JPH04145870A - 三相多重電圧形pwmインバータ - Google Patents
三相多重電圧形pwmインバータInfo
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- JPH04145870A JPH04145870A JP2265590A JP26559090A JPH04145870A JP H04145870 A JPH04145870 A JP H04145870A JP 2265590 A JP2265590 A JP 2265590A JP 26559090 A JP26559090 A JP 26559090A JP H04145870 A JPH04145870 A JP H04145870A
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- Control Of Ac Motors In General (AREA)
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
(産業上の利用分野)
本発明は三相多重電圧形PWMインバータに関し、詳し
くは、三相多重巻線電動機等の負荷に給電する複数台の
三相電圧形PWMインバータの高調波電流の抑制方法な
いしPWM波形の発生方法に特徴を有する三相多重電圧
形PWMインバータに関する。
くは、三相多重巻線電動機等の負荷に給電する複数台の
三相電圧形PWMインバータの高調波電流の抑制方法な
いしPWM波形の発生方法に特徴を有する三相多重電圧
形PWMインバータに関する。
(従来の技術)
複数の三相巻線を有する三相多重巻線電動機を=3−
複数台の三相インバータで給電する多重化技術は、装置
容量の増大や電動機のトルク脈動を低減する目的で採用
されている。例えば、第14図は第1の従来技術であり
、三相二重巻線電動機3に対し2台の三相電圧形PWM
インバータ21.22により給電する構成となっている
。このような構成において、トルク脈動の低減は、各三
相巻線電流が生じる電動機3の合成起磁力が、特定の高
調波成分に対して互いに相殺するように作用するため達
成される。しかるに、高調波電流に対してはその低減作
用がないため、電動機3の高調波抵抗損やインバータの
電流責務に関しては多重化したことによる効果はない。
容量の増大や電動機のトルク脈動を低減する目的で採用
されている。例えば、第14図は第1の従来技術であり
、三相二重巻線電動機3に対し2台の三相電圧形PWM
インバータ21.22により給電する構成となっている
。このような構成において、トルク脈動の低減は、各三
相巻線電流が生じる電動機3の合成起磁力が、特定の高
調波成分に対して互いに相殺するように作用するため達
成される。しかるに、高調波電流に対してはその低減作
用がないため、電動機3の高調波抵抗損やインバータの
電流責務に関しては多重化したことによる効果はない。
第15図はこの問題を解決するために提案された第2の
従来技術の主回路構成であり、松本氏他が昭和63年電
気学会全国大会予稿集において「三相二重巻線交流電動
機駆動用電圧形三相二重PWMインバータJl 148
7.1992−1993頁に示したものである。同図に
おいて、1′は複数の巻線が同一鉄心によりそれぞれ結
合された結合リアクトルであ=4 す、他の構成要素については第14図と同様であるこの
構成において特徴的なことは、2台の三相インバータ2
1.22の出力電圧は位相をπ/6ずらしてあり、また
、各相の出力電圧はその波形が全く同一となるように制
御される。このとき結合リアクトル1′は、出ツノ電圧
の基本波成分に対しては合成起磁力が零となるためリア
クトルの作用を持たず、例えば第5次、第7次高調波成
分、詳細には6P±1次(Pは整数)、+8P±1次、
30P±1次の高調波成分に対しては合成起磁力を生じ
るためリアクトルとして作用し、高調波電流を抑制する
ことができる。
従来技術の主回路構成であり、松本氏他が昭和63年電
気学会全国大会予稿集において「三相二重巻線交流電動
機駆動用電圧形三相二重PWMインバータJl 148
7.1992−1993頁に示したものである。同図に
おいて、1′は複数の巻線が同一鉄心によりそれぞれ結
合された結合リアクトルであ=4 す、他の構成要素については第14図と同様であるこの
構成において特徴的なことは、2台の三相インバータ2
1.22の出力電圧は位相をπ/6ずらしてあり、また
、各相の出力電圧はその波形が全く同一となるように制
御される。このとき結合リアクトル1′は、出ツノ電圧
の基本波成分に対しては合成起磁力が零となるためリア
クトルの作用を持たず、例えば第5次、第7次高調波成
分、詳細には6P±1次(Pは整数)、+8P±1次、
30P±1次の高調波成分に対しては合成起磁力を生じ
るためリアクトルとして作用し、高調波電流を抑制する
ことができる。
(発明が解決しようとする課題)
一方、この種のインバータにおけるPWM波形の発生方
法としては、第16図に示すような三角波比較方式が一
般的である。同図においては、三角波の搬送波と、出力
電圧の基本波成分に相当する信号波との大小の比較結果
によりインバータを構成するスイッチ素子のオン、オフ
が決定され、出力電圧が制御される。このとき信号波を
正弦波とし、かつ搬送波の周波数を信号波の周波数より
も十分高くするならば、出力電圧波形には第5次や第7
次のような低次の高調波成分はほとんど発生せず、また
一般的には特定次数の高調波成分が発生するのではない
。
法としては、第16図に示すような三角波比較方式が一
般的である。同図においては、三角波の搬送波と、出力
電圧の基本波成分に相当する信号波との大小の比較結果
によりインバータを構成するスイッチ素子のオン、オフ
が決定され、出力電圧が制御される。このとき信号波を
正弦波とし、かつ搬送波の周波数を信号波の周波数より
も十分高くするならば、出力電圧波形には第5次や第7
次のような低次の高調波成分はほとんど発生せず、また
一般的には特定次数の高調波成分が発生するのではない
。
ここで、電圧形PWMインバータの出力電圧高調波とし
ては、nfc:l:mf、(fcは搬送波の周波数、f
、は出力周波数、n、m=1.2,3.・・・)なる周
波数を持つ、nfcを中心周波数とする側帯波高調波群
が発生することが特徴的である。第17図はこの様子を
表す図であり、同図(a)はrc/f。=21、また同
