PT981914E - ''pluralidade de fontes de controlo e de dados de unidades de assinante para um sistema de comunicações sem fios de cdma'' - Google Patents

Description

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DESCRIÇÃO

"PLURALIDADE DE FONTES DE CONTROLO E DE DADOS DE UNIDADES DE ASSINANTE PARA UM SISTEMA DE COMUNICAÇÕES SEM FIOS DE CDMA"

Campo da Invenção A presente invenção refere-se a uma unidade de assinante e a um método para utilização num sistema de comunicações sem fios.

Descrição da Arte

Os sistemas de comunicações sem fios incluindo os sistemas de comunicações celulares, via satélite e de ponto a ponto utilizam uma ligação sem fios constituída por um sinal de radiofrequência (RF) modulado para transmitir dados entre dois sistemas. A utilização de uma ligação sem fios é desejável por uma variedade de razões incluindo o aumento da mobilidade e a redução das necessidades da infra-estrutura quando comparada com um sistema de comunicações com cabos. Uma desvantagem da utilização de uma ligação sem fios é a limitação da capacidade de comunicação que resulta da limitação da largura de banda de RF disponível. Esta limitação da capacidade de comunicação contrasta com os sistemas de comunicações com cabos em que uma capacidade adicional pode ser adicionada através da instalação de conexões adicionais de cabos. -2- ΡΕ981914

Reconhecendo a natureza limitada da largura de banda de RF, têm sido desenvolvidas várias técnicas de processamento do sinal para aumentar a eficiência com que os sistemas de comunicações sem fios utilizam a largura de banda de RF disponível. Um exemplo largamente aceite de uma tal técnica de processamento do sinal com eficiência da largura de banda é a norma IS-95 de interface hertziana e as suas derivadas, como a IS-95-A e a ansi J-STD-008 (de aqui em diante referenciadas colectivamente por norma IS-95) promulgadas pela Associação da Indústria de Telecomunicações (ΓΙΑ) e utilizadas principalmente em sistemas de telecomunicações celulares. A norma IS-95 incorpora técnicas de modulação do sinal do tipo acesso múltiplo por divisão de código (CDMA) para realizar múltiplas comunicações em simultâneo através da mesma largura de banda de RF. Quando combinadas com um controlo de potência compreensivo, a realização de múltiplas comunicações através da mesma largura de banda aumenta o número total de chamadas e de outras comunicações que podem ser realizadas num sistema de comunicações sem fios via, entre outras formas, o aumento da reutilização da frequência quando comparado com as outras tecnologias de telecomunicações sem fios. A utilização das técnicas de CDMA num sistema de comunicações de múltiplos acessos está revelada na patente U.S. n.° 4.901.307 intitulada "SPREAD SPECTRUM COMMUNICATION SYSTEM USING SATELITE OU TERRESTRIAL REPEATERS" e na patente U.S. n.° 5.103.459 intitulada "SYSTEM AND METHOD FOR GENERATING SIGNAL WAVEFORMS IN A CDMA CELLULAR TELEPHONE SYSTEM", ambas atribuídas ao autor -3- ΡΕ981914 da presente invenção. A Fig. 1 apresenta uma ilustração altamente simplificada de um sistema de telefone celular configurado de acordo com a utilização da norma IS-95. Durante o seu funcionamento um conjunto de unidades de assinante 10a - d realiza uma comunicação sem fios para estabelecer uma ou mais interfaces de RF com uma ou mais estações de base 12a - d utilizando sinais de RF modulados com CDMA. Cada interface de RF entre uma estação de base 12 e uma unidade de assinante 10 é constituída por um sinal da ligação de ida transmitido da estação de base 12 e um sinal de retorno transmitido da unidade de assinante. Utilizando estas interfaces de RF, uma comunicação com outro utilizador é geralmente realizada através da central de comutação do telefone móvel (MTSO) 14 e da rede de telefone pública comutada (PSTN) 16. As ligações entre as estações de base 12, a central MTSO 14 e a rede PSTN 16 são habitualmente implementadas utilizando conexões de cabos, embora também seja conhecida a utilização de conexões adicionais de RF ou de microondas.

De acordo com a norma IS-95 cada unidade de assinante 10 transmite dados do utilizador via um sinal de retorno não coerente de canal único com um débito máximo de dados de 9,6 ou de 14,4 kbits/s dependendo de qual o conjunto de débito que é seleccionado de entre um conjunto de conjuntos de débito. Uma ligação não coerente é uma ligação em que a informação da fase não é utilizada pelo -4- ΡΕ981914 sistema receptor. Uma ligação coerente é uma ligação em que o receptor explora durante o processamento o conhecimento sobre a fase dos sinais portadores. A informação da fase tem, tipicamente, a forma de um sinal piloto mas pode também ser estimada a partir dos dados transmitidos. A norma IS-95 exige um conjunto de sessenta e quatro códigos de Walsh, cada um constituído por sessenta e quatro chips, para serem utilizados para a ligação de ida. A utilização de um sinal de retorno não coerente de canal único tendo um débito máximo de dados de 9,6 ou de 14,4 kbits/s, conforme especificado pela norma IS-95, está bem adaptada para um sistema de telefone celular sem fios em que a comunicação típica envolve a transmissão de voz digitalizada ou dados digitais de débito mais baixo, como um fac-simile. Uma ligação de retorno não coerente foi seleccionada porque, num sistema em que até 80 unidades de assinante 10 podem comunicar com uma estação de base 12 para cada 1,2288 MHz de largura de banda atribuída, o fornecimento dos necessários dados de piloto na transmissão vinda de cada unidade de assinante 10 iria aumentar substancialmente o grau de interferência mútua de um conjunto de unidades de assinante 10. Para além disto, a débitos de dados de 9,6 ou de 14,4 kbits/s seria significativo o rácio da potência de transmissão de quaisquer dados do piloto face aos dados do utilizador e, consequentemente, aumentaria também a interferência entre as unidades de assinante. A utilização de um sinal de retorno de canal único foi escolhida porque a utilização de -5- ΡΕ981914 apenas um tipo de comunicação de cada vez é consistente com a utilização dos telefones fixos, o paradigma subjacente às actuais comunicações celulares sem fios. Para além disto, a complexidade do processamento de um único canal é menor que aquela que está associada ao processamento de múltiplos canais. À medida que há progressos nas comunicações digitais, a expectativa é que aumente significativamente a procura de transmissões sem fios de dados para aplicações, como a procura interactiva de ficheiros e a teleconferência via vídeo. Este aumento irá transformar a forma como são utilizados os sistemas de comunicações sem fios e as condições sob as quais são realizadas as interfaces de RF associadas. Em particular, os dados serão transmitidos a débitos máximos mais elevados e com uma maior variedade de débitos possíveis. Para além disto, poderão vir a ser necessárias transmissões mais fiáveis uma vez que os erros na transmissão de dados são menos toleráveis que os erros na transmissão de informação áudio. Também, o aumento no número de tipos de dados irá criar uma necessidade de transmitir em simultâneo múltiplos tipos de dados. Por exemplo, pode vir a ser necessária a troca de um ficheiro de dados enquanto é mantida uma interface de áudio ou de vídeo. Para além disto, à medida que aumenta o débito da transmissão de uma unidade de assinante, diminuirá o número de unidades de assinante 10 em comunicação com uma estação de base 12 por quantidade de largura de banda de RF, uma vez que os débitos de transmissão de dados mais elevados -6- ΡΕ981914 irão levar a que a capacidade de processamento de dados da estação de base seja alcançada com um menor número de unidades de assinante 10. Nalguns casos, a actual ligação de retorno da norma IS-95 pode não ser a mais adequada para todas estas alterações. Consequentemente, a presente invenção destina-se a proporcionar uma interface de CDMA tendo uma eficiente utilização da largura de banda e um débito de dados mais elevado através da qual podem ser realizados múltiplos tipos comunicações. O pedido de patente PCT com o número WO 97/47098, com data de publicação internacional de 11 de Dezembro de 1997, revela um método e um aparelho para a comunicação sem fios por CDMA com débito elevado em que um conjunto de canais de assinante individualmente ajustados em ganho é formado via a utilização de um conjunto de códigos de subcanal ortogonais tendo um pequeno número de chips de espalhamento de PN por periodo de forma de onda ortogonal.

Sumário da Invenção A presente invenção está definida nas reivindicações anexas.

Num aspecto a invenção proporciona uma unidade de assinante ou outro transmissor para utilização num sistema de comunicações sem fios, a unidade de assinante compreendendo: uma pluralidade de fontes de informação de dados de informação; um codificador para codificar os dados -7- ΡΕ981914 de informação; uma pluralidade de fontes de controlo de dados de controlo; e um modulador para modular dados de informação codificados e os dados de controlo vindos de uma ou mais da pluralidade de fontes de controlo com respectivos diferentes códigos de modulação para transmissão num sinal portador em que o modulador é disposto para combinar os dados de informação codificados vindos de uma fonte de informação com os dados de controlo codificados antes de os mesmos serem dados como saída para a transmissão.

Noutro aspecto, a invenção proporciona uma estação de base ou outro receptor para utilização num sistema de comunicações sem fios, a estação de base compreendendo: um receptor para receber um sinal portador e dele extrair os dados de informação codificados vindos de uma pluralidade de fontes de informação moduladas com respectivos diferentes códigos de modulação e dados de controlo vindos da pluralidade de fontes de controlo com um ou mais dos dados de controlo a serem modulados com um respectivo código de modulação diferente e com os dados de informação codificados vindos de uma fonte de informação a serem combinados com os dados de controlo codificados; um desmodulador para desmodular os dados de informação codificados e os dados de controlo dos seus respectivos códigos de modulação diferentes; e um descodificador para descodificar a informação codificada e os dados de controlo. -8- ΡΕ981914

Num outro aspecto, a invenção proporciona um método para a transmissão de dados de controlo, dados fundamentais e dados suplementares vindos de uma primeira unidade de assinante num conjunto de unidades de assinante até uma estação de base em comunicação com o conjunto de unidades de assinante, compreendendo: a) a modulação dos dados suplementares com um primeiro código de Walsh; b) a modulação dos dados fundamentais com um segundo código de Walsh; e c) a modulação dos dados de controlo com um terceiro código de Walsh, em que o referido primeiro código de Walsh é mais curto que o referido segundo código de Walsh e o referido segundo código de Walsh é mais curto que o referido terceiro código de Walsh.

Noutro aspecto, a invenção proporciona um método para a transmissão de dados vindos de uma unidade de assinante para utilização num sistema de comunicações sem fios, o método compreendendo: a obtenção de dados de informação vindos de uma pluralidade de fontes de informação; a codificação dos dados de informação; a obtenção de dados de controlo vindos da pluralidade de fontes de controlo; e a modulação dos dados de informação codificados e dos dados de controlo vindos de uma ou mais da pluralidade de fontes de controlo com respectivos códigos de modulação diferentes para a transmissão num sinal portador, em que os dados de informação codificados vindos de uma fonte de informação são combinados com os dados de controlo codificados antes dos mesmos serem dados como saída para a transmissão. -9- ΡΕ981914

De acordo com uma forma de realização da invenção, é formado um conjunto de canais de assinante individualmente ajustados em ganho via a utilização de um conjunto de códigos de subcanal ortogonais que têm um pequeno número de chips de espalhamento de PN por periodo de forma de onda ortogonal. Os dados a serem transmitidos via um dos canais de transmissão são codificados com correcção de erro a um baixo débito de código e repetidos em sequência antes de serem modulados com um dos códigos de subcanal, ajustados em ganho e somados com dados modulados utilizando os outros códigos de subcanal. Os resultantes dados somados são modulados utilizando um código longo do utilizador e um código de espalhamento pseudo-aleatório (código de PN) e transformado para ser transmitido. A utilização dos códigos ortogonais curtos proporciona a supressão de interferências ao mesmo tempo que permite ainda a extensiva codificação da correcção de erro e a repetição para 3. diversidade no tempo para superar o desvanecimento de Raleigh habitualmente sentido nos sistemas terrestres sem fios. Na forma de realização exemplar da invenção apresentada, o conjunto de códigos de subcanal é constituído por quatro códigos de Walsh, cada um ortogonal em relação ao conjunto remanescente e tendo uma direcção de quatro chips. A utilização de um pequeno número (e.g. quatro) de subcanais é preferida na medida em que ela permite a utilização de códigos ortogonais mais curtos, todavia, a utilização de um maior número de canais e, consequentemente, de códigos mais longos, é consistente com a invenção. Noutra forma de realização da invenção o -10- ΡΕ981914 comprimento, ou o número de chips, em cada código de canal é diferente para reduzir, ainda mais, a potência de transmissão do pico à média.

