KR100269593B1

KR100269593B1 - 다중 채널을 위한 직교 복소 확산 방법 및 그 장치

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Publication number: KR100269593B1
Application number: KR1019980011923A
Authority: KR
Inventors: 방승찬; 심재룡; 한기철
Original assignee: 정선종; 한국전자통신연구원
Priority date: 1997-12-02
Filing date: 1998-04-04
Publication date: 2000-10-16
Also published as: EP2251998B1; EP1819081A3; HK1108238A1; JPH11186989A; EP1816773A2; KR19990062391A; EP0921652A2; EP1819081B1; EP1499053A3; EP1499053A2; EP0921652B1; EP1819082A3; DE69840883D1; EP1816773B1; EP1816774A3; DE10075378T1; DE69840900D1; DE69838242D1; US20020097779A1; EP1501224A2

Abstract

CDMA (Code Division Multiple Access) 시스템은 전력 증폭기의 선형성(linearity)에 엄격한 조건을 요구한다는 점을 고려하여야 하고, 송신 채널 수가 복수 개인 CDMA통신에서 피크 전력 대 평균 전력 비가 중요한 요소로 고려되어 변조 방식의 효율성과 직결 됨으로 이를 개선할 수 있는 새로운 방법이 필요하게 되었다. 이에 따라 본 발명은, 다중 채널의 데이터를 채널별로 이득과 직교하다마다 시퀀스를 곱하고, 이득과 직교 하다마다 시퀀스가 각기 곱해진 두 개의 채널의 데이타를 복소 형태로 합산하고, 그 복소형태로 합산된 값과 역시 복소 형태인 또다른 직교 하다마다 시퀀스를 복소 승산기에서 복소 승산을 하여 동위상정보와 직교위상정보의 신호로서 출력하며, 상기 다수의 블록으로부터 출력되는 동위상정보는 동위상정보 끼리, 직교위상정보는 직교위상 정보끼리 합산한후, 확산 코드(SC : 예를들어 PN(Pseudo Noise)코드, Kasami 코드, Gold 코드등이 있다)에 의해서 확산시키는 다중채널을 위한 직교 복소 확산방법을 제공한다. 또한, 본 발명은 각 채널의 데이터들에 각각 이득과 직교코드들을 곱한후, 동위상 정보와 직교위상 정보의 두 그룹으로 각각 합산하여 복소 형태의 치환식 직교 확산 코드로 복소 승산을 하고, 확산하는 방식을 이용함으로써, 피크 전력 대 평균 전력비의 분포를 만족할 만한 범위내로 안정되게 줄일수 있는 동시에 다중 사용자 간섭도 줄이는 효과가 있다.

Description

다중 채널을 위한 직교 복소 확산방법 및 그 장치

본 발명은 이동통신 시스템에서 다중채널을 위한 확산 변조 방법에 관한 것으로, 특히, 직교 복소 확산 구조를 병렬로 적용한 후 이들을 합하여 확산코드로 확산하는 방법을 제공함으로써, 피크 전력 대 평균 전력 비(Peak/Average)를 줄일 수 있도록 한 다중 채널을 위한 직교 복소 확산 변조 방법에 관한 것이다.

또한, 본 발명은 복소 형태의 다중 채널 입력 신호들을 합산한 합산값에 치환식 직교 복소 확산 구조를 적용한 후 이 복소 출력 신호를 확산코드에 의해 확산하는 구조를 제공하는 치환식 직교 복소 확산 변조 방법에 관한 것이다.

그리고, 본 발명은 직교 하다마다 시퀀스의 조합에 의하여 치환식 직교 복소확산 변조 방법이 피할 수 없는 문제인 자기 신호의 다중 경로 성분(특히 1 칩이 차이가 날 경우)에 의한 간섭의 위상 의존도를 없애는 치환식 직교 복소 확산 변조방법에 관한 것이다.

일반적으로 이동통신 시스템에 있어서, 전력 증폭기에 영향을 미치는 것은 선형 왜곡 (Linear distortion)과 비 선형 왜곡 (Non linear distortion)이 있다. 피크 전력 대 평균 전력 비(Peak/Average)의 통계적 특성은 비선형 왜곡과 상관 관계를 갖는데 전력 증폭기에는 선형 왜곡보다는 이러한 비선형 왜곡이 더 커다란 영향을 미친다.

전력 증폭기에 영향을 미치는 요인들 중 3차의 비 선형 왜곡은 인접 주파수 채널에서(adjacent-frequency channel) 상호 변조 승산 항(inter-modulation product)들을 야기시킨다. 이러한 상호 변조 승산 항들은 높은 피크 진폭들로 인하여 발생되어 인접 채널의 전력(Adjacent Channel Power; ACP)을 증가시키므로 전력 증폭기의 선정에 제한을 준다. 특히 CDMA (Code Division Multiple Access) 시스템은 전력 증폭기의 선형성(linearity)에 엄격한 조건이 요구되는 점을 고려할때 이는 매우 중요한 문제이다.

IS-97 과 IS-98에서 FCC는 인접채널 전력(ACP)을 소정의 요건으로 규정하고 있는데, 이 요건을 충족하기 위해서는 그 만큼 RF 전력 증폭기의 바이어스(bias) 점을 제한해야 한다.

현재 IMT-2000 시스템 표준 안으로 제안되고 있는 기존 안들은, 동시에 송신하는 CDMA 채널 수가 복수 개로 제안되었고, 채널 수가 복수개인 경우에 피크 전력 대 평균 전력 비가 중요한 요소로 고려되어 변조 방식의 효율성과 직결된다.

제 3 세대 이동 통신 시스템인 IMT-2000은, 디지털 셀룰러 시스템, 개인 통신 시스템 등에 이어서 차세대 통신시스템으로 주목되고 있으며, 고 용량, 양질의 다양한 서비스, 국제간의 로밍 등을 주요 특징으로 하는 미래의 무선 통신 시스템으로서 곧 상용화될 예정이다.

이에 부응하여 각국이 각자의 IMT-2000 시스템용 방식들을 내놓고 있는데 그 특징으로는 인터넷(internet) 서비스나 전자 상거래 (electronic commerce)에 적용할 수 있는 고속의 데이터 전송속도를 요구하며, 이는 RF 증폭기의 전력 효율 문제와 직결된다.

CDMA 기술을 기반으로 하는 세계 주요 국가들의 IMT-2000 시스템 변조 방식은, 먼저 파일롯 채널 방식과 파일롯 심볼 방법으로 대별될 수 있는데 전자는 한국의 ETRI 버전 1.0 안, 북미 4사의 CDMA ONE 등이 있고, 후자로는 일본의 NTT-DOCOMO, ARIB안, 그리고 유럽의 역 방향에서의 FMA2안 등이 있다.

전력 효율면 만 고려 시 파일롯 심볼 방법은 단일 채널 효과를 가지므로 다중 채널 방식인 파일롯 채널 방식보다 우월하다 할 수 있으나, 채널 추정의 정확도 등이 전력 제어와 직결되어 있으므로 이 논지는 회의적이라 할 수 있다.

도 1은 종래 CDMA ONE 방식에 의한 복소 확산 방법을 보인 계통도로서, 이에 도시된 바와 같이 펀더멘털(Fundamental) 채널과, 서플리멘털(Supplemental) 채널과, 콘트롤(Control) 채널의 신호들은 시그날 맵핑부(10)를 거쳐 승산부(20)의 각 승산기에서 각각 왈시코드가 곱해져 확산되고, 파이롯(Pilot)신호와 상기 왈시코드가 곱해져 확산된 신호들은 채널이득 승산부(30)에서 각각의 채널 이득(A0, A1, A2, A3)이 곱해진다.

그리고, 가산부(40)에서는 채널 이득(A0)이 곱해진 파일롯 신호(Pilot)와 채널이득(A1)이 곱해진 펀드맨탈 채널신호가 제1가산기에서 동위상 정보로 더해지고, 채널이득(A2)이 곱해진 서플리멘털 채널신호와 채널이득(A3)이 곱해진 콘트롤 채널신호는 제2가산기에서 직교위상 정보로 더해진다.

이처럼 각기 두가지 신호가 더해진 동위상 정보와 직교위상정보는 확산부(50)에서 PN1코드와 PN2 코드가 곱해지고, PN1코드가 곱해진 동위상 정보에서 PN2코드가 곱해진 직교위상 정보를 감산해서 I채널신호로서 출력되고, PN1코드가 곱해진 직교위상정보와 PN2코드가 곱해진 동위상정보가 가산된 후 지연기를 거쳐 Q채널신호로서 출력된다.

이와같이 CDMA ONE은 확산 코드 복소 확산 방법을 사용하는데, 파일롯(Pilot) 채널과 월시 코드 1로 확산된 펀더멘털(Fundamental) 채널이 합산되어 동 위상 정보를 구성하고, 월시 코드 2으로 확산된 서플리멘탈(Supplemental) 채널과 월시 코드 3으로 확산된 콘트롤(Control) 채널이 합산되어 직교 위상 정보를 구성한다. 그리고, 상기 동 위상 정보와 직교 위상 정보가 PN 코드로 복소 확산된다.

도 2a는 종래 CDMA ONE 의 이론적인 성상도이고, 도 2b는 종래 CDMA ONE의 실제 펄스 쉐이핑 필터 통과 후 최대 개안점 에서의 성상도를 보인 예시도이다.

이러한 성상도에 나타난 바와 같이, CMDA ONE에 있어서, 좌우 즉, 동 위상 정보(I채널)와 상하 즉, 직교 위상 정보(Q채널)는 실제 펄스 쉐이핑 필터 통과 후 피크 전력이 발생될 수 있는 우려가 있고, 도 3a, 3b의 ETRI 버전 1.0은, 대각방향에서 피크 전력이 발생되어 열화의 우려가 생긴다.

이와같이 크레스트 요인(Crest factor)과 전력 진폭의 통계적 분포를 고찰해 볼 때, CDMA ONE에서는 상하에서 피크 전력이 발생되어 확산 코드의 불규칙성과 상호 간섭 문제가 발생된다.

CDMA 시스템이 전력 증폭기의 선형성(linearity)에 엄격한 조건을 요구한다는 것을 고려해 볼 때 피크 전력 대 평균 전력 비는 더욱 중요하다고 할 수 있다. 특히 IMT-2000 시스템의 특징은, 동시에 송신하는 CDMA 채널 수가 복수개로 피크 전력 대 평균 전력 비가 중요한 요소로 작용하여 변조 방식의 효율성과도 연결되고 있다.

이에 현재 미국의 CDMA-ONE, 일본이나 유럽의 W-CDMA에서 제안하는 복소 확산 방식 보다 전력효율 측면에서 우수하며, 또한 복소 확산 방식과 마찬가지로 동 위상 채널과 직교 위상 채널의 전력 불균형 문제를 해결할 수 있는 새로운 변조 방법을 제안한다.

