KR0134390B1 - 코드분할 다중접속(cdma) 셀룰라 전화 시스템에서 신호파형을 발생하기 위한 장치 및 방법 - Google Patents

코드분할 다중접속(cdma) 셀룰라 전화 시스템에서 신호파형을 발생하기 위한 장치 및 방법

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KR0134390B1
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이르윈 엠. 자코브스
로버토우 파도바니
란제이 에이. 주니어 웨버
찰스 이. Ⅲ 휘트리
앤드류 제이. 비텔비
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하비 피. 화이트
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Abstract

전파 스펙트럼 통신기술을 사용한 정보신호 통신용 장치 및 방법에 관한 것이다. PN시퀀스는 상호간섭을 감소시키기 위하여 유저들 사이에 직교성을 제공하도록 구성된다. 직교 PN코드를 가지므로 단면수정은 소정의 시간 구간을 통하 영이며, 결과적으로 코드 시간 프레임이 서로와 함께 정렬되기만 하면 직교 코드를 사이에 간섭은 없게 된다.
실시예에서, 신호는 시퀀스 전파 스펙트럼 통신신호를 직접사용하여 셀장소(12,14) 및 이동유닛(16,18) 사이에서 통신된다. 셀 대 이동링크에서, 파일럿, 동기, 페이지 및 보이스 채널이 형성된다. 셀 대 이동링크 상에서 통신된 정보는, 일반적으로, 인코드되고, 인터리브되며, 2위상 쉬프트 키(BPSK)는 커버된 기호를 전파하는 구적위상 쉬프트키(QPSK)를 따라 각 2위상 쉬프트키(BPSK)의 직교 커버링으로 변조된다.
이동-대-셀링크에서, 액세스 및 보이스 채널이 형성된다. 이동 대 셀링크 채널상에서 통신된 정보는 일반적으로 QPSK 전파를 따라 직교 신호표시를 인코드 하고 인터리브 한다.

Description

[발명의 명칭]
코드분할 다중접속(CDMA) 셀룰라 전화 시스템에서 신호파형을 발생하기 위한 장치 및 방법
[도면의 간단한 설명]
본 발명의 특징, 목적 및 장점은 첨부된 도면을 참조로하여 이하 기재된 상세한 설명으로부터 더 쉽게 이해할 수 있을 것이다.
제 1도는 CDMA 셀룰라 전화 시스템의 개략도.
제 2도는 CDMA 셀룰라 전화 시스템에서 실행되는 셀 사이트 장치의 블록 다이어그램.
제 3도는 셀 사이트 수신기의 블록 다이어그램.
제 4도는 셀 사이트 전송 변조기의 블록 다이어그램.
제 5도는 동기 채널 심볼 동기화의 예시적 타이밍 다이어그램.
제 6도는 직교 커버링을 가지는 동기 채널 타이밍의 예시적 타이밍 다이어그램.
제 7도는 전체 셀 대 이동 유니트 링크 타이밍의 예시적 타이밍 다이어그램.
제 8도는 이동 전화 교환국 장비의 블록 다이어그램.
제 9도는 CDMA 셀룰라 전화시스템에서 CDMA 통신을 위해 구성된 이동 유니트 전화의 블록 다이어그램.
제 10도는 이동 유니트 수신기의 블록 다이어그램.
제 11도는 이동 유니트 전송 변조의 블록 다이어그램.
제 12도는 버스트 전송에서 가변율에 대한 이동 유니트 대 셀 링크의 예시적 타이밍 다이어그램.
제 13도는 전체 이동 유니트 대 셀 링크 타이밍의 예시적 타이밍 다이어그램.
[발명의 상세한 설명]
[발명의 기술적 배경]
[발명의 분야]
본 발명은 셀룰라 전화 시스템에 관한 것이다. 특히, 본 발명은 이동셀룰라 전화 시스템 또는 이동 위성 전화 시스템에서 확산 스펙트럼 통신신호를 이용하여 정보를 전송하기 위한 신규 및 개선된 장치 및 방법에 관한 것이다.
[관련 기술의 설명]
코드 분할 다중 접속(CDMA) 변조 기술은 시스템 사용자가 많은 경우에 통신을 용이하게 하기 위한 다수의 기술중의 하나이다.
시분할 다중 접속(TDMA), 주파수 분할 다중 접속(FDMA)과 같은 다른 다중 접속 통신 시스템과 진폭압신 단측파대와 같은 AM변조장치가 본 기술에 공지되어 있다. 그러나, CDMA의 확산 스펙트럼 변조 기술은 다중 접속통신 시스템의 상기 변조기술에 비해 확실한 장점을 가진다. 다중 접속 통신 시스템에서 코드 분할 다중 접속(CDMA) 기술은 1990년 2월 13일 발행된 "위성 또는 지상 중계기를 이용한 확산 스펙트럼 다중 접속 통신 시스템"이라는 제하의 미합중국 특허 제 4,901,307 호에 기재되어 있는 바, 상기 특허는 본 발명의 양수인에게 양도되었고 그 내용을 참고로 이하 기재한다.
상술한 특허는 각각 트랜시버를 가진 다수의 이동 전화 시스템 사용자가 코드분할 다중접속(CDMA) 확산 스펙트럼 통신 신호를 이용하여 위성 중계기 또는 지상 기지국(또한 셀 사이트 스테이션, 셀 사이트 또는 간단히 셀로서 고려됨)을 통해 통신하는 다중접속 기술이 개시되어 있다. CDMA 통신을 이용할 때, 주파수 스펙트럼은 오랬동안 재사용될 수 있어서, 시스템 사용자수를 증가시킬 수 있다. CDMA의 이용은 다른 다중 접속 기술을 이용하여 얻을 수 있는 것보다 더 높은 스펙트럼 효율을 얻을 수 있다.
위성 채널은 통상적으로 리씨안(Rician)으로서 특징되는 패이딩이 나타난다. 따라서, 수신된 신호는 레일레이 패이딩 통계를 가진 다중 반사 성분과 혼합된 직접 성분으로 이루어진다. 직접 및 반사된 성분간의 전력 비율은 이동 유니트 안테나 및 이동 유니트에 대한 환경의 특성에 따라 통상적으로 6-10dB이다.
위성채널과 비교하여, 지상채널은 통상적으로 직접 성분없이 레일레이 패이딩 성분으로 구성되는 패이딩 신호가 나타난다. 따라서, 지상 채널은 리씨안 패이딩이 우세한 패이딩특성인 위성 채널보다 더 엄격한 패이딩 환경을 나타낸다.
지상 채널 신호의 레일레이 패이딩 특성은 많은 다른 물리적 환경특성에 의해 반사된 신호에 의해 야기된다. 결국, 신호는 다른 전송 지연을 가지고 여러 방향으로부터 이동 유니트 수신기에 도달된다. 셀룰라 이동 전화 시스템을 포함하는 이동 무선 통신에서 종종 이용되는 UHF 주파수대역에서는 다른 경로를 통해 이동하는 신호의 유효 위상차가 발생할 수 있다. 신호의 소거식 가산 가능성은 깊은 패드 발생의 경우에 야기된다.
지상 채널 패이딩은 이동 유니트의 물리적 위치의 함수이다. 이동 유니트의 위치의 작은 변화는 모든 신호 전파 경로의 물리적 지연을 변화하는 바, 이는 각 경로에 대해 다른 위상차를 야기한다. 따라서, 환경에 대한 이동 유니트의 움직임은 아주 빠른 패이딩 과정을 유발한다. 예컨대, 850㎒ 셀룰라 무선 주파수대역에서는, 상기 패이딩이 통상적으로 차량속도의 초당, 마일당, 시간당, 1패드만큼 빠르게 될 수 있다. 이러한 엄격한 패이딩은 지상 채널의 신호를 분열시켜 통신품질을 불량하게 할 수 있다. 추가 송신기 전력은 패이딩 문제를 극복하기 위해 이용될 수 있다. 그러나, 상기 전력증가는 사용자의 소비전력을 증가시키며 시스템의 간섭이 증가될 수 있다.
미합중국 특허 제 4,901,307호에 개시된 CDMA 변조 기술은 위성 또는 지상 중계기를 사용한 통신 시스템에 이용된 협대역 변조 기술에 비해 많은 장점을 제공한다. 지상 채널은 특히 다중 경로 신호에 관련하여 임의의 통신 시스템에 대해 특정 문제점을 가진다. CDMA 기술은 패이딩과 같은 다중 경로의 역효과를 줄임으로써 지상 채널의 특정 문제점을 극복하게 하는 반면, 그의 장점을 이용하게 된다.
CDMA 셀룰라 전화 시스템에서, 동일한 주파수대역은 통신을 위해 모든 셀에서 이용될 수 있다. 처리 이득을 제공하는 CDMA 파형 특헝은 동일한 주파수대역을 점유하는 신호사이를 식별하기 위해 사용된다. 더욱이, 고속 의사잡음(PN) 변조는 다수의 다른 전파 경로가 분리될 수 있게 하여, PN 칩 기간, 즉, 1/밴드폭을 초과하는 경로 지연차가 제공된다. 대략 1㎒의 PN칩 전송속도가 CDMA 시스템에 이용된다면, 확산 대역폭 대 시스템 데이터 전송속도의 비와 동일한 전체 확산 스펙트럼 처리 이득은 적정 경로로부터의 경로 지연에서 1마이크로초이상 다른 경로에 의해 사용할 수 있다. 다른 1마이크로초 경로 지연은 대략 1000피트의 다른 경로 거리와 같다. 통상적으로, 도시 환경은 1마이크로초의 초과시 다른 경로 지연을 제공하며, 10-20마이크로초까지는 임의의 영역에서 보고된다.
종래 전화 시스템에 의해 이용된 아날로그 FM 변조와 같은 협대역 변조 시스템에서, 다중 경로의 존재는 다중 경로 패이딩을 야기한다. 그러나, 광대역 CDMA 변조에서는 다른 경로가 복조 과정에서 다시 식별될 수 있다. 이러한 식별은 다중 경로 패이딩의 중요성을 크게 줄일 수 있다. 다중 경로 패이딩은 CDMA 식별 기술에 의해 전체적으로 제거되지 않는데, 이는 때때로 특정 시스템에 대한 PN 칩 기간보다 더 짧은 지연 차이를 가진 경로가 존재하기 때문이다. 상기와 같은 순서로 경로 지연을 가진 신호는 복조기에서 식별될 수 없어서, 어느 정도의 페이딩을 유발한다.
따라서, 시스템이 패이딩을 감소하게 하도록 다이버시티 방식이 제공되었다. 다이버시티 방식은 패이딩의 해로운 효과를 감소하는 한 방식이다. 다이버시티의 세가지 주요 유형은 시간 다이버시티, 주파수 다이버시티 및 공간 다이버시티가 있다.
시간 다이버시티는 반복, 시간 인터리빙 및 에러 검출 및 반복의 형태인 코딩의 사용 의해 최상으로 얻어질 수 있다. 본 발명은 시간 다이버시티의 형태로서 이러한 각 기술을 이용한다.
광대역 신호의 고유 특성에 의한 CDMA는 광대역 폭을 통해 신호 에너지를 확산함으로써 주파수 다이버시티의 형태를 제공한다. 따라서, 주파수 선택 패이딩은 CDMA 신호 대역폭의 작은 부분에만 영향을 미친다. 공간 또느 경로 다이버시티는 두 개 이상의 셀 사이트 전반에 걸쳐 이동 사용자로부터 동시 링크를 통해 다중신호 경로를 제공함에 의해 얻어진다. 더욱이, 경로 다이버시티는 다른 전파지연으로 도달하는 신호가 분리되어 개별적으로 처리되도록 함으로써 확산 스펙트럼 처리를 통해 다중경로 환경을 이용함에 의해 얻어질 수 있다. 경로 다이버시티는 1989년 11월 7일에 출원된 "CDMA 셀룰라 전화 시스템의 소프트 핸드오프"라는 제하의 공동 계류중인 미합중국 특허출원 제 07/433,030 호 및 1989년 11월 7일 출원된 "CDMA 셀룰라 전화 시스템의 다이버시티 수신기"라는 제하의 공동 계류중인 미합중국 특허출원 제 07/432,552 호에 기재되어 있으며, 상기 양자는 본 발명의 양수인에게 양도 되었다.
패이딩의 유해한 영향은 송신기 전력을 제어함에 의해 CDMA 시스템에서 어느 정도로 추가로 제어될 수 있다. 셀 사이트 및 이동 유니트 전력제어 시스템은 1989년 11월 7일 출원된 "CDMA 셀룰라 이동전화 시스템에서 전송전력을 제어하기 위한 방법 및 장치"라는 제하의 공동 계류중인 미합중국 특허출원 제 07/433,031 호에 개시되어 있다.
미합중국 특허 제 4,901,307호에 기재된 CDMA 기술은 이동 위성통신에서 링크의 양방향에 대해 코히어런트 변조 및 복조의 이용을 예기했다. 따라서, 상기 CDMA 기술은 위성 대 이동 유니트 링크 및 셀 대 이동유니트 링크에 관한 코히어런트 위상기준으로서 파일럿 캐리어 신호를 이용했다. 그러나, 지상 셀룰라 환경에서, 채널의 최종 위상 분열에 대한 다중 경로 패이딩의 중요성은 이동 유니트 대 셀 링크에 대한 코히어런트 복조 기술의 이용을 배제한다. 본 발명은 넌코히어런트 복조 및 변조 기술을 이용함에 의해 이동 유니트 대 셀 링크에서 다중 경로의 역효과를 극복하기 위한 수단을 제공한다.
미합중국 특허 제 4,901,307 호에 기재된 바와 같은 CDMA기술은 다른 PN 시퀀스에 할당되는 각 사용자 채널에 의해 비교적 긴 PN 시퀀스의 이용을 예기했다. 다른 PN 시퀀스간의 상호상관과 제로와 다른 모든 시간 시프트에 대한 PN 시퀀스의 자기상관은 다른 사용자 신호가 수신시 식별될 수 있도록 하는 제로 평균값을 가진다.
그러나, 상기 PN 신호는 직교가 아니다. 상호상관이 제로로 평균될지라도, 정보 비트 시간과 같은 짧은 시간 간격 동안 상기 상호상관은 이항분포를 따른다. 이상과 같이, 신호는 동일한 전력 스펙트럼 밀도에서 광대역폭 가우스 잡음인 경우 서로를 간섭한다. 따라서, 다른 사용자 신호 또는 상호 간섭 잡음은 실행가능한 용량을 최대한 제한한다.
다중 경로는 광대역 PN CDMA 시스템에 경로 다이버시티를 제공할 수 있다. 두 개 이상의 경로가 1마이크로초 다른 경로 지연보다 크게 이용된다면, 두 개 이상의 PN 수신기는 이러한 신호를 개별적으로 수신하기 위해 이용될 수 있다. 이러한 신호가 통상적으로 다중 경로 패이딩과 무관하게 나타나기 때문에, 즉, 그들이 서로 패이딩되지 않기 때문에, 두 개의 수신기의 출력은 결합된 다이버시티일 수 있다. 따라서, 양쪽 수신기가 동시에 패이딩에 영향을 받을 때 실행 성능이 손실된다. 따라서, 본 발명의 한 특징은 다이버시티 결합기와 결합된 두 개 이상의 PN 수신기의 제공에 있다. 다중 경로 신호의 존재를 이용하여 페이딩을 극복하기 위해, 경로 다이버시티 결합동작이 수행될 수 있게 하는 파형을 이용할 필요가 있다.
따라서, 본 발명의 목적은 상호 간섭을 감소시켜 사용자의 용량을 증대시키고 경로 다이버시티 결합동작이 수행될 수 있게하여 페이딩을 극복하기 위해서 서로 직교인 PN 시퀀스를 발생시키는데 있다.
[본 발명의 요약]
이동 셀룰라 전화 환경에서, 확산 스펙트럼 통신 기술, 특히 CDMA 기술의 이용은 다른 통신 시스템 기술에 비해 시스템 신뢰도 및 용량을 향상시키는 특징을 제공한다. 상술된 것과 같은 CDMA 기술은 패이딩 및 간섭과 같은 문제점을 용이하게 해결할 수 있다. 따라서, CDMA 기술은 주파수의 재사용을 증진하여 시스템의 사용자 수를 증가시킬 수 있다.
본 발명은 상호 간섭이 감소하도록 사용자간에 직교성이 제공되는 PN 시퀀스를 제공하여, 용량을 증대시키고 성능을 향상시키는 개선된 방법 및 시스템을 제공한다. 직교 PN 코드에서, 상호상관은 코드 시간 프레임이 서로 시정렬되는 경우 소정 시간 구간에 걸쳐 제로이어서 직교 코드간의 상호 간섭이 발생하지 않는다.
전형적인 실시예에 있어서, 신호는 시퀀스 확산 스펙트럼 통신 신호를 이용하여 셀 사이트와 이동 유니트간에서 통신된다. 셀 대 이동 유니트링크에서는 파일럿, 동기, 페이징 및 음성 채널이 제한된다. 셀 대 이동 유니트 링크 채널을 통해 통신되는 정보는 일반적으로 커버링된 심벌의 직교 위상 시프트 키이(QPSK) 확산과 함께 인코딩되고, 인터리빙되며 이중위상 시프트 키(BPSK) 심볼의 직교 커버링으로 BPSK 변조된다.
이동 유니트 대 셀 링크에서는 액세스 및 음성 채널이 제한된다. 이동 유니트 대 셀 링크 채널을 통해 통신된 정보는 일반적으로 QPSK 확산과 함께 인코딩되고, 인터리빙되며 직교 신호화된다.
[바람직한 실시예의 상세한 설명]
CDMA 셀룰라 전화 시스템에서, 각 셀 사이트는 다수의 변조기 복조기 유니트 또는 확산 스펙트럼 모뎀을 구비한다. 각 모뎀은 디지털 확산 스펙트럼 전송 변조기, 적어도 하나의 디지털 확산 스펙트럼 데이터 수신기 및 탐지기 수신기로 이루어진다. 셀 사이트에서, 각 모뎀은 할당된 이동 유니트로 용이한 통신을 용이하게 하기 위해 이동 유니트로 할당된다.
소프트 핸드오프 구조는 새로운 셀 사이트 모뎀을 이동 유니트로 할당하는 반면에 종래 셀 사이트 모뎀이 계속해서 호출하도록 하는 CDMA 셀룰라 전화 시스템에 이용된다. 이동 유니트가 두 개의 셀 사이트간의 전이영역에 위치될 때 상기 호출은 신호 강도 지시로서 셀 사이트간에서 뒤 및 앞쪽으로 스위칭될 수 있다. 이동 유니트가 적어도 하나의 셀 사이트 모뎀을 통해 항상 통신하기 때문에, 이동 유니트 또는 서비스에 있어서 간섭이 감소된다. 따라서, 이동 유니트는 패이딩 효과를 감소하기 위한 다이버시티 기능에 더하여 핸드로프 처리를 지원하는 다중 수신기를 이용한다.
CDMA 셀룰라 전화 시스템에서, 각 셀 사이트는 '파이롯 캐리어' 신호를 전송한다. 상기 셀이 섹터로 분할된다면, 각 섹터는 셀내에서 결합된 이산 파이롯 신호를 가진다. 이러한 파이롯 신호는 초기 시스템 동기화를 얻으며 셀 사이트에 전송된 신호의 버스트 타임, 주파수 및 위상 트래킹을 제공하기 위해 이동 유니트에 의해 이용된다. 각 셀 사이트는 셀 사이트 확인, 시스템 타이밍, 이동 페이징 정보 및 다양한 다른 제어 신호와 같은 변조된 확산 스펙트럼 정보를 또한 전송한다.
각 셀의 각 섹터에 의해 전송된 파이롯 신호는 다른 코드 위상 오프셋을 제외한 같은 확산 코드이다. 위상 오프셋은 파이롯 신호가 수직 셀 사이트 또는 섹터를 구별하여 서로로부터 구별하게 한다. 동일한 파이롯 신호코드의 이용은 이동 유니트가 모든 파이롯 신호 코드 위상을 통해 단일 검사에 의해 시스템 타이밍 동기화를 찾을 수 있게 한다. 각 코드 위상에 의해 상호 관련 과정에 의해 결정된 바와 같으 최고로 강한 파이롯 신호는 즉시 확인할 수 있다. 확인된 최고로 강한 파이롯 신호는 최고 가까운 셀 사이트에 의해 전송된 파이롯 신호와 일반적으로 동일하다. 그러나, 최고로 강한 파이롯 신호는 그것이 가장 근접한 셀 사이트에 의해 전송되던지간에 사용된다.
가장 강한 파이롯 신호를 얻을 때, 즉, 가장 강한 파이롯 신호를 가지는 이동 유니트의 초기 동기화시에 상기 이동 유니트는 셀에서 모든 시스템 사용자에 의해 수신되도록 한 또 다른 캐리어를 탐색한다. 동기화 채널이라 명명되는 상기 캐리어는 시스템의 이동에 의해 사용되는 시스템 정보를 포함하는 방송 메시지를 전송한다. 시스템 정보는 이동 유니트에 이용된 긴 PN 코드, 인터리버 프레임, 보코더 및 다른 시스템 타이밍 정보가 추가 탐색없이 동기화하도록 정보를 전송하는 것외에 상기 셀 사이트와 시스템을 식별한다. 페이징 채널이라 명명되는 또 다른 채널은 상기 호출이 이동 유니트에 도달하는 것을 지시하는 이동 유니트로 메시지를 전송하여, 이동 유니트가 호출을 초기화 할 때 채널 할당에 응답하기 위해 제공된다.
이동 유니트는 섹터 또는 전송된 파이롯 신호에 이웃하는 셀 사이트에 대응하는 코드 오프셋에서 수신된 파이롯 캐리어 신호 코드를 계속하여 주사한다. 이러한 주사 과정은 인접한 섹터 또는 셀로부터 방사하는 파일럿 신호가 최고로 강하게 되도록 초기에 결정되는 파이롯 신호보다 더 강하도록 결정하기 위하여 행해진다. 상기 호출에서 비활성화 모드동안에 인접한 섹터 또는 셀 사이트 파일럿 신호가 초기 셀 사이트 섹터의 것 또는 셀 사이트 전송된 파이롯 신호의 것보다 강하다면, 이동 유니트는 더 강한 파이롯 신호와 새로운 섹터 또는 셀 사이트의 대응한 동기 및 페이징 채널을 얻게 될 것이다.
호출이 초기에 이루어질 때 의사랜덤 잡음(PN) 코드 주소는 상기 호출과정 동안에 이용하도록 결정된다. 상기 코드 주소는 셀 사이트에 의해 할당되거나 또는 이동 유니트의 식별에 따라 이전에 할당된 것에 의해 결정될 수 있다. 상기 호출이 초기에 이루어진 후에 상기 이동 유니트는 통신이 인접 섹터 또는 셀의 파이롯 신호에 부가하여 이루어지는 셀 사이트에 의하여 전송된 파이롯 신호를 연속하여 주사한다. 파이롯 신호 주사는 파이롯신호를 전송하는 인접 섹터 또는 셀 중 하나가 셀 사이트에 의해 전송된 파이롯 신호보다 더 강하게 되도록 결정하기 위해 계속되어 상기 이동 유니트는 통신을 하게 된다. 인접 셀 또는 셀 섹터에 할당된 파이롯 신호가 현재 셀 또는 셀 섹터의 파이롯 신호보다 더 강할 때 새로운 셀 또는 셀 섹터가 인입되며 핸드오프가 초기화되는 이동 유니트를 지시한다.