図(b)はf。/f、=27の場合の三相インバータの
出力電圧高調波の例を示している。ここで特徴的なこと
は、fc/f0比が変わると発生する高調波次数も変わ
ることである。fcは制御性能やスイッチ素子の損失か
ら、所定の周波数範囲となるように設定され、一方、f
。は電動機を可変速駆動する場合に大きな可変範囲をと
る。すなわち、fI:/f。比は種々の条件により変わ
るため、第17図に示すようにこのf。/f。比の変化
に伴って発生する高調波次数も変化する。なお、これら
の高調波を、nfc±mf、なる周波数を持つ、nfc
を中心とする側帯波群としてみると、fc/f。比に関
わらず、n、mの値とそれに対応した実効値は一定値と
なる。
ては、nfc:l:mf、(fcは搬送波の周波数、f
、は出力周波数、n、m=1.2,3.・・・)なる周
波数を持つ、nfcを中心周波数とする側帯波高調波群
が発生することが特徴的である。第17図はこの様子を
表す図であり、同図(a)はrc/f。=21、また同
図(b)はf。/f、=27の場合の三相インバータの
出力電圧高調波の例を示している。ここで特徴的なこと
は、fc/f0比が変わると発生する高調波次数も変わ
ることである。fcは制御性能やスイッチ素子の損失か
ら、所定の周波数範囲となるように設定され、一方、f
。は電動機を可変速駆動する場合に大きな可変範囲をと
る。すなわち、fI:/f。比は種々の条件により変わ
るため、第17図に示すようにこのf。/f。比の変化
に伴って発生する高調波次数も変化する。なお、これら
の高調波を、nfc±mf、なる周波数を持つ、nfc
を中心とする側帯波群としてみると、fc/f。比に関
わらず、n、mの値とそれに対応した実効値は一定値と
なる。
このような背景により、第15図に示した第2の従来技
術では特定の高調波次数を除去の対象とするため、イン
バータ21.22の出力周波数に対する搬送周波数の比
が変化した場合に、発生高調波の次数が変化するにも関
わらず、これらを除去できない場合があった。
術では特定の高調波次数を除去の対象とするため、イン
バータ21.22の出力周波数に対する搬送周波数の比
が変化した場合に、発生高調波の次数が変化するにも関
わらず、これらを除去できない場合があった。
本発明は上記の点に鑑みてなされたものであり、その目
的とするところは、特定の高調波次数ではなく、特定の
側帯波高調波群に対してのみリアクトルとして機能する
結合リアクトルを備え、かつ」〕記機能を実現するため
のPWM波形発生手段を備えた三相多重電圧形PWMイ
ンバータを提供することにある。
的とするところは、特定の高調波次数ではなく、特定の
側帯波高調波群に対してのみリアクトルとして機能する
結合リアクトルを備え、かつ」〕記機能を実現するため
のPWM波形発生手段を備えた三相多重電圧形PWMイ
ンバータを提供することにある。
(課題を解決するための手段)
三角波比較方式のPWMインバータ等において、搬送波
の周波数が出力周波数より十分高いならば、信号波に対
する搬送波の位相は基本波成分には影響を与えず、高調
波成分の位相のみに影響を及ぼす。本発明は、このこと
に着目し、結合リアクトルがインバータ出力電圧の基本
波成分に対してはりアクドルとして作用せず、かつ複数
台の三相インバータの搬送波の位相をずらすことによっ
て対象とする側帯波群に対しては本来のりアクドルとし
て作用させるようにし、これによって所定の高調波成分
を除去するようにしたものである。
の周波数が出力周波数より十分高いならば、信号波に対
する搬送波の位相は基本波成分には影響を与えず、高調
波成分の位相のみに影響を及ぼす。本発明は、このこと
に着目し、結合リアクトルがインバータ出力電圧の基本
波成分に対してはりアクドルとして作用せず、かつ複数
台の三相インバータの搬送波の位相をずらすことによっ
て対象とする側帯波群に対しては本来のりアクドルとし
て作用させるようにし、これによって所定の高調波成分
を除去するようにしたものである。
(作用)
本発明では、インバータ出力電圧の基本波成分に対して
は合成起磁力が零となるように複数台のインバータと結
合リアクトルとを接続するため、インバータ出力電圧に
とって有害な電圧降下を生じることがない。一方、複数
台のインバータの搬送波の位相をずらすことにより、対
象とする側帯波群に対しては有、効に合成起磁力が生じ
るため、上記結合リアクトルが高調波電流を抑制するり
アクドルとして作用する。
は合成起磁力が零となるように複数台のインバータと結
合リアクトルとを接続するため、インバータ出力電圧に
とって有害な電圧降下を生じることがない。一方、複数
台のインバータの搬送波の位相をずらすことにより、対
象とする側帯波群に対しては有、効に合成起磁力が生じ
るため、上記結合リアクトルが高調波電流を抑制するり
アクドルとして作用する。
更に、結合リアグトルは特定の高調波次数に対してでは
なく特定の側帯波群に対してリアクトルとして作用する
ように接続構成されるため、出力周波数に対する搬送周
波数比が変化した場合でもその効果に変わりはなく、対
象とする高調波成分に対して常に高調波電流を抑制する
作用をなす。
なく特定の側帯波群に対してリアクトルとして作用する
ように接続構成されるため、出力周波数に対する搬送周
波数比が変化した場合でもその効果に変わりはなく、対
象とする高調波成分に対して常に高調波電流を抑制する
作用をなす。
(実施例)
以下、図に沿って本発明の詳細な説明する。
はじめに、本発明の原理について数式を用いて詳細に説
明する。三角波比較方式の三相PWMインバータにおい
て、信号波が正弦波、または3の倍数の奇数高調波のみ
を含む波形ならば、出力電圧の各調波成分は(1)〜(
3)式の何れかで記述できる関数となる。ここで(1)
式は基本波成分であり、(2)、(3)式は高調波成分
である。
明する。三角波比較方式の三相PWMインバータにおい
て、信号波が正弦波、または3の倍数の奇数高調波のみ
を含む波形ならば、出力電圧の各調波成分は(1)〜(
3)式の何れかで記述できる関数となる。ここで(1)
式は基本波成分であり、(2)、(3)式は高調波成分
である。
〈基本波成分〉
A、sinωo1 ・・・(
1)く高調波成分〉 Anm cos(n (IJct、 + m ω。t
) −(2)ただしnは奇数、mは3の倍数を
除く偶数±Bnm 5in(n ωct±mω。t)
=(3)ただしnは偶数、mは3の倍数を除く
奇数なお、(1)〜(3)式において、 ω。=2πfo、ω。=2πfC であり、A、、 Anm、±Bnmはそれぞれ振幅を示