본 발명의 제1목적은, 상기와 같은 문제점을 개선시켜 피크 전력 대 평균 전력 비가 낮은 상태로 안정되게 유지하기 위하여 다중 채널 데이타를 직교 복소 확산시키는 방법을 제안한다. 여기서, 본 발명을 설명함에 있어서, '직교 복소 확산 변조'를 OCQPSK (Orthogonal Complex QPSK)라고 명명한다.

본 발명의 제1목적을 달성하기 위한 수단은, 다중 채널의 데이타중 임의의 채널의 데이터에 직교 하다마다 시퀀스와 이득을 곱하고, 다른 임의의 체널의 데이타에 직교하다마다 시퀀스와 이득을 곱하여 두 채널의 정보를 복소 형태로 합산하며, 그 복소 형태로 합산된 정보에 복소형태의 직교 하다마다 시퀀스를 곱하여 복소형태로 구하고, 동일 방식으로 구해지는 다수의 채널정보를 복소형태로 합산하고, 그 다수 채널의 복소 형태의 정보를 합산한 정보에 확산코드 시퀀스를 곱하여 확산 하도록 구성됨에 특징이 있다.

상기 OCQPSK 방식은 FIR 필터 입력 상태가 한 샘플 이전 상태에서

±90°

이상 변화 하지않도록 제한을 하여 전력이 ZERO 상태가 일어나는 확률을 줄이도록 한다. 그리하여 전력 효율을 높이는데 이는 전력 증폭기의 back-off를 위한 bias 전류의 소모를 줄여 밧데리의 전력도 절약하게 되는 효과를 갖는다.

또한, 본 발명의 제2 목적은, 상기 OCQPSK(Orthogonal Complex QPSK)에 근거를 두어 전력 효율 측면에서 OCQPSK와 버금가며, 다중 사용자 간섭 문제도 해결하는 또다른 변조 방식인 치환식 직교 복소 확산 변조(POCQPSK ; Permutated Orthogonal Complex QPSK) 방식을 제안한다.

본 발명의 제2목적을 달성하기 위한 수단은, 임의의 채널의 데이터에 직교 하다마다 시퀀스와 이득을 곱하고, 다른 임의의 채널의 데이타에 직교하다마다 시퀀스와 이득을 곱하여 복소 형태로 합산하며, 동일 방식으로 구해지는 다수의 채널 데이타를 복소형태로 합산하고, 그 복소 형태로 합산된 데이타에 복소형태의 직교 하다마다 시퀀스 (

W_M,I+jPW_M,Q

) 를 곱한 데이타에 확산코드 시퀀스를 곱하여 확산 하도록 구성하되, 상기 복소형태의 직교 하다마드 시퀀스에서 P를 조절하도록 함에 특징이 있다.

또한, 상기 간섭에 의한 위상 의존도를 제거하기 위하여 채널 데이타에 곱하는 이득α₁₂과 이득α₃₁을 동일한 임의의 이득으로 사용하여 간섭에 의한 위상 의존도를 제거함에 특징이 있다.

그리고, 본 발명의 제 3목적은, 상기 POCQPSK 방법에 의해 생성된 자신의 신호와 그 자기 신호의 다중 경로에서 반사에 의해 발생되는 신호와의 간섭과, 상기 자기 신호와 다른 사용자의 신호와의 간섭에 의한 위상 의존도를 제거하기 위한 것이다.

본 발명의 제 3목적을 달성하기 위한 수단은, 임의의 채널의 데이터에 복합 직교 하다마다 시퀀스를 이용하는 것인데, 복합 직교 하다마다 시퀀스들은 임의의 직교 하다마다 시퀀스의 일부와 임의의 다른 직교 하다마다 시퀀스의 일부를 연결하여 하나의 복합 직교 하다마다 시퀀스로 만드는 것이다. 이러한 복합 직교 하다마다 시퀀스와 직교 관계를 갖는 모든 직교 하다마다 시퀀스들을 복합 직교 하다마다 시퀀스라고 한다. 예를 들어 [도 8]에서 보여지듯 두 번째 하다마다 시퀀스에서 처음 네 수들[1 -1 1 -1]과 세 번째 하다마다 시퀀스에서 마지막 네 수들[1 -1 1 -1]을 복합 하다마다 시퀀스 W_8,(1//2)=[1 -1 1 -1 1 1 -1 -1]로 표현할 때, 세 번째 하다마다 시퀀스에서 처음 네 수들[1 1 -1 -1]과 두 번째 하다마다 시퀀스에서 마지막 네 수[1 -1 1 -1]들로 구성되는 시퀀스를 W_8,(2//1)=[1 1 -1 -1 1 -1 1 -1]로 표현할 때 이를 복합 하다마다 시퀀스라 하며 이렇게 구성된 복합하다마다 시퀀스들과 직교 관계를 갖는 모든 직교 하다마다 시퀀스들을 복합 직교 하다마다 시퀀스라고 한다. 이러한 복합 직교 하다마다 시퀀스와 이득을 곱하고, 다른 임의의 채널의 데이타에 복합 직교하다마다 시퀀스와 이득을 곱하여 복소 형태로 합산하며, 동일 방식으로 구해지는 다수의 채널 데이타를 복소 형태로 합산하고, 그 복소 형태로 합산된 데이타에 복소형태의 복합 직교 하다마다 시퀀스(

W_M,I+jPW_M,Q

)를 곱한 데이타에 확산코드 시퀀스를 곱하여 확산하도록 구성하되, 상기 복소형태의 복합 직교 하다마다 시퀀스에서 P를 조절하도록 하여 자기신호의 다중경로에서 반사에 의해 발생되는 신호와의 간섭의 위상 의존도를 제거함에 특징이 있다.

도 1은 종래 CDMA ONE 방식의 다중채널 복소 확산방법을 보인 블록도.

도 2a는 종래 CDMA ONE 방식의 이론적인 성상도.

도 2b는 도 2a에 따른 실제 펄스 쉐이핑 필터 통과 후 최대 개안점에서의 성상도.

도 3a는 종래 ETRI 버전 1.0방식의 이론적인 성상도.

도 3b는 도 3a에 따른 실제 펄스 쉐이핑 필터 통과 후 최대 개안점에서의 성상도.

도 4는 본 발명에 이한 다중채널 복소확산 장치 블록도.

도 5a는 도 4의 복소 승산부의 상세 구성도.

도 5b는 도 4의 합산부 및 확산부의 상세 구성도.

도 5c는 도 4의 확산부의 다른 실시예를 보인 상세 구성도.

도 5c는 도 4의 필터부 및 변조부의 상세 구성도.

도 6a는 본 발명에 의한 OCQPSK 의 이론적인 성상도.

도 6b는 도 6a에 따른 실제 펄스 쉐이핑 필터 통과 후 최대 개안점 에서의 성상도.

도 7은 본 발명과 종래 기술을 비교한 평균 전력에 대해서 전력 피크의 발생 확률 분포 특성도.

도 8은 본 발명을 설명하기 위한 직교 하다마다 시퀀스 예시도.

도 9는 본 발명에 의한 다중채널 치환식 직교 복소확산 방식 장치 블록도.

도 10은 도 9의 복소 승산부의 상세 구성도.

도 11은 본 발명에 의한 음성 서비스를 위한 다중채널 치환식 직교 복소확산 방식 장치 블록도.

도 12는 본 발명에 의한 고음질 음성 서비스나 저속의 전송률을 갖는 데이터를 위한 다중채널 치환식 직교 복소확산 방식 장치 블록도.

도 13a는 본 발명에 의한 고속의 전송률을 갖는 QPSK 데이터를 위한 다중채널 치환식 직교 복소확산 방식 장치 블록도.

도 13b는 본 발명에 의한 고속의 전송률을 갖는 데이터를 위한 다중채널 치환식 직교 복소확산 방식 장치 블록도.

도 14a는 본 발명에 의한 QPSK 데이터를 갖는 멀티미디어 서비스를 위한 다중채널 치환식 직교 복소확산 방식 장치 블록도.

도 14b는 본 발명에 의한 멀티미디어 서비스를 위한 다중채널 치환식 직교 복소확산 방식 장치 블록도.

도 15a는 직교 확산 방식 (OCQPSK)의 위상 궤적도.

도 15b는 치환식 직교 확산 방식 (POCQPSK)의 위상 궤적도.

도 15c는 복소 확산 방식 의 위상 궤적도.

〈도면의 주요부분에 대한 부호의 설명〉

100-100n,900 : 복소 승산부 200 : 합산부

300 : 확산부 400 : 필터부

500 : 변조부

첨부한 도면을 참조하여 본 발명을 상세히 설명하면 다음과 같다.

본 발명에 대한 이해를 돕기 위하여 복소 합산기와 복소 승산기를 설명하면 다음과 같다. 두 복소수 (a+jb)와 (c+jd)를 가정한다. 여기에서 a,b,c,d는 임의의 실수를 의미한다.

복소 합산기는 (a+c)+j(b+d)를, 복소 승산기는 ((a×c) - (b×d)) + j((b×c) + (a×d))를 출력한다. 확산 코드 시퀀스를 SC, 정보 데이터를 X_n1, X_n2, 이득 상수를 α_n1, α_n2, 그리고 직교 하다마드 시퀀스를 W_M,n1, W_M,n2, W_M,n3, W_M,n4, W_M,I, W_M,Q로 표현하며 이때 M은 M×M 하다마드 행렬을 그리고 n1, n2, n3, 그리고 n4는 이 하다마드 행렬의 임의의 벡터들의 색인(index)을 의미하여 예를 들어 n3는 도 4의 n번째 블록(200)처럼 n번째 블록에서 세번째로 쓰인 하다마드 벡터를 의미한다. 하다마드 (M)은 M차의 하다마드 행렬을 나타내어 예를들어 행렬 W가 1과 -1값을 가질때 W^T×W는 주 대각선 항들이 M이며 나머지 항들은 모두 영(zero)이 된다. 여기에서 T는 전치 (Transpose)를 나타낸다.

상기 데이터들 X_n1, X_n2, W_M,n1, W_M,n2, W_M,n3, W_{M,n4 ,}W_M,I, W_M,Q, SC는 +1 혹은 -1 로 이루어지는 조합 데이타이며, α_n1, α_n2는 임의의 실수를 나타낸다.

도 4 는 본 발명에 따른 직교 복소 확산 변조 장치의 블록도로서, 하나 혹은 복수 채널이 합해진 후 확산 코드에 의해서 확산되는 구조이다.

