の出力を供給す
ることができるという効果がある。
【0079】請求項6の発明は、請求項3の発明におい
て、前記共振用インダクタンス要素は、前記オートトラ
ンスのリーケージインダクタンス成分よりなるので、部
品点数を少なくすることができるという効果がある。
て、前記共振用インダクタンス要素は、前記オートトラ
ンスのリーケージインダクタンス成分よりなるので、部
品点数を少なくすることができるという効果がある。
【0080】請求項7の発明は、請求項2または請求項
3の発明において、前記コンデンサは、第1のスイッチ
ング素子および第2のスイッチング素子それぞれに並列
接続されているので、各スイッチング素子に流れる電流
の高調波成分を少なくすることができ、スイッチングノ
イズなどのノイズを抑制することができるという効果が
ある。
3の発明において、前記コンデンサは、第1のスイッチ
ング素子および第2のスイッチング素子それぞれに並列
接続されているので、各スイッチング素子に流れる電流
の高調波成分を少なくすることができ、スイッチングノ
イズなどのノイズを抑制することができるという効果が
ある。
【0081】請求項8の発明は、請求項2または請求項
3の発明において、チョッパ用スイッチング素子を含み
前記直流電源と前記駆動回路との間に挿入され前記駆動
回路の電源電圧を調整するチョッパ回路を備えるので、
直流電源の電圧範囲を広くすることができるという効果
がある。つまり、入力電圧範囲を広くできるという効果
がある。
3の発明において、チョッパ用スイッチング素子を含み
前記直流電源と前記駆動回路との間に挿入され前記駆動
回路の電源電圧を調整するチョッパ回路を備えるので、
直流電源の電圧範囲を広くすることができるという効果
がある。つまり、入力電圧範囲を広くできるという効果
がある。
【0082】請求項9の発明は、請求項8の発明におい
て、前記チョッパ用スイッチング素子をPWM制御する
手段を有するので、前記チョッパ用スイッチング素子を
周期一定でオン期間のみ変えることによって前記チョッ
パ回路の出力電圧を略一定にすることができるという効
果がある。
て、前記チョッパ用スイッチング素子をPWM制御する
手段を有するので、前記チョッパ用スイッチング素子を
周期一定でオン期間のみ変えることによって前記チョッ
パ回路の出力電圧を略一定にすることができるという効
果がある。
【0083】請求項10の発明は、請求項9の発明にお
いて、前記チョッパ回路が、昇圧チョッパ回路なので、
直流電源を昇圧して駆動回路の電源とすることができる
という効果がある。
いて、前記チョッパ回路が、昇圧チョッパ回路なので、
直流電源を昇圧して駆動回路の電源とすることができる
という効果がある。
【0084】請求項11の発明は、請求項9の発明にお
いて、前記チョッパ回路が、降圧チョッパ回路なので、
直流電源を降圧して駆動回路の電源とすることができる
という効果がある。
いて、前記チョッパ回路が、降圧チョッパ回路なので、
直流電源を降圧して駆動回路の電源とすることができる
という効果がある。
【0085】請求項12の発明は、請求項9の発明にお
いて、前記チョッパ回路が、昇降圧チョッパ回路なの
で、入力電圧の範囲をより一層広くすることができると
いう効果がある。
いて、前記チョッパ回路が、昇降圧チョッパ回路なの
で、入力電圧の範囲をより一層広くすることができると
いう効果がある。
【0086】請求項13の発明は、請求項1ないし請求
項12の発明において、前記負荷が放電灯なので、一般
の照明分野や車載用の照明分野で用いられる放電灯を所
望の温度範囲で点灯させることができるという効果があ
る。
項12の発明において、前記負荷が放電灯なので、一般
の照明分野や車載用の照明分野で用いられる放電灯を所
望の温度範囲で点灯させることができるという効果があ
る。
【図1】実施形態1を示す回路図である。
【図2】同上の動作説明図である。
【図3】同上の動作説明図である。
【図4】同上の動作説明図である。
【図5】同上の動作説明図である。
【図6】同上の動作説明図である。
【図7】実施形態2を示す回路図である。
【図8】実施形態3を示す回路図である。
【図9】同上の他の構成例を示す回路図である。
【図10】同上の動作説明図である。
【図11】実施形態4を示す回路図である。
【図12】実施形態5を示す回路図である。
【図13】同上の動作説明図である。
【図14】実施形態6を示す回路図である。
【図15】従来例を示す回路図である。
【図16】同上の動作説明図である。
【図17】同上の動作説明図である。
【図18】同上の動作説明図である。
【図19】同上の動作説明図である。
【図20】同上の動作説明図である。
【図21】他の従来例を示す回路図である。
1 圧電トランス 2 負荷 C1 コンデンサ E 直流電源 L01 チョークコイル L02 チョークコイル Q1,Q2 スイッチング素子