본 발명을 설명하는 예시적인 전화 시스템은 제 1도에 개략적으로 도시되어 있다. 제 1도에 도시된 시스템은 시스템 이동 유니트 또는 이동 전화기와 셀 사이트간의 통신에 대한 확산 스펙트럼 변조 기술을 이용하고 있다. 대도시 셀룰라 시스템은 무수한 이동 전화기에 이용하는 수백개의 셀 사이트 스테이션을 포함한다. 확산 스펙트럼 기술, 특히 CDMA의 이용은 통상적인 FM 변조 셀룰라 시스템과 비교하여 상기 크기의 시스템에서 사용자 용량의 증가를 손쉽게 한다.
제 1도에서, 이동 전화 교환국(MTSO)으로서 고려되는 시스템 제어기 및 스위치(10)는 셀 사이트에 시스템 제어를 제공하기 위해 인터페이스 및 처리 회로를 통상적으로 포함한다. 제어기(10)는 적당한 이동 유니트로 전송하기 위하여 스위치 공중전화망(PSTN)에서 적당한 셀 사이트로 전화 호출의 루팅을 제어한다. 제어기(10)는 적어도 하나의 셀 사이트를 통해 이동 유니트로부터 PSTN으로 상기 호출의 루팅을 또한 제어한다. 제어기(10)는 이동 유니트가 통상적으로 서로 직접 통신하지 않기 때문에 적당한 셀 사이트를 통해 이동 사용자간의 호출을 접속한다.
제어기(10)는 사용된 전화선, 광파이버 링크 또는 마이크로파 통신 링크와 같은 다양한 수단에 의해 셀 사이트와 접속될 수 있다. 제 1도에서, 두 개의 상기 예시적 셀 사이트(12,14)는 이동 유니트(16,18)를 구비하며, 이는 각각 셀룰라 전화를 포함하는 것으로 도시되어 있다. 여기서 기술된 셀 사이트(12,14)는 전체 셀에 이용된다고 고려된다. 그러나, 상기 셀이 다른 커버레이지 영역으로서 처리되는 각 섹터에 대한 섹터로 분할된다는 점을 이해할 수 있을 것이다. 따라서, 핸드오프는 다중 셀을 위해 여기에 개시된 동일한 셀의 섹터사이에서 만들어지는 반면, 다이버시티는 셀에 대해서와 같은 섹터간에서 얻어질 수 있을 것이다.
제 1도에서 화살표(20a-20b, 22a-22b)는 각각 셀 사이트(12)와 이동유니트(16,18)간의 가능한 통신 링크를 한정한다. 동시에 화살표(24a-24b,26a-26b)는 각각 셀 사이트(14)와 이동 유니트(16,18)간의 가능한 통신 링크를 한정한다. 셀 사이트(12,14)는 동일한 전력을 이용하여 전송한다.
셀 사이트 서비스 영역 또는 셀은 이동 유니트가 한 셀 사이트와 가장 근접하며, 한 셀 섹터가 섹터에서 분리된 셀일 수 있는 기하학적 모양으로 설계된다. 이동 유니트가 작동되지 않을 때, 즉, 진행시에 호출이 없을 때 이동 유니트는 각 인접한 셀 사이트로부터, 그리고 가능하다면, 셀이 섹터화된 단일 셀 사이트에서부터의 파이롯 신호 전송을 일정하게 감시한다. 제 1도에 도시된 바와 같이, 파일럿 신호는 외부 또는 앞쪽 통신 링크(20a,26a)에서 셀 사이트(12,14)에 의해 이동 유니트(16)로 각각 전송된다. 이동 유니트(16)는 신호 길이를 셀 사이트(12,14)로부터 전송된 파이롯 신호와 비교함에 의해 셀내에서 결정될 수 있게 한다.
제 1도에 도시된 예에서, 이동 유니트(16)는 셀 사이트(12)와 가장 근접한 것으로 고려될 수 있다. 이동 유니트(16)가 호출을 초기화할 때 제어메시지는 가장 가까운 셀 사이트인 셀 사이트(12)로 전송된다. 호출 요구 메시지를 수신할 때까지 셀 사이트(12)는 호출된 번호를 시스템 제어기(10)로 이동시킨다. 그 다음에, 시스템 제어기(10)는 PSTN을 통해 예정된 수신자로 호출을 접속한다.
PSTN에서 호출이 초기화된다면 제어기(10)는 모든 셀 사이트의 영역으로 호출 정보를 전송한다. 상기 셀 사이트는 호출된 수신 이동 사용자를 위해 예정된 각 커버리지 영역내에 페이징 메시지를 전송한다. 예정된 수신 이동 유니트는 페이지 메시지를 입력하여 최고 가까운 셀 사이트로 전송하는 제어 메시지에 응답한다. 이러한 제어 메시지는 상기 특수한 셀 사이트가 이동 유니트의 통신에 있는 시스템 제어기의 신호이다. 그후, 제어기(10)는 상기 셀 사이트를 경유해 이동 유니트로 상기 호출을 발송한다. 이동 유니트(16)가 초기 셀 사이트인 셀 사이트(12)의 커버리지 영역의 외부로 이동한다면 또 다른 셀 사이트에 대한 호출을 발송함에 대해 호출을 연속적으로 만들도록 시도된다.
셀룰라 전화 시스템에 대하여, 연방통신위원회(FCC)는 이동 유니트대 셀링크에 대한 전체 25㎒와 셀 대 이동 유니트 링크에 대한 25㎒를 할당했다. 상기 FCC는 두 개의 서비스 제공자간에 균일하게 할당을 나누는 바, 그 하나로 서비스 영역에 대한 와이어라인 전화사이며, 또 하나는 추첨에 의해 선택된다. 할당명령 때문에, 링크의 각 방향에 대한 각 캐리어에 할당된 12.5㎒가 2개의 서브 대역으로 나누어진다. 와이어라인 캐리어에 있어서, 서브 대역은 각각 10㎒ 및 2.5㎒ 폭을 갖는다. 넌(non) 와이어라인 캐리어에 있어서, 서브 대역은 각각 11㎒ 및 1.5㎒ 폭을 갖는다. 따라서, 1.5㎒ 보다 작은 신호 대역폭은 모든 서브 대역 중 어떤 것에 맞춰질 수 있는 반면, 2.5㎒ 보다 작은 대역폭은 하나의 서브 밴드를 제외한 모든 것에 맞춰질 수 있다.
유용한 셀 주파수 스펙트럼에 CDMA 기술을 할당하는데 있어 최대의 유연성을 유지하기 위해서, 셀 전화 시스템내에서 이용되는 파형이 대역폭에 있어 1.5㎒ 보다 작아야 한다. 양호한 제2 선택은 와이어라인 셀 캐리어에 대한 완전한 유연성 및 넌 와이어라인 셀 캐리어에 대한 거의 완전한 유연성을 허용하는 약 2.5㎒의 대역폭이 될 것이다. 광대역을 사용하면 증가된 다중경로 식별이 제공된다는 장점이 있는 반면, 장착 비용이 증가하며 할당된 대역폭내에 주파수 지정에 있어서 유연성이 낮다는 단점이 있다.
확산 스펙트럼 셀 전화 시스템에 있어서, 제 1도에 도시된 바와 같이 실시된 바람직한 파형 디자인이 직접 시퀀스 의사잡음 확산 스펙트럼 캐리어를 포함한다. PN 시퀀스의 칩 전송속도는 바람직한 실시예에서 1,2288㎒로 선택되어야 한다. 이러한 특수한 칩 전송속도는 필터링 후 약 1.25㎒의 대역폭이 하나의 셀 서비스 캐리어에 할당되는 전체 대역폭의 약 1/10이 되도록 선택되어야 한다.
정확한 칩 전송속도의 선택에 있어서 또 다른 요건은 칩 전송속도가 시스템내에 사용되는 기저 대 데이터 전송속도에 의해 정확히 나누어질 수 있는 것이 바람직하다는 것이다. 또한, 제수가 2의 거듭제곱이 되는 것이 바람직하다. 바람직한 실시예에서, 기저 대 데이터 전송속도는 PN 칩 전송 속도에 대한 128×9600인 1.2288㎒의 선택이 되게 하는 초당 9600 비트이다.
셀 대 이동 유니트 링크에서, 스펙트럼을 확산하기 위해 사용된 2진 시퀀스는 다른 형태의 두 개의 시퀀스로 구성되는바, 다른 기능을 제공하도록 각각은 다른 특성을 가진다. 다중 경로 신호간의 식별에 이용된 셀 또는 섹터의 모든 신호에 의해 외부 코드가 분리된다. 상기 외부 코드는 다른 셀 또는 섹터에 의해 이동 유니트로 전송된 신호간의 식별에 또한 이용될 수 있다. 또한, 내부 코드는 신호 섹터 또는 셀에 의해 전송된 사용자 신호간의 식별에 이용된다.
셀 사이트 전송 신호에서, 바람직한 실시예의 캐리어형 설계는, 신호 섹터 또는 셀에 의해 전송된 외부 코드를 제공하는 2진 PN 시퀀스 쌍에 의해 변조되는 직교 위상인 정현 캐리어를 이용한다. 상기 시퀀스는 동일 시퀀스 길이의 두 개의 다른 PN 발생기에 의해 발생된다. 하나의 시퀀스 이중 위상은 캐리어의 동위상 채널(I 채널)을 변조하며, 다른 시퀀스 이중 위상은 캐리어의 직교위상(Q 채널)을 변조한다. 결과적인 신호는 복합 4-위상 캐리어 형태로 합성된다.
논리 "0" 및 논리 "1"의 값이 통상적으로 2진 시퀀스를 반복하는데 이용한다 할지라도 변조처리에서 이용된 신호값은 논리"0"에 대한 -V 볼트와 논리 "1"에 대한 +V 볼트이다. 정현 신호를 이중위상 변조하기 위하여 0 볼트 평균 정현값은 승산기 회로를 이용하여 2진 시퀀스에 의해 제어되는 것과 같은 +V 또는 -V 전압 레벨에 의해 승산된다. 결과적인 신호는 그후에 대역통과 필터를 경유해 통과함에 의해 제어된 대역일 수 있다. 정현파 신호에 의해 승산하기에 앞서 2진 시퀀스 스트림을 저역통과 필터를 통과하여 동작순서를 교환하는 것은 공지되어 있다. 직교 위상 변조기는 두 개의 이중위상 변조기로 구성하는 바 그 각각은 다른 시퀀스에 의해 작동하며 90°위상 이동을 가지는 이중 위상 변조기에 이용된 정현파 신호를 구비한다.
바람직한 실시예에서, 전송된 신호 캐리어에 대한 시퀀스길이는 32768 칩으로 선택된다. 이러한 길이의 시퀀스는 길이 32767 칩 시퀀스에 0 비트를 가산함으로써 변조된 최대-길이 선형 시퀀스 발생기에 의해 발생될 수 있다. 결과적인 시퀀스는 양호한 상호상관 및 자기상관 특성을 가진다. 양호한 상호상관 및 자기상관 특성은 다른 셀에 의해 전송되는 파일럿 캐리어 사이의 상호간섭을 방지하기 위해 필요하다.
시스템 타이밍의 인석없이 이동 유니트가 시스템에 들어갈 때, 이동 유니트의 포착 시간을 최소화하기 위해 시퀀스 길이가 짧은 것이 바람직하다. 타이밍을 알지 못하면, 시퀀스의 전체 길이는 정확한 타이밍을 결정하기 위해 탐색되어야 한다. 시퀀스가 길면 보다 긴 포착 탐색 시간이 필요할 것이다. 32768 보다 짧은 시퀀스가 사용될 수 있기는 하지만 시퀀스 길이가 감소된다는 것은 코드처리 이득이 줄어든다는 것으로 이해되어야 한다. 처리 이득이 줄어들 때, 인접한 셀 및 다른 소오스로부터의 간섭과 함께 다중로 간섭의 배제가 어쩌면 수용될 수 없는 라벨로 줄어들 것이다. 따라서, 적합한 시간에 포착될 수 있는 가장 긴 시퀀스를 사용하는 것이 바람직하다. 또한, 모든 셀에 동일한 코드 다항식이 사용됨으로써, 어떤 셀이 최초로 동기화를 포착하는지를 모르는 이동 유니트가 단일 코드 다항식을 탐색함으로써 전체 동기화를 얻는 것이 바람직하다.
동기화 과정을 간소화하기 위해 시스템내의 모든 셀이 서로 동기화된다. 실시예에서, 셀 동기화는 공통의 시간 기준, 즉, 그 자체가 Universal Coordinated Time(UTC)으로 동기화된 Navstar Global Positioning System 위성 항해 시스템에 모든 셀을 동기화시킴으로써 수행된다.
다른 셀로부터의 신호가 기본 시퀀스의 시간 오프셋의 제공에 의해 구별된다. 각각의 셀은 그것의 이웃과는 다른 기본 시퀀스의 다른 시간 오프셋으로 할당된다. 바람직한 실시예에서는, 32768 반복 주기가 한 세트의 512 타이밍 오프셋으로 분할된다. 512 오프셋은 64 칩으로부터 떨어져 이격된다. 셀 시스템내의 각 셀의 각 섹터는 오프셋 중 다른 하나에 할당되어 그것의 모든 전송을 위해 사용된다. 시스템내에 512 보다 많은 섹터 또는 셀이 있으면, 오프셋은 주파수가 현재 아날로그 FM 셀 시스템에서 재사용되는 것과 동일한 방식으로 재사용될 수 있다. 다른 디자인에서는, 512 오프셋과는 다른 수가 사용될 수 있다. 파일럿 신호 오프셋의 할당을 신중히 하면, 이웃하는 셀에 이웃하는 시간 오프셋을 사용할 필요가 없다.
셀의 섹터 중 하나 또는 셀에 의해 전송되는 모든 신호는 I 및 Q 채널에 대한 동일한 외측 PN 코드를 분할한다. 신호는 월시함수의 이용에 의해 발생된 내측 직교 코드로 확산된다. 특정 사용자에게 어드레싱된 신호는 사용자 전화 호출의 지속 시간 동안 시스템 제어기에 의해 할당된 월시 시퀀스의 시퀀스 또는 외측의 PN 시퀀스 및 특수한 월시 시퀀스에 의해 승산된다. 동일한 내측 코드는 I 및 Q 채널 둘다에 인가되어 이중 위상 변조된다.
2의 n 거듭제곱에 대해, 각 길이 n의, 한 세트의 n직교 2진 시퀀스가 구성될 수 있다는 것은 Digital Communications with Space Applications, S.W. Golomb 등, Prentice-Hall, Inc, 1964, 45-64 페이지에 공지되어 있다. 사실상, 직교 2진 시퀀스 세트는 4의 승산이며 2백보다 작은 최상의 길이로 공지되어 있다. 발생시키는 것이 용이한 시퀀스의 한 클래스는 월시함수라 불리우며, 또한 하다마르 매트릭스로 알려져 있다.
n시퀀스의 월시함수는 다음과 같은 순환식으로 정의될 수 있다.
여기서 W'는 W의 논리보수이고, W(1) = │0│.
따라서,
W(8)은 다음과 같다.
윌시 시퀀스는 월리함수 매트릭스의 시퀀스들 중의 하나이다. 차수 n의 월리함수는 각 n비트 길이인 n시퀀스들을 포함한다. (다른 직교 함수는 물론) 차주 n의 월리함수는 시퀀스가 서로 시정렬 되는 경우 n코드 심볼들의 간격 이상 세트내의 모든 다른 시퀀스들 사이의 상호상관이 제로로 되는 특성을 갖는다. 이는 모든 시퀀스가 정확하게 그의 비트들의 절반에서 모든 다른 시퀀스와 다르다는 사실로부터 알 수 있다. 또한, 항상 하나의 시퀀스가 모든 제로점들을 포함하며, 다른 모든 시퀀스들이 절반의 1점들과 절반의 제로점들을 포함함을 주지해야 한다.
이웃하는 셀들 및 섹터들에 이용된 외부 PN 코드들이 구별되기 때문에 이웃하는 셀들 및 섹터들이 월시 시퀀스들을 재사용할 수 있다. 특정 이동 위치와 두 개 이상의 다른 셀들 사이의 신호들에 대한 전파 시간들이 다르기 때문에, 한꺼번에 양쪽 셀들에 대해 직교하는 월시함수용으로서 요구되는 시간 일치 조건을 만족시킬 수 없다. 따라서, 외부 PN 코드상에 신뢰성이 부여되어 다른 셀들로부터 이동 유니트에 도달되는 신호들 사이에 판별력이 제공되어야 한다. 그러나, 셀에 의해 전달된 모든 신호들이 서로 직교하므로 서로 간섭하지 않게 된다. 이로써 대부분 위치들의 간섭이 대부분 제거되어 더 큰 용량이 얻어진다.
본 시스템은 음성 채널이 변경가능한 전송속도의 채널로 되도록 계획하고 있으며, 그 데이터 전송속도는 데이터 블록에서 데이터 블록으로 변경될 수 있으며, 사용할시의 데이터 전송속도를 제어하도록 최소한의 오버헤드를 필요로 한다. 변경가능한 데이터 전송속도들을 이용하여 전송되어질 유효 음성이 없는 경우에 불필요한 전송들을 제거함으로써 상호 간섭이 줄어든다. 음성 범위가 변경됨에 따라 각 보코더 블록내의 변경되는 비트 갯수들을 발생시키도록 알고리즘이 보코더내에 이용된다. 음성 청취 중에 보코더가 대화자의 음성 범위에 따라 20,40,80 또는 160 비트를 포함하는 20msec 데이터 블록을 생산해 낼 수 있다. 전송속도를 변경함으로써 정해진 시간내에 데이터 블록들을 전달함이 바람직하다. 수신기에 얼마나 많은 비트들이 전달되고 있는지를 알리기 위해 신호화 비트를 필요로 하지 않는 것은 바람직하다.
블록 데이터가 올바르게 디코딩되었는가의 여부를 결정하도록 이용될 수 있는 등가 비트들의 추가 세트를 블록에 부가한 주기적 중복 체크 코드(CRCC)를 이용함으로써 블록들이 더욱 코드화될 수 있다. CRCC체크 코드들은 소정 2진 다항식에 의해 데이터 블록을 분할함으로써 발생된다. CRCC는 분할 과정의 잔여 비트들의 전부 또는 일부로 구성된다. CRCC는 같은 잔여 비트들을 재발생시켜서 수신된 잔여 비트들이 재발생된 체크 비트들과 같은가를 검사함으로써 수신기내에서 검사된다.
개시된 발명에서, 수신 디코더는 모든 가능한 블록 길이들이 시도될 때까지 블록이 160 비트들을 포함하고 있는가, 다음에는 80 비트들을 포함하고 있는가 등으로 계속 디코딩한다. CRCC는 각각 시도되는 디코드값에 대해 계산된다. 시도되고 있는 디코드값 중의 하나가 올바른 CRCC로 판정되면, 그 데이터 블록이 받아들여져 그 다음 과정을 위해 보코더로 보내진다. 시도된 디코드값 중에 타당한 CRCC가 없다면, 수신된 심볼들이 시스템의 신호 처리기로 보내져 다른 처리 작업들이 선택적으로 실행될 수 있다.
셀 송신기에서 블록의 데이터 전송속도가 변경되면 전송된 파형의 출력이 변경된다. 최상의 데이터 전송속도는 최상의 캐리어 출력을 이용한다. 데이터 전송속도가 최대값보다 낮을 때, 변조기가 출력을 낮춤과 아울러 소망하는 전송속도를 얻도록 요구되는 바로서 여러 시간대에 각각의 코딩된 데이터 심볼을 반복해 나간다. 예컨대, 가장 낮은 전송속도에서 각각의 코딩된 심볼은 4시간 동안 반복된다.
이동 송신기에서 최고 출력은 일정하게 고정되지만 송신기는 전송되어질 데이터 블록의 비트들의 개수에 따라 ½또는 ¼또는 ⅛ 시간 동안 폐쇄된다. 송신기의 진행 시간 동안의 위치들은 이동 통신 사용자의 어드레싱된 사용자 코드에 따라 불규칙하게 변경된다.
셀 대 이동 유니트 링크
바람직한 실시예에서, 월시함수 크기 n은 셀 대 이동 유니트 링크에 대해 64(n=64)로 세팅된다. 따라서 전송되어질 각각의 64개까지의 다른 신호들이 새로운 직교 시퀀스로 할당된다. 각 음성 대화용 전방 에러보정(FEC) 인코딩 심볼 스트림은 할당된 월시 시퀀스로 곱해진다. 다음, 각 음성 채널에 대한 월시 코딩/FEC 인코딩된 심볼 스트림은 외부 PN 코드 파형으로 곱해진다. 그 다음에는, 그 결과의 확산 심볼 스트림들이 함께 더해져 복합 파형을 형성한다.
그후, 결과적인 복합 파형이 정현파 캐리어로 변조되어 대역통과 필터링되고, 소망하는 작동 주파수로 전송되어 증폭되며, 안테나 시스템에 의해 방사된다. 볼 발명의 다른 실시예들은 셀측 전송신호를 형성하는 전술한 작동들 중의 일부 순서를 바꿀 수 있다. 예컨대, 각 음성 채널을 외부 PN 코드 파형으로 곱하여 안테나에 의해 방사되어질 모든 채널 신호들은 더하기 전에 필터링 작동을 실행함이 바람직할 수도 있다. 선형적인 작동 순서가 여러 가지의 이행 장점들 및 다른 설계들을 얻도록 변경될 수 있다. 셀 서비스용의 바람직한 실시예의 파형 설계에서는, 미국 특허 제 4,901,307 호에 개시된 바와 같이 셀 대 이동 유니트 링크에 대한 파일럿 캐리어 접근 방식을 이용한다. 모든 셀들이 32768 길이의 시퀀스를 이용하여 파일럿 캐리어들을 전송하지만 상호 간섭을 방지하도록 다른 타이밍 오프셋을 갖는다.
파일럿 파형은 모든 월시함수 세트들로 알려진 모든 제로점들로 구성된 올-제로 월시 시퀀스를 이용한다. 모든 셀의 파일럿 캐리어들에 대해 올-제로 월시 시퀀스를 이용하면 외부 코드 PN 동기화가 얻어진 후까지 월시 함수들을 무시하고 파일럿 파형을 초기에 탐색할 수 있다. 월시 프레밍은 PN 시퀀스 길이의 인자인 월시 프레밍의 길이에 의해 PN 코드 사이클에 고정된다. 따라서, PN 코드의 셀 어드레싱 오프셋들이 64 칩들(또는 월시 프레임 길이)의 배수로 제공되며, 월시 프레밍은 외부 PN 코드 타이밍 사이클에서 암시적으로 알 수 있다.
서비스 영역내의 모든 셀들이 정확히 동기되어 공급된다. 바람직한 실시예에서, 각 셀의 GPS 수신기가 국부적인 파형 타이밍을 Universal Coordinated Time(UTC)으로 동기시킨다. GPS 시스템은 1마이크로초 정확도 이상으로 시간을 동기시킬 수 있다. 셀들의 정확한 동기성은 이동 유니트가 한 셀에서 다른 셀로 이동하면서 호출할 때 셀들 사이의 호출을 용이하게 불간섭시키기 위해 필요하다. 이웃하는 셀들이 동기화하면, 이동 유니트가 새로운 셀에 동기화함이 어렵지 않으므로 편리하게 불간섭화 할 수 있다.