임의의 한 채널의 데이타에 이득과 직교 하다마다 시퀀스를 곱하고, 다른 한 채널의 데이타에 이득과 직교 하다마다 시퀀스를 곱하여 두 채널을 데이타를 복소 합산하고, 그 복소 합산된 데이타에 복소 형태의 직교 하다마다 시퀀스를 곱하여 출력하도록 하나의 복소 승산부가 이루어지고, 동일한 방식으로 서로 다른 두 채널의 데이타를 복소 승산하는 다수의 복소 승산부(100 - 100n)와;

상기 다수의 복소 승산부(100 - 100n)의 출력을 합산하는 합산부(200)와;

그 합산부(200)의 출력에 임의의 확산코드 SC를 곱하여 확산 시키는 확산부(300)와;

그 확산부(300)에서 확산된 데이타를 필터링하는 펄스 쉐이핑 필터(400)와;

그 필터(400)의 출력에 변조용 반송파를 승산하여 변조시킨 후, 안테나를 통하여 변조된 데이타를 출력하는 변조파 승산기(500)로 구성된다.

도 4에 도시된 바와 같이, 첫번째 복소 승산부(100)는, 직교 하다마드 시퀀스 W_M,11에 한 채널의 데이터 X₁₁와 이득 α₁₁가 곱해진 α₁₁W_M,11X₁₁과, 직교 하다마드 시퀀스 W_M,12에 다른 채널의 데이터 X₁₂와 이득 α₁₂가 곱해진 α₁₂W_M,12X₁₂를 복소 형태로 합산하고, 그 복소형태로 합산된 α₁₁W_M,11X₁₁+ jα₁₂W_M,12X₁₂와 역시 복소 형태인 직교 하다마다 시퀀스 W_M,13+jW_M,14를 복소 승산기(111)에서 복소 승산을 한다.

n 번째 복소 승산부(100n)는, 직교 하다마드 시퀀스 W_M,n1에 또다른 임의의 채널 데이터 X_n1와 이득α_n1가 곱해진 α_n1W_M,n1X_n1과, 직교 하다마드 시퀀스 W_M,n2에 또다른 채널의 데이터 X_n2와 이득 α_n2가 곱해진 α_n2W_M,n2X_n2를 복소 형태로 합산하고, 그 복소형태로 합산된 α_n1W_M,n1X_n1+ jα_n2W_M,n2X_n2와 역시 복소 형태인 직교하다마다 시퀀스 W_M,n3+ jW_M,n4를 복소 승산기(100n)에서 복소 승산을 한다.

이와같이 동일한 구성의 n개의 복소 승산부로부터 출력되는 복소 승산 데이타들이 합산부(200)에서 합산되고, 확산부(300)에서 확산 코드 SC가 승산되어 확산된다. 확산된 데이타를 펄스 쉐이핑 필터(600)를 통해서 필터링하고, 승산기(700)에서 변조용 반송파

e^j2πfct

를 승산하여 변조시킨 후, Re{*} 함수를 거친 후 실수 데이타s(t)를 안테나를 통하여 출력하는데, 이 Re{*}는 임의의 복소수가 이함수를 거치면 실수값만이 출력됨을 의미한다.

수식으로 나타내면 다음과 같다.

이다.

단; K의 범위는 1 이상 n이하의 임의의 정수를 나타내고, n은 1이상의 정수로서, 다중 채널의 각 채널 번호와 같다.

상기 다수의 복소 승산부(100)는, 각 복소승산부(110 - 100n)가 동일한 구조로 구성되고, 각각 서로 다른 두개의 채널 데이타를 복소 승산하도록 구성된다.

하나의 복소승산부는, 도 5a에 도시된 바와 같이, 임의의 채널의 데이터 X₁₁에 직교 하다마다 시퀀스 W_M,11를 곱하는 제1승산기(101)와, 그 제1승산기(101)의 출력신호에 이득 α₁₁를 곱하는 제2승산기(102)와, 다른 채널의 데이터 X₁₂에 다른 직교 하다마드 시퀀스 W_M,12를 곱하는 제3승산기(103)와, 그 제3승산기(103)의 출력신호에 이득 α₁₂를 곱하는 제4승산기(104)와, 상기 제2승산기(102)의 출력신호 α₁₁W_M,11X₁₁와 제4승산기(102)의 출력신호 α₁₂W_M,12X₁₂에 각각 직교 하다마다 시퀀스 W_M,13를 승산하는 제5,제6승산기(105)(106)와, 상기 제2승산기(102)의 출력신호 α₁₁W_M,11X₁₁와 제4승산기(102)의 출력신호 α₁₂W_M,12X₁₂에 각각 직교 하다마다 시퀀스 W_M,14를 승산하는 제7,제8승산기(107)(108)와, 상기 제5승산기(105)의 출력신호(+ac)에 상기 제7승산기(107)의 출력신호(-bd)를 합산하여 동위상 정보(ac-bd)를 출력하는 제1가산기(109)와, 상기 제6승산기(106)의 출력신호(bc)에 상기 제8승산기(108)의 출력신호(ad)를 합산하여 직교 위상 정보(bc+ad)를 출력하는 제2가산기(110)로 구성된다.

따라서, 제1,제2승산기(101)(102)에서 데이터 X₁₁에 직교 하다마드 시퀀스 W_M,11와 이득 α₁₁가 곱해져 α₁₁W_M,11X₁₁(=a)이 구해진다. 그리고, 제3,제4승산기(103)(104)에서 데이터 X₁₂에 직교 하다마드 시퀀스 W_M,12와 이득 α₁₂가 곱해져 α₁₂W_M,12X₁₂(=b)이 구해진다. 이어서 제5,제6승산기(105)106)에서는 상기 α₁₁W_M,11X₁₁(=a)와 α₁₂W_M,12X₁₂(=b)가 각각 직교 하다마드 시퀀스 W_M,13(=c)와 곱해져서α₁₁W_M,11X₁₁W_M,13(=ac)과 α₁₂W_M,12X₁₂W_M,13(=bc)이 구해지고, 제7,제8승산기(105)(106)에서는 상기 α₁₁W_M,11X₁₁(=a)와 α₁₂W_M,12X₁₂(=b)가 각각 직교 하다마드 시퀀스 W_M,14(=d)와 곱해져서α₁₁W_M,11X₁₁W_M,14(=ad)과 α₁₂W_M,12X₁₂W_M,14(=bd)가 구해진다. 그리고, 제1가산기(109)에서는 α₁₁W_M,11X₁₁W_M,13(=ac)에서 α₁₂W_M,12X₁₂W_M,14(bd)이 감산된 (α₁₁W_M,11X₁₁W_M,13)-(α₁₂W_M,12X₁₂W_M,14)( = ac-bd)가 구해지고, 제2가산기(110)에서는 α₁₁W_M,11X₁₁W_M,14(=ad)와 α₁₂W_M,12X₁₂W_M,13(bc)가 합산된 (α₁₁W_M,11X₁₁W_M,14)+(α₁₂W_M,12X₁₂W_M,13)(= ad+bc)가 구해진다.

이는 도 4에 도시된 첫번째 복소 승산부(100)를 예시한 것으로, n번째 복소 승산부(100n)까지 모두 동일 구조로 구성된다. α₁₁W_M,11X₁₁를 a로, α₁₂W_M,12X₁₂를 b로, 직교 하다마다 시퀀스 W_M,13를 c로, 그리고, 직교 하다마다 시퀀스 W_M,14를 d로 표현하였을 때, (a+jb)(c+jd) = ac-bd +j(bc+ad)이므로, 첫 번째 복소 승산부(100)에서 출력되는 신호는 동위상정보 ac-bd와, 직교 위상정보bc+ad 가 된다.

그리고, 도 5b는 본 발명의 일실시예에 따른 합산부(200) 및 확산부(300)를 나타내고, 도 5c는 확산부(300)의 다른 실시예를 나타낸다.

상기 합산부(200)는, 도 4의 다수의 복소 승산부에서 출력되는 동 위상정보 A₁(= (ac-bd)), ..., An를 합산하는 제1합산기(210)와, 상기 다수의 복소 승산부에서 출력되는 직교위상정보 B₁(=(bc+ad)), ..., Bn를 합산하는 제2합산기(220)로 구성된다.

상기 확산부(300)는, 상기 합산부(200)의 제1가산기(210)와 제2가산기(220)의 출력신호에 각각 확산 시퀀스 SC를 곱하는 제1,제2승산기(301)(302)로 구성된다. 즉, 하나의 확산 코드 SC만을 이용하여 동위상신호(I채널 신호)와 직교위상신호(Q채널 신호)로 확산한다.

한편, 본 발명의 다른 실시예에 따른 확산부(300)는, 도 5c에 도시되어 있다. 상기 합산부(200)의 제1가산기(210)와 제2가산기(220)의 출력신호에 각각 확산 시퀀스 SC1를 곱하는 제1,제2승산기(310)(320)와, 상기 합산부(200)의 제1가산기(210)와 제2가산기(220)의 출력신호에 각각 확산 시퀀스 SC2를 곱하는 제3,제4승산기(330)(340)와, 상기 제1승산기(310)의 출력신호(+)와 제3승산기(330)의 출력신호(-)를 합산하여 I채널 신호로 출력하는 제1가산기(350)와, 상기 제2승산기(320)의 출력신호(+)와 상기 제4승산기(340)의 출력신호(+)를 합산하는 Q채널 신호로 출력하는 제2합산기(360)로 구성된다.

즉, 합산부(200)는, 제1합산기(210)와 제2합산부(220)를 통해서 n개의 복소승산부의 동위상정보는 동위상 정보끼리 합산하고, 직교위상정보는 직교위상 정보끼리 합산한다. 그리고, 확산부(300)는, 제1,제2승산기(310)(320)에서 상기 합산부(200)의 동위상정보 합산값(g)과 직교 위상정보 합산값(h)에 제1확산 코드 SC1(l)을 곱하여 gl, hl을, 제3,제4승산기(330)(340)에서 상기 합산부(200)의 동위상정보 합산값(g)과 직교 위상정보 합산값(h)에 제2확산 코드 SC2(m)을 곱하여 gm, hm을 각각 구하고, 제1가산기(350)에서 상기 gl에서 hm을 감산한 gl-hm을, 제2가산기(360)에서 상기 hl에 gm을 합산 한 hl+gm을 각각 구한다.

도 5d는 필터부 및 변조부의 구성을 보인 블록도로서, 이에 도시된 바와같이 필터부(400)는, 상기 도 5b 또는 도 5c의 동 위상 정보인 I채널신호와, 직교 위상정보 신호인 Q채널신호를 각각 필터링하는 제1,제2펄스 쉐이핑 필터(410)(420)로 구성되고, 변조부(500)는, 상기 제1,제2펄스 쉐이핑 필터(410)(420)의 출력신호에 각각

cos(2πf_ct)와 -sin(2πf_ct)

를 승산하는 제1,제2승산기(510)(520), 그리고, 이 두 승산기(510)(520)의 출력신호를 합산하여 변조 데이타S(t)를 출력하는 가산기(530)로 구성된다.