している。
1)く高調波成分〉 Anm cos(n (IJct、 + m ω。t
) −(2)ただしnは奇数、mは3の倍数を
除く偶数±Bnm 5in(n ωct±mω。t)
=(3)ただしnは偶数、mは3の倍数を除く
奇数なお、(1)〜(3)式において、 ω。=2πfo、ω。=2πfC であり、A、、 Anm、±Bnmはそれぞれ振幅を示
している。
に記(1)〜(3)式において、ω。しなる位相は搬送
波の位相により、また、ω6しなる位相は信号波の位相
によって決まる。例えば、搬送波の位相をφだけずらす
と、(2)式は次の(2−0)式、(3)式は次の(3
−0)式となり、φの値により高調波の位相を変えるこ
とができるが、基本波成分には影響を与えない。
波の位相により、また、ω6しなる位相は信号波の位相
によって決まる。例えば、搬送波の位相をφだけずらす
と、(2)式は次の(2−0)式、(3)式は次の(3
−0)式となり、φの値により高調波の位相を変えるこ
とができるが、基本波成分には影響を与えない。
Anm cos(n ((+)cL−φ)±m ω、
tl ・+・(2−0)±Bnm 5in(n (
ωct−φ)±m (,1,L) −(3−0)本発明
は上記の点に着目してなされたものであり、複数台のイ
ンバータの搬送波の位相を変えることにより、対象とす
る側帯波群に対してのみ結合リアクトルを作用させ、高
調波成分を除去するものである。以下、結合リアクトル
の接続構成及びPWM波形の発生方法を中心にして、各
発明の詳細な説明する。
tl ・+・(2−0)±Bnm 5in(n (
ωct−φ)±m (,1,L) −(3−0)本発明
は上記の点に着目してなされたものであり、複数台のイ
ンバータの搬送波の位相を変えることにより、対象とす
る側帯波群に対してのみ結合リアクトルを作用させ、高
調波成分を除去するものである。以下、結合リアクトル
の接続構成及びPWM波形の発生方法を中心にして、各
発明の詳細な説明する。
まず、第1の発明である三相二重電圧形P W Mイン
バータの第1の実施例を、第1図ないし第3図を参照し
つつ説明する。第1図は、三相二重電圧形PWMインバ
ータによる三相二重巻線電動機3への給電回路の主回路
構成を示すものである。
バータの第1の実施例を、第1図ないし第3図を参照し
つつ説明する。第1図は、三相二重電圧形PWMインバ
ータによる三相二重巻線電動機3への給電回路の主回路
構成を示すものである。
なお、上記電動機3の2組の三相巻線R1,Sl。
TI及びR2,S2.T2は、第2図に示すごとく各巻
線電流が生じる起磁力の電気的な位相関係が同一となっ
ている。
線電流が生じる起磁力の電気的な位相関係が同一となっ
ている。
第1図において、21.22は前記同様に第1.第2の
三相電圧形PWMインバータであり、インバータ21の
出力線Ul、Vl、Wlは、結合リアクトルl内の各リ
アクトルIIA、 IIB、 IIcの巻線Nを介して
電動機3の三相巻線R1,Sl、TIにそれぞれ接続さ
れている。また、インバータ22の出力線U2.V2.
W2はン結合リアクトル1内の各リアクトルIIA、
IIB、 IIGの巻線N2を介して電動機3の三相巻
線R2,S2.T2にそれぞれ接続されている。ここで
、結合リアクトル1は同一仕様の三つのりアクドルII
A、 IIB、 IIGにより構成されている。そして
、各リアクトルIIA、 IIB。
三相電圧形PWMインバータであり、インバータ21の
出力線Ul、Vl、Wlは、結合リアクトルl内の各リ
アクトルIIA、 IIB、 IIcの巻線Nを介して
電動機3の三相巻線R1,Sl、TIにそれぞれ接続さ
れている。また、インバータ22の出力線U2.V2.
W2はン結合リアクトル1内の各リアクトルIIA、
IIB、 IIGの巻線N2を介して電動機3の三相巻
線R2,S2.T2にそれぞれ接続されている。ここで
、結合リアクトル1は同一仕様の三つのりアクドルII
A、 IIB、 IIGにより構成されている。そして
、各リアクトルIIA、 IIB。
IIGにおいて、インバータ出力電圧の基本波成分に対
する合成起磁力を零として電圧降下を生じさせないよう
にするため、図示する如く、例えばインバータ21.2
2の同一相の出力線tJ1.tJ2に対応する巻線N、
、 N、を互いに逆極性にて結合し、かつ、巻線N、、
N2の巻数n1lnffiを共に等しくしである。
する合成起磁力を零として電圧降下を生じさせないよう
にするため、図示する如く、例えばインバータ21.2
2の同一相の出力線tJ1.tJ2に対応する巻線N、
、 N、を互いに逆極性にて結合し、かつ、巻線N、、
N2の巻数n1lnffiを共に等しくしである。
このような構成において、電動機3に有効に合成起磁力
が作用するように、両インバータ21.22の基本波電
圧成分は同一振幅、同一位相となるように制御する。こ
こで、最も低次の側帯波群が含まれる前記(2)式の高
調波成分に作用する結合リアクトルを実現するため、第
1のインバータ21に対して第2のインバータ22の搬
送波の位相φを第3図に示すようにπ〔rad〕とする
。以下、この理由について説明する。
が作用するように、両インバータ21.22の基本波電
圧成分は同一振幅、同一位相となるように制御する。こ
こで、最も低次の側帯波群が含まれる前記(2)式の高
調波成分に作用する結合リアクトルを実現するため、第
1のインバータ21に対して第2のインバータ22の搬
送波の位相φを第3図に示すようにπ〔rad〕とする
。以下、この理由について説明する。
第1のインバータ21において(2)式で示される高調
波成分を考えるとき、φ=πとした第2のインバータ2
2では、nが奇数であることから、高調波成分は(2−
0)式に基づいて次の(2−1)式となる。
波成分を考えるとき、φ=πとした第2のインバータ2
2では、nが奇数であることから、高調波成分は(2−
0)式に基づいて次の(2−1)式となる。
Anm cos(n (ωct−π)±mω。L)=−
Anmcos(nωct+mω。t) −・−(2−
1)すなわち、(2)式と(2−1)式とは符号のみが
異なる同一値である。従って、第1図に示すように両イ
ンバータ21.22の出力を逆極性にして結合リアクト
ルlにて起磁力を結合すると、(2)、 (2−1)式
で示される高調波成分に対しては起磁力が加算されるた
め、結合リアクトル1において電圧降下が生じ、同成分
の高調波電流を抑制することができる。