Numa forma de realização exemplar preferida da invenção os dados do piloto são transmitidos via um primeiro dos canais de transmissão e os dados de controlo da potência são transmitidos via um segundo canal de transmissão. Os dois canais de transmissão remanescentes são utilizados para a transmissão de dados digitais não especificados, incluindo dados do utilizador ou dados de sinalização ou ambos. Numa forma de realização exemplar, um dos dois canais de transmissão não especificados é configurado para a modulação e a transmissão em BPSK através do canal de quadratura.

Breve Descrição dos Desenhos

As caracteristicas, os objectivos e as vantagens da presente invenção tornar-se-ão mais evidentes da descrição detalhada abaixo descrita de uma forma de realização da invenção quando considerada juntamente com os desenhos, onde os mesmos números de referência identificam itens iguais e onde: A Fig. 1 é um diagrama de blocos de um sistema de telefone celular; A Fig. 2 é um diagrama de blocos de uma unidade de assinante e de uma estação de base configuradas de -11 - ΡΕ981914 acordo com uma forma de realização exemplar da invenção; A Fig. 3 é um diagrama de blocos de um codificador do canal de BPSK e de um codificador do canal de QPSK configurados de acordo com a forma de realização exemplar da invenção; A Fig. 4 é um diagrama de blocos de um sistema de processamento do sinal de transmissão configurado de acordo com a forma de realização exemplar da invenção; A Fig. 5 é um diagrama de blocos de um sistema de processamento de recepção configurado de acordo com a forma de realização exemplar da invenção; A Fig. 6 é um diagrama de blocos de um sistema de processamento de dedos configurado de acordo com uma forma de realização da invenção; A Fig. 7 é um diagrama de blocos de um descodificador do canal de BPSK e de um descodificador do canal de QPSK configurados de acordo com a forma de realização exemplar da invenção; e A Fig. 8 é um diagrama de blocos de um sistema de processamento do sinal de transmissão configurado de acordo com uma segunda forma de realização exemplar da invenção; A Fig. 9 é um diagrama de blocos de um sistema de processamento de dedos configurado de acordo com uma forma de realização da invenção; A Fig. 10 é um diagrama de blocos de um sistema de processamento do sinal de transmissão configurado de acordo com outra forma de realização da invenção; -12- ΡΕ981914 A Fig. 11 é um diagrama de blocos da codificação realizada para o canal fundamental quando configurado de acordo com uma forma de realização da invenção; A Fig. 12 é um diagrama de blocos da codificação realizada para o canal fundamental quando configurado de acordo com uma forma de realização da invenção; A Fig. 13 é um diagrama de blocos da codificação realizada para o canal suplementar quando configurado de acordo com uma forma de realização da invenção; e A Fig. 14 é um diagrama de blocos da codificação realizada para o canal de controlo quando configurado de acordo com uma forma de realização da invenção.

Descrição Detalhada das Formas de Realização Preferidas

Está aqui descrito um método e um aparelho novo e melhorado para a comunicação sem fios de CDMA com débito elevado no contexto da parte da transmissão da ligação de retorno de um sistema de telecomunicações celular. Embora a invenção possa ser adaptada para utilização na transmissão da ligação de retorno de múltiplos pontos para um ponto de um sistema de telefone celular, a presente invenção é igualmente aplicável à transmissão da ligação de ida. Para além disto, muitos outros sistemas de comunicações sem fios irão beneficiar da incorporação da invenção, incluindo os sistemas de comunicações sem fios baseados em satélites, os sistemas de comunicações sem fios de ponto a ponto e os sistemas que transmitem sinais de radiofrequência através da utilização de cabos coaxiais ou outros cabos de banda -13- ΡΕ981914 larga. A Fig. 2 é um diagrama de blocos para sistemas de recepção e de transmissão configurados com uma unidade de assinante 100 e uma estação de base 120. Um primeiro conjunto de dados (dados de BPSK) é recebido pelo codificador 103 do canal de BPSK que gera um fluxo de simbolos de código configurado para realizar a modulação de BPSK que é recebida pelo modulador 104. Um segundo conjunto de dados (dados de QPSK) é recebido pelo codificador 102 do canal de QPSK que gera um fluxo de simbolos de código configurado para realizar a modulação de QPSK que também é recebida pelo modulador 104. O modulador 104 recebe também dados de controlo da potência e dados do piloto que são modulados juntamente com os dados codificados de BPSK e QPSK de acordo com as técnicas de acesso múltiplo por divisão de código (CDMA) para gerar um conjunto de simbolos de modulação recebidos pelo sistema 106 de processamento de RF. O sistema 106 de processamento de RF filtra e transforma o conjunto de simbolos de modulação até uma frequência portadora para a transmissão até à estação de base 120 utilizando a antena 108. Embora esteja mostrada apenas uma unidade de assinante 100, múltiplas unidades de assinante podem comunicar com a estação de base 120.

Dentro da estação de base 120 o sistema 122 de processamento de RF recebe os sinais de RF transmitidos via a antena 121 e realiza a filtragem de banda de passagem, a transformação até à banda base e a digitalização. O -14- ΡΕ981914 desmodulador 124 recebe os sinais digitalizados e realiza a desmodulação de acordo com as técnicas de CDMA para produzir os dados de decisão macia de controlo da potência, de BPSK e de QPSK. 0 descodificador 128 do canal de BPSK descodifica os dados de decisão macia de BPSK recebidos do desmodulador 124 para produzir uma melhor estimativa dos dados de BPSK e o descodif icador 126 do canal de QPSK descodifica os dados de decisão macia de QPSK recebidos do desmodulador 124 para produzir uma melhor estimativa dos dados de QPSK. A melhor estimativa do primeiro e do segundo conjunto de dados fica então disponível para um processamento adicional ou para o encaminhamento para um destino seguinte e os dados de controlo da potência recebidos são utilizados directamente, ou após uma descodificação, para ajustar a potência de transmissão do canal da ligação de ida utilizada para transmitir dados à unidade de assinante 100. A Fig. 3 é um diagrama de blocos de um codificador 103 do canal de BPSK e de um codificador 102 do canal de QPSK quando configurados de acordo com a forma de realização exemplar da invenção. Dentro do codificador 103 do canal de BPSK os dados de BPSK são recebidos pelo gerador 130 de controlo por totalização CRC que gera um controlo por totalização para cada trama de 20 milissegundos do primeiro conjunto de dados. A trama de dados, a par do controlo por totalização CRC, são recebidos pelo gerador 132 do bit de cauda que anexa os bits de cauda constituídos por oito zeros lógicos no final de cada trama -15- ΡΕ981914 para proporcionar um estado conhecido no final do processo de descodificação. A trama, que inclui os bits de cauda do código, e o controlo por totalização CRC são então recebidos pelo codificador de convolução 134 que realiza a codificação de convolução de débito (R) de 1/4, com comprimento de constrangimento (K) de 9, gerando assim os símbolos de código a um débito de quatro vezes o débito de entrada (ER) do codificador. Numa alternativa, são realizados outros débitos de codificação incluindo o débito de 1/2, mas a utilização do débito de 1/4 é preferido devido às suas óptimas características de complexidade-desempenho. 0 dispositivo de entrelaçamento em bloco 136 realiza o entrelaçamento dos bits nos símbolos de código para proporcionar a diversidade no tempo para uma transmissão mais fiável em ambientes com um desvanecimento rápido. Os resultantes símbolos entrelaçados são recebidos pelo repetidor 138 de ponto de partida variável que repete a sequência de símbolos entrelaçados um número suficiente de vezes NR para proporcionar um fluxo de símbolos com débito constante, que corresponde às tramas de saída que têm um número constante de símbolos. A repetição da sequência de símbolos aumenta também a diversidade no tempo dos dados para superar o desvanecimento. Na forma de realização exemplar, o número constante de símbolos é igual a 6144 símbolos para cada trama, tornando o débito de símbolos igual a 307,2 kilosímbolos por segundo {ksps). Para além disto, o repetidor 138 utiliza um ponto de partida diferente para iniciar a repetição de cada sequência de símbolos. Quando o valor de NR necessário para -16- ΡΕ981914 gerar 6144 símbolos por trama não for um número inteiro, a repetição final é apenas realizada para uma parte da sequência de símbolos. 0 conjunto resultante de símbolos repetidos é recebido pelo dispositivo de mapeamento 139 de BPSK que gera um fluxo de símbolos de código de BPSK (BPSK) com valores de +1 e -1 para realizar a modulação de BPSK. Numa alternativa, o repetidor 138 é colocado antes do dispositivo de entrelaçamento em bloco 136 para que o dispositivo de entrelaçamento em bloco 136 receba o mesmo número de símbolos para cada trama.

Dentro do codificador 102 do canal de QPSK os dados de QPSK são recebidos pelo gerador 140 de controlo por totalização CRC que gera um controlo por totalização para cada trama de 20 milissegundos. A trama, que inclui o controlo por totalização CRC, é recebida pelo gerador 142 de bits de cauda do código que anexa um conjunto de oito bits de cauda de zeros lógicos no final da trama. A trama, agora incluindo os bits de cauda do código e o controlo por totalização CRC, é recebida pelo codificador de convolução 144 que realiza a codificação de convolução com K=9, R=l/4 gerando assim símbolos com um débito quatro vezes o débito de entrada (ER) do codificador. O dispositivo de entrelaçamento em bloco 146 realiza o entrelaçamento dos bits nos símbolos e os resultantes símbolos entrelaçados são recebidos pelo repetidor 148 de ponto de partida variável. O repetidor 148 de ponto de partida variável repete a sequência de símbolos entrelaçados um número suficiente de vezes NR utilizando um ponto de partida -17- ΡΕ981914 diferente dentro da sequência de símbolos para cada repetição para gerar 12 288 símbolos para cada trama, tornando o débito do símbolo de código igual a 614,4 kilosímbolos por segundo (ksps) . Quando NR não for um número inteiro, a repetição final é realizada para apenas uma parte da sequência de símbolos. Os resultantes símbolos repetidos são recebidos pelo dispositivo de mapeamento 149 de QPSK que gera um fluxo de símbolo de código de QPSK configurado para realizar a modulação de QPSK constituída por um fluxo de símbolo de código de QPSK de fase com valores de +1 e -1 (QPSK:) e um fluxo de símbolo de código de QPSK de fase em quadratura com valores de +1 e -1 (QPSKq) . Numa alternativa, o repetidor 148 é colocado antes do dispositivo de entrelaçamento em bloco 146 para que o dispositivo de entrelaçamento em bloco 146 receba o mesmo número de símbolos para cada trama. A Fig. 4 é um diagrama de blocos do modulador 104 da Fig. 2, configurado de acordo com a forma de realização exemplar da invenção. Os símbolos de BPSK vindos do codificador 103 do canal de BPSK são, cada um, modulados com o código de Walsh W2 utilizando um multiplicador 150b, e os símbolos de QPSK! e de QPSKq vindos do codificador 102 do canal de QPSK são, cada um, modulados com o código de Walsh W3 utilizando os multiplicadores 150c e 154d. Os dados de controlo da potência (PC) são modulados com o código de Walsh Wi utilizando o multiplicador 150a. O dispositivo 152 de ajuste do ganho recebe os dados do piloto (PILOT) que, de um modo preferido, é constituído -18- ΡΕ981914 pelo nível lógico associado à tensão positiva e ajusta a amplitude de acordo com um factor de ajuste do ganho A0. 0 sinal PILOT não proporciona quaisquer dados do utilizador mas proporciona antes informação da fase e da amplitude à estação de base para que ela possa desmodular, de um modo coerente, os dados transportados nos restantes subcanais, e redimensionar os valores da saída da decisão macia para serem combinados. 0 dispositivo 154 de ajuste do ganho ajusta a amplitude dos dados de controlo da potência modulados com o código de Walsh Wx de acordo com o factor de ajuste do ganho Ax, e o dispositivo de ajuste do ganho 156 ajusta a amplitude dos dados do canal de BPSK modulados com o código de Walsh W2 de acordo com a variável de amplificação A2. Os dispositivos de ajuste do ganho 158a e b ajustam a amplitude dos símbolos de QPSK de fase e de fase em quadratura modulados com o código de Walsh W3, respectivamente, de acordo com o factor de ajuste do ganho A3. Os quatro códigos de Walsh utilizados na forma de realização preferida da invenção estão mostrados na Tabela I que se segue.