여기서 상기 직교 하다마다 시퀀스들은, 왈시 코드 혹은 어떠한 다른 직교 코드도 사용할 수 있다.

예를들어, 직교 하다마드 시퀀스를 도 8과 같은 8 × 8 하다마다 행렬을 사용하는 경우를 설명한다.

도 8은 하다마드(혹은 왈시) 코드의 예시도로서, 본 발명에서는 8×8 하다마드 행렬에서 임의의 k번째 행 혹은 열의 시퀀스 벡터를 W_k-1로 설정하는 경우를 예시한 것으로, k가 1인 경우 W_k-1은 행 또는 열의 W₀, k가 5인 경우 W_k-1은 행 또는 열의 W₄를 나타냄을 보인 것이다.

따라서, 본 발명의 효율을 높이기 위해서는 각 채널 데이타에 곱하는 직교 하다마다 시퀀스를 다음과 같이 결정한다.

M×M 하다마드 행렬에서 k번째 행 혹은 열의 시퀀스 벡터를 W_k-1로 설정하고, W_M,n1= W₀, W_M,n2= W_2p(단, p는 0부터 (M/2)-1에 속하는 임의의 수) 그리고 W_M,n3= W_2n-2, W_M,n4= W_2n-1(단, n은 n번째 블록을 나타내는 수)로 정하여 α_n1W₀X_n1+ jα_n2W_2pX_n2와 W_2n-2+ jW_2n-1를 복소 승산한다.

만약, 도 4에서 첫번째 복소 승산부만 사용되는 경우, 즉, 두 채널의 데이타를 복소 승산하는 경우의 예를 설명한다. M×M (M=8)하다마드 행렬에서 k번째 행 혹은 열의 시퀀스 벡터를 W_k-1로 설정하면, W_M,11= W₀, W_M,12= W₂, 혹은 W_M,12= W₄, 그리고 W_M,13= W₀, W_M,14= W₁결정할 수 있고, α₁₁W₀X₁₁+ jα₁₂W₂X₁₂혹은 α₁₁W₀X₁₁+ jα₁₂W₄X₁₂와 W₀+ jW₁로서 복소 승산할 수 있다.

이에 더하여, 도 4에서 두 개의 복소 승산부를 사용하는 경우, 두 번째 복소 승산부는,

W_M,21= W₀, W_M,22= W₄, 그리고 W_M,23= W₂, W_M,24= W₃로 정하여 α₂₁W₀X₂₁+ jα₂₂W₄X₂₂와 W₂+ jW₃로서 복소 승산할 수 있다.

또한, 확산 코드 SC를 사용하여 확산시킬 때에 도 5b에서와 같이, 하나의 확산 코드를 사용할 수 있고, 도 5c에서와 같이 두개의 확산 코드 SC1과 SC2를 사용하여 확산시킬 수 있다.

한편 제 3목적을 달성하기 위하여 각 채널 데이타에 곱하는 직교 하다마다 시퀀스를 다음과 같이 결정할 수 있다.

자기 신호의 다중 경로 형태에서 발생하는 간섭과 다른 사용자에서 발생하는 간섭에 의한 위상 의존도를 제거하기 위하여 직교 하다마다 시퀀스 대신 복합 직교하다마다 시퀀스로 대체하여 사용한다.

예를 들어, 두 채널의 경우는, M×M (M=8)하다마드 행렬에서 k번째 행 혹은 열의 시퀀스 벡터를 W_K-1로 설정하고 임의의 m번째 행 혹은 열의 시퀀스 벡터를 W_m로 설정하였을 때 벡터 W_K-1에서 처음 M/2 혹은 마지막 M/W를 취하고, W_m-1에서 마지막 M/2 혹은 처음 M/2를 취하여 구성한 복합 직교 하다마다 벡터를 W_K-1//m-1로 설정하고, W_M,11=W_O, W_M,12=W_4//1, 그리고 W_M,1=W_O, W_M,Q=W_1//4로 정하여 α₁₁W_OX₁₁+jα₁₂W_4//1X₁₂와, W_O+ jPW_1//4를 복소 승산한다.

또, 세 채널의 경우는, M×M (M=8)하다마드 행렬에서 k번째 행 혹은 열의 시퀀스 벡터를 W_K-1로 설정하고 임의의 m번째 행 혹은 열의 시퀀스 벡터를 W_m로 설정하였을 때 벡터 W_K-1에서 처음 M/2 혹은 마지막 M/2를 취하고, W_m-1에서 마지막 M/2 혹은 처음 M/2를 취하여 구성한 복합 직교 하다마다 벡터를 W_K-1//m-1로 설정하고, W_M,11=W_O, W_M,12=W_4//1, W_M,21=W₂, 그리고 W_M,1=W_O, W_M,Q=W_1//4로 정하여 α₁₁W_OX₁₁+ jα₁₂W_4//1X₁₂와, α₂₁W₂X₂₁를 합산한 합산값과 W_O+ jPW_1//4를 복소 승산한다.

또, 두 채널의 경우, M×M (M=8)하다마드 행렬에서 k번째 행 혹은 열의 시퀀스 벡터를 W_K-1로 설정하고 임의의 m번째 행 혹은 열의 시퀀스 벡터를 W_m로 설정하였을 때 벡터 W_K-1에서 처음 M/2 혹은 마지막 M/2를 취하고, W_m-1에서 마지막 M/2 혹은 처음 M/2를 취하여 구성한 복합 직교 하다마다 벡터를 W_K-1//m-1로 설정하고, W_M,11=W_O, W_M,12=W_2//1, 그리고 W_M,1=W_O, W_M,Q=W_1//2로 정하여 α₁₁W_OX₁₁+ jα₁₂W_2//1X₁₂와, W_O+ jPW_1//2를 복소 승산한다.

또, 세 채널의 경우, M×M (M=8)하다마다 행렬에서 k번째 행 혹은 열의 시퀀스 벡터를 W_K-1로 설정하고 임의의 m번째 행 혹은 열의 시퀀스 벡터를 W_m로 설정하였을 때 벡터 W_K-1에서 처음 M/2 혹은 마지막 M/2를 취하고, W_m-1에서 마지막 M/2 혹은 처음 M/2를 취하여 구성한 복합 직교 하다마다 벡터를 W_K-1//m-1로 설정하고, W_M,11=W_O, W_M,12=W_2//1, W_M,21=W₄, 그리고 W_M,I=W_O, W_M,Q=W_1//2로 정하여 α₁₁W_OX₁₁+ jα₁₂X_2//1X₁₂와, α₂₁W₄X₂₁를 합산한 합산값과 W_O+ jPW_1//2를 복소 승산한다.

여기서, 각각 두채널의 경우 2가지 예와, 세채널의 경우 2가지 예를 들었는데, 이는 펄스 쉐이핑 밴드 패스 필터의 임펄스 응답 특성 차이에 따라 두채널 및 세채널의 제1예, 또는 제2열를 선택적으로 사용하는 것이 바람직하다.

도 6a는 본 발명에 의한 OCQPSK의 이론적인 성상도이고, 도 6b는 실제 펄스 쉐이핑 필터 통과 후 최대 개안점 에서의 성상도를 보인 예시도이며, 도 7은 본 발명에 의한 OCQPSK와, 종래 CDMA ONE 및 ETRI 버전 1.0의 피크 전력 대 평균 전력 비의 통계적인 분포를 비교한 특성도이다.

먼저, 도 6a 는 도 2a와 비교할 때 이론적인 성상도는 거의 동일하다. 그러므로 전력 효율 측면에서 같다고 할 수 있으나 도 6b와 도 2b를 비교해 보면, 실제 펄스 쉐이핑 필터 통과 후 최대 개안점에서의 성상도는 차이가 있다. 즉, 도 6b는 상하(Q채널) 와 좌우 (I채널) 한계범위에 충분히 만족하도록 분포되어 있다. 이러한 점이 피크 전력 대 평균 전력 비의 통계적인 분포를 다르게 한다.

도 7은, 본 발명과 종래의 두가지 예들의 실제 시뮬레이션 한 결과에 의해 얻어진 피크 전력대 평균 전력비의 통계적인 분포를 예시한 도면이다.

동일한 조건을 부여하기 위하여 제어 혹은 신호 채널의 전력 세기는 통화 채널(Fundamental 채널, Supplemental 채널 혹은 동 위상 채널, 직교 위상 채널)의 전력 세기와 같도록 조정하였고 파일롯 채널의 전력 세기는 통화 채널의 전력 세기보다 4dB 낮도록 조정한 상태에서 피크 전력 대 평균 전력 비의 통계적인 분포를 비교해 보았다.

본 발명에 의한 OCQPSK의 경우는 도 4의 첫 번째 복소승산부(100)와 n번째 복소 승산부(100n)을 사용하여 비교하되 첫 번째 블록(100)은 W_M,11= W₀, W_M,12= W₄, W_M,13= W₀, W_M,14= W₁, 로 하고, n번째 블록(100n)은, W_M,n1= W₀, W_M,n2= W₄, W_M,n3= W₂, W_M,n4= W₃로 하고, 그리고 확산 코드로서는 PN코드를 SC1으로 사용하였고 SC2는 사용하지 않았다.

이 그림은 예를 들어 순시 전력(instantaneous power) 값이 평균 전력(average power) 값(0 dB)을 4 dB를 초과할 확률이 OCQPSK은 0.03%, CDMA ONE은 0.9%, 그리고 ETRI 버전 1.0 안은 4%임을 나타낸다. 그러므로 본 발명은 CDMA 기술을 사용하는 시스템에서 전력 효율 측면에서 매우 우수한 특성을 가지며 상호 간섭(Cross Talk) 을 없애게 하는 새로운 변조 방식임을 확인 할 수 있다.

한편, 도 9 는 본 발명의 제2목적에 따른 치환식 직교 복소 확산 변조(POCQPSK) 블록도이다.

도 9에 도시된 바와 같이, 하나 혹은 복수 채널이 합해진 후 치환식 직교 하다마드 코드에 의해 복소 승산되고 확산 코드에 의해서 확산되는 구조이다.