Anmcos(nωct+mω。t) −・−(2−
1)すなわち、(2)式と(2−1)式とは符号のみが
異なる同一値である。従って、第1図に示すように両イ
ンバータ21.22の出力を逆極性にして結合リアクト
ルlにて起磁力を結合すると、(2)、 (2−1)式
で示される高調波成分に対しては起磁力が加算されるた
め、結合リアクトル1において電圧降下が生じ、同成分
の高調波電流を抑制することができる。
次に、本発明の第2の実施例を第4図を参照しつつ説明
する。この実施例において、結合リアクトルl及び電動
機3の巻線構成はそれぞれ第1図、第2図に示したもの
と同様である。
する。この実施例において、結合リアクトルl及び電動
機3の巻線構成はそれぞれ第1図、第2図に示したもの
と同様である。
この実施例では、(3)式に示す高調波成分に対して作
用する結合リアクトルlを実現することとした。このと
き、第2のインバータ22の搬送波の位相φは、nが偶
数であることを考慮して第4図に示すようにπ/ 2
〔rad〕とする。
用する結合リアクトルlを実現することとした。このと
き、第2のインバータ22の搬送波の位相φは、nが偶
数であることを考慮して第4図に示すようにπ/ 2
〔rad〕とする。
第1のインバータ2Iにおいて、(3)式にて示される
高調波成分を考えるとき、φ=π/2とした第2のイン
バータ22では、この高調波成分は(3−2)式に示す
とおりとなる。
高調波成分を考えるとき、φ=π/2とした第2のイン
バータ22では、この高調波成分は(3−2)式に示す
とおりとなる。
±Bnm 5in(n (ωct −π/2)±mω、
t)=壬Bnm 5in(n ωct、+ m ω、t
)(n==2.6,10.・・のとき) −±r3nm 5in(n ωcl±mω、t)(n=
=4.s、12.・・のとき) ・・・(3−2) すなわちn =2 、6 + IO+・・のとき(3)
式と(3−2)式は符号のみが異なる同一値であり、n
=4.8゜12、・・・のとき(3)式と(3−2)式
はまったく同一値となる。従って、第2の実施例におい
ては、第1の実施例における説明から明らかなように、
n−2゜6 、10.・・・の成分に対し、結合リアク
トル1は高調波電流を抑制する作用をなす。ただし、n
=4゜8 、12. の成分に対しては、同成分の合
成起磁力は相殺するので、結合リアクトル1における高
調波電流の抑制作用はない。
t)=壬Bnm 5in(n ωct、+ m ω、t
)(n==2.6,10.・・のとき) −±r3nm 5in(n ωcl±mω、t)(n=
=4.s、12.・・のとき) ・・・(3−2) すなわちn =2 、6 + IO+・・のとき(3)
式と(3−2)式は符号のみが異なる同一値であり、n
=4.8゜12、・・・のとき(3)式と(3−2)式
はまったく同一値となる。従って、第2の実施例におい
ては、第1の実施例における説明から明らかなように、
n−2゜6 、10.・・・の成分に対し、結合リアク
トル1は高調波電流を抑制する作用をなす。ただし、n
=4゜8 、12. の成分に対しては、同成分の合
成起磁力は相殺するので、結合リアクトル1における高
調波電流の抑制作用はない。
方、(2)式で表される高調波成分に対しては、φ−π
/2のとき(2−2)式となる。
/2のとき(2−2)式となる。
Anm cos(n (ωct−π/2)±mω。L)
=Anm 5in(n ωct、+mω、t、)(n=
]、5,9.・・・のとき) =−Anm 5in(n ωct+ m cv、t)(
n = 3.7.11.・・・のとき)・(2−2) 上式より(2)式で表される高調波成分に対し、第1の
インバータ21の高調波電圧と第2のインバータ22の
高調波電圧は、π/2の位相差を持つことがわかる。従
って、結合リアクトルlは第1実施例よりその効果は少
ないが、(2)式で表される高調波成分に対して高調波
電流を抑制する機能をもつ。
=Anm 5in(n ωct、+mω、t、)(n=
]、5,9.・・・のとき) =−Anm 5in(n ωct+ m cv、t)(
n = 3.7.11.・・・のとき)・(2−2) 上式より(2)式で表される高調波成分に対し、第1の
インバータ21の高調波電圧と第2のインバータ22の
高調波電圧は、π/2の位相差を持つことがわかる。従
って、結合リアクトルlは第1実施例よりその効果は少
ないが、(2)式で表される高調波成分に対して高調波
電流を抑制する機能をもつ。
次に、本発明の第3の実施例を第5図ないし第7図を参
照しつつ説明する。上述した各実施例は、電動機3の三
相巻線が生じる起磁力が同一方向の場合のものであるが
、本発明は起磁力の位相差がπ(rad)である場合に
も同様の原理により特定の側帯波高調波群に対して高調
波電流を抑制することができる。
照しつつ説明する。上述した各実施例は、電動機3の三
相巻線が生じる起磁力が同一方向の場合のものであるが
、本発明は起磁力の位相差がπ(rad)である場合に
も同様の原理により特定の側帯波高調波群に対して高調
波電流を抑制することができる。
第5図は、この実施例における三相二重巻線電動機3へ
の給電回路の主回路構成であり、第6図は電動機3の2
組の三相巻線R1,Sl、Tl及びR2,S2.T2の
構成を示している。この主回路構成が第1図と異なる点
は、結合リアクトルla内の各リアクトルl IA、
l IB、 l Icの巻線N2の極性が逆であること
と、電動機3に有効に合成起磁力が作用するように、各
インバータ21.22の基本波電圧成分は同一振幅で互
いにπ〔rad〕の位相差となるように制御する点であ
る。
の給電回路の主回路構成であり、第6図は電動機3の2
組の三相巻線R1,Sl、Tl及びR2,S2.T2の
構成を示している。この主回路構成が第1図と異なる点
は、結合リアクトルla内の各リアクトルl IA、
l IB、 l Icの巻線N2の極性が逆であること
と、電動機3に有効に合成起磁力が作用するように、各
インバータ21.22の基本波電圧成分は同一振幅で互
いにπ〔rad〕の位相差となるように制御する点であ
る。
なお、第7図は各インバータ21.22においてPWM
波形を生成するための信号波と搬送波との関係を示して
おり、第3図に対して第2のインバータ22の信号波の
極性が逆になり、これに対応して搬送波の極性も逆にな
っている。つまり、この実施例では、各インバータ21
.22について信号波の位相が互いにπ〔rad〕ずれ