Tabela I Código de Walsh Símbolos de modulação w0 + + + + Wi + - + - W2 + + - - w3 + - - +

Será evidente para os peritos na arte que o -19- ΡΕ981914 código W0 não é, na realidade, qualquer modulação, o que é consistente com o processamento dos dados do piloto mostrados. Os dados de controlo da potência são modulados com o código Wx, os dados de BPSK com o código W2, e os dados de QPSK com o código W3. Uma vez modulados com o código de Walsh apropriado o piloto, os dados de controlo da potência e os dados de BPSK são transmitidos de acordo com as técnicas de BPSK e os dados de QPSK (QPSKi e QPSKq) de acordo com as técnicas de QPSK conforme adiante descrito. Deverá ser também entendido que não é necessário que cada canal ortogonal seja utilizado e que a utilização de apenas três dos quatro códigos de Walsh, onde apenas é proporcionado um canal do utilizador, é uma forma de realização alternativa da invenção. A utilização de códigos ortogonais curtos gera um menor número de chips por símbolo e, consequentemente, permite uma codificação e repetição mais extensiva quando comparado com os sistemas que incorporam a utilização de códigos de Walsh longos. Esta codificação e repetição mais extensiva proporcionam uma protecção contra o desvanecimento de Raleigh que é uma fonte principal de erro nos sistemas de comunicações terrestres. A utilização de outros números de código e de comprimentos de código é consistente com a presente invenção, todavia, a utilização de um conjunto maior de códigos de Walsh mais longos reduz esta maior protecção contra o desvanecimento. A utilização de quatro códigos de chip é considerado óptima, porque quatro canais proporcionam uma flexibilidade substancial para a -20- ΡΕ981914 transmissão de vários tipos de dados, conforme abaixo ilustrado, ao mesmo tempo que também mantém um comprimento do código curto. O adicionador 160 soma os resultantes símbolos de modulação ajustados em amplitude vindos dos dispositivos de ajuste do ganho 152, 154, 156 e 158a para gerar os símbolos 161 de modulação somados. Os códigos de espalhamento de PN, PNi e PNq, são espalhados via a multiplicação com o código longo 180 utilizando os multiplicadores 162a e b. O resultante código pseudo-aleatório proporcionado pelos multiplicadores 162a e 162b são utilizados para modular os símbolos 161 de modulação somados e os símbolos 163 de fase em quadratura, QPSKq, ajustados em ganho via a multiplicação complexa utilizando os multiplicadores 164a-d e os adicionadores 166a e b. O resultante termo de fase Xi e o termo de fase em quadratura XQ são então filtrados (a filtragem não está mostrada) e transformados para a frequência portadora dentro do sistema 106 de processamento de RF, mostrado numa forma altamente simplificada, utilizando os multiplicadores 168 e uma onda sinusoidal de fase e de fase em quadratura. Numa forma de realização alternativa da invenção pode também ser utilizada uma transformação de QPSK com desvio. Os resultantes sinais transformados de fase e de fase em quadratura são somados utilizando o adicionador 170 e amplificados pelo amplificador principal 172 de acordo com o dispositivo principal de ajuste do ganho AM para gerar o sinal s(t) que é transmitido à estação de base 120. Na forma de realização -21 - ΡΕ981914 preferida da invenção, o sinal é espalhado e filtrado até uma largura de banda de 1,2288 MHz para permanecer compatível com a largura de banda dos canais de CDMA existentes.

Ao proporcionar múltiplos canais ortogonais sobre os quais podem ser transmitidos dados, assim como ao utilizar repetidores de débito variável que reduzem a quantidade de repetição NR realizada em resposta aos elevados débitos de dados de entrada, o método e o sistema acima descritos de processamento do sinal de transmissão permitem que uma única unidade de assinante ou outro sistema de transmissão possa transmitir dados com uma variedade de débitos de dados. Em particular, ao diminuir o débito de repetição NR realizado pelos repetidores 138 ou 148 com pontos de partida variáveis da Fig. 3, pode ser mantido um débito de entrada (ER) do codificador cada vez mais elevado. Numa forma de realização alternativa da invenção a codificação de convolução com débito de 1/2 é realizada com o débito de repetição NR aumentado por dois. Um conjunto de débitos (ER) do codificador suportado por vários débitos de repetição NR e débitos de codificação R iguais a 1/4 e 1/2 para o canal de BPSK e o canal de QPSK estão mostrados, respectivamente, nas Tabelas II e III. -22- ΡΕ981914

Tabela II - Canal De BPSK

Etiqueta Er, BPSK (bps) Saída do codificador R=l/4 (bits por trama) Nr,R=1/4 (débito de repetição R=l/4) Saída do codificador R=1 / 2 (bits por trama) Nr,R=1/2 (débito de repetição R=l/2) Débito alto-72 76800 6144 1 3072 2 Débito alto-64 70400 5632 1 1/11 2816 2 2/11 51200 4096 1 1/2 2048 3 Débito alto-32 38400 3072 2 1536 4 25600 2048 3 1024 6 RS2- débito máximo 14400 1152 5 1/3 576 10 2/3 RS1- débito máximo 9600 768 8 384 16 NULO 850 68 90 6/17 34 180 12/17 ΡΕ981914 -23-

Tabela III - Canal de QPSK

Etiqueta Er, qpsk (bps) Saida do codificador R=l/4 (bits por trama) Nr,R=1/4 (débito de repetição R=l/4) Saida do codificador R=l/2 (bits por trama) Nr,R=1/2 (débito de repetição R=l/2) 153600 12288 1 6144 2 Débito alto-72 76800 6144 2 3072 4 Débito alto-64 70400 5632 2 2/11 2816 4 4/11 51200 4096 3 2048 6 Débito alto-32 38400 3072 4 1536 8 25600 2048 6 1024 12 RS 2- débito máximo 14400 1152 10 2/3 576 21 1/3 RS1- débito máximo 9600 768 16 384 32 NULO 850 68 180 12/17 34 361 7/17

As tabelas II e III mostram que através do ajuste do número de repetições da sequência nr pode ser suportada uma grande variedade de débitos de dados incluindo débitos de dados elevados uma vez que os débitos de entrada ER do -24- ΡΕ981914 codificador correspondem ao débito de transmissão de dados menos uma constante necessária para a transmissão do CRC, dos bits de cauda do código e de quaisquer outras informações complementares. Conforme também mostrado nas tabelas II e III, a modulação de QPSK pode também ser utilizada para aumentar o débito de transmissão de dados. Aos débitos que, expectavelmente, são habitualmente utilizados são atribuídas etiquetas como "Débito Alto-72" e "Débito Alto-32". Os débitos indicados por Débito Alto-72, Débito Alto-64 e Débito Alto-32 têm débitos de tráfego de 72, 64 e 32 kbps, respectivamente, e são multiplexados na sinalização e outros dados de controlo com débitos de 3,6, 5,2 e 5,2 kbps, respectivamente. Os débitos de RSl-Débito Máximo e RS2-Débito Máximo correspondem a débitos utilizados nos sistemas de comunicações de acordo com a norma IS-95 e, consequentemente, também é expectável que eles recebam uma utilização substancial por motivos de compatibilidade. 0 débito nulo é a transmissão de um único bit e é utilizado para indicar a eliminação de uma trama que também faz parte da norma IS-95. 0 débito de transmissão de dados pode também ser aumentado através da transmissão simultânea de dados através de dois ou mais dos múltiplos canais ortogonais realizados para além de ou em vez do aumento do débito de transmissão via a redução do débito de repetição NR. Por exemplo, um multiplexador (não mostrado) pode dividir uma única fonte de dados em múltiplas fontes de dados a serem transmitidas através dos múltiplos subcanais de dados. -25- ΡΕ981914

Consequentemente, o débito de transmissão total pode ser aumentado via a transmissão num canal em particular a débitos mais elevados ou múltiplas transmissões realizadas em simultâneo em múltiplos canais, ou ambas, até que a capacidade de processamento do sinal do sistema de recepção seja excedida e a taxa de erros se torne inaceitável ou que seja alcançada a potência de transmissão máxima da potência do sistema de transmissão. A dotação com múltiplos canais potência também a flexibilidade na transmissão de diferentes tipos de dados. Por exemplo, o canal de BPSK pode ser designado para informação de voz e o canal de QPSK designado para a transmissão de dados digitais. Esta forma de realização pode ser mais generalizada através da designação de um canal para a transmissão de dados sensíveis ao tempo, como voz a débitos de dados mais baixos e a designação do outro canal para a transmissão de dados menos sensiveis ao tempo, como os ficheiros digitais. Nesta forma de realização o entrelaçamento pode ser realizado em blocos maiores para os dados menos sensiveis ao tempo para aumentar ainda mais a diversidade no tempo. Noutra forma de realização da invenção, o canal de BPSK realiza a transmissão principal de dados e o canal de QPSK realiza a transmissão dos dados complementares. A utilização de códigos de Walsh ortogonais elimina ou diminui substancialmente qualquer interferência entre o conjunto de canais transmitidos de uma unidade de assinante e, consequentemente, minimiza a energia de transmissão necessária à sua recepção bem sucedida na -26- ΡΕ981914 estação de base.

Para aumentar a capacidade de processamento no sistema de recepção e, consequentemente, para aumentar a amplitude até onde a maior capacidade de transmissão da unidade de assinante pode ser utilizada, os dados do piloto são também transmitidos via um dos canais ortogonais. Através da utilização dos dados do piloto pode ser realizado um processamento coerente no sistema de recepção através da determinação e da remoção do desvio da fase do sinal de retorno. Para além disto, os dados do piloto podem ser utilizados para ponderar de um modo optimizado os sinais de múltiplas trajectórias recebidos com diferentes atrasos no tempo antes de serem combinados num receptor rake. Uma vez removido o desvio da fase e correctamente ponderados os sinais de múltiplas trajectórias, os sinais de múltiplas trajectórias podem ser combinados diminuindo a potência a que o sinal de retorno tem de ser recebido para proporcionar um processamento correcto. Esta diminuição na potência de recepção necessária permite o processamento bem sucedido dos débitos de transmissão mais elevados, ou de um modo converso, a diminuição da interferência entre um conjunto de sinais de retorno. Embora seja necessária alguma potência de transmissão adicional para a transmissão do sinal piloto, no contexto de débitos de transmissão mais elevados o rácio da potência do canal piloto face à potência total do sinal de retorno é substancialmente inferior àquele que está associado aos sistemas celulares de transmissão de dados de voz digitalizada com débitos de -27- ΡΕ981914 dados mais baixos. Consequentemente, num sistema de CDMA com alto débito de dados os ganhos de Eb/N0 alcançados pela utilização de uma ligação de retorno coerente mais do que compensam a potência adicional necessária para transmitir os dados do piloto a partir de cada unidade de assinante. A utilização dos dispositivos de ajuste do ganho 152 - 158, assim como do amplificador principal 172, aumenta ainda mais o grau até onde a elevada capacidade de transmissão do sistema acima descrito pode ser utilizada ao permitir que o sistema de transmissão possa adaptar-se a várias condições de canal de rádio, débitos de transmissão, e tipos de dados. Em particular, a potência de transmissão de um canal que é necessária para uma recepção correcta pode variar com o tempo e com as alterações das condições, de uma maneira que é independente dos outros canais ortogonais. Por exemplo, durante a obtenção inicial do sinal de retorno a potência do canal piloto pode necessitar de ser aumentada para facilitar a detecção e a sincronização na estação de base. Todavia, uma vez obtido o sinal de retorno a potência de transmissão necessária do canal piloto seria substancialmente diminuída e iria variar dependendo de vários factores incluindo a velocidade de deslocação da unidade de assinante. De igual modo, o valor do factor de ajuste do ganho A0 seria aumentado durante a obtenção do sinal e depois diminuída durante o decorrer de uma chamada. Noutro exemplo, quando estiver a ser transmitida via a ligação de ida informação mais tolerante a erros ou o ambiente onde ocorre a transmissão da ligação -28- ΡΕ981914 de ida não está propenso a condições de desvanecimento, o factor de ajuste do ganho Ai pode ser diminuído à medida que diminui a necessidade de transmitir dados de controlo da potência com uma taxa de erros baixa. De um modo preferido, sempre que não é necessário um ajuste do controlo da potência, o factor de ajuste do ganho Αχ é reduzido até zero.