파일럿 캐리어는 종래의 음성 캐리어 보다 높은 출력 라벨로 전송됨으로써 그 신호에 대한 신호대 잡음 마진에 더 큰 신호가 제공된다. 고출력 라벨 파이럿 캐리어는 고속으로 초기 탐색을 실행할 수 있게 하며, 비교적 넓은 주파수대의 트래킹 회로에 의해 파일럿 캐리어의 캐리어 위상을 매우 정확하게 트래킹할 수 있다. 파일럿캐리어를 트래킹하여 얻어진 캐리어 위상은 사옹자 정보 신호들에 의해 변조된 캐리어들의 복조를 위한 기준 캐리어 위상으로 이용된다. 이 기술은 많은 사용자들이 캐리어 위상 기준을 위해 공통의 파일럿 신호를 공유할 수 있게 한다. 예컨대, 전부 15개의 동시의 음성 캐리어들을 전송하는 시스템에서, 파일럿 캐리어는 4개의 음성 캐리어들로 전송 출력을 할당시킬 수 있게 된다.
파일럿 캐리어들에 추가하여. 셀내의 모든 시스템 사용자들에 의해 수신되어질 다른 캐리어가 셀축으로 전송된다. 또한, 동기 채널이라 부르는 이 캐리어도 확산 스펙트럼을 위해 32768 길이의 PN 시퀀스를 이용하지만 미리 할당된 다른 월시 시퀀스를 이용한다. 동기 채널은 시스템내의 이동 유니트에 의해 이용되는 시스템 정보를 포함하는 방송 메시지를 전송한다. 시스템 정보는 셀측과 시스템을 동일시하여 추가 탐색없이 동기되어질 이동 정보 신호들에 대해 이용되는 긴 PN 코드들의 정보를 전달한다.
페이징 채널이라 부른는 다른 채널은 호출이 이동 유니트에 전달된 것을 나타내는 메시지들을 이동 유니트에 전송하여 이동 유니트가 호출을 시작할 때 채널 할당과 함께 응답하도록 제공될 수 있다.
각 음성 캐리어는 전화 호출을 위해 음성을 디지털 방식으로 전송한다. 아날로그 음성 파형은 표준 디지털 전화 기술들을 이용하여 디지털화된 다음 보코딩 과정을 이용하여 대략 초당 9600 비트들의 데이터 전송속도로 압축된다. 그 다음 데이터 신호는 r=1/2,일정길이 k=9에서 반복적으로 중첩으로 인코딩되며, 시스템이 더욱 낮은 신호 대 잡음비 및 간섭율로 작동되게 할 수 있는 에러 탐색 및 보정 함수들을 제공하도록 인터리빙된다. 중첩으로 인코딩하여 반복하고 인터리빙하는 기술은 공지되어 있다.
결과적인 코드 심볼들은 할당된 월시 시퀀스로 곱해진 다음 외부 PN 코드에 의해 곱해진다. 이 과정으로 1.2288MHz의 PN 시퀀스 율이 되거나 또는 9600bps 데이터가 128배 된다. 그 다음, 그 결과의 신호가 RF 캐리어에 의해 변조되어 다른 음성 캐리어들을 따르는 파일럿 및 셋업 캐리어들과 가산된다. 이 가산은 PN 시퀀스에 의해 곱해지기 전후해서 IF 주파수, 또는 기본 대역 주파와 같은 처리 과정의 여러 다른 지점들에서 실행될 수 있다.
각 음성 캐리어는 다른 음성 캐리어의 전력에 비례하여 그것의 전송 된 출력을 세팅하는 값에 의해 승산된다. 이러한 출력 제어 특징은 수신자가 비교적 불리한 위치에 있음으로 인해 보다 높은 출력을 요구하는 링크에 할당될 출력을 허용한다. 이동 유니트가 수신된 신호대 잡음비를 보고하여 전력낭비없이 충분한 성능을 제공하도록 한 레벨로 설정되게 하는 수단이 제공된다. 월시함수의 직교 특성은 시간 정열이 유지되는 경우 다른 음성어에 대해 다른 출력 라벨을 사용함으로써 방해받지 않는다.
제2도는 셀 사이트 장치의 실시예를 블록 다이어그램으로 나타낸 것이다. 셀 사이트에서, 2개의 수신기 시스템은 공간 다이버시티 수신용 아날로그 수신기 및 별도의 안테나를 가진다. 각각의 수신기 시스템에서는 신호가 다이버시티 결합될때까지 동일하게 처리된다. 점선내의 소자는 셀 사이트와 하나의 이동 유니트 사이의 통신에 상응하는 소자의 상응한다. 아날로그 수신기의 출력은 다른 이동 유니트와의 통신에 사용되는 다른 소자에 제공된다.
제2도에서, 제1수신기 시스템은 안테나(30) 아날로그 수신기(32), 탐색 수신기(34) 및 디지털 데이터 수신기(36)로 이루어진다. 제1수신기 시스템은 임의의 디지털 데이터 수신기(38)를 포함할 수 있다. 제2 수신기 시스템은 안테나(40), 아날로그 수신기(42), 탐색 수신기(44) 및 디지털 데이터 수신기(46)를 포함한다.
셀 사이트는 셀 사이트 제어 프로세서(48)를 포함한다. 제어 프로세서(48)는 탐색 수신기(34,44)와 함께 데이터 수신기(36,38,46)에 결합된다. 제어 프로세서(48)는 신호처리; 타이밍 신호 발생; 전력 제어; 및 핸드오프, 다이버시티, 다이버시티 결합 및 MISO를 가진 시스템 제어 프로세서 인터페이스의 제어와 같은 다른 기능을 제공한다. 송신기 및 수신기 할당과 함께 월시 시퀀스 할당은 제어 프로세서(48)에 의해 이루어진다.
2걔의 수신기 시스템은 데이터 수신기(36,38,46)에 의해 다이버시티 결합기 및 디코더 회로(50)에 결합된다. 디지털 링크(52)는 결합되어 다이버시티 결합기 및 디코더 회로(50)의 출력을 수신한다. 디지털 링크(52)는 제어 프로세서(48), 셀 사이트 전송 변조기(54) 및 MISO 디지털 스위치에 결합된다. 디지털 링크(52)는 신호를 제어 프로세서(48)에 제어하에서 셀 사이트 전송 변조기(54) 및 회로(50)를 가진 MISO(제 8도)에 그리고 상기 MISO로부터 통신하는데 이용된다.
이동 유니트에 전송되는 신호는 바람직한 실시예에서 1,2288㎒인 소정 전송속도로 클록된 PN 시퀀스에 의해 변조되는 직접 시퀀스 확산 스펙트럼 신호이다. 이러한 클록 전송속도는 9.6Kbps의 베이스밴드 데이터 전송속도의 정수배가 되도록 선택된다.
안테나(30)에 수신된 신호는 아날로그 수신기(32)에 제공된다. 수신기(32)의 세부 사항은 제 3도에 도시되어 있다. 안테나(30)에 수신된 신호는 RF 증폭기(102) 및 믹서(104)로 이루어진 다운컨버터(100)에 제공된다. 수신된 신호는 RF 증폭기에 입력으로서 제공되고 거기서 증폭되어 믹서(104)의 입력으로 출력된다. 믹서(104)의 다른 입력에는 주파수 합성기(106)로부터의 출력이 제공된다. 증폭된 RF 신호는 믹서(104)내에서 주파수 합성기 출력 신호와의 혼합에 의해 IF 주파수로 변환한다.
IF 신호는 믹서(104)로부터 대역 필터(BPF)(108)로 출력된다. 상기 대역 필터는 1.25㎒의 통과 대역을 가진 전형적인 Surface Acoustic Wave(SAW) 필터이다. 필터된 신호는 BPF(108)로부터 IF 증폭기(110)로 출력되어, 거기서 증폭된다. 증폭된 IF 신호는 IF 증폭기(110)로부터 아날로그/디지탈(A/D) 변환기(112)로 출력되어, 거기서 PN 칩 전송속도의 정확히 8배인 9.8304㎒ 클록 전송속도로 디지털화된다. A/D 변환기(112)가 수신기(32)의 일부로 도시되어 있으나 데이터 및 탐색 수신기의 일부일 수 있다. 디지털화된 IF 신호는 A/D 변환기(112)로부터 데이터 수신기(36), 임의의 데이터 수신기(38) 및 탐색 수신기(34)에 출력된다. 수신기(32)로부터 출력된 후술될 I 및 Q 채널 신호이다. 제3도에 도시되어 있는 바와 같이, 단일 장치인 A/D 변환기(112)에 의해, I 및 Q 채널의 나중의 분할에 의해, I 및 Q 채널을 디지털화 하기 위해 제공된 2개의 별도의 A/D 변환기로 디지털화하기 전에 채널 분할이 이루어질 수 있을 것이다. RF-IF 베이스밴드 주파수 다운 변환 및 I 및 Q 채널에 대한 아날로그/디지털 변환을 위한 구성은 공지되어 있다.
탐색 수신기(34)는 셀 사이트에 사용되어, 관련된 디지털 데이터 수신기(36) 및 만약 사용되었다면 데이터 수신기(38)가 가장 강력한 유효 시영역신호를 트래킹하고 프로세싱하는 것을 보증하기 위해 수신된 신호에 관한 시영역을 주사한다. 탐색 수신기(64)는 신호를 셀 사이트 제어 프로세서(48)에 공급하며, 상기 제어 프로세서(48)는 프로세싱에 대해 적합하게 수신된 신호를 선택하기 위해 제어 신호를 디지털 데이터 수신기(36) 및 (38)에 제공한다.
셀 사이트 데이터 수신기 및 탐색 수신기에서의 신호 처리는 몇가지 관점에서 이동 유니트에서 유사한 소자에 의한 신호 처리와는 다르다. 되돌아가는, 즉, 역의 또는 이동 유니트 대 셀 링크에서는 이동 유니트가 셀 사이트에서의 신호 처리시 코히어런트 기준 목표를 위해 사용될 수 있는 파일럿 신호를 전송하지 않는다. 이동 유니트 대 셀 링크는 64진 직교 신호를 이용한 넌-코히어런트(non-coherent) 변조 및 복조구조에 의해 특징지워진다.
64-진 직교 신호 처리에서, 이동 유니트 전송 심볼은 26, 즉, 64개의 서로 다른 2진 시퀀스중 하나로 인코드된다. 선택된 시퀀스 세트는 월시 함수로 공지되어 있다. 상기 월시함수 m-진 신호 인코딩용 최적 수신 함수는 고속 하다마드 변환(FHT)이다. 제 2도에서, 탐색기 수신기(34) 및 디지털 데이터 수신기(36,38)는 아날로그 수신기(32)로부터 출력된 신호를 수신한다. 이동 유니트가 통하게 되는 특정 셀-사이트 수신기에 전송된 확산 스펙트럼 신호를 디코딩하기 위해 적당한 PN 시퀀스가 발생되어야 한다. 상기 이동 유니트 신호의 발생에 대한 또다른 세부점은 후술된다. 제 3도에 도시된 바와 같이, 수신기(36)는 두 개의 PN 발생기를 포함하는데, PN 발생기(120,122)로서 동일 길이의 두 개의 짧은 코드 PN 시퀀스를 발생한다. 이 두 개의 PN 시퀀스는 후술되듯이 변조구조의 외부 코드에 대해 모든 이동 유니트 및 모든 셀-사이트 수신기의 PN 시퀀스에 공통이다. PN 발생기(120,122)는 출력 시퀀스, PNI 및 PNQ를 제공한다. 상기 PNI 및 PNQ 시퀀스는 동위상(I) 및 직교위상(Q) 채널 PN 시퀀스로 명명된다.
두 개의 PN 시퀀스, PNI및 PNQ, 등급 15의 다항식에 의해 발생되는데, 정상적으로 발생되는 길이 32767이 아니라 길이 32768의 시퀀스를 발생하도록 증가된다. 예를들어, 상기 증가는 등급 15의 모든 최대 길이의 선형 시퀀스에서 한 번 나타나는 로우에서 14개의 0의 런(run)에 하나의 제로를 추가시키는 형태로 나타날 수 있다. 다시 말하면, PN 발생기의 한 상태는 시퀀스의 발생에서 반복될 수 있다. 따라서, 수정된 시퀀스는 15개의 1중 하나의 런과 15개의 0중 하나의 런을 포함한다.
전형적인 실시예에서, 수신기(36)는, 이동 유니트 대 셀 링크에서 이동 유니트에 의해 발생된 PN 시퀀스에 대응하는 PNu 순서를 발생하는 긴코드 PN 발생기(124)를 포함한다. PN 발생기(124)는, 사용자 중에서 구별하기 위해 이동 유니트 어드레스 또는 사용자 ID와 같은 부가적인 요소에 따라 시간이 변동되며, 등급 42와 같은 매우 긴 사용자 PN 코드를 발생하는 최대 길이의 선형 시퀀스 발생기가 될 수 있다. 따라서, 상기 셀-사이트 수신 신호는 긴 코드 PNu 시퀀스와 짧은 코드 PNI및 PNQ시퀀스에 의해서 변조된다. 그 대신에, 사용자 특정 키를 사용하는 일반 시간을 나타내는 64-심볼을 암호로 하도록 데이터 암호 표준(DES)를 사용하는 암호와 같은 암호발생기는 PN 발생기(124)의 자리에서 사용될 수 있다.
PN 발생기(124)로부터의 PNU시퀀스 출력은 배타적 OR게이트(126,128)에서 PNI및 PNQ시퀀스와 배타적 OR 되어 시퀀스 PNI' 및 PNQ'를 제공한다.
상기 시퀀스 PNI' 및 PNQ'는 수신기(32)로 부터의 I 및 Q 채널 신호 출력과 함께 PN QPSK 상관기(130)에 제공된다. 상기 상관기(130)는 I 및 Q 채널 데이터를 PNI' 및 PNQ' 시퀀스와 상관시키기 위해 사용된다. 상기 상관기(130)의 상관된 I 및 Q 채널 출력을 누산기(132,134)에 제공되며, 상기 누산기에서 심볼 데이터는 4-칩 주기상에 누산된다. 누산기(132,134)의 출력은 고속 하다마드 변환(FHT) 처리기(136)에 입력으로서 제공된다. FHT 처리기(148)는 매 6심볼에 대해 64 계수 세트를 발생한다. 상기 64 계수는 제어 처리기(48)에서 발생된 가중 함수가 승산된다. 상기 가중 함수는 복조된 신호 강도에 연계된다. FHT(136)로부터의 가중된 데이터 출력은 또 다른 처리를 위해 다이너시티 결합기 및 디코더 회로(50)(제 2도)에 제공된다.
제 2수신기 시스템은, 제2 및 3도의 제1 수신기 시스템에 대해서 논의된 것과 유사한 방식으로 수신된 신호를 처리한다. 수신기(36,46)로부터의 가중된 64 심볼 출력은 다이너시티 결합기 및 디코더 회로(40)에 제공된다. 회로(50)는 수신기(36)로부터 가중된 64 계수를 수신기(46)로부터 가중된 64 계수에 가산하는 가산기를 포함한다. 결과로서 나오는 64 계수는 가장 큰 계수를 결정하기 위해서 서로 비교된다. 비교 결과의 크기는, 아이덴 티티와 64 계수 중 가장 큰 것과 함께 회로(50)에 사용되는 비터비(Vintner) 알고리즘 디코더 내에서 사용하기 위해 한 세트의 디코더 가중치 및 심볼을 결정하는데 사용된다.
회로(50) 내에 포함된 상기 비터비 디코더는 압박길이 K=P 인 이동 유니트에서 인코드된 데이터를 디코딩하며 코드율이 r=3/1인 가능한 형태이다. 상기 비터비 디코더는 가장 근사한 정보 비트 시퀀스를 결정하는데 사용된다. 주기적으로 공칭 1.25 밀리초로 신호품질이 측정되고 데이터와 함께 이동 유니트 전력 조절 명령으로서 상기 이동 유니트에 전송된다. 이러한 품질의 측정이 발생될 때 또 다른 정보가 전술된 동시 계류 중인 출원에 더 상세히 논의된다. 이러한 품질의 측정은 1.25 밀리초 간격에서 평균 신호 대 잡음비이다.
각각의 데이터 수신기는 수신된 신호의 타이밍을 추적한다. 이것은, 수신된 신호를 약간 먼저 로컬 기준 PN만큼 상관시키며, 수신된 신호를 약간 늦은 로컬 기준 PN으로 상관시키는 공지된 기술로 수행된다. 이러한 두상관 사이의 차는 타이밍 에러가 없을 때 제로로 평균화된다. 역으로, 타이밍 에러가 있으면 이러한 차이는 크기, 에러 신호 및 수신기의 타이밍이 조절되는 것을 의미한다.
상기 셀-사이트는 GPS 수신기(64)에 결합되는 안테나(62)를 구비한다. GPS 수신기는 나브스타 글로벌 포지셔닝 시스템 위성 항법 시스템 내의 위성으로부터 안테나(62) 상에서 수신된 신호를 처리하여 우주 좌표 시간(UTC)을 나타내는 타이밍 신호를 제공한다. GPS 수신기(64)는 전술된 바와 같이 셀-사이트에서 타이밍 동기를 위한 처리기(47)를 제어하기 위해 이러한 타이밍 신호를 제공한다.
제 2도에서, 광학 디지털 데이터 수신기(38)는 시스템의 작동을 개선시키기 위해 사용될 수 있다. 이러한 수신기의 구조 및 작동은 데이터 수신기(36,46)을 참조하여 설명된 것과 유사하다. 수신기(38)는 부가적인 다양한 모드를 얻기 위해 셀-사이트에서 사용될 수 있다. 이러한 부가적인 데이터 수신기는 단독으로 또는 부가적인 수신기들과 함께 이동 유니트 전송 신호의 다른 가능한 지연 경로를 추적하며 수신할 수 있다. 수신기(38)와 같은 광학 부가 디지털 데이터 수신기는 부가적인 다양한 모드를 제공하는데, 이 모드는 다중 경로 신호에 대한 많은 가능성이 있는 조밀한 도시 지역에 위치한 셀이트에서 매우 유용하게 사용된다.
MTSO로부터의 신호는 제어 처리기(48)의 제어하에서 디지털 링크(52)를 통해서 적당한 전송 변조기에 결합된다. 스펙트럼이 뻗어 있는 제어처리기(48)의 제어하에서 전송 변조기(54)는 의도된 수신 이동 유니트로 데이터 전송을 위해 데이터를 변조한다.
전송 변조기(54)의 출력은 전력 제어 회로(56)를 전송하기 위해 제공되며, 여기서 제어 처리기(48)의 제어하에서 전송 전력이 제어될 수 있다. 회로(56)의 출력은 합산기(57)에 제공되는데, 여기서 상기 출력은 셀내의 다른 이동 유니트로 유도되는 전송 변조기/전송 전력 제어 회로의 출력과 합산된다. 합산기(57)의 출력은 전송 전력 증폭기 회로(58)에 제공되며, 여기서 상기 회로(58)는 셀 서비스 영역내 이동 유니트로 방사하기 위해서 안테나(60)로 출력된다. 제 2도는 파일럿/제어 채널 발생기 및 전송전력제어 회로(66)를 더 도시한다. 제어 프로세서의 제어하에서 회로(66)는 전력을 발생하고, 파일럿 신호, 동기채널 및 회로(58)에 결합하기 위한 페이징 채널을 제어하여 안테나(60)에 출력한다.
셀-사이트 전송기의 한 실시예에 대한 블록 다이어그램이 제 4도에 도시된다. 상기 전송기는 외부 코드를 발생하는데 사용되는 한쌍의 PN 시퀀스 발생기를 포함한다. 이러한 PN 발생기는 제 3도를 참조하여 설명된 바와 같이, 즉, PNI및 PNQ를 발생한다. 그러나, 이러한 PNI및 PNQ시퀀스는 섹터 또는 셀 어드레스에 따라 시간이 지연된다.
제 4도에서, 제 3도의 전송기 회로는 파일럿, 동기, 페이징 및 음성채널 신호를 갖고 더 상세히 설명된다. 상기 전송기 회로는 두 개의 PN 발생기(196,198)를 구비하는데, 상기 발생기는 PNI및 PNQ시퀀스를 발생한다. PN 발생기(196,198)는 PN 시퀀스에 선정된 시간 지연을 제공하기 위해서 제어 처리기로부터 섹터 또는 셀 어드레스 신호에 대응하는 입력 신호에 응답한다. 이러한 시간이 지연된 PNI및 PNQ시퀀스를 각각 발생하기 위해 단지 두 개의 PN 발생기가 예시되어 있지만, 다른 많은 PN 발생기가 수행될 수 있다는 것을 알수 있다. 예를 들어, 구획되지 않은 셀에서 외부 코드에서 사용되는 PNI및 PNQ시퀀스를 동기화하여 발생하도록 파일럿, 동기, 페이징 및 음성 채널 각각에 대해 제공된다. 그러한 경우는 다수의 회로를 통해서 PNI및 PNQ시퀀스가 분배되는 것을 피하는데 유리하다.
양호한 실시예에서 채널 신호의 월시 기능 인코딩은 내부 코드로서 사용된다. 여기에 발표된 예시된 숫자에서 전체 64개의 서로 다른 월시 시퀀스가 파일럿, 동기 및 페이징 채널 기능에 사용되는 시퀀스 중 세 개와 함께 사용된다. 동기,페이징 음성 채널에서 입력 데이터는 중첩으로 인코딩되며, 그 후 종래 기술에서 잘 공지되어 있는 바와 같이 인터리빙된다. 더욱이, 상기 중첩 인코드 데이터는 종래 기술에서 공지된 바와 같이 인터리빙되기 전에 반복하여 제공된다.
상기 파일럿 채널은 데이터를 변조시키지 않으며, 변조되지 않은 확산 스펙트럼 신호로서 특징 지어지며, 측정 셀-사이트 또는 섹터의 사용자 전부는 획득 또는 트래킹 목적으로 사용된다. 각각의 셀 또는 섹터로 분할될 때, 각각의 섹터는 특정 파일럿 신호를 갖는다. 그러나, 파일럿 신호에 대한 여러 PN 발생기를 사용하는 것이 아니라, 여러 파일럿 신호를 발생하기 위한 더 동일한 기본시퀀스에서 이동을 사용하는 것을 알 수 있다. 이러한 기술을 이용해서, 이동 유니트는 전체시퀀스를 순차적으로 검사하며 가장 강한 상관을 발생시키는 오프셋 또느 시프트로 회전된다. 이러한 기본적인 시퀀스의 시프트를 이용할 때, 상기 시프트는 인접셀 또는 섹터의 파일럿이 방해되거나 취소되지 않도록 수행되어야 한다.
그러므로, 상기 파일럿 시퀀스는 충분히 길어서 여러 다양한 시퀀스가 시스템내에서 상당수의 파일럿 신호를 지원하도록 기본 시퀀스내에서 이동에 의해 발생될 수 있다. 더욱이, 상기 분리 또는 이동은 파일럿 신호에 방해가 없도록 충분히 크게 되어야 한다. 따라서, 본 발명의 실시예에서 파일럿 시퀀스의 길이는 215으로 선택된다. 상기 시퀀스는 특정 상태가 검출될 때 상기 시퀀스에 첨부된 여분의 0을 갖는 시퀀스 215-1에 의해 시작되어 발생된다. 실시예에서, 64칩의 기본시퀀스에서 오프셋을 갖는 512개의 서로 다른 파일럿 신호가 되도록 선택된다. 그러나, 오프셋은 다양한 파일럿 신호의 수에서 대응하여 감소된 64칩 오프셋의 정수배가 될 수 있다.