다중 채널을 임의의 수의 채널씩 할당하여 2 그룹으로 분할하고, 각 그룹별로 각 채널의 데이터 X_n1에 이득α_n1와 임의의 직교 하다마드 시퀀스 W_M,n1가 곱해진 α_n1W_M,n1X_n1를 출력하는 제1, 제2 하다마다 시퀀스 승산부(600),(700)와, 그 제1 하다마다 시퀀스 승산부(600)의 출력을 합산한 를 출력하는 제1가산부(810)와, 상기 제2 하다마다 시퀀스 승산부(700)의 출력을 합산한 를 출력 하는 제2가산부(820)와, 그 제1 가산부(810)의 출력과 제2 가산부(820)의 출력을 복소 형태 로 입력받아, 직교 하다마드 코드 W_M,I와, 직교 하다마드 코드, W_M,Q과 임의의 시퀀스 P 가 승산된 치환식 직교 하다마드 코드 PW_M,Q로 구성된 복소 형태인 W_M,I+ jPW_M,Q과 복소 승산 하는 복소 승산부(900)와, 그 복소 승산부(900)의 출력에 확산 코드를 승산하여 확산 시키는 확산부(300)와, 그 확산부(300)의 출력을 필터링하는 필터부(400) 및 변조용 반송파를 곱하여 변조시키고 동위상 신호와 직교위상신호를 합산하여 실수의 변조신호를 출력하는 변조부(500)로 구성된다.

여기서, 상기 확산부(300), 필터부(400) 및 변조부(500)의 구성은 도 4에 도시된 실시예에서와 동일한 구성이다. 다만 도 4와 비교할때, 도 9의 구성은, 복소 승산부(100 - 100n) 내에서 수행하는 복소 형태의 직교하다마다 시퀀스의 승산을 분리하여 합산부의 후단에 배치함으로써, 채널별로 승산하지 않고 2 그룹으로 합산된 신호에 복소 형태의 직교 하다마다 시퀀스를 승산을 하도록 구성한 것이 다른 점이다.

제 1 직교 하다마다 시퀀스 승산부(600)는, 직교 하다마드 시퀀스 W_M,11에 첫번째 블록의 첫번째 데이터 X₁₁와 이득 α₁₁가 곱해진 α₁₁W_M,11X₁₁과, 직교 하다마드 시퀀스 W_M,21에 첫번째 블록의 두번째 데이터 X₂₁와 이득 α₂₁가 곱해진 α₂₁W_M,21X₂₁와, 임의의 직교 하다마드 시퀀스 W_M,n1에 첫 번째 블록의 n번째 데이터 X_n1와 이득α_n1가 곱해진 α_n1W_M,n1X_n1등을 제1가산부(810)에서 합산한 를 출력하고,

제 2 직교 하다마다 시퀀스 승산부(700)는, 직교 하다마드 시퀀스 W_M,12에 두번째 블록의 첫번째 데이터 X₁₂와 이득 α₁₂가 곱해진 α₁₂W_M,12X₁₂와, 직교 하다마드 시퀀스 W_M,22에 두 번째 블록의 두번째 데이터 X₂₂와 이득 α₂₂가 곱해진 α₂₂W_M,22X₂₂와, 임의의 직교 하다마드 시퀀스 W_M,n2에 두 번째 블록의 n번째 데이터 X_n2와 이득α_n2가 곱해진 α_n2W_M,n2X_n2등을 제2가산부(820)에서 합산한 를 출력한다. 여기서 블록이란 1 그룹으로 분할된 하나의 그룹을 의미한다.

제1가산부(810)에서 출력된 신호는 동위상 데이터를 형성하고 제2가산부(820)에서 출력된 신호는 직교위상 데이터를 형성하여 복소 형태인 신호 를 출력한다. 복소 승산부(900)는, 상기 제1,제2 가산부(810),(820)의 복소 출력 신호에 직교 하다마드 코드 W_M,I와, 직교 하다마드 코드 W_M,Q에 임의의 시퀀스 P와 승산된 직교 하다마드 코드 PW_M,Q을 각기 승산하고 이를 가산기를 통해 복소 형태로 합산하여 동위상 신호와 직교위상신호를 출력한다. 즉, 상기 제1, 제2 가산부9810), (820)의 복소 출력 신호에 복소 형태인 W_M,I+ jPW_M,Q를 복소 승산기에서 복소 승산을 한다.

확산부(300)는, 상기 복소 승산부(900)의 출력신호에 확산 코드 SC1를 승산하여 확산시킨다. 이를 펄스 쉐이핑 필터(410, 420)를 통해서 필터링하고, 변조용 승산기(510, 520)에서 변조용 반송파

cos(2πf_ct)

, 와

sin(2πf_ct)

를 승산하여 변조시킨 후, s(t)를 출력한다.

이를 수식으로 나타내면 다음과 같다.

이다. K의 범위는 1보다 크거나 같은 임의의 정수를 나타낸다.

도 10은 두개의 채널 데이타를 복소 승산하는 경우를 예시한 것이다. 제 1 직교하다마다 시퀀스 승산부(600)에 채널 데이타 X₁₁을, 제2 직교하다마다 시퀀스 승산부(700)에 다른 채널 데이타 X₁₂를 할당한다.

첫 번째 데이터 X₁₁에 이득 α₁₁를 곱하는 제1승산기(610)와, 그 제1승산기(610)의 출력신호에 직교 하다마다 시퀀스 W_M,11를 곱하는 제2승산기(611)와, 두번째 데이터 X₁₂에 이득 α₁₂를 곱하는 제3승산기(710)와, 그 제3승산기(710)의 출력신호에 직교 하다마드 시퀀스 W_M,12를 곱하는 제4승산기(711)로 직교 하다마다 시퀀스 승산부가 구성된다. 이때, 하나의 채널을 하나의 그룹에 할당한 것이므로 합산부는 필요치 않다.

복소 승산부(900)는, 상기 제2승산기(611)의 출력신호 α₁₁W_M,11X₁₁와, 제4승산기(711)의 출력신호 α₁₂W_M,12X₁₂에 각각 직교 하다마다 시퀀스 W_M,I를 승산하는 제5,제6승산기(901)(902)와, 상기 제2승산기(611)의 출력신호 α₁₁W_M,11X₁₁와 제4승산기(711)의 출력신호 α12WM,12X12에 각각 permuted 직교 하다마다 시퀀스 PWM,Q를 승산하는 제7,제8승산기(903)(904)와, 상기 제5승산기(901)의 출력신호(+ac)에 상기 제7승산기(903)의 출력신호(-bd)를 합산하여 동위상 정보(ac-bd)를 출력하는 제1가산기(905)와, 상기 제6승산기(902)의 출력신호(bc)에 상기 제8승산기(904)의 출력신호(ad)를 합산하여 직교 위상 정보(bc+ad)를 출력하는 제2가산기(906)로 구성된다.

따라서, 제1,제2승산기(610)(611)에서 데이터 X₁₁에 직교 하다마드 시퀀스 W_M,11와 이득 α₁₁가 곱해져 α₁₁W_M,11X₁₁(=a)이 구해진다. 그리고, 제3,제4승산기(710)(711)에서 데이터 X₁₂에 직교 하다마드 시퀀스 W_M,12와 이득 α₁₂가 곱해져 α₁₂W_M,12X₁₂(=b)이 구해진다. 이어서 제5,제6승산기(901)(902)에서는 상기 α₁₁W_M,11X₁₁(=a)와 α₁₂W_M,12X₁₂(=b)가 각각 직교 하다마드 시퀀스 W_M,I(=c)와 곱해져서α₁₁W_M,11X₁₁W_M,I(=ac)과 α₁₂W_M,12X₁₂W_M,I(=bc)이 구해지고,

제7,제8승산기(903)(904)에서는 상기 α₁₁W_M,11X₁₁(=a)와 α₁₂W_M,12X₁₂(=b)가 각각 permuted 직교 하다마드 시퀀스 PW_M,Q(=d)와 곱해져서α₁₁W_M,11X₁₁PW_M,Q(=ad)과 α₁₂W_M,12X₁₂PW_M,Q(=bd)가 구해진다.

그리고, 제1가산기(905)에서는 α₁₁W_M,11X₁₁W_M,I(=ac)에서 α₁₂W_M,12X₁₂PW_M,Q(bd)이 감산된 (α₁₁W_M,11X₁₁W_M,I)-(α₁₂W_M,12X₁₂PW_M,Q)( = ac-bd)가 구해지고, 제2가산기(906)에서는 α₁₁W_M,11X₁₁PW_M,Q(=ad)와 α₁₂W_M,12X₁₂W_M,I(bc)가 합산된 (α₁₁W_M,11X₁₁PW_M,Q)+(α₁₂W_M,12X₁₂W_M,I)(= ad+bc)가 구해진다.

도 10은 도 9에 도시된 복소 승산부(900)을 일예를 예시한 것으로, α₁₁W_M,11X₁₁를 a로, α₁₂W_M,12X₁₂를 b로, 직교 하다마다 시퀀스 W_M,I를 c로, 그리고, permuted 직교 하다마다 시퀀스 PW_M,Q를 d로 표현하였을 때, (a+jb)(c+jd) = ac-bd +j(bc+ad)이므로, 복소 승산부(900)에서 출력되는 신호는 동 위상정보 ac-bd와, 직교 위상정보 bc+ad 가 된다.

이어서, 동위상 데이타와 직교 위상 데이타는 확산부(300)에서 확산코드(예; PN코드)에 의해 확산된다. 그리고, 동 위상 정보인 I채널신호와, 직교 위상정보 신호인 Q채널신호를 각각 제1,제2펄스 쉐이핑 필터(410)(420)에서 필터링하고, 상기 제1,제2펄스 쉐이핑 필터(410)(420)의 출력신호에 각각

cos(2πf_ct)와 sin(2πf_ct)

를 승산하는 제1,제2승산기(510)(520), 그리고, 이 두 승산기(510)(520)의 출력신호를 합산하여 S(t)를 출력하는 가산기(530)를 통하여 변조하여 출력하게 된다.

도 9에 도시된 실시예에서도, 도 4에 도시된 실시예에서와 마찬가지로 직교 하다마다 시퀀스는 왈시 코드 혹은 어떠한 다른 직교 코드도 사용할 수 있다. 그리고, 채널 수에 따라 각 채널의 직교 하다마다 시퀀스는 도 8을 예시하여 상세히 설명한 바와 같이, M×M 하다마드 행렬에서 k번째 행 혹은 열의 시퀀스 벡터를 W_k-1로 설정하고, W_M,n1= W₀, W_M,n2= W_2p(단, p는 0부터 (M/2)-1에 속하는 임의의 수)그리고 W_M,I= W₀, W_M,Q= W₁(단, n은 n번째 데이터를 나타내는 수)로 정하여 α_n1W₀X_n1+ jα_n2W_2pX_n2와 W₀+ jPW₁를 복소 승산한다.