Noutra forma de realização da invenção, a capacidade de ajustar o ganho de cada canal ortogonal ou da totalidade do sinal de retorno é ainda explorada permitindo que a estação de base 120 ou outro sistema de recepção altere o ajuste do ganho de um canal, ou da totalidade do sinal de retorno, via a utilização de comandos de controlo da potência transmitidos via o sinal da ligação de ida. Em particular, a estação de base pode transmitir informação de controlo da potência solicitando que seja ajustada a potência de transmissão de um canal em particular ou da totalidade do sinal de retorno. Esta situação é vantajosa em muitos casos incluindo quando estão a ser transmitidos via os canais de BPSK e QPSK, dois tipos de dados tendo diferentes sensibilidades aos erros, como a voz digitaliza-da e dados digitais. Neste caso, a estação de base 120 iria estabelecer diferentes taxas de erro alvos para os dois canais associados. Se a taxa de erro efectiva de um canal exceder a taxa de erro alvo, a estação de base indicaria à unidade de assinante para reduzir o ajuste do ganho daquele canal até a taxa de erro efectiva alcançar a taxa de erro alvo. Esta situação levaria, finalmente, a que o factor de -29- ΡΕ981914 ajuste do ganho de um canal fosse aumentado relativamente ao outro. Por outras palavras, o factor de ajuste do ganho que está associado aos dados mais sensíveis a erros seria aumentado relativamente ao factor de ajuste do ganho que está associado aos dados menos sensíveis. Noutros casos, a potência de transmissão da totalidade da ligação de retorno pode necessitar de ajuste devido a condições de desvanecimento ou de deslocação da unidade de assinante 100. Nestes casos, a estação de base 120 pode fazê-lo via a transmissão de um único comando de controlo da potência.

Consequentemente, ao permitir que o ganho dos quatro canais ortogonais seja ajustado de um modo independente, assim como em conjunto uns com os outros, a totalidade da potência de transmissão do sinal de retorno pode ser mantida no valor mínimo necessário à transmissão bem sucedida de cada tipo de dados, quer eles sejam dados do piloto, dados de controlo da potência, dados de sinalização ou diferentes tipos de dados do utilizador. Para além disto, a transmissão bem sucedida pode ser definida de um modo diferente para cada tipo de dados. A transmissão com a quantidade mínima de potência necessária permite a transmissão da maior quantidade de dados até à estação de base dada a capacidade finita da potência de transmissão de uma unidade de assinante e reduz também a interferência entre as unidades de assinante. Está redução nas interferências leva a um aumento da capacidade total de comunicação da totalidade do sistema de comunicações sem fios de CDMA. -30- ΡΕ981914 0 canal de controlo de potência utilizado no sinal de retorno permite à unidade de assinante transmitir informação de controlo da potência à estação de base a vários débitos incluindo a um débito de 800 bits de controlo da potência por segundo. Na forma de realização preferida da invenção, um bit de controlo da potência indica à estação de base para aumentar ou diminuir a potência de transmissão do canal de tráfego da ligação de ida que estiver a ser utilizado para transmitir a informação à unidade de assinante. Embora seja habitualmente útil ter um controlo da potência rápido dentro de um sistema de CDMA, é particularmente útil no contexto de comunicações com um alto débito de dados envolvendo a transmissão de dados, porque os dados digitais são mais sensíveis a erros e a transmissão a alto débito provoca a perda de quantidades substanciais de dados mesmo durante breves condições de desvanecimento. Dado que uma transmissão de ligação de retorno de alta velocidade é provavelmente acompanhada por uma transmissão de ligação de ida de alta velocidade, o facto de proporcionar a transmissão rápida do controlo da potência através da ligação de retorno, facilita ainda mais as comunicações a alta velocidade nos sistemas de telecomunicações sem fios de CDMA.

Numa forma de realização exemplar alternativa da invenção é utilizado um conjunto de débitos de entrada ER do codificador, definido pelo NR em particular, para transmitir um tipo particular de dados. Por outras -31- ΡΕ981914 palavras, os dados podem ser transmitidos com um débito de entrada ER do codificador máximo ou com um conjunto de débitos de entrada ER do codificador mais baixos, sendo o Nr associado ajustado em conformidade. Na forma de implementação preferida desta forma de realização, os débitos máximos correspondem aos débitos máximos utilizados no sistema de comunicações sem fios de acordo com a norma IS-95, acima referenciados em relação às Tabelas II e III por RSl-Débito Máximo e RS2-Débito Máximo, e cada débito mais baixo é aproximadamente metade do próximo débito mais alto, criando um conjunto de débitos constituídos por um débito máximo, um meio débito, um quarto débito e um oitavo débito. Os débitos de dados mais baixos são gerados, de um modo preferido, através do aumento do débito de repetição Nr do símbolo, com o valor de NR, para o conjunto de débito um e para o conjunto de débito dois num canal de BPSK conforme proporcionado na Tabela IV.

Tabela IV - Conjuntos de débito RS1 e RS2 no Canal de BPSK

Etiqueta Er,QPSK (bps) Saída do codificador R=l/4 (bits por trama) Nr,r=1/4 (débito de repetição R=1/4) Saída do codificador R=l/2 (bits por trama) Nr,R=1/2 (débito de repetição R=1/2) RS2- 14400 1152 5 1/3 576 10 2/3 débito máximo -32- ΡΕ981914 RS2- meio débito 7200 576 10 2/3 288 21 1/3 RS 2- quarto débito 3600 288 21 1/3 144 42 2/3 RS 2- oitavo débito 1900 152 40 8/19 76 80 16/19 RSl- débito máximo 9600 768 8 384 16 RS1- meio débito 4800 384 16 192 32 RSl- quarto débito 2800 224 27 3/7 112 54 6/7 RS1- oitavo débito 1600 128 48 64 96 NULO 850 68 90 6/17 34 180 12/17

Os débitos de repetição para um canal de QPSK são o dobro dos de um canal de BPSK.

De acordo com a forma de realização exemplar da invenção quando o débito de dados de uma trama se altera em relação à trama anterior a potência de transmissão da trama é ajustada de acordo com a alteração no débito de -33- ΡΕ981914 transmissão. Por outras palavras, quando é transmitida uma trama de débito mais baixo depois de uma trama de débito mais alto, a potência de transmissão do canal de transmissão através do qual a trama está a ser transmitida é reduzida para a trama de débito mais baixo na proporção da redução do débito, e vice-versa. Por exemplo, se a potência de transmissão de um canal durante a transmissão de uma trama de débito máximo é a potência de transmissão T, a potência de transmissão durante a subsequente transmissão de uma trama de meio débito é a potência de transmissão T/2. A redução na potência de transmissão é, de um modo preferido, realizada através da redução da potência de transmissão durante a totalidade da duração da trama, mas pode também ser realizada através da redução do ciclo de trabalho da transmissão para que alguma informação redundante seja "apagada". Em qualquer dos casos, o ajuste da potência de transmissão ocorre em combinação com um mecanismo de controlo da potência em circuito fechado em que a potência de transmissão é ainda ajustada em resposta aos dados de controlo da potência transmitidos da estação de base. A Fig. 5 é um diagrama de blocos do sistema 122 de processamento de RF e do desmodulador 124 da Fig. 2 configurados de acordo com a forma de realização exemplar da invenção. Os multiplicadores 180a e 180b transformam os sinais recebidos da antena 121 com um sinusoidal de fase e um sinusoidal de fase em quadratura produzindo, respectivamente, as amostras de recepção de fase RT e as -34- ΡΕ981914 amostras de recepção de fase em quadratura RQ. Deverá ser entendido que o sistema 122 de processamento de RF é mostrado de uma maneira altamente simplificada e que os sinais estão também filtrados com correspondência e diqitalizados (não mostrados) de acordo com as técnicas largamente conhecidas. As amostras de recepção Ri e RQ são então aplicadas aos desmoduladores 182 de dedos dentro do desmodulador 124. Cada desmodulador 182 de dedos processa uma instância do sinal de retorno transmitido pela unidade de assinante 100, se uma tal instância estiver disponível, onde cada instância do sinal de retorno é gerada via um fenómeno de múltiplas trajectórias. Embora estejam mostrados três desmodulados de dedos, a utilização de números alternativos de processadores de dedos é consistente com a invenção incluindo a utilização de um único desmodulador 182 de dedos. Cada desmodulador 182 de dedos produz um conjunto de dados de decisão macia constituído por dados de controlo da potência, dados de BPSK e dados de QPSKj e dados de QPSKq. Cada conjunto de dados de decisão macia é também ajustado em tempo dentro do correspondente desmodulador 182 de dedos, embora o ajuste em tempo possa ser realizado dentro do combinador 184 numa forma de realização alternativa da invenção. O combinador 184 soma então os conjuntos de dados de decisão macia recebidos dos desmoduladores 182 de dedos para produzir uma única instância de dados de decisão macia de controlo da potência, de bpsk, de QPSKi e de QPSKq. A Fig. 6 é um diagrama de blocos de um desmodula- -35- ΡΕ981914 dor 182 de dedos da Fig. 5, configurado de acordo com a forma de realização exemplar da invenção. As amostras de recepção Ri e RQ são primeiro ajustadas em tempo utilizando o dispositivo 190 de ajuste em tempo de acordo com a quantidade de atraso introduzida pela trajectória da transmissão da instância particular do sinal de retorno que estiver a ser processado. O código longo 200 é misturado com códigos de espalhamento pseudo-aleatórios PiNh e pnq utilizando multiplicadores 201 e o complexo conjugado do resultante código longo modulado com os códigos de espalhamento PlNh e PNq são sujeitados à multiplicação complexa com as amostras de recepção Ri e RQ ajustadas em tempo utilizando os multiplicadores 202 e o adicionadores 204 produzindo os termos Xi e XQ. Três instâncias separadas dos termos Xi e XQ são então desmoduladas utilizando os códigos de Walsh Wx, W2, W3, respectivamente, e os resultantes dados desmodulados de Walsh são somados em quatro chips de desmodulação utilizando os adicionadores 212 de 4 para 1. Uma quarta instância dos dados Xi e XQ é somada em quatro chips de desmodulação utilizando os adicionadores 208 e depois filtrada utilizando os filtros de piloto 214. Na forma de realização preferida da invenção o filtro de piloto 214 realiza a média de uma série de somas realizadas pelos adicionadores 208, mas outras técnicas de filtragem serão evidentes para os peritos na arte. Os sinais piloto filtrados de fase e de fase em quadratura são utilizados para girar e redimensionar em fase os dados desmodulados do código de Walsh Wx e W2 de acordo com os dados modulados de BPSK via uma multiplicação -36- ΡΕ981914 do complexo conjugado utilizando os multiplicadores 216 e os adicionadores 217 produzindo o controlo da potência de decisão macia e dados de BPSK. Os dados modulados do código de Walsh W3 é girado em fase utilizando os sinais piloto filtrados de fase e de fase em quadratura de acordo com os dados modulados de QPSK utilizando os multiplicadores 218 e os adicionadores 220 produzindo os dados de QPSK de decisão macia. Os dados de controlo da potência de decisão macia são somados em 384 símbolos de modulação pelo adicionador 222 de 384 para 1 produzindo os dados de controlo da potência de decisão macia. Os dados modulados do código de Walsh W2 girados em fase, os dados modulados do código de Walsh W3 e os dados de controlo da potência de decisão macia são então disponibilizados para serem combinados. Numa forma de realização alternativa da invenção a codificação e a descodificação é também realizada nos dados de controlo da potência.