파일럿 신호를 발생할 때, 모두 제로로 이루어지는 월시 "제로"(WO) 시퀀스는 파일럿 신호를 변조하지 않도록 사용되며, 이것은 근본적으로 PNI및 PNQ시퀀스이다. 그러므로, 상기 월시 "제로"(WO) 시퀀스는 배타적-OR 게이트에서 PNI및 PNQ로 승산된다. 결과로 나오는 파일럿 신호는 PNI및 PNQ시퀀스만을 포함한다. 파일럿 신호에 대해 동일한 PN 시퀀스를 갖는 모든 셀-사이트 및 섹터로서 전송을 발생시키는 셀-사이트들 또는 섹터들 사이의 구별되는 특징은 상기 시퀀스의 위상이다.
파일럿 채널을 위한 전송 변조기 및 전력 제어 회로(66)의 일부에 대해서, 월시 발생기(WO)(200)는 금방 논의된 바와 같이 모든 제로 함수에 대응하는 신호를 발생한다. 월시함수의 발생시 타이밍은 셀-사이트 및 이동 유니트내 모든 월시함수 발생기의 경우에서와 같이 제어 처리기에 의해 제공된다. 발생기(200)의 출력은 배타적 OR 게이트(202,204) 모두에 대한 입력으로서 제공된다. 배타적-OR 게이트(202)의 다른 입력은 PNI신호를 수신하며, 한편, 배타적-OR 게이트(204)의 다른 입력은 PNQ신호를 수신한다. 상기 PNI 및 PNQ 신호는 발생기(200)의 출력과 배타적-OR되면 유효 임펄스 응답(FIR) 필터(206,208)에 입력으로서 제공된다. 상기 필터링된 신호는 이득 제어 소자(210,212)를 포함하는 전송 전력 제어 회로에 제공되는 FIR 필터(206,208)로부터 출력된다. 이득 제어 소자(210,212)에 제공된 신호는 처리기로부터의 입력 신호(도시되지 않음)에 응답하며 이득이 제어된다. 이득제어 소자로부터 출력된 신호는 그 상세한 구조 및 기능이 후술되게 되는 전송 전력 증폭기 회로(58)에 제공된다.
동기 채널정보는 인코딩된 다음 미리 할당된 월시 시퀀스에 의해 배타적-OR 게이트에서 승산된다. 실시예에서, 상기 선택된 월시함수는(W32) 시퀀스로서 32 "제로"가 따르는 32 "1"의 시퀀스로 구성된다. 실시예에서 상기 동기 채널 데이터 정보는 전형적으로 1200bps의 전송속도로 전송 변조기에 제공된다. 실시예에서 동기 채널 데이터는 압박 길이가 K=P이며, 각 코드 심볼이 두 번 반복되는 속도 r=1/2로서 양호하게 중첩되어 인코딩된다. 이 인코딩 속도 및 압박 길이는 모든 순방향 링크 채널, 즉, 동기, 페이징 및 음성에 대해 공통이다. 실시예에서 이동 레지스터 구조는 코드 G1=753(8진) 및 G2=561(8진)의 발생을 위해 사용된다. 동기 채널에 대한 심볼 속도는 실시예에서 4800sps로서, 즉, 하나의 심볼을 208 마이크로초 또는 256PN 칩이다.
상기 코드 심볼은 실시예에서 40 마이크로초를 스패닝하는 중첩 인터리버에 의해 인터리빙된다. 상기 인터리버의 일시적인 파라미터는 I=16 및 J-48이다. 인터리빙의 상세한 설명은 1987, 하워드 더블유 샘스 앤 코포레이션사의 데이터 통신, 회로 및 시스템 제 343 내지 352면에 개시되어 있다. 상기 중첩 인터리버의 효과는 신뢰할 수 없는 채널 심볼을 분산시켜서 I-1의 근접한 시퀀스내의 어떤 두 개의 심볼 또는 몇몇 심볼이 디인터리버(deinterleaver) 출력내의 적어도 J+1 심볼에 의해서 분리된다. 등가적으로, J-1 심볼의 연속되는 시퀀스에서 어떤 두 개의 심볼들은 상기 디인터리버 출력에서 적어도 I+1 심볼에 의해서 분리된다. 다시말해서, 15 심볼의 스트링에서 I=16 그리고 J=48이면, 상기 심볼은 885 마이크로초 동안 분리되어 전송되어 시간 다양성을 제공한다.
특별한 셀 또는 섹터의 동기 채널 심볼은 그 셀 또는 섹터에 대한 대응하는 파일럿 신호에 묶인다. 제 5도는 64칩의 이동만큼 분리되는 두 개의 서로 다른 파일럿 채널(N 및 N+1)의 타이밍을 예시한다. 제 5도는 도시되지 않은 실제의 파일럿 신호 및 동기 채널 심볼 상태를 갖는 예시된 파일럿 및 동기 채널에 대한 타이밍도를 예로서만 도시한다. 각각의 동기 채널은 두 개의 코드 반복 때문에, 코드 심볼 쌍(CX,CX')의 제 1코드 심볼(CX)을 갖는 새로운 인터리버 사이클을 시작하며, 대응하는 파일럿과 같은 양만큼 절대 시간에 대해 이동된다.
제 5도에 도시된 바와 같이, 상기 N 파일럿 채널은 시간 tx에서 새로운 인터리버 사이클, 또는 파일럿 동기를 시작한다. 이와 유사하게, N+1 파일럿 동기를 시작한다. 이와 유사하게, N+1 파일럿 채널은 시간 ty에서 새로운 인터리버 사이클 또는 파일럿 동기를 시작하며, 이것은 시간 tx보다 64칩 후에 발생된다. 실시예에서 상기 파일럿 사이클은 26.67 마이크로초로서, 이것은 128 동기 채널 코드 심볼 또는 32 동기 채널 정보 비트에 대응한다. 상기 동기 채널 심볼은 26.67 밀리초가 연장되는 중첩 인터리버에 의해 인터리빙된다. 따라서, 상기 이동 유니트가 상기 파일럿 신호를 획득하였을 때, 그것은 즉시 동기 채널 인터리버 동기를 갖는다.
상기 동기 채널 심볼은 신호에서 직교성(othogonality)을 제공하기 위해서 미리 지정된 월시 시퀀스에 의해 커버링된다. 상기 동기 채널에서 하나의 코드 심볼은 제6도에 도시된 바와 같이 네 개의 커버 시퀀스를 확장시키는데, 다시말하면, 하나의 코드 심볼은 32 "1"-32 "0" 시퀀스의 네 번 반복에 해당한다. 제 6도에 도시된 바와 같이, 단일 논리 "1"은 32 "1"월시 칩의 발생을 표시하며, 한편, 단일 논리 "0"는 32 "0"월시 칩의 발생을 나타낸다. 동기 채널의 직교성은 상기 동기 채널 심볼이 결합된 파일럿 채널에 의존하여 절대 시간에 대해 빗나가게 된다. 왜냐하면, 동기 채널 시프트가 월시 프레임의 정수배이기 때문이다.
실시예에서 동기 채널 메시지는 길이가 변동된다. 상기 메시지의 길이는 80 밀리초의 정수배로서 3파일럿 사이클에 해당한다. 에러 검출용 사이클 리던던시(CRC)에는 동기 채널 정보 비트가 포함된다.
제 7도는 타이밍도로서 전체 예시된 시스템 타이밍을 도시한다. 2초간의 시간 동안 75 파일럿 사이클이 존재한다. 제 7도에서, N파일럿 및 동기 채널은 시프트되지 않은 파일럿을 사용하는 섹터 또는 셀에 대응하여, 시프트되지 않은 파일럿을 사용하는 섹터 또는 셀에 대응하여, 파일럿 및 동기 신호는 UTC 시간으로 정확히 정렬된다. 그와 같이 파일럿 동기, 즉, 초기 상태는 공통으로 초당 1펄스(pps)신호로 정확히 정렬된다.
시프트된 파일럿이 사용되는 모든 경우에, 파일럿 시프트에 대응하는 PN 위상 오프셋이 유도된다. 다시 말하면, 파일럿 동기(초기 상태) 및 동기 채널 메시지는 1pps 신호에 대해 빗나가게 된다. 상기 동기 메시지는 이러한 위상 오프셋 정보를 이동시켜서 이동 유니트가 그 타이밍을 조정할 수 있다.
동기 채널 메시지가 정확히 수신되자마자, 상기 이동 유니트는 페이징 채널 또는 음성 채널로 즉시 동기화시키기 위한 기능을 갖는다. 각각의 동기 메시지의 끝에 대응하는 파일럿 동기에서 새로운 40밀리초의 인터리버 사이클이 시작된다. 그때, 상기 이동 유니트는 코드 반복 또는 (Cx,Cx+1)쌍의 제 1 코드 심볼의 디인터리빙을 시작하고 디코더 동기가 수행되게 한다. 디인터리버 기록 어드레스는 제로로 초기화되고, 판독 어드레스는 J로 초기화되며, 메모리 디인터리버 동기가 수행되게 한다.
상기 동기 채널 메시지는 이동 유니트와 통신을 위해 지정된 음성 채널에 대한 42-비트 길이 PN 발생기의 상태에 대한 정보를 전달한다. 이러한 정보는 대응하는 PN 발생기를 동기화시키기 위해 이동 유니트 디지털 데이터 수신기에서 사용된다. 예를 들어, 제 7도에서 상기 동기 채널 메시지 N+1은 상태 X를 표시하는 42-비트 필드를 포함하며, 긴 코드 PN발생기에 대응하는 섹터 또는 셀 음성 채널은 선정된 시간 후, 예를들면 160 밀리초후에 상기 필드를 갖는다. 상기 이동 유니트는 동기 채널 메시지를 성공적으로 디코딩한 후, 정확한 순간에 상태 X를 갖는 긴 코드 PN 발생기를 구동한다. 상기 이동 유니트는 긴 코드 PN 발생기는 사용자가 의도한 메시지를 정렬시키도록 동기화된다.
동기 채널에 대한 전력 제어 회로(66) 및 전송 변조기의 일부에 대해서, 상기 동기 채널 정보는 제어 처리기로부터 인코더(214)로 입력된다. 실시예의 동기 채널 데이터는 전술된 바와 같이 인코더(214)에 의해 중첩 인코딩된다. 인코더(214)는 인코딩된 심볼을 반복시키며, 동기 채널의 경우에 인코드된 심볼은 반복된다. 인코더(214)로부터 출력된 심볼은 상기 심볼의 중첩 인터리빙을 제공하는데 인터리버(215)에 제공된다. 상기 인터리버(215)로부터 출력된 인터리빙된 심볼은 배타적 OR 게이트(216)에 입력으로서 제공된다.
월시 발생기(218)는 배타적 OR 게이트(216)의 다른 입력으로서 제공되는 월시(W32)시퀀스에 대응하는 신호를 발생한다. 상기 동기 채널 심볼스트림 및 월시(W32) 시퀀스는, 배타적 OR 게이트(220,222)에 입력으로서 제공된 것의 결과와 배타적 OR 게이트(216)에 의해 배타적 OR된다.
배타적 OR 게이트(220)의 다른 입력은 PNI신호를 수신하며 배타적 OR 게이트(222)의 다른 입력은 PNQ신호를 수신한다. 상기 PNI 및 PNQ 신호는 각각 배타적 OR 게이트(218)의 출력과 배타적 OR되며 파이니트 임펄스 응답(FIR) 필터(224,226)에 입력으로서 각각 제공된다. 필터링된 신호는, 디지털 가변 이득 제어소자(228,230)를 포함하는 전송 전력 제어회로에 제공된 FIR 필터(224,226)로부터 출력된다. 이득제어소자(228,230)에 제공된 신호는 제어 처리기로부터의 입력 디지털 신호(도시되지 않음)에 응답하여 디지털로 이득이 제어된다. 이득제어소자(228,230)로부터 출력된 신호는 전송전력 증폭기 회로(58)에 제공된다.
상기 페이징 채널 정보는 반복해서 인코딩되고, 삽입되고 그후에 미리 지정된 월시 시퀀스에 의해 승산된다. 결과로서 나타나는 시퀀스는 PNI및 PNQ시퀀스가 승산된다. 특정 섹터 또는 셀에 대한 페이징 채널의 데이터 속도는 동기 채널 메시지내의 지정된 필드에서 표시된다. 페이징 채널 데이터 속도가 변동된다. 그것은 실시예에서 다음의 예시된 데이터 속도: 9.6, 4.8, 2.4 및 1.2kbps 중 하나로 각 시스템에 대해서 고정된다.
전송 모듈레이션 및 페이징 채널의 전력 제어회로에 대해서, 상기 페이징 채널 정보는 제어 처리기로부터 인코더(232)로 입력된다. 인코더(232)는 실시예에서 회전 인코더로서 채널의 지정된 데이터 속도에 따른 심볼을 반복시킨다. 인코더(232)의 출력은 인터리버(233)에 제공되며 여기서 상기 심볼은 회전하여 삽입된다. 삽입기(233)로부터의 출력은 배타적 OR게이트(234)에 입력으로서 제공된다. 페이징 채널 데이터 속도가 변동된다 할지라도, 코드심볼 속도는 코드 반복에 의해 19.2.KSPS로 일정하게 유지된다.
월시 발생기(236)는 다른 입력으로써 배타적 OR 게이트(234)에 제공되는 미리 할당된 월시 시퀀스에 대응하는 신호를 발생시킨다. 상기 심볼 데이타 및 월시 시퀀스 배타적 OR게이트(234)에 의해 배타적 OR되며 배타적 OR게이트(238,240)에 입력으로서 제공된다.
배타적 OR게이트(238)의 다른 입력은 PNI신호를 수신하며 배타적 OR 게이트(240)의 다른 입력은 PNQ신호를 수신한다. 상기 PNI및 PNQ신호는 배타적 OR 게이트(234)의 출력과 배타적 OR되며 유효 임펄스 응답(FIR) 필터(242,248)에 입력으로써 각각 제공된다. 상기 FIR 필터(242,244)로부터 출력된 필터링된 신호는 이득제어소자(246,248)로 구성되는 전송 전력 제어회로에 제공된다. 이득제어소자(246,248)에 제공된 신호는 제어 처리기로부터의 입력신호(도시되지 않음)에 응답하여 이득이 제어된다. 이득 제어소자로부터 출력된 신호는 전송 전력 증폭기 회로(58)에 제공된다.
각각의 음성 채널 데이터는 반복하여 인코딩되며, 인터리빙되며, 혼합되며 그 지정된 월시 시퀀스((Wi-Wi)로 증배되며, PNI및 PNQ시퀀스로 증배된다. 특정 채널에 의해서 사용되는 월시시퀀스는, 채널이 아날로그 FM 셀룰라 시스템에서 호출에 지정되는 것과 같은 방식으로 호출 셋업 시간에서 시스템 제어기에 의해 지정된다. 여기서 예시된 실시예에서, 61개까지의 서로 다른 월시 시퀀스가 음성 채널에 의해서 사용되게 된다.
본 발명의 실시예에서, 음성채널은 가변 데이타 속도를 사용한다. 상기 가변 데이타 속도를 사용하는 것은, 음성 작용이 없어서 다른 사용자에게 이 특정 음성 채널에 의해서 발생된 방해를 감소시킨다. 그러한 보코더는 20밀리초 프레임 기준으로 음성 작용에 기초한 4개의 서로 다른 데이타 속도로 데이타를 발생한다. 예시된 데이타 속도는 9.6Kbps, 4,8Kbps, 2.4Kbps 및 1.2Kbps이다. 데이타 속도가 20밀리초 기준으로 변동되지만, 상기 코드 심볼속도는 코드 반복에 의해 19.2Kbps로 일정하게 유지된다. 따라서, 상기 코드심볼은 각각의 데이터 속도 4.8Kbps, 2.4Kbps 및 1.2Kbps에 대해서 2.4 및 8배로 반복된다.
가변 속도 스케임이 간섭을 감소시키기 위해 고안되므로, 저 속의 코드 심볼은 낮은 에너지를 갖게 된다. 예를 들어, 예시된 데이터 속도 9.6Kbps, 4.8Kbps, 2.4Kbps 및 1.2Kbps에 대해서 코드 심볼 에너지(Es)는 각각 Eb/2,Eb/4, EbB/8 및 Eb/16이며, 여기서 Eb는 9.6Kbps 전송 속도에 대한 정보 비트 에너지이다.
상기 코드 심볼은 중첩 인터리버에 의해 삽입되어 다양한 에너지라벨을 갖는 코드 심볼이 상기 인터리버의 작용에 의해 혼합되게 된다. 코드 심볼이 어떤 에너지 라벨을 가져야 하는지를 추적하기 위해서 하나의 라벨이 스케일링을 위해 그 데이터 속도를 구성하는 각 심볼에 부착된다. 직교 월시 커버링 및 PN 확산 후에, 상기 직교 채널은 유효 임펄스 응답(FIR) 필터에 의해 디지털로 필터링된다. 상기 FIR 필터는 데이터 속도에 따른 에너지 스케일링을 수행하기 위해서 심볼 에너지 라벨에 대응하는 신호를 수신한다. 상기 I 및 Q 채널은 인수 1, 1/√2, 1/2, 1/2√2로 스케일된다. 하나의 실시예에서, 상기 보코더는 필터 스케일링 계수를 제어하기 위해서 FIR 필터에 2비트에 숫자의 형태로 데이터 속도 라벨을 제공한다.
제 4도에서 두 개의 예시된 음성 채널, 즉, 음성 채널(i,j)을 갖는 회로가 도시되어 있다. 상기 음성 채널(i) 데이터는 결합된 보코더(도시되지 않음)로부터 전송 변조기(54)에 대한 입력이다(제 3도). 전송 변조기(54)는 인코더(250i); 인터리버(251i); 배타적 OR 게이트(252i, 255i ,256i ,258i); PN 발생기(253i); 월시 발생기(Wi)254로 구성된다.
상기 음성 채널(i) 데이터는 인코더(250i)로 입력되는데, 실시예에서 상기 데이터는 입력 데이터 속도에 따른 코드 심볼 반복으로 중첩 인코딩된다. 상기 인코딩된 데이터는 인터리버(251i)에 제공되며, 이 실시예에서 그것은 회전하여 삽입된다. 삽입기(251i)는 음성 채널(i)과 결합된 보코더로부터 2 비트 데이터 속도 라벨을 수신하며, 상기 라벨은 FIR 필터에 대한 데이터 속도로 식별하기 위해 심볼 데이터로 인터리빙된다. 상기 데이터 속도 심볼은 전송되지 않는다. 이동 유니트에서 상기 디코더는 모든 가능한 코드를 검사한다. 상기 인터리빙된 심볼 데이터는, 예를 들면 19.2Kbps의 속도로 인터리버(251i)로부터 배타적 OR 게이트(252i)의 입력으로 출력된다. 실시예에서, 각각의 음성 채널 신호는 셀 대 이동 유니트 전송에서 보안이 유지되도록 스크램블링된다. 스크램블링이 요구되지 않을지라도 그 것은 통신에서 보안을 향상시킨다. 예를 들어, 음성 채널 신호의 스크램블링은 사용자 ID의 이동 유니트 어드레스에 의해 결정된 PN 코드로 음성 채널 신호를 PN 코딩함으로써 수행될 수 있다. 그러한 스클램블링은 이동 유니트 대 셀 통신을 위한 특정 수신기에 대해서 제 3도에서 논의된 바와 같이 PNu 시퀀스 또는 암호 구조를 사용할 수 있다. 따라서, 개별 PN 발생기는 제 4도에 도시된 바와 같이 이러한 기능을 위해 수행될 수 있다. 스크램블링이 PN 시퀀스를 참조로하여 기술되었을 지라도, 스크램블링은 종래 기술에서 공지된 것을 포함하여 다른 기술에 의해서도 수행될 수 있다.
다시 제 4도에 있어서, 음성 채널(i) 신호의 스크램블링은 PN 발생기(253i)를 제공함으로써 수행될 수 있으며, 상기 발생기는 제어 처리기로부터 지정된 이동 유니트 어드레스를 수신한다. PN 발생기(253i)는 배타적 OR게이트(252i)에 다른 입력으로써 제공되는 특정 PN 코드를 발생시킨다.배타적 OR 게이트(255i)는 배타적 OR 게이트(255i)의 한 입력에 제공된다.
월시 발생기(Wi)(254i)는 제어 처리기로부터의 타이밍 신호 및 기능 선택 신호에 응답하여 선정된 월시 시퀀스에 대응하는 신호를 발생한다. 기능 선택 신호의 값은 이동 유니트의 어드레스에 의해 결정될 수 있다. 상기 월시 시퀀스 신호는 다른 입력으로서 배타적 OR 게이트(255i)에 제공된다.상기 스크램블링된 심볼 데이터 및 월시 시퀀스는 , 배타적 OR게이트(256i,258i)에 대한 입력으로서 제공된 결과와 배타적 OR 게이트(255i)에 의해 배타적 OR 된다. 모든 다른 PN 발생기와 함께 PN 발생기(253i) 및 셀 사이트의 월시 발생기는 1.2288MHz의 출력을 제공한다. 여기서, PN 발생기(253)가 배타적 OR 게이트(255i)에 19.2KHZ 속도의 출력을 제공하는 데시메이터를 포함한다.
배타적 OR 게이트(256i)의 다른 입력은 PNI신호를 수신하며 한편 배타적 OR 게이트(258i 의 다른 입력은 PNQ신호를 수신한다. 상기 PNI및 PNQ신호는 배타적 OR 게이트(252i)의 출력과 각각 배타적 OR되며, 유효임펄스 응답(FIR) 필터(260i,262i)에 대한 입력으로서 각각 제공한다. 상기 입력 심볼은 입력 데이터 속도 라벨(도시되지 않음)에 따라서 중첩 인터리버(251i)로부터 필터링된다. 상기 필터링된 신호는, 이득 제어 소자(264i,266i)를 포함하는 전송 전력 제어회로(56)의 일부에 제공되는 FIR 필터(260i,262i)로부터 출력된다. 상기 이득제어소자(264i,266i)에 제공된 신호는 제어 처리기로부터의 입력신호(도시되지 않음)에 응답하여 제어된다. 이득제어소자로부터 출력된 신호는 전송 전력 증폭기 회로(58)에 제공된다.
음성 비트에 더해서, 상기 순방향 링크음성 채널은 전력 제어정보를 전달한다. 전력 제어 비트 전송속도는 전형적으로 800bps이다. 주어진 이동 유니트로부터 이동 유니트 대 셀 신호를 복조하는 셀사이트 수신기는, 전력 제어정보를 발생하는데 이 정보는 그 특정이동 유니트에 어드레싱되는 셀 대 이동 유니트 음성채널에 삽입된다. 전력 제어 특징은 전술된 동시 계류 출원에 상세히 설명되어 있다.
전력 제어 비트는 기술 호출 코드 심볼 천공에 의해서 중첩 인터리버 출력에 삽입된다. 다시 말하면, 전력 제어 비트가 전송될 필요가 있을 때마다, 두 개의 코드 심볼은 전력 제어 정보에 의해 주어진 극성을 갖는 두 개의 일치하는 코드 심볼과 교체된다. 더욱이, 전력 제어 비트는 9600bps 비트 전송속도에 대응하는 에너지 라벨로 전송된다.