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Fターム(参考) 5H007 BB03 CA02 CB06 CB22 CB25 CC09 EA13 FA01 FA03 5H730 AA20 AS11 BB24 BB72 CC25 DD04 EE48 FD31 FG05
Claims (14)
- 【請求項1】 直流電源と、1次側に共振用インダクタ
ンス要素が接続され2次出力を負荷へ与える圧電トラン
スと前記共振用インダクタンス要素との直列共振回路
と、前記共振用インダクタンス要素とは別のインダクタ
ンス要素とスイッチング素子と容量素子とからなり前記
直流電源を電源として前記スイッチング素子の両端電圧
を前記直列共振回路へ供給し且つ前記スイッチング素子
の両端電圧が正弦波の半波波形状となるような駆動回路
とを備えることを特徴とする電源装置。 - 【請求項2】 前記駆動回路は、前記直流電源の両端間
に第1のチョークコイルを介して接続された第1のスイ
ッチング素子と、前記直流電源の両端間に第2のチョー
クコイルを介して接続された第2のスイッチング素子と
を備え、第1のチョークコイルと第1のスイッチング素
子との接続点と第2のチョークコイルと第2のスイッチ
ング素子との接続点との間に前記直列共振回路が挿入さ
れ、前記別のインダクタンス要素は、前記各チョークコ
イルよりなり、前記容量素子は、前記直列共振回路に並
列的に接続されたコンデンサよりなることを特徴とする
請求項1記載の電源装置。 - 【請求項3】 前記駆動回路は、前記直流電源の高電位
側に1次側端子が接続され中間端子と前記直流電源の低
電位側との間に第1のスイッチング素子が挿入された第
1のオートトランスと、前記直流電源の高電位側に1次
側端子が接続され中間端子と前記直流電源の低電位側と
の間に第2のスイッチング素子が挿入された第2のオー
トトランスとを備え、第1のオートトランスの2次側端
子と第2のオートトランスの2次側端子との間に前記直
列共振回路が挿入され、前記別のインダクタンス要素
は、前記各オートトランスよりなり、前記容量素子は、
前記直列共振回路に並列的に接続されたコンデンサより
なることを特徴とする請求項1記載の電源装置。 - 【請求項4】 前記圧電トランスの共振周波数をf0、
前記スイッチング素子の両端間に発生する共振電圧の周
波数をf2、前記直列共振回路の共振周波数をf1、前記
スイッチング素子のスイッチング周波数をfrとすると
き、f1<f0<fr<f2の条件を満たすようにスイッチ
ング素子を制御する制御手段を有することを特徴とする
請求項1ないし請求項3のいずれかに記載の電源装置。 - 【請求項5】 前記直列共振回路に複数個のコイルおよ
び複数個のコンデンサを接続してn重共振回路を構成
し、前記直列共振回路にn番目に接続されるコイルと前
記直列共振回路にn番目に接続されるコンデンサとの共
振周波数をf1n、前記圧電トランスの共振周波数を
f0、前記スイッチング素子の両端間に発生する共振電
圧の周波数をf2、前記直列共振回路の共振周波数をf
11、前記スイッチング素子のスイッチング周波数をfr
とするとき、f1n<f1n-1<…<f11<f0<fr<f2
の条件を満たすようにスイッチング素子を制御する制御
手段を有することを特徴とする請求項1記載の電源装
置。 - 【請求項6】 前記共振用インダクタンス要素は、前記
オートトランスのリーケージインダクタンス成分よりな
ることを特徴とする請求項3記載の電源装置。 - 【請求項7】 前記コンデンサは、第1のスイッチング
素子および第2のスイッチング素子それぞれに並列接続
されてなることを特徴とする請求項2または請求項3記
載の電源装置。 - 【請求項8】 チョッパ用スイッチング素子を含み前記
直流電源と前記駆動回路との間に挿入され前記駆動回路
の電源電圧を調整するチョッパ回路を備えることを特徴
とする請求項2または請求項3記載の電源装置。 - 【請求項9】 前記チョッパ用スイッチング素子をPW
M制御する手段を有することを特徴とする請求項8記載
の電源装置。 - 【請求項10】 前記チョッパ回路は、昇圧チョッパ回
路であることを特徴とする請求項8または請求項9記載
の電源装置。 - 【請求項11】 前記チョッパ回路は、降圧チョッパ回
路であることを特徴とする請求項8または請求項9記載
の電源装置。 - 【請求項12】 前記チョッパ回路は、昇降圧チョッパ
回路であることを特徴とする請求項8または請求項9記
載の電源装置。 - 【請求項13】 前記負荷は、放電灯であることを特徴
とする請求項1ないし請求項12のいずれかに記載の電
源装置。 - 【請求項14】 前記スイッチング素子は、MOSFE
Tよりなることを特徴とする請求項1ないし請求項13
のいずれかに記載の電源装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2000007113A JP2001197756A (ja) | 2000-01-14 | 2000-01-14 | 電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