Para além de proporcionar informação de fase o piloto pode também ser utilizado dentro do sistema de recepção para facilitar o seguimento no tempo. O seguimento no tempo é realizado também com o processamento dos dados recebidos a um tempo de amostragem antes (mais cedo) e um tempo de amostragem depois (mais tarde), a presente amostra de recepção sendo processada. Para determinar o tempo que mais proximamente coincide com o tempo de chegada efectivo, a amplitude do canal piloto no tempo de amostragem mais cedo e mais tarde pode ser comparada com a amplitude no presente tempo de amostragem para determinar aquela que for -37- ΡΕ981914 maior. Se o sinal num dos tempos de amostragem adjacentes for maior que o do presente tempo de amostragem, então a temporização pode ser ajustada para que sejam obtidos os melhores resultados de desmodulação. A Fig. 7 é um diagrama de blocos do descodifi-cador 128 do canal de BPSK e do descodificador 126 do canal de QPSK (Fig. 2) configurado de acordo com a forma de realização exemplar da invenção. Os dados de decisão macia de BPSK vindos do combinador 184 (Fig. 5) são recebidos pelo acumulador 240 que armazena a primeira sequência dos 6144/Nr símbolos desmodulados na trama recebida, onde NR depende do débito de transmissão dos dados de decisão macia de BPSK conforme acima descrito, e adiciona cada conjunto subsequente de 6144/NR símbolos desmodulados contidos na trama aos correspondentes símbolos acumulados e armazenados. O dispositivo de entrelaçamento em bloco 242 faz a inversão do entrelaçamento dos dados de decisão macia acumulados vindos do adicionador 240 de pontos de partida variáveis, e o descodificador de Viterbi 244 descodifica os dados de decisão macia com inversão do entrelaçamento para produzir dados de decisão dura assim como resultados do controlo por totalização CRC. Dentro do descodificador de QPSK 126 os dados de decisão macia de QPSKi e de QPSKq vindos do combinador 184 (Fig. 5) são desmultiplexados formando um único fluxo de dados de decisão macia, pelo desmultiplexador 246, e o único fluxo de dados de decisão macia é recebido pelo acumulador 248 que acumula cada 6144/Nr símbolos desmodulados, onde NR depende do débito de -38- ΡΕ981914 transmissão dos dados de QPSK. O dispositivo de inversão do entrelaçamento em bloco 250 faz a inversão do entrelaçamento dos dados de decisão macia vindos do adicionador 248 de pontos de partida variáveis, e o descodificador de Viterbi 252 descodifica os símbolos de modulação com a inversão do entrelaçamento para produzir dados de decisão dura assim como resultados do controlo por totalização CRC. Na forma de realização exemplar alternativa acima descrita em relação à Fig. 3, em que a repetição do símbolo é realizada antes do entrelaçamento, os acumuladores 240 e 248 são colocados depois dos dispositivos de inversão do entrelaçamento 242 e 250. Na forma de realização da invenção que incorpora a utilização dos conjuntos de débitos e, consequentemente, onde o débito de uma trama em particular não é conhecido, são utilizados múltiplos descodificadores, cada um a operar a um débito de transmissão diferente, e depois a trama associada ao débito de transmissão que mais provavelmente foi utilizado, é seleccionada baseado nos resultados do controlo por totalização CRC. A utilização de outros métodos de verificação de erros é consistente com a implementação da presente invenção. A Fig. 8 é um diagrama de blocos do modulador 104 (Fig. 2) configurado numa forma de realização alternativa da invenção em que é utilizado apenas um canal de dados de BPSK. Os dados do piloto são ajustados em ganho pelo dispositivo de ajuste do ganho 452 de acordo com o factor de ajuste do ganho A0. Os dados de controlo da potência são -39- ΡΕ981914 modulados com o código de Walsh Wi pelo multiplicador 150a e ajustados em ganho pelo dispositivo de ajuste do ganho 454 de acordo com o factor de ajuste do ganho Ai. Os dados do piloto ajustados em ganho e os dados de controlo da potência são somados pelo adicionador 460 produzindo os dados somados 461. Os dados de BPSK são modulados com o código de Walsh W2 pelo multiplicador 150b e são depois ajustados em ganho utilizando o dispositivo de ajuste do ganho 456 de acordo com o factor de ajuste do ganho A2. O código de espalhamento pseudo-aleatório de fase (PNi) e o código de espalhamento pseudo-aleatório de fase em quadratura (PNQ) são ambos modulados com o código longo 480. Os resultantes códigos PlNh e PNQ modulados com o código longo são sujeitados à multiplicação complexa com os dados somados 461 e os dados de BPSK ajustados em ganho vindos do dispositivo de ajuste do ganho 456 utilizando os multiplicadores 464a - d e os adicionadores 466a - b produzindo os termos Xi e XQ . Os termos Xi e XQ são então transformados em sinusoidais de fase e de fase em quadratura utilizando os multiplicadores 468 e os resultantes sinais transformados são somados pelos adicionadores 470, respectivamente, amplificados pelo amplificador 472 de acordo com o factor de amplitude AM gerando o sinal s(t). A forma de realização mostrada na Fig. 8 difere das outras formas de realização aqui descritas na medida em que os dados de BPSK são colocados no canal de fase em -40- ΡΕ981914 quadratura, enquanto que os dados do piloto e os dados de controlo da potência são colocados no canal de fase. Nas anteriores formas de realização da invenção aqui descritas os dados de BPSK são colocados no canal de fase juntamente com os dados do piloto e os dados de controlo da potência. A colocação dos dados de BPSK no canal de fase em quadratura e os dados do piloto e os dados de controlo da potência no canal de fase reduz o rácio da potência de pico para média do sinal de retorno, as fases dos canais são ortogonais levando a que a magnitude da soma dos dois canais varie menos em resposta a alterações dos dados. Esta situação reduz a potência de pico necessária para manter uma dada média de potência e, consequentemente, reduz o rácio da potência de pico para média que é característico do sinal de retorno. Esta redução do rácio da potência de pico para média diminui a potência de pico a que o sinal de retorno tem de ser recebido na estação de base a fim de manter um dado débito de transmissão e, consequentemente, aumenta a distância a que uma unidade de assinante, que tenha uma potência de transmissão máxima, pode estar localizada da estação de base antes de ficar incapaz de transmitir um sinal que possa ser recebido na estação de base com a potência de pico necessária. Esta situação aumenta a distância a que a unidade de assinante pode comunicar com sucesso com qualquer dado débito ou, de um modo alternativo, permite que sejam mantidos débitos de dados maiores a uma dada distância. A Fig. 9 é um diagrama de blocos do desmodulador -41 - ΡΕ981914 182 de dedos quando configurado de acordo com a forma de realização da invenção mostrada na Fig. 8. As amostras de recepção Ri e RQ são ajustadas em tempo pelo dispositivo de ajuste de temporização 290 e os códigos PlNh e PNQ são multiplicados pelo código longo 200 utilizando os multiplicadores 301. As amostras de recepção ajustadas em tempo são então multiplicadas pelo complexo conjugado dos códigos pnx e PNQ utilizando os multiplicadores 302 e os adicionadores 304 produzindo os termos Xi e XQ. Uma primeira e segunda instância dos termos Xi e XQ são desmoduladas utilizando o código de Walsh Wi e o código de Walsh W2 utilizando os multiplicadores 310 e os resultantes símbolos de desmodulação são somados em conjuntos de quatro utilizando os adicionadores 312. Uma terceira instância dos termos Xi e XQ é somada sobre quatro símbolos de desmodulação pelos adicionadores 308 para gerar os dados de referência do piloto. Os dados de referência do piloto são filtrados pelos filtros de piloto 314 e utilizados para girar e redimensionar em fase os dados modulados do código de Walsh somados utilizando os multiplicadores 316 e os adicionadores 320, produzindo os dados de decisão macia de BPSK e os dados de controlo da potência de decisão macia depois de serem somados sobre 384 símbolos pelo adicionador 322 de 384:1. A Fig. 10 é um diagrama de blocos de um sistema de transmissão configurado de acordo com ainda outra forma de realização da invenção. O ganho do canal 400 ajusta em ganho o canal piloto 402 baseado na variável de ganho A0. -42- ΡΕ981914

Os símbolos 404 do canal fundamental são mapeadas em valores de +1 e -1 pelo dispositivo de mapeamento 405 e cada símbolo é modulado com o código de Walsh WF igual a (onde + = +1 e - = -1). Os dados modulados WF são ajustados em ganho baseados na variável de ganho Ai pelo dispositivo de ajuste do ganho 406. As saídas dos dispositivos de ajuste do ganho 400 e 406 são somados pelo adicionador 408 produzindo os dados de fase 410.

Os símbolos 411 do canal suplementar são mapeados em valores + e - pelo dispositivo de mapeamento 412 e cada símbolo é modulado com um código de Walsh Ws igual a O dispositivo de ajuste do ganho 414 ajusta o ganho dos dados modulados Ws. Os dados do canal de controlo 415 são mapeados em valores de + e - pelo dispositivo de mapeamento 416. Cada símbolo é modulado com um código de Walsh Wc igual a + , + , + , + , -. Os símbolos modulados Wc são ajustados em ganho pelo dispositivo de ajuste do ganho 418 baseados na variável de ganho A3 e a saída dos dispositivos de ajuste do ganho 414 e 418 são somados pelo adicionador 419 para produzir os dados de fase em quadratura 420.

Deverá ser evidente que, uma vez que os códigos de Walsh WF e Ws têm comprimentos diferentes e são gerados com o mesmo débito de chip, o canal fundamental transmite símbolos de dados a um débito que é metade o do canal suplementar. Por razões similares deverá ser evidente que o canal de controlo transmite símbolos de dados a metade do -43- ΡΕ981914 débito do canal fundamental.

Os dados de fase 410 e os dados de fase em quadratura 420 são sujeitados à multiplicação complexa pelos códigos de espalhamento de PNi e PNQ conforme mostrado, produzindo o termo de fase Xi e o termo de fase em quadratura XQ. O termo de fase em quadratura XQ é atrasado por 1/2 da duração de um chip do código de espalhamento de PN para realizar o desvio do espalhamento de QPSK e depois o termo Xi e o termo XQ são transformados de acordo com o sistema 106 de processamento de RF mostrado na Fig. 4 e acima descrito.

Ao utilizar os códigos de Walsh WF, Ws e Wc que tem diferentes comprimentos, conforme acima descrito, esta alternativa proporciona um conjunto de canais de comunicação que tem uma maior variedade de débitos. Para além disto, a utilização de um código de Walsh Ws de dois chip e mais curto para o canal suplementar proporciona um canal suplementar ortogonal com um débito de dados mais elevado com um rácio da potência de transmissão de pico para média que é inferior àquele que está associado à utilização de dois canais baseados em códigos de Walsh de quatro chips. Esta situação potência ainda mais o desempenho do sistema de transmissão na medida em que um dado amplificador será capaz de manter débitos mais elevados ou transmitir a uma maior distância, utilizando a forma de onda com uma mais baixa potência de transmissão de pico para média. -44- ΡΕ981914 0 esquema de atribuição do código de Walsh descrito em relação à Fig. 10 pode ser vista como sendo a atribuição do espaço de Walsh com oito chips de acordo com a Tabela VI.

Tabela VI Código de Walsh com oito chips Canal + + + + + + + + Piloto + - + - + - + - Suplementar + + -- + + -- Fundamental + 1 1 + + 1 1 + Suplementar + + + + - -- - Controlo + - + - - + - + Suplementar + + -- - - + + Fundamental 1 + + 1 + 1 1 + Suplementar

Para além de reduzir o rácio da potência de transmissão de pico para média, a atribuição de conjuntos de canais de Walsh com oito chips utilizando um único código de Walsh mais curto diminui a complexidade do sistema de transmissão. Por exemplo, a modulação com quatro códigos de Walsh com oito chips e a soma dos resultados exige circuitos adicionais e, consequentemente, seria mais complexa.