전력 제어 정보 스트림에 부과된 부가적인 조건은, 비트의 위치가 이동 유니트 대 셀 채널 중에서 랜덤하게 되어야 한다는 것이다. 그렇지 않으면, 전체 에너지 전력 제어 비트는 정규 간격으로 방해 스파이크를 발생하여 그러한 가능성을 줄이게 된다.
제 4도는 음성 채널(j)을 도시하는데, 상기 채널은 기능 및 구조면에서 음성 채널(i)과 일치한다. 예시된 실시예에서, 총 61까지에 이르는 음성채널을 갖는 더 많은 음성 채널(i)이 존재한다는 것을 알 수 있다.
제 4도의 월시 발생기에 대해서, 월시함수는 종래의 기술에서 잘 공지된 것에 의해서 쉽게 발생될 수 있는 한 세트의 직교 2진 시퀀스이다. 상기 월시함수에서 흥미있는 특징은, 64 시퀀스 각각이 모든 다른 시퀀스에 대해서 완벽하게 직교한다는 것이다. 이와 같이, 어떤 시퀀스쌍은 그것들이 허용하는 한 많은 비트 위치, 즉, 64 심볼 간격에서 32개가 차이난다. 따라서, 정보가 월시 시퀀스에 의해 전송되도록 인코딩될 때 상기 수신기는 소정의 "캐리어" 신호로서 시퀀스 중 어느 하나를 선택할 수 있다. 다른 월시 시퀀스로 인코딩되는 임의의 신호 에너지는 거절되어, 소정의 하나의 월시 시퀀스에서 상호 간섭을 일으키지 않는다.
셀 대 이동 유니트 링크에 대한 실시예에서, 이미 언급된 동기, 페이징 및 음성 채널은 강압 길이 k=p, 코드 속도 r=1/2의 회전 인코딩을 사용하는데, 다시말하면, 두 개의 인코딩된 심볼이 전송되는 모든 정보 비트에 대해서 발생 및 전송된다. 상기 중첩 인코딩외에 심볼 데이터의 중첩 인터리빙이 더 사용된다. 중첩 인코딩과 관련되어 반복이 이용되는 것을 알 수 있다. 이동 유니트에서 이러한 형태의 코드에 대한 최적의 디코더는 소프트 결정 비터비 알고리즘 디코더이다. 디코딩을 위해 표준 설계가 사용될 수 있다. 결과로서 나오는 정보 비트는 이동 유니트 디지털 베이스밴드 설비를 통과한다.
제 4도에서, 회로(58)는 파일럿, 동기, 페이징 및 음성 채널을 위한 PNI및 PNQ확산 데이터로부터 아날로그 형태로 디지털 정보를 변환하기 위한 일련의 디지털-아날로그(D/A) 변환기를 포함한다. 특히, 상기 파일럿 채널 PN1확산 데이터는 이득 제어 소자(210)로부터 D/A 변환기(268)로 출력된다. 상기 디지털화된 데이터는 D/A 변환기(268)로 출력된다. 상기 디지털화된 데이터는 D/A 변환기(268)로부터 합산기(284)로 출력된다. 이와 유사하게, 동기, 페이징 및 음성 채널 PNI확산 데이터를 위한 이득 제어 소자, 즉, 이득 제어 소자(228,246,,264i,-264i)에 해당하는 출력은 D/A 변환기(272,276,280i-280i)에 각각 제공되며, 여기서 상기 상호는 디지털화되고 합산기(284)에 제공된다.
합산기(284)는 파일럿, 동기, 페이징 및 음성 채널용 PNI확산 데이터를 합산하면, 합산기(286)는 동일 채널용 PNQ확산 데이터를 합산한다. 상기 합산된 I 및 Q 채널 데이터는 로컬 발진기(LO) 주파수 신호 Sin(2πft) 및 Cos(2πft)와 함께 믹서(288,290)로 각각 입력되며, 여기서 그것들은 혼합되어 합산기(292)로 제공된다. 상기 LO 주파수 신호 Sin(2πft) 및 Cos(2πft)는 적당한 주파수 소스(도시되지 않음)로부터 제공된다. 이러한 혼합된 IF신호는 합산기(292)에서 합산되어 믹서(294)로 제공된다.
믹서(294)는 주파수 상승 변환을 RF 주파수 밴드를 제공하기 위해 주파수 합성기(296)에 의해 제공된 RF 주파수 신호와 상기 합산된 신호를 혼합한다. 믹서(294)로부터 출력된 상기 RF 신호는 대역통과 필터(298)에 의해 대역통과 필터링되며, RF 증폭기(299)로 출력된다. 증폭기(299)는 전송 전력 제어 회로(56)로부터 입력 이득 제어 신호에 따라 대역 제한 신호를 증폭한다. 전송 전력 증폭기 회로(58)를 위해 예시된 실시예는, 종래 기술에서 잘 알려진 바와 같이 신호 합산, 혼합, 필터링 및 증폭에서 많은 변동이 가능한 실시예를 위한 것임에 불과하다는 것을 알수 있다.
셀 사이트 제어 처리기(48)(제 3도)는 디지털 데이터 수신기를 지정할 책임을 가지며 전송 변조기에 특정 호출을 전송한다. 제어 처리기(48)는 호출, 신호의 질의 진전을 감시하며, 신호의 손실을 시작한다. 상기 셀 사이트는 링크(52)를 통해서 MTSO와 통신하며, 여기서 MTSO는 표준 전화선, 광섬유 또는 마이크로 웨이브 링크에 의해 결합된다.
제 8도는 MTSO에서 이용되는 장치를 도시한 개략적인 블록도이다. MTSO는 시스템 제어기 또는 제어 처리기(300), 다이버시티 결합기(304), 디지털 보코더(306) 및 디지털 스위치(308)를 포함한다. 도시되지 않았지만, 부가적인 다이버시티 결합기 및 디지털 보코더가 디지털 스위치(302,308) 사이에 결합된다.
상기 셀-다이버시티 모드가 액티브일 때, 상기 셀은 두 개의 셀 사이트에 의해 처리된다. 따라서, 신호는 공칭 동일 정보를 갖는 하나 이상의 셀 사이트로부터 MTSO에 도달한다. 그런 이동 유니트로부터 셀 사이트로 인바운드 또는 역링크 상에서 신호 감소 및 방해자가 있으므로, 하나의 셀 사이트로부터의 신호는 다른 셀 사이트로부터의 신호보다 더 양호한 품질의 것이다.
디지털 스위치(302)는 하나 이상의 셀 사이트로부터 주어진 이동 유니트에 대응하는 정보 스트림을 다이버시티 결합기(304) 또는 시스템 제어처리기(300)로부터의 신호에 의해 결정된 바와 같이 대응하는 다이버시티 결합기에 보내는데 사용된다. 상기 시스템이 셀 다이버시티 모드에 있지 않을 때, 다이버시티 결합기(304)는 각각의 이력 포트에서 동일 정보를 바이패스 또는 공급하는데 사용된다.
다수의 직렬 결합된 다이버시티 결합기 및 보코더가 병렬로 제공되며, 공칭으로 각각의 호출이 처리된다. 다이버시티 결합기(304)는 두 개 이상의 셀 사이트 신호로부터의 정보 비트를 신호 품질 표시기를 비교한다. 다이버시티 결합기(304)는 보코더(306)에 대한 출력을 위한 정보의 프레임을 기초로하여 가장 높은 품질의 셀 사이트에 대응하는 비트를 선택한다.
보코더(306)는 디지털화된 음성신호의 포맷을 표준 64kbps PCM 전화 포맷, 즉, 아날로그 또는 다른 표준 포맷으로 변환한다. 결과로서 나오는 신호는 보코더(306)로부터 디지털 스위치(308)로 전송된다. 시스템 제어 처리기(300)의 제어하에서 상기 셀은 PSTN으로 전달된다.
이동 유니트에 의도된 PSTN으로부터 나오는 음성 신호는 시스템 제어 처리기(300)의 제어하에서 보코더(306)와 같은 적당한 디지털 보코더에 결합시키기 위해서 디지털 스위치(308)에 제공된다. 보코더(306)는 입력이 디지털화된 음성 신호를 인코딩하며, 결과로서 나오는 정보 비트 스트림을 디지털 스위치(302)로 직접 제공한다. 시스템 제어 처리기하의 디지털 스위치(302)는 인코딩된 데이터를 셀 사이트 또는 이동 유니트가 통신되는 셀 사이트들에 접속한다. 전술된 정보가 MTSO 아날로그 음성으로 전송되었지만, 디지털 정보가 상기 시스템내에서 통신될 수 있음을 알 수 있다. 상기 시스템과 호환을 위해 데이터의 적당한 프레이밍에 주의를 기울여야 한다.
상기 이동 유니트가 다수의 셀 사이트와 통신하는 핸드 오프 모드 또는 셀 다이버시티 모드에 있으면, 디지털 스위치(302)는 적당한 셀 사이트 전송기에 의해 의도된 수신 이동 유니트로 전송을 위해 적당한 셀 사이트에 호출을 전달한다. 그러나, 상기 이동 유니트가 단지 단일 셀 사이트와만 통신하거나 셀 다이버시티 모드에 있지 않으면, 상기 신호는 단일 셀 사이트로만 유도된다.
시스템 제어 처리기(300)는 데이터를 MTSO로, 또는 그것으로부터 전달하기 위해 디지털 스위치(302,306)를 제어한다. 시스템 제어 처리기(300)는 셀 사이트에 그리고 MTSO에서 보코더에 호출을 지정하는 것을 결정한다. 더욱이 시스템 제어 처리기(300)는 MTSO 및 셀 사이트 사이의 특정 지정 그리고 호출에 대한 PN 코드의 지정에 대한 각각의 셀 사이트 제어 처리기와 통신한다. 제 8도에 도시된 바와 같이, 디지털 스위치(302,306)는 두 개의 분리된 스위치로서 예시되어 있다. 그러나, 이 기능은 단일 스위칭 유니트에 의해 수행된다.
상기 셀 다이버시티 모드가 사용될 때, 상기 이동 유니트는 두 개의 셀 사이트 각각으로부터 가장 강한 다중 경로 신호를 인식 및 획득하기 위한 탐색 수신기를 사용한다. 상기 디지털 데이터 수신기는 가장 강한 신호를 복조하기 위해서 탐색 수신기 및 제어 처리기에 의해 제어된다. 수신기 수가 정보를 병렬로 전송하는 셀 사이트의 수보다 적을 때 스위칭 다이버시티 기능이 가능하게 된다. 예를 들어, 단일 데이터 수신기 및 두 개의 셀 사이트 전송으로 상기 탐색은 양 셀 사이트로부터 파일럿을 모니터링하고 복조하기 위한 수신기에 대해 가장 강한 신호를 선택한다. 이 실시예에서, 상기 선택은 매 보코더 프레임 또는 약 20 밀리초마다 수행될 수 있다.
상기 시스템 제어 처리기는 특정 호출을 조정하기 위한 셀 사이트에서 디지털 데이터 수신기 및 변조기의 지정에 대해 책임을 갖는다. 따라서, 셀 대 이동 유니트 링크에서, 시스템 제어 처리기는 특정 호출을 이동 유니트로 전송할 때 셀 사이트에서 사용되는 월시 시퀀스의 지정을 제어한다. 이에 대해서, 상기 시스템 제어 처리기는 수신기 월시 시퀀스 및 PN 코드를 제어한다. 이동 유니트 대 셀 링크에서 상기 시스템 제어 처리기는 호출을 위한 이동 유니트 사용자 PN 코드를 제어한다. 그러므로, 지정 정보는 MTSO로부터 셀 사이트로 그리고 그것으로부터 이동 유니트에 대한 셀로 전송된다. 상기 시스템 제어 처리기는 호출의 진행, 신호의 질을 모니터링하며, 신호 손실을 복구하기 시작한다.
이동 유니트 대 셀 링크
이동 유니트 대 셀 링크에서, 채널 특성은 변조기술이 수정되는 것을 나타낸다. 특히, 셀 대 이동 유니트 링크에서 사용되듯이 파일럿 캐리어는 더 이상 사용되지 않는다. 상기 파일럿 캐리어는 데이터 변조를 위한 양호한 위상 기준을 제공하기 위해서 음성 캐리어보다 더 강력해야 한다. 많은 동시 음성 캐리어를 전송하는 셀 사이트에서, 단일 파일럿 신호는 모든 음성 캐리어에 의해 공유될 수 있다. 그러므로, 음성 캐리어에 대한 상기 전력은 매우 작다.
그러나, 이동 유니트 대 셀 링크에서는 보통 이동할때마다 단일 음성 캐리어만이 있다. 파일럿이 사용되었으면 음성 캐리어보다 훨씬 많은 전력을 필요로 한다. 이 상태는 명백히 바람직하지 않다. 왜냐하면, 전체 시스템 기능이 높은 전력 파일럿 신호의 수가 많아 발생되는 방해로 인해 상당히 감소되기 때문이다. 그러므로, 파일럿 신호없이 효율적인 복조가 가능한 변조가 수행되어야 한다.
고속으로 변하는 채널 위상을 발생하는 레일레이(Rayleigh) 페이딩에 의해 악화된 이동 유니트 대 셀 채널에서는 수신된 신호로부터 페이즈를 유도하는 코스타스루프와 같은 코히어런트 복조기 기술이 사용되지 않는다. 차별적인 코히어런트 PSK와 같은 다른 기술이 사용될 수 있지만 신호 대잡음비 성능이 소정 라벨을 제공하지는 않는다.
따라서, 2진, 4진 또는 m진 신호와 같은 직교 신호의 형태가 사용되어야 한다. 실시예에서, 월시함수를 이용하여 64진 직교 신호 기술이 사용된다. m진 직교 신호를 위한 복조기가 m진 심볼의 전송 지속 시간 동안에만 채널 간섭을 필요로 한다. 실시예에서, 이것은 단지 2 비트이다.
상기 메시지 인코딩 및 변조 처리는 강압 길이 k=p 및 코드 속도 r=1/3의 중첩 인코더로 시작된다. 초당 9600 비트의 공칭 데이터 속도에서, 인코더는 초당 28800 2진 심볼을 발생한다. 이것은 64개의 가능한 문자를 갖고서 초당 4800 문자의 속도로 각각 6개의 심볼을 포함하는 문자로 그룹화된다. 각각의 문자는 64개의 2진 비트 또는 "칩"을 포함하는 길이 64월시 시퀀스로 인코딩된다. 상기 64진 월시 칩 속도는 실시예에서 초당 307,200 칩이다.
상기 월시 칩은 1.2288㎒의 속도로 수행하는 PN 시퀀스로 "커버"또는 승산된다. 각각의 이동 유니트는 이러한 목적으로 특정 PN 시퀀스가 지정된다. 이 PN 시퀀스는 호출의 지속 시간 동안에만 지정되거나 상기 이동 유니트에 영구적으로 지정된다. 상기 지정된 PN 시퀀스는 여기서 사용자 PN 시퀀스로서 불린다. 상기 사용자 PN 시퀀스 발생기는 매 월시 칩에 대해 4개의 PN 칩을 발생하기 위해 1.2288㎒의 클럭 속도로 작동된다.
결국, 한쌍의 짧은 길이 32768, PN 시퀀스가 발생된다. 실시예에서, 동일 시퀀스가 셀 대 이동 유니트 링크에 대해서 사용된다. 상기 사용자 PN 시퀀스가 커버된 월시 칩 시퀀스는 두 개의 짧은 PN 시퀀스 각각에 의해 커버 또는 승산된다. 두 개의 결과 시퀀스는 한쌍의 직교 정현파를 이중위상 변조하며, 단일 신호로 합산된다. 결과적인 신호는 대역통과 필터링하며, 최종 RF 주파수로 변환되며, 증폭되고, 필터링되고, 이동 유니트의 안테나에 의해 방출된다. 셀 대 이동 유니트 신호를 참조로하여 논의된 바와 같이, 필터링의 시퀀스, 증폭, 변환 및 변조 작동은 서로 변경될 수도 있다.
다른 실시예에서, 사용자 PN 코드의 두 개의 서로 다른 위상은 길이 32768 시퀀스를 사용할 필요없이, 직교위상 파형 중 두 개의 캐리어 위상 변조하기 위해서 발생 및 사용될 수 있다. 또 다른 실시예에서, 이동 유니트 대 셀 링크는 짧은 시퀀스를 사용할 필요없이, 단지 이중 위상 변조를 이용한다.
각각의 신호 발생을 위한 셀 사이트 수신기는 수신되는 각각의 작동 이동 유니트 신호에 대해 짧은 PN 시퀀스 및 사용자 PN 시퀀스를 발생한다. 상기 수신기는 개별 상관기에서 수신된 신호 에너지를 각각의 코딩된 파형과 상관시킨다. 각각의 상관기 출력은 고속 하다마드 변환 처리기 및 비터비 알고리즘 디코더를 이용하여 64진 인코딩 및 중첩 코딩을 복조하는데 분리되어 처리된다.
이동 유니트 대 셀 링크에 대한 다른 변조구조에서는 셀 대 이동 유니트 링크와 동일한 변조구조가 사용된다. 각각의 이동 유니트는 외부코드로써 32768 길이의 섹터 코드쌍을 이용한다. 상기 내부 코드는 이동 유니트가 섹터에 있을 때 사용하기 위해 이동 유니트에 지정되는 길이 64 월시 시퀀스를 이용한다. 일반적으로, 동일한 월시 시퀀스를 셀 대 이동 유니트링크에서 사용된 바와 같이 이동 유니트 대 셀 링크에 대한 이동 유니트에 지정될 수 있다.
상기 직교 PN 코딩 구조는 사용가능한 대역폭 확산을 제한하는데, 이것은 실시예에서 사용된 수에 대해 64 또는 19200㎐로 분할된 칩 속도의 최대 속도로 변조 시스템에 의해 사용될 수 있다. 이것은 예시된 실시예에 기술된 바와 같이 큰 m을 갖는 m진 인코딩의 사용을 배제한다. 그러나, 속도 r=1/2, 강압 길이 k=9의 중첩코드는 인코딩된 2진 심볼의 다른 2진 위상 시프트 키잉 변조로 사용될 수 있다. 셀 사이트내의 복조기는 1983년 7월, 정보 이론에 관한 IEEE 의사로 제 IT-29권, 제 4호, 앤드류 제이 비터비 및 어드리 엠. 비터비의 명칭 "버스트 디지털 전송에 응용하기 위한 PSK 변조된 캐리어의 비선형 측정"에 기술된 기술을 이용하여 짧은 간격 동안 위상 기준을 설정할 수 있다. 예를 들어, 페이즈 기준은 64진 구조 이상의 채널 간섭을 필요로 하지 않는 단지 4개의 심볼 이상으로 평균화될 수 있다.
그러나, 방금 기술한 다른 구조의 수행은 심한 레일레이 페이딩 및 다중 경로 상태에서 양호한 실시예보다 열등하다. 그러나, 페이딩 및 다중 경로가 덜심한 환경, 에를 들면 위성-이동 유니트 채널 및 지상-이동 유니트 채널에서 다른 시스템의 수행은 상기 양호한 실시예보다 더 양호해질 수 있다. 이것은 서로에 대해 직교인 이동 신호를 형성하는 것으로부터의 이득이 DPSK 구조의 검출 효율에서의 손실을 초과하기 때문에 발생될 수 있다.
다른 이동 유니트 대 셀 링크에 대한 직교 월시함수의 시간 지정을 위한 요구 조건을 만족시키기 위해서, 각각의 셀 수신기는 각각의 수신된 신호의 공칭 타이밍으로부터 시간 에러를 결정한다. 주어진 수신 신호가 타이밍상 늦으면, 결합된 셀 변조기 및 전송기는 작은 증가분만큼 그 전송 타이밍을 앞서도록 이동 유니트에 명령을 전송한다. 역으로, 이동 유니트에 수신된 신호 타이밍이 공칭 타이밍을 앞서면, 작은 증가분만큼 지체시키기 위한 명령이 이동 유니트로 전송된다. 이 타이밍 보정 증가분은 1/8PN 칩 또는 101.7 나노초만큼 형성된다. 상기 명령은 10내지 50㎐의 비교적 낮은 속도로 전송되며, 디지털 음성 데이터 흐름으로 삽입되는 단일 비트로 구성된다.
소프트 핸드 오프 작동 동안에, 상기 이동 유니트는 두 개 이상의 셀로부터 신호를 수신하게 된다. 상기 이동 유니트가 셀의 타이밍 보정 명령 중 하나에 응답하여 그 타이밍을 지정만 할 수 있으므로, 상기 이동 유니트는 수신되는 가장 강한 셀로부터 수신된 명령에 응답하여 보통 그 타이밍을 이동시킨다. 따라서, 이동 유니트 전송신호는 그것이 최상의 길이를 가지는 셀에서 시간적으로 정렬될 것이다. 그렇지 않으면 다른 사용자에 대한 더 많은 상호 간섭이 생기게 된다.
이동 신호를 수신하는 각각의 셀 수신기가 상기 시간 에러 측정 및 교정 전송 작동을 수행하면, 모든 이동 유니트 수신 신호는 보통 거의 같은 타이밍으로 수신되며, 결국 간섭이 감소된다.
제 9도는 예시된 이동 유니트 CDMA 전화 세트를 형성하는 블록도이다. 상기 이동 유니트 CDMA 전화 세트는 안테나(430)를 구비하는데, 이 안테나는 다이플렉서(432)를 통해서 아날로그 수신기(344) 및 전송 전력 증폭기(436)에 결합된다. 안테나(430) 및 다이플렉서(432)는 표준 디자인의 형태이며, 단일 안테나를 통해 동시 전송 및 수신을 허용한다. 안테나(430)는 전송된 신호를 수집하며 다이플렉서(432)를 통해서 상기 신호를 아날로그 수신기(434)로 전송한다. 수신기(434)는 다이플렉서(432)로부터 RF 주파수 신호를 수신하며, 상기 다이플렉서(432)로부터의 RF 주파수 신호는 IF 주파수로의 증폭 및 주파수 감소 변환을 위해 850㎒ 주파수 대역에 있게 된다. 이러한 변환 과정은 표준 디자인의 주파수 합성기를 이용하여 수행되며, 상기 합성기는 전체 셀룰라 전화 주파수 대역의 수신 주파수 대역내의 일부 주파수로 수신기가 동조되게 한다. 상기 신호는 탐색 수신기(544)와 함께 디지털 데이터 수신기(540,542)로 제공되기 위해서 필터링 및 디지털화된다.
수신기(434)는 제 10도에 상세히 도시된다. 안테나(430)로부터 수신된 신호는 다운컨버터(500)로 제공되는데, 상기 다운컨버터는 RF 증폭기(502) 및 혼합기(504)로 구성된다. 상기 수신된 신호는 RF 증폭기(502)에 입력으로서 제공되며, 여기서 상기 신호들은 혼합기(504)에 대한 입력으로서 증폭 및 출력된다. 혼합기(504)에는 또 다른 입력이 제공되며, 여기서 상기 신호들은 혼합기(504)에 대한 입력으로서 증폭 및 출력된다. 혼합기(504)에는 또 다른 입력이 제공되며, 이것은 주파수 합성기(506)로부터 출력된 신호이다. 상기 증폭된 RF 신호는 혼합기(504)에서 주파수 합성 출력 신호와 혼합하므로 IF 주파수로 변환된다.