、一方、搬送波が同相となっている。この搬送波につい
ては、図示しないが、その位相が互いにπ/ 2 〔r
ad〕ずれていても本発明の所期の目的を達成すること
ができる。
波形を生成するための信号波と搬送波との関係を示して
おり、第3図に対して第2のインバータ22の信号波の
極性が逆になり、これに対応して搬送波の極性も逆にな
っている。つまり、この実施例では、各インバータ21
.22について信号波の位相が互いにπ〔rad〕ずれ
、一方、搬送波が同相となっている。この搬送波につい
ては、図示しないが、その位相が互いにπ/ 2 〔r
ad〕ずれていても本発明の所期の目的を達成すること
ができる。
次に、第2の発明である三相多重電圧形PWMインバー
タの第1の実施例を、第8図を参照しつつ説明する。こ
の実施例は三相三重電圧形PWMインバータについての
もので、この実施例における電動機3の巻線構成は、3
組の三相巻線電流が生じる起磁力の方向が全て同一方向
となっている。
タの第1の実施例を、第8図を参照しつつ説明する。こ
の実施例は三相三重電圧形PWMインバータについての
もので、この実施例における電動機3の巻線構成は、3
組の三相巻線電流が生じる起磁力の方向が全て同一方向
となっている。
第8図は結合リアクトル1bを含むこの実施例の主回路
構成を示すものである。同図において、第1のインバー
タ21の出力線Ul、Vl、Wlは、結合リアクトルl
b内の各リアクトルIIA、 +2A、 +3A及びI
IB、 12B、 13B並びにIIc、 12C,1
3cの巻線N、、N、、N、を介して電動機3の三相巻
線R1゜Sl、TIにそれぞれ接続されている。また、
第2のインバータ22の出力線U2.V2.W2は、結
合リアクトルIb内の各リアクトルIIA、 12A、
13A及びJIB、 12B、 13B並びにIIc
、 12c、 13Cの巻線N、、N、、N、を介して
電動機3の三相巻線R2゜32、T2にそれぞれ接続さ
れている。更に、第3のインバータ23の出力線tJ3
.V3.W3は、結合リアクトルlb内の各リアクトル
IIA、 +2A、 13A及びIIB、 12B、
13B並びにIIC,12C,+3cの巻線N、、N、
、N、を介して電動機3の三相巻線R3゜33、T3に
それぞれ接続されている。
構成を示すものである。同図において、第1のインバー
タ21の出力線Ul、Vl、Wlは、結合リアクトルl
b内の各リアクトルIIA、 +2A、 +3A及びI
IB、 12B、 13B並びにIIc、 12C,1
3cの巻線N、、N、、N、を介して電動機3の三相巻
線R1゜Sl、TIにそれぞれ接続されている。また、
第2のインバータ22の出力線U2.V2.W2は、結
合リアクトルIb内の各リアクトルIIA、 12A、
13A及びJIB、 12B、 13B並びにIIc
、 12c、 13Cの巻線N、、N、、N、を介して
電動機3の三相巻線R2゜32、T2にそれぞれ接続さ
れている。更に、第3のインバータ23の出力線tJ3
.V3.W3は、結合リアクトルlb内の各リアクトル
IIA、 +2A、 13A及びIIB、 12B、
13B並びにIIC,12C,+3cの巻線N、、N、
、N、を介して電動機3の三相巻線R3゜33、T3に
それぞれ接続されている。
そして、電動機3に有効に合成起磁力が作用するように
、3台のインバータ21.22.23の基本波電圧成分
は同一振幅、同一位相となるように制御する。また、結
合リアクトルIbにおいては基本波成分に対する合成起
磁力を零とするため、例えば、第2のインバータ22の
出力線U2に対応する巻線N2と第3のインバータ23
の同一相の出力線U3に対応する巻線N、を同極性にし
、かつ、これらと第1のインバータ21の同一相の出力
線U1に対応する巻線N1を互いに逆極性にして結合リ
アクトルlbにて結合し、これらの巻数nl’I nI
I nlの比を1:l:2とする。すなわち、この場合
の多重化数Nは3であるので、巻線N、、 N、、 N
、の巻数nl I nl + naの比を、2(=N−
1): l : 1とする。ここで、すべてのりアクド
ルは同一仕様である。
、3台のインバータ21.22.23の基本波電圧成分
は同一振幅、同一位相となるように制御する。また、結
合リアクトルIbにおいては基本波成分に対する合成起
磁力を零とするため、例えば、第2のインバータ22の
出力線U2に対応する巻線N2と第3のインバータ23
の同一相の出力線U3に対応する巻線N、を同極性にし
、かつ、これらと第1のインバータ21の同一相の出力
線U1に対応する巻線N1を互いに逆極性にして結合リ
アクトルlbにて結合し、これらの巻数nl’I nI
I nlの比を1:l:2とする。すなわち、この場合
の多重化数Nは3であるので、巻線N、、 N、、 N
、の巻数nl I nl + naの比を、2(=N−
1): l : 1とする。ここで、すべてのりアクド
ルは同一仕様である。
上記構成のもとで、第9図に示すように、第1のインバ
ータ21に対し、第2のインバータ22の搬送波の位相
φを2π/ 3 〔rad〕、第3のインバータ23の
搬送波の位相φを4π/ 3 〔rad〕としてそれぞ
れPWM波形を生成する。すなわち、各インバータ21
,22.23について搬送波の位相を2 n / N
〔rad〕(N=3)ずつずらすものとする。
ータ21に対し、第2のインバータ22の搬送波の位相
φを2π/ 3 〔rad〕、第3のインバータ23の
搬送波の位相φを4π/ 3 〔rad〕としてそれぞ
れPWM波形を生成する。すなわち、各インバータ21
,22.23について搬送波の位相を2 n / N
〔rad〕(N=3)ずつずらすものとする。
第1のインバータ21において前記(2)、(3)式で
表される高調波成分を考えるとき、チー2π/3とした
第2のインバータ22では、高調波成分はそれぞれ(2
−3)、 (3−3)式により表され、また、φ=4π
/3とした第3のインバータ23では、高調波成分はそ
れぞれ(2−4)、 (3−4)式により表される。
表される高調波成分を考えるとき、チー2π/3とした
第2のインバータ22では、高調波成分はそれぞれ(2
−3)、 (3−3)式により表され、また、φ=4π
/3とした第3のインバータ23では、高調波成分はそ
れぞれ(2−4)、 (3−4)式により表される。
Anm cos(n (ωct−2π/3)±m ω。
tl +++ (2−3)Anm cos(n(ωct
−47(/3)±m ω6t) −= (2−4)±B