Está ainda contemplado que o sistema de -45- ΡΕ981914 transmissão mostrado na Fig. 10 pode operar com várias larguras de banda de espalhamento e, consequentemente, com os códigos de Walsh e os códigos de espalhamento gerados a vários débitos que não o de 1,2288 Mchips/s. Em particular, está contemplada uma largura de banda de espalhamento de 3.6864 MHz com um correspondente débito de código de Walsh e de espalhamento de 3,6864 Mchips/s. As Fig.s 11 - 14 ilustram a codificação realizada para os canais fundamental, suplementar e de controlo de acordo com a utilização de uma largura de banda de espalhamento de 3.6864 MHz. Tipicamente, para ajustar a codificação para a utilização de uma largura de banda de espalhamento de 1,2288 MHz, o número de repetições de símbolos é reduzido. Este princípio ou ajuste do número de repetições de símbolos pode ser aplicado mais genericamente aos aumentos da largura de banda de espalhamento incluindo, por exemplo, a utilização de uma largura de banda de espalhamento de 5 MHz. Os ajustes realizados à codificação de um sistema com uma largura de banda de espalhamento de 1,2288 MHz, que sejam diferentes de uma redução no número de repetições de símbolos, estão particularmente referidos na descrição das Fig.s 11 - 14 mais adiante apresentada. A Fig. 11 mostra a codificação realizada para os quatro débitos (i.e. débito máximo, meio, um quarto e um oitavo débito) que constituem o conjunto de débitos 1 da norma IS-95 quando realizada de acordo com uma forma de realização da invenção. Os dados são fornecidos em tramas de 20 milissegundos que têm o número de bits mostrado para -46- ΡΕ981914 cada débito e bits de controlo CRC e oito bits de cauda são adicionados pelos geradores do controlo por totalização CRC 500a - d e os geradores do bit de cauda 502a - d. Para além disto, a codificação de convolução de débito de 1/4 é realizada para cada débito pelos codificadores de convolução 504a-d, gerando quatro simbolos de código para cada bit de dados, bit de CRC ou bit de cauda. A trama resultante de simbolos de código é entrelaçada em bloco utilizando os dispositivos de entrelaçamento em bloco 506a - d gerando o número de simbolos indicado. Para os três débitos mais baixos os simbolos são transmitidos repetidamente pelos repetidores de transmissão 508a - c, conforme indicado, levando à geração de 768 simbolos de código para cada trama. Os 768 simbolos de código para cada débito são então repetidos 24 vezes pelos repetidores de símbolo 510a - d gerando 18 432 símbolos de código por trama para cada débito.

Conforme acima descrito cada símbolo de código no canal fundamental é modulado com um código de Walsh WF com quatro bits gerado a 3 686 400 chips/s (3, 6864 Mchips/s) . Consequentemente, para um intervalo de tempo de 20 milissegundos (1/50 de um segundo) o número de chips de código de Walsh e de espalhamento é de 73 728 o que corresponde a quatro chips de Walsh para cada um dos 18 432 símbolos de código na trama.

Para um sistema a operar a 1,2288 Mchips/s o número de repetições de símbolo realizado pelos repetidores -47- ΡΕ981914 de símbolo 510a-d é reduzido para oito (8). Para além disto, o repetidor 508b da transmissão repete três (3) vezes a sequência de símbolos na trama, e mais 120 dos símbolos que são transmitidos uma quarta vez, e o repetidor 508c de transmissão repete seis (6) vezes a sequência de símbolos na trama, e mais 48 dos símbolos que são repetidos uma sétima vez. Para além disto, um quarto repetidor de transmissão (ou quarto passo de repetição da transmissão) é incluído para o débito máximo (não mostrado) que transmite uma segunda vez 384 das sequências de símbolos contidas na trama. Estas transmissões repetidas proporcionam, em conjunto, 768 símbolos de dados que, quando repetidos oito vezes pelos repetidores de símbolo 510a - d, corresponde a 6 144 símbolos, que é o número de chips numa trama de 20 milissegundos a 1,2288 Mchips/s. A Fig. 12 mostra a codificação realizada para os quatro débitos que constituem o conjunto de débitos 2 da norma IS-95 quando realizada de acordo com uma forma de realização da invenção. Os dados são fornecidos em tramas de 20 milissegundos que têm o número de bits mostrado para cada débito e um bit de reserva é adicionado pelos aumentadores 521a - d do bit de reserva para cada débito. Os bits de controlo CRC e oito bits de cauda são também adicionados pelos geradores do controlo por totalização CRC 520a - d e os geradores do bit de cauda 522a - d. Para além disto, a codificação de convolução de débito de 1/4 é realizada para cada débito pelos codificadores de convolução 524a-d, gerando quatro símbolos de código para -48- ΡΕ981914 cada um dos dados, CRC ou bit de cauda. A resultante trama de símbolos de código é entrelaçada em bloco utilizando os dispositivos de entrelaçamento em bloco 526a - d gerando o número de símbolos indicado. Para os três débitos mais baixos os símbolos são transmitidos repetidamente através de repetidores de transmissão 528a - c conforme indicado, levando à geração de 768 símbolos de código para cada trama. Os 768 símbolos de código para cada débito são então repetidos 24 vezes pelos repetidores de símbolo 530a - d gerando 18 432 símbolos de código por trama para cada débito.

Para um sistema a operar numa largura de banda de espalhamento de 1,2288 MHz, o número de repetições dos símbolos realizado pelos repetidores de símbolos 530a-d é reduzido para quatro (4) . Para além disto, o repetidor de transmissão 528a transmite duas (2) vezes a sequência de símbolos na trama, e mais 384 dos símbolos que são transmitidos uma terceira vez. O repetidor de transmissão 528b repete cinco (5) vezes a sequência de símbolos na trama, e mais 96 dos símbolos que são transmitidos uma sexta vez. O repetidor de transmissão 528c repete dez (10) vezes a sequência de símbolos na trama, e mais 96 dos símbolos que são transmitidos uma décima primeira vez. Para além disto, um quarto repetidor de transmissão (ou quarto passo de repetição da transmissão) é incluído para o débito máximo (não mostrado) que transmite uma segunda vez 384 das sequências de símbolos contidas na trama. Estas transmissões repetidas proporcionam, em conjunto, 1536 -49- ΡΕ981914 símbolos de dados que, quando repetidos quatro vezes pelos repetidores de simbolo 530a - d, corresponde a 6144 símbolos . A Fig. 13 ilustra a codificação realizada para o canal suplementar quando realizada de acordo com uma forma de realização da invenção. As tramas de dados são fornecidas com qualquer dos onze débitos indicados e 0 gerador do controlo por totalização CRC 540 adiciona 16 bits de dados do controlo por totalização CRC. O gerador do bit de cauda 542 adiciona oito bits de bits de cauda do codificador resultando em tramas que têm os débitos de dados mostrados. O codificador de convolução 544 realiza a codificação com o comprimento K=9 constrangido e débito de 1/4, gerando quatro símbolos de código para cada um dos dados, CRC ou bit de cauda recebidos, e o dispositivo de entrelaçamento em bloco 546 realiza o entrelaçamento em bloco em cada trama e dá como saída o número de símbolos de código mostrado para cada trama de acordo com o tamanho da trama de entrada. O repetidor de símbolo 548 repete as tramas N vezes dependendo do tamanho da trama de entrada conforme indicado. É mostrada a codificação de um décimo segundo débito adicional que é realizada de uma maneira similar aos onze débitos, com a excepção de ser realizada a codificação com o débito de 1/2 em vez do débito de 1/4. Para além disto, não é realizada qualquer repetição do símbolo. -50- ΡΕ981914 A Tabela vil que se segue é uma lista dos tamanhos das tramas, dos débitos de entradas do codificador, dos débitos dos códigos e dos factores N de repetição dos símbolos para vários débitos de chips que podem ser aplicados à Fig. 13 para fazer o ajuste para diferentes débitos de chips (que correspondem às larguras de banda de espalhamento).

Tabela VII Débito de chip (Mcps) Número de octet< por trama Débito de entrada do codificador (kbps) Débito do código Factor de repetição do símbolo (N) 1,2288 21 9,6 1/4 16 1,2288 45 19,2 1/4 8 1,2288 93 38,4 1/4 4 1,2288 189 76,8 1/4 2 1,2288 381 153,6 1/4 1 1,2288 765 307,2 1/2 1 3,6864 21 9,6 1/4 48 3,6864 33 14,4 1/4 32 3,6864 45 19,2 1/4 24 3,6864 69 28,8 1/4 16 3,6864 93 38,4 1/4 12 3,6864 141 57,6 1/4 8 3,6864 189 76,8 1/4 6 3,6864 285 115,2 1/4 4 3,6864 381 153,6 1/4 3 -51 - ΡΕ981914 3,6864 573 230, 4 1/4 2 3,6864 1149 460, 8 1/4 1 3,6864 2301 921, 6 1/2 1 7,3728 21 9,6 1/4 96 7,3728 33 14,4 1/4 6 4 7,3728 45 19,2 1/4 48 7,3728 69 28,8 1/4 32 7,3728 93 38,4 1/4 24 7,3728 141 57, 6 1/4 16 7,3728 189 76,8 1/4 12 7,3728 285 115,2 1/4 8 7,3728 381 153, 6 1/4 6 7,3728 573 230, 4 1/4 4 7,3728 765 307,2 1/4 3 7,3728 1149 460, 8 1/4 2 7,3728 2301 921, 6 1/4 1 7,3728 4605 1843,2 1/2 1 14,7456 21 9,6 1/4 192 14,7456 33 14,4 1/4 128 14,7456 45 19,2 1/4 96 14,7456 69 28,8 1/4 6 4 14,7456 93 38,4 1/4 48 14,7456 141 57, 6 1/4 32 14,7456 189 76,8 1/4 24 14,7456 285 115,2 1/4 16 14,7456 381 153, 6 1/4 12 14,7456 573 230, 4 1/4 8 14,7456 765 307,2 1/4 6 14,7456 1149 460, 8 1/4 4 -52- ΡΕ981914 14,7456 1533 614,4 1/4 3 14,7456 2301 921,6 1/4 2 14,7456 4605 1843,2 1/4 1 14,7456 9213 3686,4 1/2 1 A Fig. 14 é um diagrama de blocos do processamento realizado para o canal de controlo para um sistema de largura de banda de espalhamento de 3,6864 MHz. 0 processamento é substancialmente similar àquele que está associado aos outros canais com a excepção da adição de um multiplexador 560 e de um repetidor de símbolos 562 que funcionam para introduzir bits de controlo da potência não codificados dentro do fluxo de símbolos de código. Os bits de controlo da potência são gerados com um débito de 16 por trama e repetidos 18 vezes pelo repetidor de símbolos 562 resultando em 288 bits de controlo da potência por trama. Os 288 bits de controlo da potência são multiplexados na trama dos símbolos de código com um rácio de três bits de controlo da potência por símbolo de dados codificados, gerando um total de 384 símbolos por trama. O repetidor de símbolos 564 repete 24 vezes os 384 bits gerando 9216 símbolos por trama para um débito de dados efectivo de 500 kbits/s para os dados de controlo e de 800 kbits/s para os bits de controlo da potência. O processamento preferido realizado um sistema com largura de banda de 1,2288 MHz reduz simplesmente de 24 para 8 o número de repetições de símbolos realizadas.

Consequentemente, está aqui descrito um sistema -53- ΡΕ981914 de comunicações sem fios de CDMA com débito alto e de múltiplos canais. A descrição é apresentada para permitir que qualquer perito na arte possa implementar ou utilizar a presente invenção. As várias modificações a estas formas de realização serão facilmente evidentes para os peritos na arte e os princípios genéricos aqui apresentados podem ser aplicados a outras formas de realização sem se fazer uso da faculdade inventiva. Consequentemente, a presente invenção não se destina a ser limitada às formas de realização aqui apresentadas mas deverá ter o âmbito mais lato consistente com os princípios e as características inovadoras aqui descritos.