상기의 규칙을 적용하여 직교 하다마다 시퀀스를 각 채널에 할당하고, 직교하다마다 시퀀스를 할당받지 못한 나머지 채널에 대해서는 적용하지 않은 직교 하다마다 시퀀스의 벡터 열 또는 행을 임의로 선택하여 적용한다.

도 11은 음성 서비스를 위한 POCQPSK의 사용예를 보이며, 이경우 두개의 채널 즉, Pilot 채널과, Traffic 채널의 데이타에 각각 이득과 직교 하다마다 시퀀스가 곱해지고, 두 채널의 신호는 복소 형태로 복소 승산부(900)에 입력되고, 그 복소 승산부(900)에서 복소 형태의 직교 하다마다 시퀀스가 승산된다.

도 12는 고음질 음성 서비스와 낮은 전송률을 갖는 데이터 서비스시의 구성 예이다. 이경우는 제1 직교 하다마다 시퀀스 승산부(600)에 Pilot 채널과, Signaling 채널이 할당되고, 제2 직교 하다마다 시퀀스 승산부(700)에 Traffic 채널이 할당된다.

도 13a는 높은 전송율의 데이터 서비스에 대한 구성 예인데 이 경우 특징은 R bps의 속도로 전송하고자 하는 데이터가 직렬 병렬 변환기(S/P ; Serial to Parallel Converter)를 거쳐 각각 R/2 bps로가는 QPSK 데이터 형태를 갖도록 구성 할 수 있다. 또는 도 13b와 같이, 각각의 입력 데이터Traffic 1, Traffic2가 같은 이득(α₃₁=α₁₂)을 갖도록 구성 할 수 있다. 여기서 중요한 사항은, 높은 전송률의 데이타가 두 개의 채널로 분할 되어 입력되었을때, 각 채널에 할당하는 이득을 동일 이득으로 정해 주어야 간섭에 의한 위상 의존도를 제거할 수 있게 된다.

도 14a 및 14b는 멀티 미디어 서비스에 대한 구성도를 보여준다. 이 경우도 역시 높은 전송률의 데이타(Traffic)를 직렬 병렬 변환기(S/P ; Serial to Parallel Converter)를 거쳐 각각 R/2 bps로 가는 QPSK 데이터 형태를 변환시켜 제1 직교하다마다 시퀀스 승산부(600)와 제2 직교 하다마다 시퀀스 승산부(700)에 분배하고, 제1 직교하다마다 시퀀스 승산부(600)에 3개의 채널을, 제2 직교 하다마다 시퀀스 승산부(700)에 2개의 채널을 할당하여 구성 할 수 있다.

마찬가지로, 도 14b에 도시된 바와 같이, 직렬 병렬 변환기(S/P ; Serial to Parallel Converter)를 사용하지 않고, 데이타(Traffic)가 두 채널의 데이타(Traffic 1), (Traffic 2)로 분할되어 입력되는 경우에는, 각 채널에 적용하는 이득을 같은 이득(α₃₁=α₁₂)을 적용한다.

도 15a는 OCQPSK의 위상도에서의 궤적이고, 도 15b는 본 발명이 적용되는 POCQPSK의 위상도에서의 궤적이며, 도 15c는 복소확산 방식의 위상도에서의 궤적이다.

먼저, 도 15a, 도 15b 와 도 15c를 비교할 때 궤적의 모양이 다르며 영점을 지나는 모양이 다름을 알수있다. 그러므로 전력 효율 측면에서 다르며 이러한 점이 피크 전력 대 평균 전력 비의 통계적인 분포를 다르게 한다.

도 7은 OCQPSK 방식 및 POCQPSK방식과 대비되는 CDNA ONE 방식의 피크 전력 대 평균 전력 비의 통계적인 분포를 비교한 특성도이다.

동일한 조건을 부여하기 위하여 신호 채널의 전력 세기는 통화 채널의 전력 세기와 같도록 조정하였고 파일롯 채널의 전력 세기는 통화 채널의 전력 세기보다 4dB 낮도록 조정한 상태에서 피크 전력 대 평균 전력 비의 통계적인 분포를 비교해 보았다.

본 발명에 의한 POCQPSK의 경우는 도 9의 첫 번째 블록(600) 에서 W_M,11= W₀그리고 W_M,21= W₂로 하고, 두번째 블록(700)에서는 W_M,12= W₄로하였고 W_M,I= W₀, W_M,Q= W₁으로 하였고 P는 시퀀스의 맨 처음에서 볼 때 연속된 두 시퀀스가 같은 값을 갖도록 설정된 확산 코드를 사용하였다.

이 그림은 예를 들어 순시 전력 값이 (instantaneous power) 평균 전력 값 (0 dB) 을 (average power) 4 dB를 초과할 확률이 POCQPSK은 0.1%, 그리고 복소확산 방법은 2%임을 나타낸다. 그러므로 본 발명은 CDMA 기술을 사용하는 시스템에서 전력 효율 측면에서 매우 우수한 특성을 갖도록하는 새로운 변조 방식임을 확인 할 수 있다.

이상에서 상세히 설명한 바와같이 본 발명의 OCQPSK 방식은,

첫 번째 데이터와 두 번째 데이터에 각각 이득과 직교코드를 곱하여 이들을 복소합산하고, 그 복소합산값에 복소형태의 직교코드를 복소 승산하고, 동일구조의 다중 채널의 정보를 합산한후 확산하는 방식을 이용함으로써, 피크 전력 대 평균 전력비의 분포를 만족할 만한 범위내로 안정되게 줄일수 있는 효과가 있다.

또한, 본 발명의 POCQPSK 방식은, 첫 번째 블락의 데이터들과 두 번째 블락의 데이터들에 각각 이득과 직교코드들을 곱한후, 복소형태의 치환식 직교 확산 코드로 복소 승산을 하고, 확산하는 방식을 이용함으로써, 피크 전력 대 평균 전력비의 분포를 만족할 만한 범위내로 안정되게 줄일수 있는 동시에 다중 사용자 간섭도 줄이는 효과가 있다.

Claims

다중채널의 데이터 분배한 다수의 블록중 임의의 n 번째 블록에서는

직교 하다마드 시퀀스 W_M,n1에 n 번째 블록의 첫번째 데이터 X_n1와 이득α_n1가 곱해진 α_n1W_M,n1X_n1과, 직교 하다마드 시퀀스 W_M,n2에 n 번째 블록의 두번째 데이터 X_n2와 이득 α_n2가 곱해진 α_n2W_M,n2X_n2를 복소 형태로 합산하고,

그 복소형태로 합산한 α_n1W_M,n1X_n1+ jα_n2W_M,n2X_n2와 역시 복소 형태인 W_M,n3+ jW_M,n4를 복소 승산기에서 복소 승산을 하여 동위상정보와 직교위상정보의 신호로서 출력하며,

상기 다수의 블록으로부터 출력되는 동위상정보는 동위상정보 끼리, 직교위상정보는 직교위상 정보끼리 합산한 후, 확산 코드에 의해서 확산시키는 것을 특징으로 하는 다중채널을 위한 직교 복소 확산 방법.
제 1항에 있어서, 상기 확산 코드는,

동위상 정보와 직교위상 정보를 하나의 확산 코드를 사용하여 I채널과 Q채널로 확산하는 것을 특징으로 하는 다중채널을 위한 직교 복소 확산 방법.
제 1항에 있어서, 상기 확산 코드는,

동위상 정보와 직교위상 정보에 각각 제1확산 코드를 곱하고,

상기 동위상 정보와 상기 직교위상 정보에 각각 제2확산 코드를 곱한후,

상기 제1확산코드를 곱한 동위상 정보에서 제2확산코드를 곱한 직교위상 정보를 감산하여 I채널신호로,

상기 제1확산코드를 곱한 직교위상 정보와 제2확산코드를 곱한 동위상 정보를 합산하여 Q채널신호로, 확산 시키는 것을 특징으로 하는 다중채널을 위한 직교 복소 확산 방법.
제 1 항에 있어서, 상기 직교 하다마드 시퀀스는,

왈시 코드를 사용하는 것을 특징으로 하는 다중채널을 위한 직교 복소 확산 방법.
제 1 항에 있어서, 상기 직교 하다마드 시퀀스를 승산하는 과정은,

M×M (M=4)하다마드 행렬에서 k번째 행 또는 열의 시퀀스 벡터를 W_k-1로 설정하고, 하나의 블록인 경우, W_M,11= W₀, W_M,12= W₂, 그리고 W_M,13= W₀, W_M,14= W₁로 정하여 α₁₁W₀X₁₁+ jα₁₂W₂X₁₂와 W₀+ jW₁를 복소 승산하는 것을 특징으로 하는 다중채널을 위한 직교 복소 확산 방법.
제 5 항에 있어서, 상기 M = 8로 하고, 상기 W_M,12= W₄로 정하여

α₁₁W₀X₁₁+ jα₁₂W₄X₁₂와 W₀+ jW₁를 복소 승산하는 것을 특징으로 하는 다중채널을 위한 직교 복소 확산 방법.
제 1 항에 있어서, 상기 직교 하다마드 시퀀스를 승산하는 과정은,

M×M(임의의 자연수) 하다마드 행렬에서 k번째 행 혹은 열의 시퀀스 벡터를 W_k-1로 설정하고, W_M,n1= W₀, W_M,n2= W_2p(단, p는 0부터 (M/2)-1에 속하는 임의의 수)그리고 W_M,n3= W_2n-2, W_M,n4= W_2n-1(단, n은 n번째 블록을 나타내는 수)로 정하여 α_n1W₀X_n1+ jα_n2W_2pX_n2와 W_2n-2+ jW_2n-1를 복소 승산하는 것을 특징으로 하는 다중채널을 위한 직교 복소 확산 방법.
제 1 항에 있어서, 두 블록의 경우는,

M×M(M=8)하다마드 행렬에서 k번째 행 혹은 열의 시퀀스 벡터를 W_k-1로 설정하고, W_M,11= W₀, W_M,12= W₄, 그리고 W_M,13= W₀, W_M,14= W₁로 정하여 α₁₁W₀X₁₁+ jα₁₂W₄X₁₂와 W₀+ jW₁를 복소 승산한 결과와, W_M,21= W₀, W_M,22= W₄, 그리고 W_M,23= W₂, W_M,24= W₃로 정하여 α₂₁W₀X₂₁+ jα₂₂W₄X₂₂와 W₂+ jW₃를 복소 승산한 결과를 합산하는 것을 특징으로 하는 다중채널을 위한 직교 복소 확산 방법.
제 8 항에 있어서, 상기 W_M,12= W₆, 그리고 W_M,22= W₆로 정하여 α₁₁W₀X₁₁+ jα₁₂W₆X₁₂와 W₀+ jW₁를 복소 승산한 결과와, α₂₁W₀X₂₁+ jα₂₂W₆X₂₂와 W₂+ jW₃를 복소 승산한 결과를 합산하는 것을 특징으로 하는 다중채널을 위한 직교 복소 확산 방법.
다중채널의 데이터를 분배하여 각 블록별로 직교 하다마드 시퀀스 W_M,n1에 n 번째 블록의 첫번째 데이터 X_n1와 이득α_n1가 곱해진 α_n1W_M,n1X_n1과 직교 하다마드 시퀀스 W_M,n2에 n 번째 블록의 두번째 데이터 X_n2와 이득 α_n2가 곱해진 α_n2W_M,n2X_n2를 복소 형태로 합산한 α_n1W_M,n1X_n1+ jα_n2W_M,n2X_n2와 역시 복소 형태인 W_M,n3+ jW_M,n4를 복소 승산기에서 복소 승산을 하는 다수의 복소승산블록과;