nm 5in(n(ωct −2π/3)±m (11
゜t、) −(3−3)±Bnm 5in(n(ω、、
t−4π/3)±m ω、 t) −(3−4)ここで
、例えばリアクトルIIAについてみると、高調波起磁
力に相当する高調波電圧は以下の(4)式により表され
る。
−47(/3)±m ω6t) −= (2−4)±B
nm 5in(n(ωct −2π/3)±m (11
゜t、) −(3−3)±Bnm 5in(n(ω、、
t−4π/3)±m ω、 t) −(3−4)ここで
、例えばリアクトルIIAについてみると、高調波起磁
力に相当する高調波電圧は以下の(4)式により表され
る。
[(2)弐十(3)式
2((2−3)式+(2−4)式+(3−3)式+(3
−4)t)]この(4)式は、nが3の倍数以外で次の
(4−1)式となり、また、nが3の倍数のとき零とな
る。
−4)t)]この(4)式は、nが3の倍数以外で次の
(4−1)式となり、また、nが3の倍数のとき零とな
る。
・・・(4−1)
この(4−1)式は、第1のインバータ21の出力電圧
の高調波成分の1.5倍である。このことは、nが3の
倍数を除く側帯波高調波群の生じる起磁力が、リアクト
ルIIAの作用により1.5倍に増加されることを表す
。従って、リアクトルIIAは同成分の高調波に有効に
作用し“、1′同成分の高調波電流を抑制することがで
きる。
の高調波成分の1.5倍である。このことは、nが3の
倍数を除く側帯波高調波群の生じる起磁力が、リアクト
ルIIAの作用により1.5倍に増加されることを表す
。従って、リアクトルIIAは同成分の高調波に有効に
作用し“、1′同成分の高調波電流を抑制することがで
きる。
次に、第2の発明にかかる第2の実施例を第10図に基
づき説明する。なお、この実施例は、三相三重電圧形P
WMインバータに限らず、本発明における多重化数N(
Nは3以上の自然数)を−膜化したものである。
づき説明する。なお、この実施例は、三相三重電圧形P
WMインバータに限らず、本発明における多重化数N(
Nは3以上の自然数)を−膜化したものである。
第10図は、結合リアクトルIcを含むこの実施例の主
回路構成を示しており、電動機3の巻線構成はN組の三
相巻線電流が生じる起磁力の方向が全て同一方向である
。
回路構成を示しており、電動機3の巻線構成はN組の三
相巻線電流が生じる起磁力の方向が全て同一方向である
。
同図において、電動機3に有効に合成起磁力が作用する
ように、N台のインバータ21〜2Nの基本波電圧成分
は同一振幅、同一位相となるように制御される。結合リ
アクトル1cにおいては基本波成分に対する合成起磁力
を零とするため、例えば、第2のインバータ22の出力
線U2に対応する巻線N2ないし第Nのインバータ22
の同一相の出力線UNに対応する巻線NNを同極性にし
、かつ、これらと第1のインバータ21の同一相の出力
線U1に対応する巻線N1を互いに逆極性に結合リアク
トルIc内にて結合し、各リアクトルにおける巻線N、
、N、、NN、 〜、N、の巻数n、、n、、nN、〜
、y11の比を、1:1:〜:1:N−1とする。なお
、この実施例においてもすべてのりアクドルは同一仕様
である。また、N台のインバータ21〜2Nの搬送波の
位相は2π/N〔rad〕だけずらすものとする。
ように、N台のインバータ21〜2Nの基本波電圧成分
は同一振幅、同一位相となるように制御される。結合リ
アクトル1cにおいては基本波成分に対する合成起磁力
を零とするため、例えば、第2のインバータ22の出力
線U2に対応する巻線N2ないし第Nのインバータ22
の同一相の出力線UNに対応する巻線NNを同極性にし
、かつ、これらと第1のインバータ21の同一相の出力
線U1に対応する巻線N1を互いに逆極性に結合リアク
トルIc内にて結合し、各リアクトルにおける巻線N、
、N、、NN、 〜、N、の巻数n、、n、、nN、〜
、y11の比を、1:1:〜:1:N−1とする。なお
、この実施例においてもすべてのりアクドルは同一仕様
である。また、N台のインバータ21〜2Nの搬送波の
位相は2π/N〔rad〕だけずらすものとする。
この結果、nがNの整数倍を除く、側帯波高調波群に対
して結合リアクトル1cは高調波電圧を吸収し、同成分
の高調波電流を抑制する。なお、その原理は」二連した
各実施例における説明とほぼ同様であるため、その説明
を省略する。
して結合リアクトル1cは高調波電圧を吸収し、同成分
の高調波電流を抑制する。なお、その原理は」二連した
各実施例における説明とほぼ同様であるため、その説明
を省略する。
次に、第3の発明にかかる第1の実施例を第11図に基
づき説明する。なお、この実施例における電動機3の巻
線構成及び第1ないし第3のインバータ21,22.2
3の出力電圧の基本波成分については、第8図の実施例
と同一である。
づき説明する。なお、この実施例における電動機3の巻
線構成及び第1ないし第3のインバータ21,22.2
3の出力電圧の基本波成分については、第8図の実施例
と同一である。
第11図は本実施例の主回路構成を示しており、同図に
おいて、第1のインバータ21の出力線U1゜Vl、W
lは、結合リアクトルl日内の各リアクトルIIA、
+3A及びIIB、 13B並びにIIC,+3Cの巻
線NI。
おいて、第1のインバータ21の出力線U1゜Vl、W
lは、結合リアクトルl日内の各リアクトルIIA、
+3A及びIIB、 13B並びにIIC,+3Cの巻
線NI。
N、を介して電動機3の三相巻線R1,Sl、T1にそ
れぞれ接続されている。また、第2のインバーク22の
出力線U2.V2.W2は、結合リアクトルl日内の各
リアクトルIIA、 +2A及びIIB、 12B並び
にIIC,12Gの巻線N、、N、を介して電動機3の
三相巻線R2,S2.T2にそれぞれ接続されている。
れぞれ接続されている。また、第2のインバーク22の
出力線U2.V2.W2は、結合リアクトルl日内の各
リアクトルIIA、 +2A及びIIB、 12B並び
にIIC,12Gの巻線N、、N、を介して電動機3の
三相巻線R2,S2.T2にそれぞれ接続されている。
更に、第3のインバータ23の出力線U3゜V3.W3
は、結合リアクトルl日内の各リアクトル12A、 1
3A及び12B、 13B並びに12C,+3cの巻線
N2゜N、を介して電動機3の三相巻線R3,S3.T
3にそれぞれ接続されている。
は、結合リアクトルl日内の各リアクトル12A、 1