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JP2000007113A JP2001197756A (ja) | 2000-01-14 | 2000-01-14 | 電源装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2001197756A true JP2001197756A (ja) | 2001-07-19 |
Family
ID=18535539
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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JP2000007113A Withdrawn JP2001197756A (ja) | 2000-01-14 | 2000-01-14 | 電源装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2001197756A (ja) |
Cited By (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6815871B2 (en) | 2002-07-11 | 2004-11-09 | Minolta Co., Ltd. | Drive mechanism and drive method employing circuit for generating saw-tooth waveform voltage |
WO2009139503A1 (ja) * | 2008-05-15 | 2009-11-19 | 国立大学法人東京工業大学 | 電力変換装置 |
JP4460650B1 (ja) * | 2008-10-27 | 2010-05-12 | 株式会社MERSTech | 電力逆変換装置 |
KR101506005B1 (ko) | 2014-08-01 | 2015-04-07 | 주식회사 아이엠헬스케어 | 압전 변압기를 이용한 고전압 발생 장치 |
JP2016152640A (ja) * | 2015-02-16 | 2016-08-22 | Tdk株式会社 | 共振インバータおよび共振型電源装置 |
CN108233547A (zh) * | 2018-01-15 | 2018-06-29 | 华南理工大学 | 一种基于低应力逆变器的无线电能传输*** |
JP2019165628A (ja) * | 2019-05-28 | 2019-09-26 | Tdk株式会社 | 共振インバータおよび共振型電源装置 |
-
2000
- 2000-01-14 JP JP2000007113A patent/JP2001197756A/ja not_active Withdrawn
Cited By (9)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6815871B2 (en) | 2002-07-11 | 2004-11-09 | Minolta Co., Ltd. | Drive mechanism and drive method employing circuit for generating saw-tooth waveform voltage |
WO2009139503A1 (ja) * | 2008-05-15 | 2009-11-19 | 国立大学法人東京工業大学 | 電力変換装置 |
JP4460650B1 (ja) * | 2008-10-27 | 2010-05-12 | 株式会社MERSTech | 電力逆変換装置 |
KR101506005B1 (ko) | 2014-08-01 | 2015-04-07 | 주식회사 아이엠헬스케어 | 압전 변압기를 이용한 고전압 발생 장치 |
WO2016017875A1 (en) * | 2014-08-01 | 2016-02-04 | Im Healthcare Co., Ltd. | High-voltage generation apparatus using a piezoelectric transformer |
JP2016152640A (ja) * | 2015-02-16 | 2016-08-22 | Tdk株式会社 | 共振インバータおよび共振型電源装置 |
CN108233547A (zh) * | 2018-01-15 | 2018-06-29 | 华南理工大学 | 一种基于低应力逆变器的无线电能传输*** |
CN108233547B (zh) * | 2018-01-15 | 2024-04-12 | 华南理工大学 | 一种基于低应力逆变器的无线电能传输*** |
JP2019165628A (ja) * | 2019-05-28 | 2019-09-26 | Tdk株式会社 | 共振インバータおよび共振型電源装置 |
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