Lisboa, 26 de Julho de 2007

Claims (96)

1. -1- REIVINDICAÇÕES 1. Método de modulação de um sinal através da geração de dados para serem transmitidos adequados à transmissão de uma unidade de assinante para uma estação de base num sistema de comunicações caracterizado por o método compreender os passos de: a modulação dos dados codificados do canal de entre uma pluralidade de canais com um código associado para cada canal, seleccionado de entre um número de códigos associados, em que cada código associado tem um comprimento diferente dos restantes códigos associados e cada código associado é ortogonal em relação aos restantes códigos associados para produzir uma pluralidade de fluxos de símbolos modulados; a combinação da pluralidade de fluxos de símbolos modulados em dois fluxos combinados; e a multiplicação complexa dos referidos dois fluxos combinados com um código de pseudo-ruído complexo.
2. 2. Método da reivindicação 1 em que a modulação de cada um de uma pluralidade de dados codificados do canal com um código associado compreende: a modulação de dados de canal de piloto com um primeiro código para produzir um primeiro fluxo de símbolos modulados; a modulação de dados codificados do primeiro canal do utilizador com um segundo código para produzir um -2- segundo fluxo de símbolos modulados; e a modulação de dados de canal de controlo com um terceiro código para produzir um terceiro fluxo de símbolos modulados.
3. 3. Método da reivindicação 2 em que a referida combinação da pluralidade de fluxos de símbolos modulados compreende: a adição do primeiro fluxo de símbolos modulados com um de entre o segundo e o terceiro fluxo de símbolos modulados para proporcionar um primeiro fluxo adicionado de símbolos modulados; e o proporcionar do referido primeiro fluxo adicionado separadamente do restante do segundo ou do terceiro fluxo de símbolos modulados para a referida multiplicação complexa.
4. 4. Método da reivindicação 2 compreende ainda: a modulação de dados codificados do segundo canal do utilizador com um quarto código para produzir um quarto fluxo de símbolos modulados.
5. 5. Método da reivindicação 4 em que a referida combinação da pluralidade de fluxos de símbolos modulados compreende: a adição do primeiro fluxo de dados modulados ao segundo fluxo de símbolos modulados para proporcionar um primeiro fluxo adicionado de símbolos modulados; e a adição do quarto fluxo de dados modulados ao terceiro -3- fluxo de símbolos modulados para proporcionar um segundo fluxo adicionado de símbolos modulados; o proporcionar do referido primeiro fluxo adicionado separadamente do segundo fluxo adicionado de símbolos modulados para a referida multiplicação complexa.
6. 6. Método da reivindicação 4 em que a referida combinação da pluralidade de fluxos de símbolos modulados compreende: a adição do primeiro fluxo de símbolos modulados ao segundo fluxo de símbolos modulados e ao terceiro fluxo de símbolos modulados para proporcionar um primeiro fluxo adicionado de símbolos modulados; e o proporcionar do referido primeiro fluxo adicionado separadamente do quarto fluxo de símbolos modulados para a referida multiplicação complexa.
7. 7. Método da reivindicação 1 em que o código de pseudo-ruído complexo compreende um componente de código de pseudo-ruído de fase e um componente de código de pseudo-ruído de fase em quadratura.
8. 8. Método da reivindicação 7 em que o componente de código de pseudo-ruído de fase e o componente de código de pseudo-ruído de fase em quadratura são multiplicados por um código longo.
9. 9. Método da reivindicação 1 em que a referida multiplicação complexa compreende: -4- a multiplicação de um primeiro fluxo combinado com um componente de código de pseudo-ruído de fase produzindo um termo de fase; a multiplicação de um segundo fluxo combinado com um componente de código de pseudo-ruído de fase em quadratura produzindo um termo de fase em quadratura.
10. 10. Método da reivindicação 9 em que a referida multiplicação complexa compreende: a multiplicação do primeiro fluxo combinado com o componente de código de pseudo-ruído de fase para produzir um primeiro sinal intermédio; a multiplicação do segundo fluxo combinado com o componente de código de pseudo-ruído de fase para produzir um segundo sinal intermédio; a multiplicação do primeiro fluxo combinado com o componente de código de pseudo-ruido de fase em quadratura para produzir um terceiro sinal intermédio; a multiplicação do segundo fluxo combinado com o componente de código de pseudo-ruido de fase em quadratura para produzir um quarto sinal intermédio; a subtracção do quarto sinal intermédio do primeiro sinal intermédio para produzir um sinal de produto de fase; e a adição do segundo sinal intermédio com o terceiro sinal intermédio para produzir um sinal de produto de fase em quadratura. -5-
11. 11. Método da reivindicação 1 em que a pluralidade de códigos associados compreende uma pluralidade de códigos de Walsh.
12. 12. Método da reivindicação 1 ou 2 ou 4 em que um débito de dados de um canal determina um comprimento de um código associado.
13. 13. Método da reivindicação 2 ou 4 em que um comprimento do segundo código é inferior a um comprimento do terceiro código.
14. 14. Método da reivindicação 4 em que um comprimento do quarto código é inferior a um comprimento do terceiro código.
15. 15. Método da reivindicação 4 em que um comprimento do quarto código é inferior a um comprimento do segundo código quando um débito de dados do primeiro canal do utilizador é inferior a um débito de dados do segundo canal do utilizador.
16. 16. Método da reivindicação 2 ou 4 em que o primeiro código compreende um código de Walsh com valores +.
17. 17. Método da reivindicação 2 ou 4 em que o terceiro código compreende um código de Walsh com um comprimento de oito chips. -6-
18. 18. Método da reivindicação 17 em que o terceiro código compreende um código de Walsh de ++++----.
19. 19. Método da reivindicação 2 ou 4 em que o segundo código compreende um código de Walsh com um comprimento de quatro chips.
20. 20. Método da reivindicação 19 em que o segundo código compreende um código de Walsh de ++—.
21. 21. Método da reivindicação 2 ou 4 em que o segundo código compreende um código de Walsh com um comprimento de dois chips.
22. 22. Método da reivindicação 21 em que o segundo código compreende um código de Walsh de +-.
23. 23. Método da reivindicação 4 em que o quarto código compreende um código de Walsh com um comprimento de quatro chips.
24. 24. Método da reivindicação 23 em que o quarto código compreende um código de Walsh de ++—.
25. 25. Método da reivindicação 4 em que o quarto código compreende um código de Walsh com um comprimento de dois chips. -7-
26. 26. Método da reivindicação 25 em que o quarto código compreende um código de Walsh de +-.
27. 27. Método da reivindicação 1 compreendendo ainda: o ajuste do ganho da pluralidade de fluxos de simbolos modulados.
28. 28. Método da reivindicação 27 em que o referido ajuste do ganho da pluralidade de fluxos de simbolos modulados compreende: o ajuste do ganho de um primeiro fluxo de simbolos modulados; e o ajuste do ganho de cada um dos restantes fluxos até valores determinados relativamente ao ganho do primeiro fluxo.
29. 29. Aparelho para a modulação de um sinal através da geração de dados para serem transmitidos de uma unidade de assinante para uma estação de base num sistema de comunicações, caracterizado por o aparelho compreender: meios para a modulação dos dados codificados do canal (402, 404, 411, 415) de entre uma pluralidade de canais com um código associado para cada canal, seleccionado de entre um número de códigos associados, em que cada código associado tem um comprimento diferente dos restantes códigos associados e cada código associado é ortogonal em relação aos restantes códigos associados para produzir uma pluralidade de fluxos de simbolos -8- modulados; meios para a combinação da pluralidade de fluxos de símbolos modulados em dois fluxos combinados (410, 420); e meios para a multiplicação complexa dos referidos dois fluxos combinados (410, 420) com um código de pseudo- ruído complexo.
30. 30. Aparelho da reivindicação 29 em que os meios para a modulação de cada um de uma pluralidade de dados codificados do canal com um código associado compreende: meios para a modulação de dados de canal de piloto (402) com um primeiro código para produzir um primeiro fluxo de símbolos modulados; meios para a modulação de dados codificados do primeiro canal do utilizador (404) com um segundo código para produzir um segundo fluxo de símbolos modulados; e meios para a modulação de dados de canal de controlo (415) com um terceiro código para produzir um terceiro fluxo de símbolos modulados.
31. 31. Aparelho da reivindicação 30 em que os referidos meios para a combinação da pluralidade de fluxos de símbolos modulados compreende: meios para a adição (408) do primeiro fluxo de símbolos modulados com um de entre o segundo ou o terceiro fluxo de símbolos modulados para proporcionar um primeiro fluxo adicionado (410) de símbolos modulados; e meios para proporcionar o referido primeiro fluxo -9- adicionado separadamente do restante de entre o segundo ou o terceiro fluxo de símbolos modulados para a referida multiplicação complexa.
32. 32. Aparelho da reivindicação 30 compreendendo ainda: meios para a modulação de dados codificados do segundo canal (411) do utilizador com um quarto código para produzir um quarto fluxo de símbolos modulados.
33. 33. Aparelho da reivindicação 32 em que os referidos meios para a combinação da pluralidade de fluxos de símbolos modulados compreendem: meios para a adição (408) do primeiro fluxo de dados modulados ao segundo fluxo de símbolos modulados para proporcionar um primeiro fluxo adicionado de símbolos modulados (410); e meios para a adição (419) do quarto fluxo de dados modulados ao terceiro fluxo de símbolos modulados para proporcionar um segundo fluxo adicionado de símbolos modulados (420); meios para proporcionar o referido primeiro fluxo (410) adicionado separadamente do segundo fluxo (420) adicionado de símbolos modulados para a referida multiplicação complexa.
34. 34. Aparelho da reivindicação 32 em que os referidos meios para a combinação da pluralidade de fluxos de símbolos modulados compreendem: -10- meios para a adição do primeiro fluxo de simbolos modulados ao segundo fluxo de simbolos modulados e ao terceiro fluxo de simbolos modulados para proporcionar um primeiro fluxo adicionado de simbolos modulados; e meios para proporcionar o referido primeiro fluxo adicionado separadamente do quarto fluxo de simbolos modulados para a referida multiplicação complexa.
35. 35. Aparelho da reivindicação 29 em que o código de pseudo-ruido complexo compreende um componente de código de pseudo-ruido de fase e um componente de código de pseudo-ruido de fase em quadratura.
36. 36. Aparelho da reivindicação 35 em que o componente de código de pseudo-ruido de fase e o componente de código de pseudo-ruido de fase em quadratura são multiplicados por um código longo.
37. 37. Aparelho da reivindicação 29 em que os referidos meios para a multiplicação complexa compreendem: meios para a multiplicação de um primeiro fluxo combinado (410) com um componente de código de pseudo-ruido de fase produzindo um termo de fase; e meios para a multiplicação de um segundo fluxo combinado (420) com um componente de código de pseudo-ruido de fase em quadratura produzindo um termo de fase em quadratura. -11 -
38. 38. Aparelho da reivindicação 37 em que os referidos meios para a multiplicação complexa compreendem: meios para a multiplicação (164a) do primeiro fluxo combinado (410) com o componente de código de pseudo-ruído de fase para produzir um primeiro sinal intermédio; meios para a multiplicação (164c) do segundo fluxo combinado (420) com o componente de código de pseudo-ruído de fase para produzir um segundo sinal intermédio; meios para a multiplicação (164d) do primeiro fluxo combinado (410) com o componente de código de pseudo-ruído de fase em quadratura para produzir um terceiro sinal intermédio; meios para a multiplicação (164b) do segundo fluxo combinado (420) com o componente de código de pseudo-ruído de fase em quadratura para produzir um quarto sinal intermédio; meios para a subtracção (166a) do quarto sinal intermédio do primeiro sinal intermédio para produzir um sinal de produto de fase; e meios para a adição (166b) do segundo sinal intermédio com o terceiro sinal intermédio para produzir um sinal de produto de fase em quadratura.