3A及び12B、 13B並びに12C,+3cの巻線
N2゜N、を介して電動機3の三相巻線R3,S3.T
3にそれぞれ接続されている。
以上の接続構成を言い替えれば、3台のインバータ21
,22.23のうちの2台の同一相(U相または■相ま
たはW相)の出力線が、各々結合リアクトルl日内の単
一のりアクドルに接続されている。なお、すべてのりア
クドルは同一仕様であり、巻線N、、 N、の巻数n、
、n、は等しくなっている。
,22.23のうちの2台の同一相(U相または■相ま
たはW相)の出力線が、各々結合リアクトルl日内の単
一のりアクドルに接続されている。なお、すべてのりア
クドルは同一仕様であり、巻線N、、 N、の巻数n、
、n、は等しくなっている。
このような構成において、例えば第1のインバータ21
の出力線Ulに対応する巻線N1と第2のインバータ2
2の同一相の出力線U2に対応する巻線N2とがリアク
トルIIAにおいて互いに逆極性に接続され、しかも巻
線N、、 N、の巻数nlI nlが等しいため、イン
バータ出力電圧の基本波成分の合成起磁力は生じない。
の出力線Ulに対応する巻線N1と第2のインバータ2
2の同一相の出力線U2に対応する巻線N2とがリアク
トルIIAにおいて互いに逆極性に接続され、しかも巻
線N、、 N、の巻数nlI nlが等しいため、イン
バータ出力電圧の基本波成分の合成起磁力は生じない。
従って、基本波成分に対しては結合リアクトル1dが作
用せず、電圧降下を生じることもない。
用せず、電圧降下を生じることもない。
一方、3台のインバータ21,22.23の搬送波の位
相φは、第9図と同様にそれぞれ2π/ 3 [rad
)だけずらすものとする。ここで、例えば、電動機3の
巻線R1に対応する結合リアクトル1dの出力について
みると、リアクトルIIAと+3Aとを通過しており、
このうちリアクトルIIAについては第1のインバータ
21の出力線U3に対応する巻線N1と第2のインバー
タ22の同一相の出力線U2に対応する巻線N2とが逆
極性で結合され、リアクトル13Aについては第1のイ
ンバータ21の出力線Ulに対応する巻線N2と第3の
インバータ23の同一相の出力線U3に対応する巻線N
、とが逆極性で結合されている。
相φは、第9図と同様にそれぞれ2π/ 3 [rad
)だけずらすものとする。ここで、例えば、電動機3の
巻線R1に対応する結合リアクトル1dの出力について
みると、リアクトルIIAと+3Aとを通過しており、
このうちリアクトルIIAについては第1のインバータ
21の出力線U3に対応する巻線N1と第2のインバー
タ22の同一相の出力線U2に対応する巻線N2とが逆
極性で結合され、リアクトル13Aについては第1のイ
ンバータ21の出力線Ulに対応する巻線N2と第3の
インバータ23の同一相の出力線U3に対応する巻線N
、とが逆極性で結合されている。
リアクトルIIAでは、高調波起磁力に相当する高調波
電圧は(5−1)式となる。
電圧は(5−1)式となる。
[(2)式+(3)式−(2−3)式−(3−3)式]
Anm[cos(n ωct+mω、t)cos(n(
ωc1 2π/3) ±mω。1)] ±Bnm(sin(nωct、±mO〕。し))sin
(n (ωcL−27r /3)±mω。1)] ・・・・(5−1) リアクトル+3Aでは、同様に高調波電圧は(5−2)
式%式%) )] )] すなわち、電動機3の巻線R1に対応する結合リアクト
ルIdの出力では、(5−1)式及び(5−2)式に相
当する高調波電圧が吸収されるので、結局、第8図の実
施例と同様に、結合リアクトルIdはnが3の倍数を除
く側帯波高調波群に作用して、同成分の高調波電流を抑
制する。
Anm[cos(n ωct+mω、t)cos(n(
ωc1 2π/3) ±mω。1)] ±Bnm(sin(nωct、±mO〕。し))sin
(n (ωcL−27r /3)±mω。1)] ・・・・(5−1) リアクトル+3Aでは、同様に高調波電圧は(5−2)
式%式%) )] )] すなわち、電動機3の巻線R1に対応する結合リアクト
ルIdの出力では、(5−1)式及び(5−2)式に相
当する高調波電圧が吸収されるので、結局、第8図の実
施例と同様に、結合リアクトルIdはnが3の倍数を除
く側帯波高調波群に作用して、同成分の高調波電流を抑
制する。
更に、第12図は第3の発明の第2の実施例を示してい
る。この実施例は三相四重電圧形PWMインバータに関
するものである。この実施例においても、電動機3の巻
線構成は4組の三相巻線電流が生じる起磁力の方向がす
べて同一方向となっている。第12図に示される主回路
構成のこの実施例は、第11図の実施例を四重インバー
タに拡張したものであり、基本的な構成は同一であるた
めその詳述は省略する。
る。この実施例は三相四重電圧形PWMインバータに関
するものである。この実施例においても、電動機3の巻
線構成は4組の三相巻線電流が生じる起磁力の方向がす
べて同一方向となっている。第12図に示される主回路
構成のこの実施例は、第11図の実施例を四重インバー
タに拡張したものであり、基本的な構成は同一であるた
めその詳述は省略する。
この実施例においても、結合リアクトル1eを構成する
各リアクトルの巻線N、、N、の巻数nl In、が何
れも等しく、また、4台のインバータ21゜22、23
.24の搬送波の位相は順次2 yr / 4 〔ra
d〕ずつずらすものである。この実施例によれば、第1
1図の実施例と同様に、各インバータの出力電圧の基本
波成分に対しては結合リアクトルleが作用せず、電圧
降下を生じることかない。更に、結合リアクトルIeは
nが4の倍数を除く側帯波高調波群に作用し、同成分の
高調波電流を抑制する。
各リアクトルの巻線N、、N、の巻数nl In、が何
れも等しく、また、4台のインバータ21゜22、23
.24の搬送波の位相は順次2 yr / 4 〔ra
d〕ずつずらすものである。この実施例によれば、第1
1図の実施例と同様に、各インバータの出力電圧の基本
波成分に対しては結合リアクトルleが作用せず、電圧
降下を生じることかない。更に、結合リアクトルIeは
nが4の倍数を除く側帯波高調波群に作用し、同成分の
高調波電流を抑制する。
なお、以上の三相N重電圧形PWMインバータに関する
各実施例、すべて電動機3の三相巻線が生じる起磁力が
同一方向の場合のものであるが、第5図ないし第7図で
説明した三相二重電圧形PWMインバータの第3実施例
のように、第2及び第3の発明についても、電動機3の