상기 IF 신호는 혼합기(504)로부터 대역 통과 필터(BPF)(508)로 출력되며, 전형적으로 표면 음향파(SAW) 필터는 약 1.25㎒의 통과 대역을 가지며, 여기서 상기 신호는 대역 통과 필터링된다. 상기 SAW 필터의 특징은 셀 사이트에 의해 전송된 신호의 파형과 매칭되도록 선택된다. 상기 셀 사이트 전송 신호는 직접 시퀀스 확산 스펙트럼 신호이며, 상기 신호는 소정 전송속도로 클럭된 PN 시퀀스에 의해서 변조되며, 상기 속도는 실시예에서 1.2288㎒이다. 이러한 클럭 속도는 9.6Kbps의 베이스밴드 데이터 속도의 정수배가 되도록 선택된다.
상기 필터링된 신호는 신호가 다시 증폭되는 가변 이득 IF 증폭기(510)에 대한 입력으로서 BPF(508)로부터 출력된다. 증폭된 IF 신호는 IF신호 증폭기(510)로부터 신호가 디지털화되는 아날로그 대 디지털(AID) 컨버터(512)로 출력된다. 그 IF 신호의 디지털 신호로의 변환은 PN 칩 전송속도의 정확시 8배인 비교예의 9.8304㎒ 클록 전송속도에서 발생한다. 비록(A/D) 컨버터(512)가 수신기(534)의 일부로서 설명된다 하더라도, 그것은 데이터 및 탐색자 수신기 일부일 수 있다. 디지털화된 IF 신호는(AID) 컨버터(512)로부터 데이터 수신기(440,442) 및 탐색자 수신기(444)로 출력된다.
수신기(434)는 또한 이동 유니트의 전송 전력을 조절하기 위해 전력제어 기능을 실행한다. 자동 이득 제어(AGC) 회로(514)는 또한 IF 증폭기(510)의 출력과 결합된다. 증폭된 IF 신호 라벨에 응답하여, AGC 회로(514)는 IF 증폭기(510)의 이득 제어 입력에 피이드백 신호를 제공한다. 수신기 (434)는 또한 AGC 회로(514)를 사용하여, 전력 제어 회로(438)에 제공되는 아날로그 전력 제어 신호를 발생시킨다.
제 9도에서, 수신기(434)로부터 디지털화된 신호 출력은 디지털 데이터 수신기(440,442)에 그리고 탐색자 수신기(444)에 제공된다. 값산 저실행 이동 유니트는 단지 단일 데이터 수신기이지만, 반면 고실행 유니트는 변화를 수용할 수 있도록 2 이상을 가진다는 것을 알고 있다.
디지털화된 IF 신호는 현재 셀 사이트 및 모든 이웃 셀 사이트들에 의해 전송된 파일럿 캐리어와 함께 많은 진행호출 신호들을 포함한다. 수신기(440,442)의 기능은 CF 샘플을 적당한 PN 시퀀스와 연관시키는 것이다. 이 상관 과정은 적당한 PN 시퀀스에 어울리는 신호의 신호 대 잡음비를 증가시키는 반면 다른 신호를 강등시키는 "프로세싱 이득"으로서 당 기술 분야에 잘 알려져 있는 특성을 제공한다. 따라서, 상관 출력은 캐리어 위상 기준으로서 가장 가까운 셀 사이트로부터 파일럿 캐리어를 사용하여 동시에 검출된다. 이 검출 공정의 결과는 부호화된 데이터 표시의 시퀀스이다.
본 발명에 사용된 PN 시퀀스의 특성은 다중 경로 신호가 구별된다는 것이다. 신호가 하나 이상의 경로를 통하여 통과한 후 이동 수신기에 도달하면, 신호 수신 시간에 차이가 생길 것이다. 이 수신 시간차를 전파 속도에 의해 분할된 거리에서의 차에 해당한다. 만약, 이 시간차가 1 마이크로초를 초과한다면 상관 과정은 경로들을 식별할 것이다. 수신기는 더 빠른 또는 더 늦은 경로를 추적 및 수신할지 어떨지는 선택할 수 있다. 만약, 수신기(440,442) 등과 같은 두 개의 수신기가 제공된다면, 두 개의 독립 경로가 평행하게 추적 및 처리될 수 있다.
탐색자 수신기(444)는 제어 프로세서(446)의 제어하에서 동일 셀 사이트로부터 다른 다중 통로 파일럿 신호용으로, 그리고 다른 셀 사이트의 전송된 파일럿 신호용으로 셀사이트의 수신된 파일럿 신호의 공칭시간 근처의 시간 영역을 연속적으로 주사하기 위한 것이다. 수신기(444)는 공칭 시간과는 다른 시간에 원하는 파형의 임의의 수신 강도를 측정하게 될 것이다. 수신기(444)는 수신된 신호에서 신호 세기를 비교한다. 수신기(444)는 가장 강한 신호를 나타내는 프로세서(446)를 제어하기 위해 신호 세기 신호를 제공한다.
프로세서(446)는 데이터 수신기(440,442)에 제어 신호를 제공하며, 각각은 서로 다른 가장 강한 신호 중 하나를 처리하게 된다. 경우에 따라 또 다른 셀 사이트 전송 파일럿 신호가 실행 셀 사이트 신호 세기보다 더 큰 신호 세기일 수도 있다. 제어 프로세서(446)는 가장 강한 파일럿 신호에 대응하는 셀 사이트로 셀을 이동시키기 위하여, 실행 셀 사이트를 경유하여 시스템 제어기로 전송되는 제어 메시지를 발생시킨다. 수신기(440,442)는 그렇기 때문에 두 개의 서로 다른 셀 사이트를 통하여 호출을 조정한다.
소프트 핸드 오프 동작시, 이동 유니트는 2개 이상의 셀로부터 신호를 수신할 것이다. 이동 유니트가 셀의 타이밍 조절 명령 중 하나에 응답하여 타이밍을 정렬하기만 하기 때문에, 그 이동 유니트는 수신된 가장 강한 셀로부터 수신된 명령에 응답하여 그 타이밍을 정상적으로 이동시킬 것이다. 따라서, 이동 유니트 전송 신호는 최적의 경로를 가지도록 셀과 함께 시간 정렬될 것이다. 다른 사용자에 대한 그 밖의 더 큰 상호 간섭이 발생하게 될 것이다.
데이터 수신기(440) 등과 같은 전형적인 수신기에 대한 추가의 상세한 사항이 제 10도에 설명되어 있다. 데이터 수신기(440) 는 방식상 PNI및 PNQ시퀀스를 발생시키는 PN 발생기(516,518)를 포함하며, 그 셀 사이트에 의해 발생된 것들에 대응한다. 타이밍 및 시퀀스 제어 신호가 제어 프로세서(446)로부터 PN 발생기(516,518)에 제공된다. 데이터 수신기(440)는 셀 사이트에 의해 이동 유니트와 통신하는 적당한 월리함수를 제공하는 월시발생기(520)를 포함한다. 월시 발생기(520)는 제어 프로세서로부터 타이밍신호(도시되지 않음) 및 기능 선택 신호에 응답하여 할당된 월시 시퀀스에 대응하는 신호를 발생시킨다. 기능 선택 신호는 호출 설정 메시지의 일부로서 셀 사이트에 의해 이동 유니트로 전송된다. PN 발생기(516,518)로부터 출력된 PNI및 PNQ시퀀스는 각각 배타적 OR 게이트(522,524)로 입력된다. 월시 발생기(520)는 신호가 배타적 OR' 되고 또한 시퀀스 PNI' 및 PNQ'을 출력시키는 양의 배타적 OR 게이트(522 및 524)에 그 출력을 제공한다.
시퀀스 PNI' 및 PNQ' 은, 그들이 PN QPSK 상관기(526)에 입력되는 수신기(440)에 제공된다. PN 상관기(526)는 수신된 I 및 Q 채널 데이터를 PNI' 및 PNQ' 시퀀스와 상관시키며, 상관된 I 및 Q 채널 데이터 출력을 대응 누산기(528,530)에 제공한다. 누산기(528,530)는 하나의 심볼 및 64칩의 주기에 걸쳐 입력 정보를 누산한다. 누산기 출력은 제어 프로세서(446)로부터 파일럿 위상 신호를 수신하는 위상 로테이터(532)에 제공된다. 수신된 심볼 데이터의 위상은 탐색자 수신기 및 제어 프로세서에 의해 결정된 바와 같이 파일럿 신호의 위상에 따라 회전된다. 위상 로테이터(532)로부터의 출력은 디인터리버 및 디코더 회로에 제공되는 I채널 데이터이다.제어 프로세서(446)는 또한, 입력 이동 유니트 어드레스 또는 사용자 ID에 응답하여 사용자 PN 시퀀스를 발생시키는 PN 발생기(534)를 포함한다. PN 발생기(534)로부터 출력된 PN 시퀀스는 다이버시티 결합기 및 디코더 회로에 제공된다. 셀 대 이동 유니트 신호는 이동 사용자 어드레스 PN 시퀀스와 스크램블링되기 때문에, PN 발생기(534)로부터의 출력은 셀 사이트 수신기에서와 마찬가지로 이 이동 사용자에게 의도된 셀 사이트 전송 신호를 디스크램블링하는데 사용된다. 특히, PN 발생기(534)는 스크램블링된 사용자 데이터를 디스크램블링하는데 사용되는 디인터리버 및 디코더 회로에 출력 PIV 시퀀스를 제공한다. 비록 스크램블링이 PN 시퀀스와 관련하여 토론된다 하더라도 공지된 기술을 포함하는 다른 스크램블잉 기술이 활용된다는 것은 명백하다.
따라서, 수신기(440,442)의 출력은 다이버시티 결합기 및 디코더 회로(448)에 제공된다. 회로(448)내에 포함된 다이버시티 결합기 회로는 수신된 심볼의 두 부류의 타이밍을 간단히 조절하며, 그들을 서로 더한다. 이 가산 처리는 상기 두 종류에 상기 두 종류의 서로 비교적인 세기에 대응하는 수를 곱함으로써 처리될 수도 있다. 이 연산은 최대 비율 다이버시티 결합자를 고려할 수 있게 된다. 결과적으로 결합된 신호 종류는 회로(448)내에 또한 포함된 순방향 에러 검출(FEC : forward error detection)을 사용하여 해독된다. CDMA 시스템은 다양한 서로 다른 보코더 설계를 누산하도록 설계된다.
베이스밴드 회로(450)는 전형적으로 이미 언급된 계류중인 특허출원에 설명된 바와 같이, 가변 전송속도 형태일 수 있는 디지털 보코더(도시되지 않음)을 포함한다. 베이스밴드 회로(450)는 핸드 세트 또는 또다른 형태의 주변 장치와 추가로 접촉하는 역할을 한다.
이동 유니트-대-셀 링크에서 사용자 아날로그 음성신호는 전형적으로 입력으로서 핸드 세트를 통하여 베이스밴드 회로(450)에 제공된다. 베이스 밴드 회로(450)는 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환시키는 아날로그 대 디지털(A/D) 컨버터(도시되지 않음)를 포함하고 있다. 디지털 신호는 인코딩된 디지털 보코더에 제공된다. 보코더 출력은 에러 보정을 위하여 순방향 에라 보정(FEC) 인코딩 회로(도시되지 않음)에 제공된다. 비교예에서, 실행된 에러 보정 인코딩은 중첩 인코딩 설계이다. 디지털화된 인코딩된 신호는 베이스밴드 회로(450)로부터 전송 변조기(452)로 출력된다.
전송 변조기(452)의 제1월시는 전송 데이터를 인코딩하고, 그 후 PN 시퀀스가 그 셀의 할당된 어드레스 기능에 따라 선택된 PN 캐리어 신호로 상기 인코딩된 신호를 변조한다. PN 시퀀스는 그 셀 사이트에 의해 전송되고, 또한 수신기(440,442) 및 제어 프로세서(446)에 의해 디코딩된 호출 설정 정보로부터 제어 프로세서(446)에 의하여 결정된다. 대안으로는, 제어프로세서(446)가 셀 사이트를 포함하는 예비 정렬을 통하여 PN 시퀀스를 결정한다. 제어 프로세서(446)는 호출 디코딩을 위하여 PN 시퀀스 정보를 전송 변조기(452)에 그리고 수신기(440,442)에 제공한다. 전송 변조기(452)의 출력은 전송 전력 제어 회로(438)에 제공된다. 신호 전송 전력은 수신기(430)로부터 제공된 아날로그 전력 제어 신호에 의해 제어된다. 전력 조절 명령 형태로 셀 사이트에 의해 전송된 제어 비트들은 데이터 수신기(440,442)에 의하여 처리된다. 전력 조절 명령도 이동 유니트 전송시 전력라벨을 설정함에 있어서 제어 프로세서(446)에 의해 사용된다. 이 명령에 응답하여, 제어 프로세서(446)는 회로(438)에 제공되는 디지털 전력 제어 신호를 발생시킨다. 전력 제어와 관련하여 수신기(440,442) 및 제어 프로세서(446) 및 전송 전력 제어(438)의 관계에서 추가의 정보가 상술된 계속 특허 출원에 추가로 기술되어 있다. 전송 전력 제어 회로(438)는 전송 전력 증폭기 회로(436)에 전력 제어 변조된 신호를 출력한다. 회로(436)는 상기 IF 신호 이진 시퀀스 출력에서 동작하는 적당한 출력 주파수에 신호를 동조시키는 주파수 신시사이저 출력 신호와 혼합시킴으로써, 상기 IF 신호를 RF 주파수로 증폭시키고, 또한 전환시키게 된다. 회로(436)는 최종 출력 라벨로 전력을 증폭시키는 증폭기를 포함한다. 예정된 전송 신호는 회로(436)로부터 다이플렉서(432)로 출력된다. 다이플렉서(432)는 셀 사이트로 전송하기 위해 신호를 안테나(340)에 결합시킨다.
제어 프로세서(446)는 또한 셀 다이버시티 모드 응답 및 셀 사이트 통신 종료 명령 등과 같은 제어 메시지를 발생시킨다. 이 명령은 전송을 위해 전송 변조기(452)에 제공된다. 제어 프로세서(446)는 핸드 오프 및 다이버시티 결합에 관련한 결정을 내리기 위하여 데이터 수신기(440,442) 및 탐색 수신기(444)로부터 수신된 데이터에 응답한다.
이동 유니트에의한 전송에 관련하여, 이동 사용자 아날로그 음성 신호는 디지털 보코더를 첫째로 통과한다. 보코더 출력은 차레로 인코딩된 중첩 순방향 에러 보정(FEC), PN 캐리어 신호상에서 인코딩 및 변조된 64진 직교 시퀀스이다. 상기 64진 직교 시퀀스는 월시 함수 인코더에 의해 발생된다 : 이 인코더는 중첩 FEC 인코더로부터 6개의 연속적인 2진 심볼 출력을 수집함으로써 제어된다. 64개의 가능한 월시 시퀀스가 전송되는 6개의 이진수가 총괄하여 결정된다. 그 월시 시퀀스의 길이는 64 비트이다. 이리하여, 월시 "칩" 전송속도는 9600bps 데이터 전송속도당 9600×3×(1/6)×64=307200㎐이다.
이동 유니트 대 셀 링크에서, 공통의 짧은 PN 시퀀스가 시스템내의 모든 음성 캐리어용으로 사용되며, 한편 사용자 어드레스 인코딩은 사용자 PN 시퀀스 발생기를 사용하게 된다. 사용자 PN 시퀀스는 호출의 최소한의 지속기간동안 이동 유니트에 유일하게 할당된다. 사용자 PN 시퀀스는 공통 PN 시퀀스와 배타적 OR 되고, 그것은 길이 32768 논의된 최대 길이 선형 시프트 레지스터 시퀀스이다. 그 결과 발생하는 이진 신호는 직교 캐리어를 각각 이중위상 변조하며, 복합 신호를 형성하도록 합산되고, 대역통과 필터링되고, 그리고 IF 주파수 출력으로 변환된다. 실시예에서 필터링 과정의 일부는 실제로 이진 시퀀스 출력에 동작하는 유효 임펄스 응답(FCR) 디지털 필터에 의하여 실행된다.
그 후 변조기 출력은 디지털 제어프로세서 및 아날로그 수신기로부터 출력된 신호에 의해 제어된 전력이며, 그 신호를 적당한 출력 주파수에 동조시키는 주파수 신시사이저와 혼합시킴으로써 RF 동작 주파수로 변환되었으며, 그 후 최종 출력 라벨로 증폭된 전력이다. 전송 신호는 그 후 다이플렉서 및 안테나를 통과한다.
제 11도는 바람직한 실시예로서 이동 유니트 전송 변조기(452)를 도시하고 있다. 데이터는 사용자 디지털 베이스밴드 회로로부터 이 실시예에서 중첩으로 인코딩된 인코더(600)로 디지털 형태로 제공된다. 인코더(600)의 출력은 블록 인터리버인 인터리버(602)에 제공된다. 상기 인터리빙된 심볼은 블록 인터리버(602)로부터 전송 변조기(452)의 월시 인코더(604)로 출력된다. 월시 인코더(604)는 코드 시퀀스 출력을 발생시키기 위해 입력 심볼을 이용한다. 월시 시퀀스는 배타적 OR 게이트(606)의 한 입력에 제공된다.
전송 변조기(452)는 추가로 이동 유니트 어드레스를 출력 PN 시퀀스 결정시 입력으로서 수신하는 PN 발생기(608)를 포함한다. PN 발생기(608)는 제3도 및 4도에 설명된 바와 같이 사용자의 특정 42비트 시퀀스를 발생시킨다. 전 사용자 PN 발생기에 공통이며 이전에 기술되지 않았던 PN 발생기(608)의 추가의 특성은, 출력 사용자 PN 시퀀스를 발생시킬 때 마스킹 기술을 사용한다는 것이다. 예를 들면, 42 비트 마스크는 그 사용자에게 PN 발생기를 형성하는 일련의 시프트 레지스터의 각 레지스터로부터 1비트 출력과 배타 OR된 42비트 마스크의 각 비트를 제공하게 된다. 마스크 및 시프트 레지스터 비트 배타 OR 연산의 결과는 그후 사용자 PN 시퀀스로서 사용되는 PN 발생기 출력을 형성하도록 하기 위하여 함께 배타적 OR된다. PN 발생기(608)의 출력 PN 시퀀스, 그 시퀀스 PNu는 배타적 OR 게이트(606)에 입력된다. 월시 심볼 데이터 및 PNu 시퀀스는 배타적 OR 게이트(606)에서 배타적 OR되고, 배타적 OR 게이트(610,612) 양자에 입력으로서 제공된다.
전송 변조기(452)는 추가로 PNI및 PNQ시퀀스를 각각 발생시키는 PN 발생기(614,616)를 포함한다. 모든 이동 유니트는 동일 PNI및 PNQ시퀀스를 사용한다. 이 PN 시퀀스는 비교예에서 셀 대 이동 유니트 통신에서 사용되는 제로 시프트이다. 배타적 OR 게이트(610,612)의 나머지 다른 입력에는 PN 발생기(614,616)로부터 출력된 PNI및 PNQ시퀀스가 각각 제공된다. 시퀀스 PNI및 PNQ는 전송 전력 제어(438)에 제공된 출력과 함께 각각의 배타 OR 게이트에서 배타적 OR된다(제 9도).
전형적인 실시예에서, 이동 유니트 대 셀 링크는 한정된 길이 K=9를 가지는 비율 r=1/3 중첩 코드를 사용한다. 그 코드에 대한 발생기를 G1=557(8진법), G2=663(8진법), G3=711(8진법)이다. 셀 대 이동 유니트 링크에서와 마찬가지로 코드 반복은 보코더가 20msec 프레인 기초상에서 생산하는 4개의 서로 다른 데이터 전송속도를 누산하는데 사용된다. 셀 대 이동 유니트 링크와는 달리, 반복된 코드 심볼은 저라벨의 에너지에서 대기를 통하여 전송되지 않으며, 오히려 반복 그룹의 하나의 코드 심볼만이 명목상의 전력 라벨에서 전송된다. 결론적으로 비교에서 코드 반복은 다음의 단락에서 도시되는 바와 같이 인터리빙 및 변조 구조내에서 다양한 데이터 전송속도 구조를 적합하게 하기 위한 수단으로서만 사용된다.
20msec동안의 블록 인터리버, 정확히 한 보코더 프레임은 이동 유니트-대-셀 링크내에 사용된다. 20msec 내의 코드 심볼의 총수는, 9600bps 의 데이터 전송속도 및 코드 비율r=1/3을 가정할 때 576이다. N 및 B파라미터에서, N은 인터리브 어레이의 로우 총수와 같고, B는 칼럼의 총수와 같은데, 각각 32와 18이다. 코드 심볼은 인터리버 메모리 어레이에서 로우에 의해 기록되고 칼럼에 의해 판독된다.
변조 포맷은 64 직교 신호화이다. 다른 말해서, 인터리빙된 코드 심볼은 64 직교파형중 하나를 선택하기 위하여 6개의 그룹으로 그룹형성된다. 64×직교파형은 셀 대 이동 유니트 링크에서 커버 시퀀스에서 사용되는 월시 함수와 동일하다.
데이터 모듈레이션 시간 간격은 208.33μsec이고, 월시 심볼 간격으로 언급된다. 9600bps에서, 208.33μsec는 2정보 비트와 일치하며, 28800sps와 동일한 코드심볼 전송속도에서 6코드 심볼과 동일하게 일치한다. 월시 심볼 간격은 월시 칩으로서 언급된 64개의 동일 시간 간격으로 분할되며, 그 각각은 208.33/64=3.25μsec 동안 계속된다. 월시 칩 비율은, 따라서 1/3.25μsec=307.2㎑이다. PN 확산 전송속도가 두 링크에서 균형적이기 때문에, 즉, 1.2288㎒이기 때문에 월시 칩당 정확히 4PN 칩이 있게 된다.
총 세 개의 PN 발생기가 이동 유니트 대 셀 링크 경로에서 사용된다. 사용자는 42-비트 PN 발생기 및 한쌍의 15비트 I 및 Q 채널 PN 발생기를 이용한다. 사용자의 특정 확산 동작에 따라, 그 신호는 셀 대 이동 유니트 링크에서 처럼 QPSK 확산된다. 각 섹터 또는 셀이 215 길이의 단일 시퀀스에 의해 인지된 셀 대 이동 유니트 링크와는 달리, 여기에서는 총 이동 유니트의 동일한 I 및 Q PN 시퀀스를 사용한다. 이 PN 시퀀스는 셀 대 이동 유니트 링크에서 사용된 제로 시프트 시퀀스들이며, 파일럿 시퀀스로 언급된다.
코드 반복 및 에너지 스케일링이 보코더에 의해 발생되는 가변 전송 속도를 수용하기 위해 셀 대 이동 링크내에서 사용된다. 이동 유니트 대 셀 링크는 버스트 전송에 기초를 둔 서로 다른 구성을 사용한다.
보코더는 셀 대 이동 유니트 링크에서처럼 20msec 프레임을 기초하여 4가지 서로 다른 데이터 전송속도, 즉, 9600, 4800, 2400 및 1200bps를 발생한다. 정보 비트는 비율 r=1/3의 중첩 인코더에 의해 인코딩되고, 코드 심볼들은 세가지 낮은 데이터 전송속도에서 2,4 및 8배러 반복된다. 따라서, 코드 심볼 전송속도는 28800sps에서 일정하게 유지된다. 인코더 다음에 코드 심볼은, 정확히 하나의 보코더 프레임 또는 20msec에 걸쳐 블록 인터리버에 의해 인터리빙된다. 총 576 코드 심볼들은 중첩 인코더에 의해 20msec 마다 발생되고, 그들 중 일부는 심볼이 반복된다.