그 다수의 복소 승산블록의 각 블록에서 출력되는 동위상정보는 동위상정보끼리 합산하고, 직교위상정보는 직교위상 정보끼리 합산하는 합산부와,

그 합산부에서 합산된 동위상 정보와 직교위상정보에 확산 코드를 곱하여 I채널과 Q채널신호로 출력 하는 확산부를 포함하여 구성된 것을 특징으로 하는 다중채널을 위한 직교 복소 확산 장치.
제 10 항에 있어서, 상기 확산부는,

상기 합산부에서 합산된 동위상 정보와 직교위상정보에 각각 제1,제2 확산 코드를 승산하고, 제1확산 코드가 승산된 동위상정보에서 제2확산 코드가 승산된 직교위상정보를 감산하여 I채널로 하고, 제2확산 코드가 승산된 동위상정보에 제1확산 코드가 승산된 직교위상정보를 가산하여 Q채널로 출력하도록 이루어진 것을 특징으로 하는 다중채널을 위한 직교 복소 확산 방법.
제 10 항에 있어서, 상기 복소승산블록은,

해당 블록의 첫 번째 데이터 X_n1에 직교 하다마드 시퀀스 W_M,n1를 곱하는 제1승산기와, 그 제1승산기의 출력신호에 이득 α_n1을 곱하는 제2승산기와, 두번째 데이터 X_n2에 직교 하다마드 시퀀스 W_M,n2를 곱하는 제3승산기와, 그 제3승산기의 출력신호에 이득 α_n2를 곱하는 제4승산기와, 상기 제2승산기의 출력신호 α_n1W_M,n1X_n1와 제4승산기의 출력신호 α_n2W_M,n2X_n2에 각각 직교 하다마드 시퀀스 W_M,n3를 승산하는 제5,제6승산기와, 상기 제2승산기의 출력신호 α_n1W_M,n1X_n1와 제4승산기의 출력신호 α_n2W_M,n2X_n2에 각각 직교 하다마드 시퀀스 W_M,n4를 승산하는 제7,제8승산기와, 상기 제5승산기의 출력신호(ac)에서 상기 제8승산기의 마이너스 출력신호(-bd)를 합산하여 동위상 정보(ac-bd)를 출력하는 제1가산기와, 상기 제6승산기의 출력신호(bc)에 상기 제7승산기의 출력신호(ad)를 합산하여 직교 위상 정보(bc+ad)를 출력하는 제2가산기로 구성된 것을 특징으로 하는 다중채널을 위한 직교 복소 확산 장치.
제 10 항에 있어서, 상기 직교 하다마드 시퀀스는,

어떠한 직교 코드도 사용하는 것을 특징으로 하는 다중채널을 위한 직교 복소 확산 장치.
다중채널의 데이터 분배시 첫 번째 블록에서의

임의의 직교 하다마드 시퀀스 W_M,n1에 임의의 데이터 X_n1와 이득α_n1가 곱해진 α_n1W_M,n1X_n1과, 두 번째 블락의 직교 하다마드 시퀀스 W_M,n2에 임의의데이터 X_n2와 이득 α_n2가 곱해진 α_n2W_M,n2X_n2를 복소 형태로 합산하고,

상기 두 블록으로부터 출력되는 다수의 다른 채널들의 출력신호에서 동위상정보는 동위상정보 끼리, 직교위상정보는 직교위상 정보끼리 합산한 후,

그 복소형태로 합산한 와 임의의 직교 하다마드 시퀀스들인 W_M,I와 W_M,Q와 , 임의의 시퀀스 혹은 임의의 확산 코드, 혹은 임의의 정수를 의미하는 P 로 구성된 복소 형태인 W_M,I+ jPW_M,Q을 복소 승산기에서 복소 승산을 하여 동위상정보와 직교위상정보의 신호로서 출력하며,

확산 코드에 의해서 확산시키는 것을 특징으로 하는 다중채널을 위한 치환식 직교 복소 확산 방법.
제 14항에 있어서, 상기 확산 코드는,

동위상 정보와 직교위상 정보를 하나의 확산 코드를 사용하여 I채널과 Q채널로 확산하는 것을 특징으로 하는 다중채널을 위한 치환식 직교 복소 확산 방법.
제 14항에 있어서, P는 임의의 시퀀스 혹은 임의의 확산 코드, 혹은 임의의 정수를 의미하는 치환식 직교 복소 확산 방법.
제 14항에 있어서,

M×M 하다마드 행렬에서 k번째 행 혹은 열의 시퀀스 벡터를 W_k-1로 설정하고, W_M,I= W₀, W_M,Q= W_2q+1(단, q는 0부터 (M/2)-1에 속하는 임의의 수)로 하고 P를 위한 임의의 확산 코드는 연속된 두 시퀀스가 같은 값을 갖도록 구성하는 치환식 직교 복소 확산 방법.
제 14항에 있어서, P는 통신 환경과 서비스에 따라 변화하도록 선정하는 치환식 직교 복소 확산 방법.
제 14 항에 있어서, 상기 직교 하다마드 시퀀스는,

왈시 코드를 사용하는 것을 특징으로 하는 다중채널을 위한 치환식 직교 복소 확산 방법.
제 14 항에 있어서, 상기 직교 하다마드 시퀀스를 승산하는 과정은,

M×M (M=4)하다마드 행렬에서 k번째 행 또는 열의 시퀀스 벡터를 W_k-1로 설정하고, 두 개의 데이터를 전송하고자하는 경우, W_M,11= W₀, W_M,12= W₂, 그리고 W_M,I= W₀, W_M,Q= W₁로 정하여 α₁₁W₀X₁₁+ jα₁₂W₂X₁₂와 W₀+ jPW₁를 복소 승산하는 것을 특징으로 하는 다중채널을 위한 치환식 직교 복소 확산 방법.
제 20 항에 있어서, 상기 M = 8로 하고, 상기 W_M,12= W₄로 정하여

α₁₁W₀X₁₁+ jα₁₂W₄X₁₂와 W₀+ jPW₁를 복소 승산하는 것을 특징으로 하는 다중채널을 위한 치환식 직교 복소 확산 방법.
제 14 항에 있어서, 상기 직교 하다마드 시퀀스를 승산하는 과정은,

M×M 하다마드 행렬에서 k번째 행 혹은 열의 시퀀스 벡터를 W_k-1로 설정하고, W_M,n1= W₀, W_M,n2= W_2q(단, q는 0부터 (M/2)-1에 속하는 임의의 수)그리고 W_M,I= W₀, W_M,Q= W₁(단, n은 n번째 블록을 나타내는 수)로 정하여 α_n1W₀X_n1+ jα_n2W_2qX_n2와 W₀+ jPW₁를 복소 승산하는 것을 특징으로 하는 다중채널을 위한 치환식 직교 복소 확산 방법.
제 14 항에 있어서, 상기 확산부는,

상기 합산부에서 합산된 동위상 정보와 직교위상정보에 각각 제1,제2 확산 코드를 승산하고, 제1확산 코드가 승산된 동위상정보에서 제2확산 코드가 승산된 직교위상정보를 감산하여 I채널로 하고, 제2확산 코드가 승산된 동위상정보에 제1확산 코드가 승산된 직교위상정보를 가산하여 Q채널로 출력하도록 이루어진 것을 특징으로 하는 다중채널을 위한 치환식 직교 복소 확산 방법.
제 14 항에 있어서, 상기 복소승산블록은,

해당 블록의 첫 번째 데이터 X_n1에 이득 α_n1을 곱하는 제1승산기와, 그 제1승산기의 출력신호에 직교 하다마드 시퀀스 W_M,n1를 곱하는 제2승산기와, 두번째 데이터 X_n2에 곱하는 이득 α_n2을 곱하는 제3승산기와, 그 제3승산기의 출력신호에 직교 하다마드 시퀀스 W_M,n2를 곱하는 제4승산기와, 상기 제2승산기의 출력신호 α_n1W_M,n1X_n1와 제4승산기의 출력신호 α_n2W_M,n2X_n2에 각각 직교 하다마드 시퀀스 W_M,I를 승산하는 제5,제6승산기와, 상기 제2승산기의 출력신호 α_n1W_M,n1X_n1와 제4승산기의 출력신호 α_n2W_M,n2X_n2에 각각 직교 하다마드 시퀀스 W_M,Q를 승산하는 제7,제8승산기와, 상기 제5승산기의 출력신호(ac)에서 상기 제8승산기의 마이너스 출력신호(-bd)를 합산하여 동위상 정보(ac-bd)를 출력하는 제1가산기와, 상기 제6승산기의 출력신호(bc)에 상기 제7승산기의 출력신호(ad)를 합산하여 직교 위상 정보(bc+ad)를 출력하는 제2가산기로 구성된 것을 특징으로 하는 다중채널을 위한 치환식 직교 복소 확산 장치.
다중 채널을 임의의 수의 채널씩 할당하여 2 그룹으로 분할하고, 각 그룹별로 각 채널의 데이터 X_n1에 이득α_n1와 임의의 직교 하다마드 시퀀스 W_M,n1가 곱해진 α_n1W_M,n1X_n1를 출력하는 제1, 제2 하다마다 시퀀스 승산부(600),(700)와, 그 제1 하다마다 시퀀스 승산부(600)의 출력을 합산한 를 출력하는 제1가산부(810)와, 상기 제2 하다마다 시퀀스 승산부(700)의 출력을 합산한 를 출력 하는 제2가산부(820)와, 그 제1 가산부(810)의 출력과 제2 가산부(820)의 출력을 복소 형태 로 입력받아, 직교 하다마드 코드 W_M,I와, 직교 하다마드 코드, W_M,Q과 임의의 시퀀스 P 가 승산된 치환식 직교 하다마드 코드 PW_M,Q로 구성된 복소 형태인 W_M,I+ jPW_M,Q과 복소 승산 하는 복소 승산부(900)와, 그 복소 승산부(900)의 출력에 확산 코드를 승산하여 확산 시키는 확산부(300)와, 그 확산부(300)의 출력을 필터링하는 필터부(400) 및 변조용 반송파를 곱하여 변조시키고 동위상 신호와 직교위상신호를 합산하여 실수의 변조신호를 출력하는 변조부(500)로 구성된 것을 특징으로 하는 다중채널을 위한 치환식 직교 복소 확산 방법.
제 25 항에 있어서, 세 채널의 경우는,