39. 39. Aparelho da reivindicação 29 em que a pluralidade de códigos associados compreende uma pluralidade de códigos de walsh. -12-
40. 40. Aparelho da reivindicação 29 ou 30 ou 32 em que um débito de dados de um canal determina um comprimento de um código associado.
41. 41. Aparelho da reivindicação 30 ou 32 em que um comprimento do segundo código é inferior a um comprimento do terceiro código.
42. 42. Aparelho da reivindicação 32 em que um comprimento do quarto código é inferior a um comprimento do terceiro código.
43. 43. Aparelho da reivindicação 32 em que um comprimento do quarto código é inferior a um comprimento do segundo código quando um débito de dados do primeiro canal do utilizador é inferior a um débito de dados do segundo canal do utilizador.
44. 44. Aparelho da reivindicação 30 ou 32 em que o primeiro código compreende um código de Walsh com valores de +.
45. 45. Aparelho da reivindicação 30 ou 32 em que o terceiro código compreende um código de Walsh com um comprimento de oito chips.
46. 46. Aparelho da reivindicação 45 em que o terceiro código compreende um código de Walsh de ++++----. -13-
47. 47. Aparelho da reivindicação 30 ou 32 em que o segundo código compreende um código de Walsh com um comprimento de quatro chips.
48. 48. Aparelho da reivindicação 47 em que o segundo código compreende um código de Walsh de ++—.
49. 49. Aparelho da reivindicação 30 ou 32 em que o segundo código compreende um código de Walsh com um comprimento de dois chips.
50. 50. Aparelho da reivindicação 49 em que o segundo código compreende um código de Walsh de +-.
51. 51. Aparelho da reivindicação 32 em que o quarto código compreende um código de Walsh com um comprimento de quatro chips.
52. 52. Aparelho da reivindicação 51 em que o quarto código compreende um código de Walsh de ++—.
53. 53. Aparelho da reivindicação 32 em que o quarto código compreende um código de Walsh com um comprimento de dois chips.
54. 54. Aparelho da reivindicação 53 em que o quarto código compreende um código de Walsh de +-. -14-
55. 55. Aparelho da reivindicação 29 compreendendo ainda: meios para ajustar o ganho (400, 406, 414, 418) da pluralidade de fluxos de símbolos modulados.
56. 56. Aparelho da reivindicação 55 em que os referidos meios para ajustar o ganho da pluralidade de fluxos de símbolos modulados compreendem: meios para ajustar o ganho (400) de um primeiro fluxo de símbolos modulados; e meios para ajustar o ganho (406, 414, 418) de cada um dos restantes fluxos até valores determinados relativamente ao ganho do primeiro fluxo.
57. 57. Método de desmodulação de um sinal numa estação de base recebido de uma transmissão num sistema de comunicações, caracterizado pelos passos de: a multiplicação complexa de um sinal recebido complexo com um código de espalhamento de pseudo-ruído de fase e com um código de espalhamento de pseudo-ruído de fase em quadratura para proporcionar um fluxo amostra de fase e um fluxo amostra de fase em quadratura; a filtragem do fluxo amostra de fase para proporcionar um sinal de filtro de piloto de fase; a filtragem do fluxo amostra de fase em quadratura para proporcionar um sinal de filtro de piloto de fase em quadratura; a multiplicação do fluxo amostra de fase com um primeiro código de uma pluralidade de códigos, em que cada um da -15- pluralidade de códigos tem um comprimento diferente e é ortogonal em relação aos restantes códigos, para produzir um fluxo do primeiro canal de símbolo com inversão do espalhamento de fase; a multiplicação do fluxo amostra de fase em quadratura com o primeiro código para produzir um fluxo do primeiro canal de símbolo com inversão do espalhamento de fase em quadratura; e a rotação e o redimensionamento da fase do fluxo do primeiro canal de símbolo com inversão do espalhamento de fase e do fluxo do primeiro canal de símbolo com inversão do espalhamento de fase em quadratura de acordo com o sinal de filtro de piloto de fase e o sinal de filtro de piloto de fase em quadratura para produzir um fluxo de dados de decisão macia do primeiro canal.
58. 58. Método da reivindicação 57 compreendendo ainda: a adição do fluxo do primeiro canal de símbolo com inversão do espalhamento de fase de acordo com o comprimento do primeiro código; e a adição do fluxo do primeiro canal de símbolo com inversão do espalhamento de fase em quadratura de acordo com o comprimento do primeiro código.
59. 59. Método da reivindicação 57 em que a rotação e o redimensionamento da fase compreende: a multiplicação do fluxo do primeiro canal de símbolo com inversão do espalhamento de fase com o sinal de -16- filtro de piloto de fase para proporcionar um fluxo de dados do primeiro canal de decisão macia de fase; e a multiplicação do fluxo do primeiro canal de símbolo com inversão do espalhamento de fase em quadratura com o sinal de filtro de piloto de fase em quadratura para proporcionar um fluxo de dados do primeiro canal de decisão macia de fase em quadratura.
60. 60. Método da reivindicação 59 compreendendo ainda: a adição do fluxo de dados do primeiro canal de decisão macia de fase com o de fase em quadratura.
61. 61. Método da reivindicação 60 compreendendo ainda a adição do fluxo do primeiro canal de decisão macia com um número predeterminado de símbolos de decisão macia para produzir um fluxo do primeiro canal de decisão macia somado.
62. 62. Método da reivindicação 57 compreendendo ainda: a multiplicação do fluxo amostra de fase com um segundo código para produzir um fluxo do segundo canal de símbolos com inversão do espalhamento de fase; a multiplicação do fluxo amostra de fase em quadratura com o segundo código para produzir um fluxo do segundo canal de símbolos com inversão do espalhamento de fase em quadratura; e a rotação e o redimensionamento da fase do fluxo do -17- segundo canal de símbolo de fase e do fluxo do segundo canal de símbolo de fase em quadratura para produzir um fluxo de dados do segundo canal de decisão macia.
63. 63. Método da reivindicação 57 ou 58 ou 62 em que um código compreende um código de Walsh.
64. 64. Método da reivindicação 57 ou 63 em que o primeiro código tem um comprimento de quatro chips.
65. 65. Método da reivindicação 57 ou 63 em que o primeiro código é igual a +, +, -.
66. 66. Método da reivindicação 57 ou 63 em que o primeiro código é igual a +, +, -.
67. 67. Método da reivindicação 57 ou 63 em que o primeiro código tem um comprimento de dois chips.
68. 68. Método da reivindicação 57 ou 63 em que o primeiro código é igual a +, -.
69. 69. Método da reivindicação 57 ou 63 em que o primeiro código tem um comprimento de oito chips.
70. 70. Método da reivindicação 57 ou 63 em que o primeiro código é igual a +, +, +, +, -.
71. 71. Método da reivindicação 62 em que o -18- comprimento do primeiro código não é igual ao comprimento do segundo código.
72. 72. Método da reivindicação 71 em que o segundo código tem um comprimento de quatro chips.
73. 73. Método da reivindicação 71 em que o segundo código é igual a +, +, -, -.
74. 74. Método da reivindicação 71 em que o segundo código é igual a +, +, -.
75. 75. Método da reivindicação 71 em que o segundo código tem um comprimento de dois chips.
76. 76. Método da reivindicação 71 em que o segundo código é igual a +, -.
77. 77. Aparelho de desmodulação de um sinal de um modo adequado numa estação de base recebido de uma transmissão num sistema de comunicações, caracterizado por o aparelho compreender: um multiplicador complexo (301, 304) configurado para a multiplicação complexa de um sinal recebido complexo com um código de espalhamento de pseudo-ruido de fase e um código de espalhamento de pseudo-ruido de fase em quadratura para proporcionar um fluxo amostra de fase e um fluxo amostra de fase em quadratura; um primeiro filtro de piloto (314) configurado para a -19- filtragem do fluxo amostra de fase para proporcionar um sinal de filtro de piloto de fase; um segundo filtro de piloto (314) configurado para a filtragem do fluxo amostra de fase em quadratura para proporcionar um sinal de filtro de piloto de fase em quadratura; um primeiro multiplicador (310) configurado para a multiplicação do fluxo amostra de fase com um primeiro código de uma pluralidade de códigos, em que cada um da pluralidade de códigos tem um comprimento diferente e é ortogonal em relação aos restantes códigos, para produzir um fluxo do primeiro canal de simbolo com inversão do espalhamento de fase; um segundo multiplicador (310) configurado para a multiplicação do fluxo amostra de fase em quadratura com o primeiro código de para produzir um fluxo do primeiro canal de simbolo com inversão do espalhamento de fase em quadratura; e primeiros meios (316, 320) para a rotação e o redimensionamento da fase do fluxo do primeiro canal de simbolo com inversão do espalhamento de fase e do fluxo do primeiro canal de simbolo com inversão do espalhamento de fase em quadratura de acordo com o sinal de filtro de piloto de fase e o sinal de filtro de piloto de fase em quadratura para produzir um fluxo de dados do primeiro canal de decisão macia.
78. 78. Aparelho da reivindicação 77 compreendendo ainda: -20- um primeiro adicionador (312) configurado para a adição do fluxo do primeiro canal de símbolo com inversão do espalhamento de fase de acordo com o comprimento do primeiro código; e um segundo adicionador (312) configurado para a adição do fluxo do primeiro canal de símbolo com inversão do espalhamento de fase em quadratura de acordo com o comprimento do primeiro código.
79. 79. Aparelho da reivindicação 77 compreendendo ainda: um terceiro multiplicador (316) configurado para a multiplicação do fluxo do primeiro canal de símbolo com inversão do espalhamento de fase com o sinal de filtro de piloto de fase para proporcionar um fluxo de dados do primeiro canal de decisão macia de fase; e um quarto multiplicador (316) configurado para a multiplicação do fluxo do primeiro canal de símbolo com inversão do espalhamento de fase em quadratura com o sinal de filtro de piloto de fase em quadratura para proporcionar um fluxo de dados do primeiro canal de decisão macia de fase em quadratura.
80. 80. Aparelho da reivindicação 79 compreendendo ainda: um terceiro adicionador (322) configurado para a adição do fluxo de dados do primeiro canal com decisão macia de fase com o de fase em quadratura. -21-
81. 81. Aparelho da reivindicação 78 compreendendo ainda um quarto adicionador (322) configurado para a adição do fluxo do primeiro canal com decisão macia com um número predeterminado de símbolos de decisão macia para produzir um fluxo do primeiro canal de decisão macia somado.
82. 82. Aparelho da reivindicação 77 compreendendo ainda: um terceiro multiplicador (316) configurado para a multiplicação do fluxo amostra de fase com um segundo código para produzir um fluxo do segundo canal de símbolos com inversão do espalhamento de fase; um quarto multiplicador (316) configurado para a multiplicação do fluxo amostra de fase em quadratura com o segundo código para produzir um fluxo do segundo canal de símbolos com inversão do espalhamento de fase em quadratura; e segundos meios para a rotação e o redimensionamento da fase do fluxo do segundo canal de símbolo de fase e do fluxo do segundo canal de símbolo de fase em quadratura para produzir um fluxo de dados do segundo canal de decisão macia.
83. 83. Aparelho da reivindicação 77 ou 78 ou 81 em que um código compreende um código de Walsh.
84. 84. Aparelho da reivindicação 77 ou 83 em que o primeiro código tem um comprimento de quatro chips. -22-
85. 85. Aparelho da reivindicação 77 ou 83 em que o primeiro código é igual a +, +,
86. 86. Aparelho da reivindicação 77 ou 83 em que o primeiro código é igual a +, +, -.
87. 87. Aparelho da reivindicação 77 ou 83 em que o primeiro código tem um comprimento de dois chips.
88. 88. Aparelho da reivindicação 77 ou 83 em que o primeiro código é igual a +, -.
89. 89. Aparelho da reivindicação 77 ou 83 em que o primeiro código tem um comprimento de oito chips.
90. 90. Aparelho da reivindicação 77 ou 83 em que o primeiro código é igual a +, +, +, +, -.
91. 91. Aparelho da reivindicação 82 em que o comprimento do primeiro código não é igual ao comprimento do segundo código.
92. 92. Aparelho da reivindicação 91 em que o segundo código tem um comprimento de quatro chips.
93. 93. Aparelho da reivindicação 91 ou 92 em que o segundo código é igual a +, +, -.
94. 94. Aparelho da reivindicação 91 ou 92 em que o -23- segundo código é igual a +,
95. 95. Aparelho da reivindicação 91 em que o segundo código tem um comprimento de dois chips.
96. 96. Aparelho da reivindicação 91 ou 95 em que o segundo código é igual a +, Lisboa, 26 de Julho de 2007