전송되는 코드 심볼 시퀀스가 제 12도에 도시된다. 보코더 프레임, 20msec가 각 1.25msec 씩 지속하여 16 슬롯으로 분할되는 것을 주목하라. 이동 유니트 대 셀 링크의 수점은 각 슬롯에서 28,800bps 전송속도에서 36 코드 심볼이 있고, 또는 4800bps 전송속도에서 똑같이 6월시 심볼이 있도록 그렇게 된다. 1/2 비율, 즉, 4800bps에서 슬롯은 각각 2개의 슬롯을 포함하는 8그룹으로 분류된다. 1/4비율, 즉, 2400bps에서 슬롯은 각각 4슬롯을 포함하는 4그룹으로 분류된다. 그리고 마지막으로 1/8 비율, 즉, 1200bps에서 슬롯은 각각 8 슬롯을 포함하는 2그룹으로 분류된다.
바람직한 심볼 버스트 전송 패턴이 추가로 제 12도에 도시된다. 예를 들면 1/4 비율, 즉, 2400bps에서 제1 그룹의 4 슬롯 동안 인터리버 메모리 어레이의 4번째 및 8번째 로우는 칼럼에 의해 판독되고 연속하여 전송된다. 전송된 데이터용 슬롯 위치는 간섭을 감소시키기 위하여 무작위로 되어야 한다.
이동 유니트 대 셀 링크 타이밍은 제 13도에 도시된다. 제 13도는 이동 유니트 대 셀 채널, 즉, 음성 및 액세스를 포함하도록 제 7도의 타이밍도를 확장한 것이다. 이동 유니트 대 셀 링크의 동기화는 다음의 단계를 포함한다.
1. 하나의 동기화 메시지를 게속 디코딩하라. 즉, CRC 검사; 2. 그 동기화 메시지내에 수신된 상태로 PN 시프트 레지스터를 충분히 로딩하라. 3. 시프트된 파일럿을 사용한 섹터로부터 수신한다면 파일럿 코드 위상 오프셋을 보상하라.
이점에서 이동 유니트는 완전히 동기화된다. 즉, PN 동기화와 동시에 실제 시간 동기화를 가지게 되며, 그리고 액세스 채널 또는 음성 채널 중 하나상에 전송하기 시작힌다.
호출을 발생시키기 위하여 이동 유니트는 셀 사이트를 경유하여 또 다른 시스템 사용자에게로 호출을 완료하도록 하기 위하여 신호 특성이 제공된다. 이동 유니트 대 셀 링크에서 계획된 액세스 기술은 슬롯된 ALOHA이다. 역채널상의 비교 전송 비트 전송속도는 4800bps이다. 액세스 채널패킷은 프리앰블 다음에 정보를 포함한다. 프리앰블 길이는 바람직한 실시예에서 20msec의 정수배이고, 이동 유니트가 페이지 채널 메시지 중 하나에서 수신하는 섹터 1셀 파라미터이다. 셀 수신기는 전파 지연을 해결하기 위하여 프리앰블을 사용하기 때문에 이 구성은 상기 프리앰블 길이가 셀 반경에 기초를 두고 변화하도록 허여한다. 액세스 채널용 사용자 PN 코드는 페이지 채널상에 이동 유니트에 예비 정렬되어 있거나 또는 전송된다.
그 변조는 상기 프리앰블의 지속 기간 동안 고정되어 있고 일정하다. 프리앰블내에 사용된 직교파형은 WO, 즉 모두 제로 월시 함수이다. 회선의 인코더의 입력에서 모든 제로 패턴은 원하는 파형 WO을 발생시킨다.
액세스 채널 데이터 패킷은 하나 또느 기껏해야 2개 정도의 20msec프레임으로 구성된다. 액세스 채널의 코딩, 인터리빙 및 변조는 9600bps전송속도에서 음성 채널에 대하여 정확히 동일하다. 바람직한 실시예에서, 섹터/셀은 이동 유니트가 40msec 프리앰블을 전송할 것을 필요로 하며, 액세스 채널 메시지형은 하나의 데이터 프레임을 필요로 한다. Np를 k가 소정의 시간 원점으로부터 지워진 20msec의 총수인 전문 프레임의 총수로 두자. 그때 이동 유니트는 방정식 : (k=Np+2)=0이 참일 때에만 전송을 시작하게 된다.
다른 통신 응용분야에 관련하여, 그 응용 분야에 더욱 적합하도록 에러 보정 코딩, 직교 시퀀스 코딩 및 PN 코딩 등의 여러 가지 성분을 재배열하는 것이 바람직하다.
예를 들면, 1개 이상의 지구궤도 위성에 의하여 큰 Hub 지구국 및 이동 단자 사이에서 신호가 중계되는 위성 이동 통신에서, 채널이 지상 이동 채널보다 위상이 더욱 코히어런트하기 때문에 링크의 양 방향에서 코히어런트 변조 및 복조 기술을 적용하는 것이 바람직하다. 그러한 적용 분야에서, 이동 변조기는 상술된 바와 같이 m진 인코딩을 활용하지 않을 것이다. 대신에, 순방향 에러 보정 심볼의 이중위상 또는 4중 위상 변조가 코스타스루프 기술을 사용하여 수신 신호로부터 추출괸 캐리어 위상을 가지는 통상의 코히어런트 복조와 함께 적용되기도 한다. 추가로, 셀 대 이동 링크용으로 여기에 기술된 바와 같은 직교 월시 함수 채널화가 적용된다. 채널 위상이 합리적으로 코히어런트로 유지되는 한, 이 변조 및 복조 시스템은 m차 직교 신호법보다 더욱 낮은 Eb/No를 가지는 연산을 제공하며, 결과적으로 시스템 용량을 더욱 높인다.
또 다른 실시예에서, 보코더 및 FEC 기술을 활용하는 대신에 RF 파형으로 직접 음성의 파형을 인코딩하는 것이 바람직할 것이다. 보코더 및 FEC 기술을 사용하면 결과적으로 링크 실행성이 매우 높아지는 한편, 실행의 복잡성이 더 높아지면 결과적으로 비용이 추가되고 전력 소비가 증가하게 된다. 이러한 문제점은 전지 소비 및 비용이 중요한 포켓 휴대용 전화에서 특히 바람직하지 않다. 통상의 디지털 전화 전송 관례에서, 음성 파형은 8㎑의 샘플 비율에서 8비트 음성 샘플로써 디지털 형식으로 나타내어진다. CDMA 시스템은 캐리어 위상각으로 8비트 샘플을 직접 인코딩할 수 있다. 이것은 보코더 또는 FEC 인코더/디코더에 대한 필요성을 제거한다. 그것은 또한 우수한 실행을 위하여 약간 더 높은 신호 대 잡음비를 필요로 하며, 결과적으로 용량은 낮아지게 된다. 또 다른 방법으로, 8비트 음성 샘플은 캐리어 진폭으로 직접 인코딩될 수 있다. 그러나, 또 다른 방법으로, 음성 파형 샘플이 캐리어 위상 및 진폭으로 인코딩될 수도 있다.
바람직한 실시예의 상기의 기술은 당업자가 본 발명을 만들거나 사용할 수 있도록 한다. 이 실시예에 대한 다양한 변형은 당업자에게 명백할 것이며, 여기에 한정된 총칭적 원리는 독창적인 능력 없이도 다른 실시예에 적용할 수 있다. 따라서, 본 발명은 여기에 도시된 실시예로 한정 되어서는 안되며, 여기에 기술된 원리 및 발명성에 관련하여 더 넓은 범위에 주어지게 되는 것이다.

Claims (49)

  1. 다수의 직교함수로부터 선택된 직교함수를 나타내는 직교함수 신호를 발생시키기 위한 수단과; 소정의 PN 코드에 대응하는 의사랜덤 잡음(PN) 신호를 발생시키기 위한 수단과; 상기 직교함수 신호와 상기 PN 신호 및 정보신호를 결합하여, 그 결과로써 발생하는 제1변조신호를 제공하기 위한 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 확산 스펙트럼 통신 시스템에서 정보신호를 변조하기 위한 시스템.
  2. 제 1항에 있어서, 상기 다수의 직교함수는 월시함수인 것을 특징으로 하는 확산 스펙트럼 통신 시스템에서 정보신호를 변조하기 위한 시스템.
  3. 제 1항에 있어서, 상기 PN 신호는 소정의 최대 길이 선형 시퀀스 PN 코드인 것을 특징으로 하는 확산 스펙트럼 통신 시스템에서 정보신호를 변조하기 위한 시스템.
  4. 예정된 수신 사용자에게 전송하기 위해 디지털 사용자 정보신호를 변조하는 확산 스펙트럼 변조기에 있어서, 소정의 월시함수 신호를 발생시키는 직교함수 발생기 수단과; 상기 사용자 정보신호 및 상기 월시함수 신호를 수신 및 결합하여 결과적인 중간 변조신호를 제공하는 제1 결합기 수단과; 서로 다른 코드 시퀀스의 제1 및 제2PN 신호를 발생시키는 의사랜덤 잡음(PN) 발생기 수단과; 상기 중간 변조신호와 상기 제 1 및 제 2PN신호를 수신 및 결합하여 결과적인 제1 및 제2 출력 변조신호를 제공하는 제 2결합기 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 확산 스펙트럼 변조기.
  5. 제 4항에 있어서, 상기 사용자 정보 신호를 수신하여 에러보정 인코딩하고, 상기 월시함수 신호를 결합하는 상기 제 1결합기 수단에 상기 에러보정 인코딩된 사용자 정보신호를 제공하는 인코더 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 확산 스펙트럼 변조기.
  6. 제 5항에 있어서, 상기 에러보정 인코딩된 사용자 정보 신호를 수신 및 인터리빙하여, 상기 월시함수 신호를 결합하는 제 1결합기 수단에 상기 인터리빙된 에러보정 인코딩 사용자 정보신호를 제공하는 인터리버 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 확산 스펙트럼 변조기.
  7. 제 6항에 있어서, 상기 제1 및 제2 출력변조 신호를 제1 캐리어 신호로 변조하여 상기 변조된 캐리어 신호를 전송하는 전송수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 확산 스펙트럼 변조기.
  8. 제 7항에 있어서, 상기 전송수단은 제1 및 제2 출력변조신호를 수신하여 아날로그 신호로 변환하는 신호변환 수단과; 제1 및 제2 캐리어 신호를 수신하여 상기 제1 및 재2 아날로그 출력변조 신호로 각각 변조하고, 상기 변조된 제1 및 제2 캐리어 신호를 전송신호로써 결합하는 캐리어 변조수단과 상기 전송신호를 수신하여 고주파수로 변환하는 주파수 변환수단과; 상기 주파수 변환된 전송신호를 방사하는 안테나 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 확산 스펙트럼 변조기.
  9. 제 4항에 있어서, 고유 스크램블링 신호를 상기 예정된 수신 사용자에게 발생시키는 데이터 스크램블러 수단과, 사기 스크램블링 신호와 상기 사용자 신호 및 상기 월시함수 신호를 수신 및 결합하는 제1 결합수단을 더 포함하는 것을 특징으로하는 확산 스펙트럼 변조기.
  10. 제 9항에 있어서, 상기 데이터 스크램블러 수단은 상기 예정된 수신 사용자에게 고유의 사용자 PN 코드 시퀀스를 상기 스크램블링 신호로써 발생시키는 사용자 PN 발생기 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 확산 스펙트럼 변조기.
  11. 제 4항에 있어서, 상기 디지털 사용자 정보신호는 보코딩된 가변 음성 데이터의 프레임으로 이루어지는 것을 특징으로 하는 확산 스펙트럼 변조기.
  12. 다수의 입력 디지털 사용자 정보신호를 확산 스펙트럼 변조하여 예정된 각각의 수신 사용자에게 전송하는 코드분할 다중접속(CDMA) 전송 시스템에 있어서, 제1 및 제 2 스펙트럼 확산 신호를 발생시키기는 확산수단과; 한 세트의 직교함수로부터 선택된 제1 직교함수를 나타내는 파일럿 채널 직교함수 신호를 발생시키며, 상기 제1 및 제2 스펙트럼 확산신호와 상기 파일럿 채널 직교함수 신호를 결합시키며, 제1 및 제2 파일럿 채널 출력신호를 출력으로써 제공하는 파일럿 채널수단과;다수의 사용자 정보신호중 하나를 각각 수신하며, 상기 세트의 직교 함수중 하나의 선택된 직교함수를 나타내며 각각의 다른 사용자 채널 직교함수 신호 및 상기 파일럿 채널 직교함수 신호에 대해 각각 다른 직교함수인 사용자채널 직교함수 신호를 발생시키며, 상기 수신된 사용자 정보신호와 상기 발생된 사용자 채널 직교함수 신호를 결합하여 결과적인 사용자 채널 직교 정보신호를 제공하며, 상기 각각의 결과적인 사용자 채널 직교정보신호와 상기 제1 및 제2 스펙트럼 확산신호를 결합하여, 각각의 사용자 채널수단으로부터 제1 및 제2 사용자 채널 출력신호를 출력으로써 제공하는 다수의 사용자 채널수단과; 상기 제1 및 제2 파일럿 채널 출력신호를 수신하여 아날로그 신호로 변환하며, 각각의 사용자 채널 수단으로부터 제1 및 제2 사용자 채널 출력신호를 수신하여 아날로그 신호로 변환하며, 상기 제1 아날로그 파일럿 채널 출력신호와 각각의 제1 아날로그 사용자 채널 출력신호를 결합하여 제1 결합신호를 제공하며, 상기 제2 아날로그 파일럿 채널 출력신호와 각각의 제2 아날로그 사용자 채널 출력신호를 결합하여 제2 결합신호를 제공하며, 상기 제1 결합신호와 제1 캐리어 신호를 결합하여 변조된 제1 캐리어 신호를 제공하며, 상기 제 2 결합신호와 제2 캐리어 신호를 결합하여 변조된 제2 캐리어 신호를 제공하며, 상기 변조된 제1 및 제2 캐리어 신호를 변조된 복합 캐리어 신호로써 결합하며, 상기 변조된 캐리어 신호를 전송하는 전송수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 전송 시스템.
  13. 제12항에 있어서, 각각의 보조채널 정보 신호를 수신하며, 상기 세트의 직교함수중 선택된 하나의 직교함수를 나타내고 각각의 다른 보조채널 직교함수 신호, 각각의 사용자 채널 직교함수 신호 및 상기 파일럿 채널 직교함수 신호에 대해 각각 다른 직교함수인 보조채널 직교함수신호를 발생시키며, 상기 수신된 보조채널 정보신호와 상기 발생된 보조채널 직교함수신호를 결합하여 결과적인 보조채널 직교정보신호를 제공하며, 각각의 보조채널 직교 정보신호와 상기 제2 및 제1 스펙트럼 확산 신호를 결합하며, 제1 및 제2 보조채널 출력신호를 각각의 보조채널 수단으로부터 상기 전송수단에 출력으로써 제공하는 적어도 하나의 보조채널 수단과; 각각의 보조채널 수단으로부터 제1 및 제2 보조채널 출력신호를 수신하여 아날로그 신호로 변환하며, 각각의 제1 아날로그 보조 채널 출력신호와 상기 제1 아날로그 파일럿 채널 출력신호 및 각각의 제1 아날로그 사용자 채널 출력신호를 상기 제1 결합신호로 결합하며, 각각의 제2 아날로그 보조채널 출력신호와 상기 제2 아날로그 파일럿 채널출력 신호 및 각각의 제2 사용자 채널 출력신호를 상기 제2 결합신호로 결합하는 전송수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전송 시스템.
  14. 제13항에 있어서, 상기 각각의 사용자 채널 수단은 상기 사용자 정보 신호의 데이터 비트를 순방향 에러보정 인코딩 및 인터리빙하는 것을 특징으로 하는 전송 시스템.
  15. 제14항에 있어서, 상기 각각의 사용자 채널 수단은 예정된 수신 사용자의 특정 스크램 블링 신호를 발생하여 상기 인코딩 및 인터리빙된 사용자 정보 신호와 결합시키는 것을 특징으로 하는 전송 시스템.
  16. 제 14항에 있어서, 상기 확산 수단은, 동위상 PN 칩 코드의 상기 제1 스펙트럼 확산신호를 발시시키는 제1 의사랜덤 잡음(PN) 발생기 수단과,직교위상 PN 칩 코드의 상기 제2 스펙트럼 확산신호를 발생시키는 제2PN 발생기 수단을 포함하며; 상기 동위상 및 상기 직교 위상 PN 칩 코드는 각각 서로 다른 다항 함수인 것을 특징으로 하는 전송 시스템.
  17. 제16항에 있어서, 상기 파일럿 채널 수단은,
    0상태 칩의 월시함수 칩 시퀀스로 구성된 상기 파일럿 채널 직교함수 신호를 발생시키는 파일럿 채널 월시함수 발생기 수단과; 상기 제1 스펙트럼 확산 신호와 상기 파일럿 채널 직교함수 신호를 수신 및 결합하여, 상기 제1 파일럿 채널 출력신호를 제공하는 파일럿 채널 제1 결합기 수단과; 상기 제2 스펙트럼 확산신호와 상기 파일럿 채널 직교함수 신호를 수신 및 결합하여, 상기 제2 파일럿 채널 출력신호를 제공하는 파일럿 채널 제2 결합기 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 전송 시스템.
  18. 제17항에 있어서, 상기 각각의 사용자 채널 수단은, 0 및 1 상태 칩중 선택된 월시함수 칩 시퀀스로 구성된 상기 각각의 사용자 채널 직교함수 신호를 발생시키는 사용자 채널 월시함수 발생기 수단과; 상기 각각의 사용자 정보신호와 상기 발생된 사용자 채널 직교함수 신호를 수신 및 결합하여, 상기 사용자 채널 직교 정보신호를 제공하는 사용자 채널 제1 결합기 수단과;
    상기 제1 스펙트럼 확산 신호와 상기 사용자 채널 직교 정보 신호를 수신 및 결합하여, 상기 제1 사용자 채널 출력신호를 제공하는 사용자 채널 제2 결합기 수단과; 상기 제2 스펙트럼 확산신호와 상기 발생된 사용자 채널 직교 정보 신호를 수신 및 결합하여, 상기 제2 사용자 채널 출력신호를 제공하는 사용자 채널 제3 결합기 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 전송 시스템.
  19. 제18항에 있어서, 상기 각각의 보조 채널 수단은, 0 및 1 상태 칩중 선택된 월시함수 칩 시퀀스로 구성된 상기 각각의 보조 채널 직교함수 신호를 발생시키는 보조채널 월시함수 발생기 수단과; 상기 각각의 보조 정보신호와 상기 발생된 보조채널 직교함수 신호를 수신 및 결합하여, 상기 보조채널 직교 정보신호를 제공하는 보조채널 제1 결합기 수단과; 상기 제1 스펙트럼 확산신호와 상기 보조 채널 직교정보 신호를 수신 및 결합하여, 상기 제1 보조 채널 출력신호를 제공하는 보조채널 제2 결합기 수단과; 상기 제2 스펙트럼 확산 신호와 상기 발생된 보조 채널 직교 정보신호를 수신 및 결합하여, 상기 제2 보조채널 출력신호를 제공하는 보조채널 제3 결합기 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 전송 시스템.
  20. 제 12항에 있어서, 상기 각각의 사용자 정보신호는 소정 시간의 데이터 프레임의 시퀀스로 구성되며, 상기 각각의 데이터 프레임은 보코딩된 가변 음성 데이터의 다수의 가변 비트로 구성되는 것을 특징으로 하는 전송 시스템.
  21. 제 20항에 있어서, 데이터의 각각의 입력 사용자 정보신호 프레임은 순환 용장도 검사코드(CRCC) 비트를 더 포함하며, 상기 CRCC는 각각의 프레임 데이터 비트를 기초로하여 계산되는 것을 특징으로하는 전송 시스템.
  22. 제 21항에 있어서, 임의의 입력 사용자 정보신호 데이터 프레임은 전력 제어비트 데이터로 구성되는 것을 특징으로 하는 전송 시스템.