M×M(M=8)하다마드 행렬에서 k번째 행 혹은 열의 시퀀스 벡터를 W_k-1로 설정하고, W_M,11= W₀, W_M,12= W_4,W_M,21= W₂, 그리고 W_M,I= W₀, W_M,Q= W₁로 정하여 α₁₁W₀X₁₁+ jα₁₂W₄X₁₂와, α₂₁W₂X₂₁를 합산한 합산값과 W₀+ jPW₁를 복소 승산한 결과를 특징으로 하는 다중채널을 위한 치환식 직교 복소 확산 방법.
제 25 항에 있어서, 세 채널의 경우는,

M×M 하다마드 행렬에서 k번째 행 혹은 열의 시퀀스 벡터를 W_k-1로 설정하고, M=8에서 W_M,11= W₀, W_M,12= W_2,그리고 W_M,I= W₀, W_M,Q= W₁로 정하고, M=16에서 W_M,21= W₈로 설정시 α₁₁W₀X₁₁+ jα₁₂W₂X₁₂와, α₂₁W₈X₂₁를 합산한 합산값과 W₀+ jPW₁를 복소 승산한 결과를 특징으로 하는 다중채널을 위한 치환식 직교 복소 확산 방법.
제 25 항에 있어서, 네 채널의 경우는,

M×M(M=8)하다마드 행렬에서 k번째 행 혹은 열의 시퀀스 벡터를 W_k-1로 설정하고, W_M,11= W₀, W_M,12= W_4,W_M,21= W₂, W_M,31= W₆, 그리고 W_M,I= W₀, W_M,Q= W₁로 정하여 α₁₁W₀X₁₁+ jα₁₂W₄X₁₂와, α₂₁W₂X₂₁와, α₃₁W₆X₃₁를 합산한 합산값과 W₀+ jPW₁를 복소 승산한 결과를 특징으로 하는 다중채널을 위한 치환식 직교 복소 확산 방법.
제 25 항에 있어서, 네 채널의 경우는,

M×M 하다마드 행렬에서 k번째 행 혹은 열의 시퀀스 벡터를 W_k-1로 설정하고, M=8에서 W_M,11= W₀, W_M,12= W_4,, W_M,31= W₂, W_M,I= W₀, W_M,Q= W₁그리고 M=16에서 W_M,21= W₈로 정하여 α₁₁W₀X₁₁+ jα₁₂W₄X₁₂와, α₂₁W₈X₂₁와, α₃₁W₂X₃₁를 합산한 합산값과 W₀+ jPW₁를 복소 승산한 결과를 특징으로 하는 다중채널을 위한 치환식 직교 복소 확산 방법.
제 25 항에 있어서, 다섯 채널의 경우는,

M×M(M=8)하다마드 행렬에서 k번째 행 혹은 열의 시퀀스 벡터를 W_k-1로 설정하고, W_M,11= W₀, W_M,12= W_4,W_M,21= W₂, W_M,31= W₆, W_M,22= W₁그리고 W_M,I= W₀, W_M,Q= W₁로 정하여 α₁₁W₀X₁₁+ jα₁₂W₄X₁₂와, α₂₁W₂X₂₁+ jα₂₂W₁X₂₂와, α₃₁W₆X₃₁를 합산한 합산값과 W₀+ jPW₁를 복소 승산한 결과를 특징으로 하는 다중채널을 위한 치환식 직교 복소 확산 방법.
제 25 항에 있어서, 다섯 채널의 경우는,

M×M(M=8)하다마드 행렬에서 k번째 행 혹은 열의 시퀀스 벡터를 W_k-1로 설정하고, W_M,11= W₀, W_M,12= W_4,W_M,21= W₂, W_M,31= W₆, W_M,22= W₃그리고 W_M,I= W₀, W_M,Q= W₁로 정하여 α₁₁W₀X₁₁+ jα₁₂W₄X₁₂와, α₂₁W₂X₂₁+ jα₂₂W₃X₂₂와, α₃₁W₆X₃₁를 합산한 합산값과 W₀+ jPW₁를 복소 승산한 결과를 특징으로 하는 다중채널을 위한 치환식 직교 복소 확산 방법.
제 25 항에 있어서, 다섯 채널의 경우는,

M×M하다마드 행렬에서 k번째 행 혹은 열의 시퀀스 벡터를 W_k-1로 설정하고, M=8에서 W_M,11= W₀, W_M,12= W₄, W_M,31= W₂, W_M,22= W₆그리고 W_M,I= W₀, W_M,Q= W₁로, 그리고 M=16에서 W_M,21= W₈로정하여 α₁₁W₀X₁₁+ jα₁₂W₄X₁₂와, α₂₁W₈X₂₁+ jα₂₂W₆X₂₂와, α₃₁W₂X₃₁를 합산한 합산값과 W₀+ jPW₁를 복소 승산한 결과를 특징으로 하는 다중채널을 위한 치환식 직교 복소 확산 방법.
제 28항 내지 제 32항 중 어느 한 항에 있어서,

자기 신호의 다중 경로 형태에서 발생하는 간섭과 다른 사용자에서 발생하는 간섭에의한 위상의존도를 제거하기위하여 이득α_n1과 이득α_n2를 동일한 임의의 이득으로하여 사용하는 것을 특징으로 하는 다중채널을 위한 치환식 직교 복소 확산 방법.
상기 제 28항 내지 제 32항 중 어느 한 항에 있어서,

자기 신호의 다중 경로 3형태에서 발생하는 간섭과 다른 사용자에서 발생하는 간섭에 의한 위상 의존도를 제거하기 위하여 이득α₁₂과 이득α₃₁을 동일한 임의의 이득으로하여 사용하는 것을 특징으로 하는 다중채널을 위한 치환식 직교 복소 확산 방법.
제 25 항에 있어서,

자기 신호의 다중 경로 형태에서 발생하는 간섭과 다른 사용자에서 발생하는 간섭에 의한 위상 의존도를 제거하기 위하여 직교 하다마다 시퀀스 대신 복합 직교 하다마다 시퀀스로 대체하여 사용하는 것을 특징으로 하는 다중채널을 위한 치환식 직교 복소 확산 방법.
제 35 항에 있어서, 두 채널의 경우는,

M×M하다마드 행렬에서 k번째 행 혹은 열의 시퀀스 벡터를 W_k-1로 설정하고 임의의 m번째 행 혹은 열의 시퀀스 벡터를 W_m로 설정하였을 때 벡터 W_K-1에서 처음 M/2 혹은 마지막 M/2를 취하고, W_m-1에서 마지막 M/2 혹은 처음 M/2를 취하여 구성한 복합 직교 하다마다 벡터를 W_K-1//m-1로 설정하고, W_M,11=W_O, W_M,12=W_4//1, 그리고 W_M,I=W_O, W_M,Q=W_1//4로 정하여 α₁₁W_OX₁₁+ jα₁₂W_4//1X₁₂와, W_O+ jPW_1//4를 복소 승산하는 것을 특징으로 하는 다중채널을 위한 치환식 직교 복소 확산 방법.
제 35 항에 있어서, 세 채널의 경우는,

M×M(M=8)하다마다 행렬에서 k번째 행 혹은 열의 시퀀스 벡터를 W_K-1로 설정하고 임의의 m번째 행 혹은 열의 시퀀스 벡터를 W_m로 설정하였을 때 벡터 W_K-1에서 처음 M/2 혹은 마지막 M/2를 취하고, W_m-1에서 마지막 M/2 혹은 처음 M/2를 취하여 구성한 복합 직교 하다마다 벡터를 W_K-1//m-1로 설정하고, W_M,11=W_O, W_M,12=W_4//1, W_M,21=W₂, 그리고 W_M,I=W_O, W_M,Q=W_1//4로 정하여 α₁₁W_OX₁₁+ jα₁₂W_4//1X₁₂와, α₂₁W₂X₂₁를 합산한 합산값과 W_O+ jPW_1//4를 복소 승산하는 것을 특징으로 하는 다중채널을 위한 치환식 직교 복소 확산 방법.
제 35 항에 있어서, 두 채널의 경우는,

M×M(M=8)하다마다 행렬에서 k번째 행 혹은 열의 시퀀스 벡터를 W_K-1로 설정하고 임의의 m번째 행 혹은 열의 시퀀스 벡터를 W_m로 설정하였을 때 벡터 W_K-1에서 처음 M/2 혹은 마지막 M/2를 취하고, W_m-1에서 마지막 M/2 혹은 처음 M/2를 취하여 구성한 복합 직교 하다마다 벡터를 W_K-1//m-1로 설정하고, W_M,11=W_O, W_M,12=W_2//1, 그리고 W_M,I=W_O, W_M,Q=W_1//2로 정하여 α₁₁W_OX₁₁+ jα₁₂W_2//1X₁₂와, W_O+ jPW_1//2를 복소 승산하는 것을 특징으로 하는 다중채널을 위한 치환식 직교 복소 확산 방법.
제 35 항에 있어서, 세 채널의 경우는,

M×M(M=8)하다마다 행렬에서 k번째 행 혹은 열의 시퀀스 벡터를 W_K-1로 설정하고 임의의 m번째 행 혹은 열의 시퀀스 벡터를 W_m로 설정하였을 때 벡터 W_K-1에서 처음 M/2 혹은 마지막 M/2를 취하고, W_m-1에서 마지막 M/2 혹은 처음 M/2를 취하여 구성한 복합 직교 하다마다 벡터를 W_K-1//m-1로 설정하고, W_M,11=W_O, W_M,12=W₄, 그리고 W_M,I=W_O, W_M,Q=W_1//2로 정하여 α₁₁W_OX₁₁+ jα₂₁W₄X₂₁와, W_O+ jPW_1//2를 복소 승산하는 것을 특징으로 하는 다중채널을 위한 치환식 직교 복소 확산 방법.
제 14 항에 있어서,

자기 신호의 다중 경로 형태에서 발생하는 간섭과 다른 사용자에서 발생하는 간섭에 의한 위상 의존도를 제거하기 위하여 직교 하다마다 시퀀스 대신 복합 직교하다마다 시퀀스로 대체하여 사용하는 것을 특징으로 하는 다중 채널을 위한 치환식 직교 복소 확산 장치.