  23. 코드분할 다중접속(CDMA) 셀룰라 전화시스템에서, 사용자 정보를 각각 포함하는 다수의 입력 디지털 사용자 정보신호를 확산 스펙트럼 변조하여 각각의 예정된 수신 사용자에게 전송하는 셀 사이트 전송 시스템에 있어서, 상기 셀 사이트 전송 시스템은 스펙트럼 확산 신호 발생기와, 파일럿 채널 신호 발생기와, 다수의 사용자 채널 신호 발생기와, 전송 전력 증폭기를 포함하며, 상기 스펙트럼 확산 신호 발생기는, (a) 하나의 출력단자를 가진 동위상 채널 의사랜덤 잡음(PN) 발생기, 및 (b) 하나의 출력단자를 가진 직교위상 채널 PN 발생기를 포함하며; 상기 파일럿 채널 신호 발생기는, (a) 하나의 출력단자를 가진 파일럿 채널 월시함수 발생기와, (b) 한쌍의 입력단자와 하나의 출력단자를 각각 가지는 파일럿 채널 제 1 및 제2 배타적-OR 게이트를 포함하는데, 상기 각각의 파일럿 채널 제1 및 제2 배타적-OR 게이트의 한 입력단자는 상기 파일럿 채널 월시함수 발생기 출력단자에 접속되며, 상기 파일럿 채널 제1 배타적-OR 게이트 입력단자의 다른 입력단자는 상기 동위상 채널 PN 발생기 출력단자에 접속되며, 상기 파일럿 채널 제2 배타적-OR 게이트 입력단자의 다른 입력단자는 상기 직교위상 채널 PN 발생기 출력단자에 접속되며, (c) 하나의 입력단자 및 하나의 출력단자를 각각 가진 파일럿 채널 제 1 및 제2 유효 임펄스응답(FIR) 필터를 포함하는데, 상기 파일럿 채널 제1 FIR 필터 입력단자는 상기 파일럿 채널 제1 배타적 -OR 게이트 출력단자에 접속되며, 상기 파일럿 채널 제 2FIR 필터 입력단자는 상기 파일럿 채널 제2 배타적-OR 게이트 출력단자에 접속되며, (d) 한쌍의 입력단자와 하나의 출력단자를 각각 가지는 파일럿 채널 제1 및 제2 이득제어 소자를 포함하며, 상기 각각의 파일럿 채널 제1 및 제2 이득 제어소자의 한 입력단자는 다수의 이득제어 신호중 각 신호를 수신하며, 상기 파일럿 채널 제 1 이득 제어소자의 다른 입력단자는 상기 파일럿 채널 제1 FIR 필터 출력단자에 접속되며, 상기 파일럿 채널 제 2이득 제어소자의 다른 입력단자는 상기 파일럿 채널 제2 FIR 필터 출력단자에 접속되며, 상기 다수의 사용자 채널 신호 발생기는, (a)하나의 입력단자 및 하나의 출력단자를 가지며, 상기 하나의 입력단자가 함수선택 신호를 수신하는 사용자 채널 월시함수 발생기와, (b) 한쌍의 입력단자 및 하나의 출력단자를 가지는 사용자 채널 제1 배타적-OR 게이트를 포함하는데, 상기 사용자 채널 제1 배타적-OR게이트의 한 입력단자는 각각의 입력 디지털 사용자 정보 신호를 수신하며, 상기 사용자 채널 제1배타적-OR 게이트의 다른 입력단자는 상기 사용자 채널 월시함수 발생기 출력단자에 접속되며,
    (c) 한쌍의 입력단자 및 하나의 출력단자를 각각 가진 사용자 채널 제 2 및 제3 배타적-OR 게이트를 포함하는데, 상기 각각의 사용자 채널 제2 및 제3 배타적-OR 게이트의 한 입력단자는 상기 사용자 채널 제1 배타적-OR 게이트 출력단자에 접속되며, 상기 사용자 채널 제2 배타적-OR 게이트 입력단자의 다른 입력단자는 상위 동위상 채널 PN 발생기 출력단자에 접속되며, 상기 사용자 채널 제3 배타적-OR 게이트 입력단자의 다른 입력단자는 상기 직교위상 채널 PN 발생기 출력단자에 접속되며, (d) 하나의 입력단자 및 하나의 출력단자를 각각 가진 사용자 채널 제1 및 제2 FIR 필터를 포함하는데, 상기 사용자 채널 제 1FIR 필터 입력단자는 상기 사용자 채널 제2 배타적-OR 게이트 출력단자에 접속되며, 상기 사용자 채널 제2 FIR 필터 입력단자는 상기 사용자 채널 제3 배타적-OR 게이트 출력단자에 접속되며, (e) 한쌍의 입력단자와 하나의 출력단자를 각각 가진 사용자 채널 제1 및 제2 이득제어 소자를 포함하며, 상기 각각의 사용자 채널 제1 및 제2 이득 제어소자의 한 입력단자는 다수의 이득제어 신호중 한 신호를 각각 수신하며, 상기 사용자 채널 제 1 이득 제어소자의 다른 입력단자는 상기 사용자채널 제1 FIR 필터 출력단자에 접속되며, 상기 사용자 채널 제 2이득 제어소자의 다른 입력단자는 상기 사용자 채널 제2 FIR 필터 출력단자에 접속되며, 상기 전송 전력 증폭기는, (a)하나의 입력단자 및 하나의 출력단자를 각각 가진 제 1 및 제2 세트의 디지털 대 아날로그(D/A) 컨버터를 포함하는데, 상기 제 1세트의 D/A 컨버터는 상기 파일럿 채널 제 1이득 제어소자 및 상기 사용자 채널 제 1 이득제어소자중 각각의 하나의 출력단자에 접속된 입력단자를 가지며, 상기 제2 세트의 각각의 D/A 컨버터는 상기 파일럿 채널 제2 이득제어소자 및 상기 사용자 채널 제2 이득제어소자중 각각의 하나의 출력단자에 접속된 입력단자를 가지며,
    (b)다수의 입력단자 및 하나의 출력단자를 각각 가진 제1 합산기 및 제2 합산기를 포함하는데, 상기 제1 합산기의 입력단자중 각각의 한 입력단자는 상기 제1 세트의 D/A 컨버터중 각각의 D/A 컨버터의 출력단자에 접속되며, 상기 제2 합산기의 입력단자는 상기 제2세트의 D/A 컨버터중 각각의 D/A 컨버터의 출력단자에 접속되며, (c)한쌍의 입력단자 및 하나의 출력단자를 각각 가진 제1 및 제2 혼합기를 포함하는데, 상기 제1 혼합기의 한 입력단자는 상기 합산기의 출력단자에 접속되며, 상기 제1 혼합기의 다른 입력단자는 제1 로컬 발진기 신호를 수신하며, 상기 제2 혼합기의 한 입력단자는 상기 제2 합산기 출력단자에 접속되며, 상기 제2 혼합기의 다른 입력단자는 제2로컬 발진기 신호를 수신하며, (d) 한쌍의 입력단자 및 하나의 출력단자를 가진 제 3합산기를 포함하는데, 상기 제3 합산기의 한 입력단자는 상기 제1 혼합기의 출력단자에 접속되며, 상기 제3합산기의 다른 입력단자는 상기 제2혼합기의 출력단자에 접속되며, (e) 한쌍의 입력단자 및 하나의 출력단자를 가진 제3 혼합기를 포함하는데, 상기 제3혼합기의 하나의 입력단자는 상기 제3 혼합기의 출력단자에 접속되며, 상기 제3혼합기의 다른 입력단자는 RF 캐리어 신호를 수신하며, (f) 하나의 입력단자 및 하나의 출력단자를 가진 대역통과 필터를 포함하는데, 상기 대역통과 필터의 입력단자는 상기 제3 혼합기의 출력단자에 접속되며, (g)한쌍의 입력단자 및 하나의 출력단자를 가진 가변 이득 RF 증폭기를 포함하며, 상기 RF 증폭기의 한 입력단자는 상기 대역통과 필터의 출력단자에 접속되며, 상기 RF 증폭기의 다른 입력단자는 RF 전력이득 제어신호를 수신하며, 상기 RF 증폭기의 출력단자는 안테나 시스템에 접속되는 것을 특징으로 하는 전송시스템.
  24. 제23항에 있어서, 상기 동위상 채널 PN 발생기는 제 1다항식 함수로부터 동위상 PN 신호를 발생시키며, 상기 직교위상 채널 PN 발생기는 제2 및 다른 다항식 함수로부터 직교위상 채널 PN 신호를 발생시키는 것을 특징으로 하는 전송 시스템.
  25. 제 24항에 있어서, 상기 파일럿 채널 월시함수 발생기는 소정의 월시함수를 나타내는 파일럿 채널 월시함수 신호를 발생시키며, 상기 각각의 사용자 채널 월시함수 발생기는 각각 수신된 함수 선택신호에 응답하여 서로에 대해 그리고 상기 파일럿 채널 월시함수에 대해 다른 월시함수를 나타내는 각각의 사용자 채널 월시함수 신호를 발생시키는 것을 특징으로 하는 전송 시스템.
  26. 제25항에 있어서, 상기 각각의 사용자 채널은,
    하나의 입력단자 및 하나의 출력단자를 가지며, 상기 하나의 입력단자가 상기 각각의 입력단자 디지털 사용자 정보신호를 수신하는 중첩 인코더와;
    하나의 입력단자 및 하나의 출력단자를 가지며, 상기 하나의 입력단자가 상기 중첩 인코더 출력단자에 접속되는 중첩 인터리버와;
    하나의 출력단자를 가지며, 특정 사용자 PN 코드의 사용자 채널 PN 신호를 발생시킬 수 있는 사용자 채널 PN 발갱기와;
    한쌍의 입력단자와 하나의 출력단자를 가지는 사용자 채널 제4배타적-OR 게이트를 더 포함하며, 상기 사용자채널 제4 배타적-OR 게이트의 한 입력단자는 상기 사용자 채널 PN 발생기 출력단자에 접속되며, 상기 사용자 채널 제4 배타적-OR 게이트의 다른 입력단자는 상기 중첩 인터리버 출력단자에 접속되며, 상기 사용자 채널 제4 배타적-OR 게이트 출력단자는 상기 사용자 채널 제1 배타적-OR 게이트의 한 입력단자에 접속되는 것을 특징으로 하는 전송시스템.
  27. 제23항에 있어서, 상기 파일럿 채널 월시함수 발생기는 소정의 월시함수를 나타내는 파일럿 채널 월시함수 신호를 발생시키며, 상기 각각의 사용자 채널 월시함수 발생시키는 각각 수신된 함수 선택신호에 응답하여 서로에 대해 그리고 상기 파일럿 채널 월시함수에 대해 다른 월시함수를 나타내는 각각의 사용자 채널 월사함수 신호를 발생시키는 것을 특징으로 하는 전송 시스템.
  28. 제23항에 있어서, 상기 각각의 사용자 채널은; 하나의 입력단자 및 하나의 출력단자를 가지며, 상기 하나의 입력단자가 상기 각각의 입력단자 디지털 사용자 정보신호를 수신하는 중첩 인코더와; 하나의 입력단자 및 하나의 출력단자를 가진 중첩 인터리버를 더 포함하는데, 상기 중첩 인터리버 입력단자는 상기 중첩 인코더 출력단자에 접속되며, 상기 중첩 인터리버 출력단자는 상기 제1 사용자 채널 배타적-OR 게이트의 한 입력단자에 접속되는 것을 특징으로 하는 전송 시스템.
  29. 제28항에 있어서, 상기 각각의 사용자 채널은, 하나의 출력단자를 가지며, 특정 사용자 PN 코드의 사용자 채널 PN 신호를 발생시킬 수 있는 사용자 채널 PN 발생기와; 상기 중첩 인터리버 및 상기 사용자 채널 제1 배타적-OR 게이트사이에 배치되며 한쌍의 입력단자 및 하나의 출력단자를 가진 사용자 채널 제 4배타적-OR 게이트를 더 포함하며, 상기 사용자 채널 제4 배타적-OR 게이트의 한 입력단자는 상기 사용자 채널 PN 발생기 출력단자에 접속되며, 상기 사용자 채널 제4 배타적-OR 게이트의 다른 입력단자는 상기 중첩 인터리버 출력단자에 접속되며, 상기 사용자 채널 제4 배타적-OR 게이트 출력단자는 상기 사용자 채널 제1 배타적-OR 게이트의 한 입력단자에 접속되는 것을 특징으로 하는 전송시스템.
  30. 제 23항에 있어서, 동기채널 신호 발생기를 더 포함하며, 상기 동기채널 신호 발생기는, (a)하나의 출력단자를 가진 동기채널 월시함수 발생기와; (b) 한쌍의 입력단자 및 하나의 출력단자를 가진 동기 채널 제 1배타적-OR 게이트를 포함하는데, 상기 동기채널 제1 배타적-OR 게이트의 한 입력단자는 시스템 정보를 제공하는 입력 디지털 동기채널 정보 신호를 수신하며, 상기 동기 채널 제1배타적-OR 게이트의 다른 입력단자는 상기 동기 채널 월시함수 발생기 출력단자에 접속되며, (c)한쌍의 입력단자 및 하나의 출력단자를 각각 가진 동기 채널 제2 및 제 3배타적-OR 게이트를 더 포함하는데, 상기 각각의 동기 채널 제2 및 제 3배타적-OR 게이트의 한 입력단자는 상기 동기 채널 제1 배타적-OR 게이트 출력단자에 접속되며, 상기 동기 채널 제2 배타적-OR 게이트 입력단자의 다른 입력단자는 상기 동위상 채널 PN 발생기 출력단자에 접속되며, 상기 동기채널 제3 배타적-OR 게이트의 입력단자의 다른 입력단자는 상기 직교위상 채널 PN 발생기 출력단자에 접속되며, (d) 하나의 입력단자 및 하나의 출력단자를 각각 가진 동기 채널 제1 및 제2 FIR 필터를 포함하는데, 상기 동기 채널 제1 FIR 필터 입력단자는 상기 동기 채널 제2 배타적-OR 게이트 출력단자에 접속되며, 상기 동기 채널 제2 FIR 필터 입력단자는 상기 동기 채널 제2 배타적-OR 게이트 출력단자에 접속되며, (e)한쌍의 입력단자및 하나의 출력단자를 각각 가진 동기 채널 제1 및 제2 이득제어 소자를 포함하며, 상기 각각의 동기 채널 제1 및 제2 이득 제어소자의 한 입력단자는 상기 다수의 이득제어 신호중 각 신호를 수신하며, 상기 동기 채널 제 1 이득 제어소자의 다른 입력단자는 상기 동기채널 제1 FIR 필터 출력단자에 접속되며, 상기 동기 채널 제 2이득 제어소자의 다른 입력단자는 상기 동기 채널 제2 FIR 필터 출력단자에 접속되며, 상기 동기 채널 제1 FIR 필터 출력단자는 상기 제1세트의 D/A 컨버터의 한 입력단자에 접속되며, 상기 제2 동기 채널 FIR 필터 출력단자는 상기 제2 세트의 D/A 컨버터에 접속되는 것을 특징으로 하는 전송 시스템
  31. 제 30항에 있어서, 페이징 채널 신호 발생기를 더 포함하며, 상기 페이징 채널 신호 발생기는,
    (a) 하나의 출력단자를 가진 페이징 채널 월시함수 발생기와;
    (b) 한쌍의 입력단자 및 하나의 출력단자를 가진 페이징 채널 제 1배타적-OR 게이트를 포함하는데, 상기 페이징 채널 제1 배타적-OR 게이트의 한 입력단자는 예정된 수신 사용자 통신요구 정보를 제공하는 입력 디지털 페이징 채널 정보 신호를 수신하며, 상기 페이징 채널 제1배타적-OR 게이트의 다른 입력단자는 상기 페이징 채널 월시함수 발생기 출력단자에 접속되며, (c)한쌍의 입력단자 및 하나의 출력단자를 각각 가진 채널 제2 및 제 3페이징 배타적-OR 게이트를 더 포함하는데, 상기 각각의 페이징 채널 제2 및 제 3배타적-OR 게이트의 한 입력단자는 상기 페이징 채널 제1 배타적-OR 게이트의 출력단자에 접속되며, 상기 페이징 채널 제2 배타적-OR 게이트 입력단자의 다른 입력단자는 상기 동위상 채널 PN 발생기 출력단자에 접속되며, 상기 페이징 채널 제3 배타적-OR 게이트의 입력단자의 다른 입력단자는 상기 직교위상 채널 PN 발생기 출력단자에 접속되며, (d) 하나의 입력단자 및 하나의 출력단자를 각각 가진 페이징 채널 제1 및 제2 FIR 필터를 포함하는데, 상기 페이징 채널 제1 FIR 필터 입력단자는 상기 페이징 채널 제2 배타적-OR 게이트 출력단자에 접속되며, 상기 페이징 채널 제2 FIR 필터 입력단자는 상기 페이징 채널 제3 배타적-OR 게이트 출력단자에 접속되며, (e)한쌍의 입력단자와 하나의 출력단자를 각각 가진 페이징 채널 제1 및 제2 이득제어 소자를 포함하며, 상기 각각의 페이징 채널 제1 및 제2이득 제어소자의 한 입력단자는 상기 다수의 이득제어 신호중 각 신호를 수신하며, 상기 페이징 채널 제 1 이득 제어소자의 다른 입력단자는 상기 페이징채널 제1 FIR 필터 출력단자에 접속되며, 상기 페이징 채널 제 2이득 제어소자의 다른 입력단자는 상기 페이징 채널 제2 FIR 필터 출력단자에 접속되며, 상기 페이징 채널 제1FIR 필터 출력단자는 상기 제1세트의 D/A 컨버터의 한 입력단자에 접속되며, 상기 제2 페이징 채널 FIR 필터 출력단자는 상기 제2 세트의 D/A 컨버터에 접속되는 것을 특징으로 하는 전송 시스템
  32. 제31항에 있어서,
    상기 파일럿 채널 월시함수 발생기는 소정의 제 1월시함수를 나타내는 파일럿 채널 월시함수 신호를 발생시키며, 상기 동기 채널 월시함수 발생기는 소정의 제2월시함수를 나타내는 동기 채널 월시함수 신호를 발생시키며, 상기 페이징 채널 월시함수 발생기는 소정의 제3월시함수를 나타내는 페이징 채널 월시함수 신호를 발생시키며, 상기 각각의 사용자 채널 월시함수 발생기는 각각 수신된 함수 선택신호에 응답하여 서로에 대해 그리고 상기 제1, 제2 및 제3 소정 월시함수에 대해 다른 월시함수를 나타내는 각각의 사용자 채널 월시함수 신호를 발생시키는 것을 특징으로 하는 전송시스템.
  33. 예정된 수신 사용자에게 전송하기 위해 디지털 사용자정보신호를 변조시키기 위한 방법에 있어서, 다수의 월시함수로부터 선택된 월시함수를 나타내는 직교함수 신호를 발생시키는 단계와; 결과적인 중간 변조신호를 제공하기 위해 사용자 정보신호 및 상기 월시함수 신호를 결합하는 단계와; 적어도 하나의 스펙트럼 확산 PN 신호를 발생시키는 단계와; 결과적인 출력 변조신호를 예정된 수신 사용자에게 전송하기 위해 상기 중간 변조신호와 상기 각각의 스펙트럼 확산 PN신호를 각각 결합하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  34. 제 33항에 있어서, 상기 사용자 정보 신호를 에러보정 인코딩하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  35. 제 34항에 있어서, 상기 에러보정 인코딩 사용자 정보신호를 인터리빙하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  36. 제 33항에 있어서, 캐리어 신호를 발생시키는 단계와; 상기 제1 및 제2 출력변조 신호를 상기 캐리어 신호로 변조하는 단계와; 상기 변조된 캐리어 신호를 전송하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  37. 제 33항에 있어서, 고유의 스크램블링 신호를 상기 예정된 수신 사용자에게 발생하는 단계와; 상기 스크램블링 신호와 상기 사용자 정보 신호 및 상기 월시함수 신호를 결합하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  38. 제 37항에 있어서, 상기 스크램블링 신호와 상기 예정된 수신 사용자에 대한 고유의 사용자 PN 코드 시퀀스인 것을 특징으로 하는 방법.
  39. 코드분할다중접속(CDMA) 통신 시스템에서, 다수의 입력 디지털 사용자 정보신호를 확산 스펙트럼 변조하여 예정된 각각의 수신 사용자에게 전송하는 방법에 있어서, 제1 및 제2 스펙트럼 확산 신호를 발생시키는 단계와; 한세트의 직교함수로부터 선택된 제1 직교함수를 나타내는 파일럿 채널 직교함수 신호를 발생시키는 단계와; 제1 및 제2 파일럿 채널 출력신호를 형성하기 위해 상기 제1 및 제2 스펙트럼 확산신호와 상기 파일럿 채널 직교함수 신호를 결합하는 단계와;
    다른 수신 사용자에게 각각 전송될 다수의 사용자 정보신호를 병렬로 수신하는 단계와; 상기 각각의 수신된 사용자 정보신호에 따라 한 세트의 직교함수중 선택된 하나의 직교함수를 나타내는 각각의 사용자 채널 직교함수 신호를 발생시키는 단계를 포함하는데, 상기 각각의 사용자 채널직교함수 신호는 각각의 다른 사용자 채널 직교함수 신호 및 상기 파일럿 채널 직교함수 신호에 대해 다른 직교함수이며; 각각의 결과적인 사용자 채널 직교정보 신호를 형성하기 위해 각각의 사용자 정보신호와 각각의 사용자 채널 직교함수 신호를 결합하는 단계와, 제1 및 제2 사용자 채널 출력신호의 각 쌍을 형성하기 위해 각각의 사용자 채널 직교정보와 ;상기 제1 및 제2 스펙트럼 확산신호를 결합하는 단계와; 상기 제 1 및 제2 파일럿 채널 출력신호를 아날로그 신호로 변환하는 단계와; 제 1 및 제2 사용자 채널 출력신호의 각 쌍을 아날로그 신호로 변환하는 단계와; 제1결합신호를 형성하기 위해 상기 제1 아날로그 파일럿 채널 출력신호 및 각각의 제1 아날로그 사용자 채널 출력신호를 결합하는 단계와; 제2결합신호를 현성하기 위해 상기 제2 아날로그 파일럿 채널 출력신호 및 각각의 제2 아날로그 사용자 채널 출력신호를 결합하는 단계와; 제1 및 제2 캐리어 신호를 발생시키는 단계와; 변조된 제1 캐리어 신호를 형성하기 위해 상기 제1 결합신호와 상기 제1 캐리어 신호를 결합하는 단계와; 변조된 제2 캐리어 신호를 형성하기 위해 상기 제2 결합신호와 상기 제2 캐리어 신호를 결합하는 단계와; 변조된 복합 캐리어 신호를 형성하기 위해 상기 제1 및 제2 변조된 캐리어 신호를 결합하는 단계와; 상기 변조된 복합캐리어 신호를 전송하는 단계를 포함하는 것을 특징으로하는 방법.
  40. 제39항에 있어서, 적어도 하나의 각 보조 채널 정보신호를 병렬로 수신하는 단계와; 상기 각각의 수신된 보조 채널 정보신호에 따라 상기 세트의 직교함수중 선택된 하나의 직교함수를 나타내는 보조 채널 직교함수 신호를 발생시키는 단계를 포함하며, 상기 각각의 보조 채널 직교 함수 신호는 각각 다른 보조 채널 직교함수 신호, 각각의 사용자 채널 직교함수 신호 및 상기 파일럿 채널 직교함수 신호에 대해 다른 직교함수이며; 각각의 결과적인 보조채널 직교정보 신호를 형성하기 위해 각각의 보조 채널 정보신호와 각각의 보조채널 직교함수신호를 결합하는 단계와; 각 쌍의 제1 및 제2 보조채널 출력신호를 형성하기 위해 각각의 보조채널 직교 정보신호와 상기 제1 및 제2 스펙트럼 확산신호를 결합하는 단계와; 각 쌍의 제1 및 제2 보조채널 출력신호를 아날로그 신호로 변환하는 단계와; 각각의 제1 아날로그 보조채널 출력신호와 상기 제1 아날로그 파일럿 채널 출력신호 및 각각의 제1 아날로그 사용자 채널 출력신호를 상기 제1 결합신호로 결합하는 단계와; 각각의 제2 아날로그 보조채널 출력신호와 상기 제2 아날로그 파일럿 채널 출력신호 및 각각의 제2 사용자 채널 출력신호를 상기 제2 결합신호로 결합하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  41. 제40항에 있어서, 상기 사용자 정보신호의 데이터 비트를 순방향 에러보정 인코딩 및 인터리빙하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  42. 제41항에 있어서, 예정된 수신 사용자 특정 스크램블링 신호를 발생하여 상기 인코딩 및 인터리빙된 사용자 정보신호와 결합하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  43. 제41항에 있어서, 각각의 사용자 정보신호를 소정 시간의 데이터 프레임의 시퀀스로써 제공하는 단계를 더 포함하며, 각각의 데이터 프레임은 보코딩된 가변음성 데이터의 다수의 가변 비트로 구성되는 것을 특징으로 하는 방법.
  44. 제 43항에 있어서, 각각의 입력 사용자 정보신호의 각 프레임에 대해 순환 용장성 검사 코드(CRCC)의 비트를 발생시키는 단계와; 각각의 입력 사용자 정보신호의 각각의 대응 프레임에 상기 발생된 CRCC 비트를 제공하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  45. 제 44항에 있어서, 임의의 입력 사용자 정보 신호 데이터 프레임에 전력 제어비트 데이터를 삽입하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  46. 제 41항에 있어서, 상기 제1 스펙트럼 확산 신호는 동위상 의사랜덤 잡음(PN) 칩 코드이며, 상기 제2 스펙트럼 확산 신호는 직교위상 PN 칩 코드이며, 상기 동위상 및 직교위상 PN 칩 코드는 다른 다항식 함수로부터 각각 발생되는 것을 특징으로 하는 방법.
  47. 제 46항에 있어서, 상기 파일럿 채널 직교함수 신호는 0상태 칩의 월시함수 칩 시퀀스로 구성되는 것을 특징으로 하는 방법.
  48. 제 47항에 있어서, 상기 각각의 사용자 채널 직교함수 신호는 0 및 1상태 칩중 선택된 월시함수 칩 시퀀스로 구성되는 것을 특징으로 하는 방법.
  49. 제 48항에 있어서, 상기 각각의 보조 채널 직교함수 신호는 0 및 1상태 칩중 선택된 월시함수 칩 시퀀스로 구성되는 것을 특징으로 하는 방법.
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