三相巻線が生じる起磁力の位相差がπ〔rad〕である
場合も同様の原理により特定の側帯波高調波群に対して
高調波電流を抑制することができる。
各実施例、すべて電動機3の三相巻線が生じる起磁力が
同一方向の場合のものであるが、第5図ないし第7図で
説明した三相二重電圧形PWMインバータの第3実施例
のように、第2及び第3の発明についても、電動機3の
三相巻線が生じる起磁力の位相差がπ〔rad〕である
場合も同様の原理により特定の側帯波高調波群に対して
高調波電流を抑制することができる。
また、上記すべての実施例では結合リアクトルを単相リ
アクトルとして説明したが、第13図に示すように三相
三脚鉄心結合リアクトル1xを用いてもよい。更に、イ
ンバータの負荷は必ずしも電動機である必要がないこと
は、本発明の原理より明らかである。
アクトルとして説明したが、第13図に示すように三相
三脚鉄心結合リアクトル1xを用いてもよい。更に、イ
ンバータの負荷は必ずしも電動機である必要がないこと
は、本発明の原理より明らかである。
(発明の効果)
以上のように本発明によれば、インバータ出力電圧の基
本波成分については有害な電圧降下を生じることなく、
特定の側帯波高調波群に対してのみリアクi・ルとして
作用するように結合リアクトルを構成し、かつ、これら
の機能を実現するようにPWM波形を発生させたため、
出力周波数に対する搬送周波数が変化した場合でも常に
対象とする高調波成分に対して高調波電流を抑制できる
という効果がある。
本波成分については有害な電圧降下を生じることなく、
特定の側帯波高調波群に対してのみリアクi・ルとして
作用するように結合リアクトルを構成し、かつ、これら
の機能を実現するようにPWM波形を発生させたため、
出力周波数に対する搬送周波数が変化した場合でも常に
対象とする高調波成分に対して高調波電流を抑制できる
という効果がある。
第1図は第1の発明の第1実施例を示す主回路構成図、
第2図は三相二重巻線電動機の巻線構成図、第3図は」
1記第1実施例における三相二重インバータの搬送波と
信号波との関係を示す図、第4図は第1の発明の第2実
施例における三相二重インバータの搬送波と信号波との
関係を示す図、第5図は第1の発明の第3実施例を示す
主回路構成図、第6図は三相二重巻線電動機の巻線構成
図、第7図は]−記第3実施例における三相二重インバ
ータの搬送波と信号波との関係を示す図、第8図は第2
の発明の第1実施例を示す主回路構成図、第9図は上記
第1実施例における三相三重インバータの搬送波と信号
波との関係を示す図、第10図は第2の発明の第2実施
例を示す主回路構成図、第11図は第3の発明の”佑+
実施例を示す主回路構成図、第12図は第3の発明の第
2実施例を示す主回路構成図、第13図は三相三脚鉄心
結合リアクトルの説明図、第14図ないし第17図は従
来の技術を説明するためのもので、第14図は結合リア
クトルを持たない従来の三相二重インバータの主回路構
成図、第15図は結合リアクトルを有する従来の三相二
重インバータの主回路構成図、第16図は三角波比較方
式PWMの原理を説明するための図、第17図(a)、
(b)は電圧形PWMインバータの出力電圧高調波を説
明するための図である。 1.1a〜le、 lx・・結合リアクトル3・・・三
相多重巻線電動機
第2図は三相二重巻線電動機の巻線構成図、第3図は」
1記第1実施例における三相二重インバータの搬送波と
信号波との関係を示す図、第4図は第1の発明の第2実
施例における三相二重インバータの搬送波と信号波との
関係を示す図、第5図は第1の発明の第3実施例を示す
主回路構成図、第6図は三相二重巻線電動機の巻線構成
図、第7図は]−記第3実施例における三相二重インバ
ータの搬送波と信号波との関係を示す図、第8図は第2
の発明の第1実施例を示す主回路構成図、第9図は上記
第1実施例における三相三重インバータの搬送波と信号
波との関係を示す図、第10図は第2の発明の第2実施
例を示す主回路構成図、第11図は第3の発明の”佑+
実施例を示す主回路構成図、第12図は第3の発明の第
2実施例を示す主回路構成図、第13図は三相三脚鉄心
結合リアクトルの説明図、第14図ないし第17図は従
来の技術を説明するためのもので、第14図は結合リア
クトルを持たない従来の三相二重インバータの主回路構
成図、第15図は結合リアクトルを有する従来の三相二
重インバータの主回路構成図、第16図は三角波比較方
式PWMの原理を説明するための図、第17図(a)、
(b)は電圧形PWMインバータの出力電圧高調波を説
明するための図である。 1.1a〜le、 lx・・結合リアクトル3・・・三
相多重巻線電動機
Claims (3)
- (1)2組の三相巻線に給電する2台の三相電圧形PW
Mインバータからなる三相二重電圧形PWMインバータ
において、 同一鉄心上に巻数が等しい2個の巻線を有するリアクト
ルを三相分設けた結合リアクトルを備え、前記2台の三
相電圧形PWMインバータの同一相の出力線を、各々単
一の前記リアクトルにおいて基本波成分の合成起磁力が
互いに相殺するように接続したうえ負荷に接続すると共
に、前記2台の三相電圧形PWMインバータのPWM波
形を生成するために信号波と比較される搬送波の位相が
、信号波が同相のときは各インバータにおいて互いにπ
〔rad〕またはπ/2〔rad〕ずれ、また、信号波
の位相が互いにπ〔rad〕ずれているときは各インバ
ータにおいて同相または互いにπ/2〔rad〕ずれて
いることを特徴とする三相二重電圧形PWMインバータ
。 - (2)N(Nは3以上の自然数)組の三相巻線に給電す
るN台の三相電圧形PWMインバータからなる三相N重
電圧形PWMインバータにおいて、 同一鉄心上に巻数比が(N−1):1:〜:1であるN
個の巻線を有するリアクトルを三相分設けた結合リアク
トルを備え、前記N台の三相電圧形PWMインバータの
同一相の出力線を、各々単一の前記リアクトルにおいて
基本波成分の合成起磁力が互いに相殺するように接続し
たうえ負荷に接続すると共に、前記N台の三相電圧形P
WMインバータのPWM波形を生成するために信号波と
比較される搬送波の位相が、各インバータにおいて互い
に2π/N〔rad〕ずれていることを特徴とする三相
N重電圧形PWMインバータ。 - (3)N(Nは3以上の自然数)組の三相巻線に給電す
るN台の三相電圧形PWMインバータからなる三相N重
電圧形PWMインバータにおいて、 同一鉄心上に巻数が等しい2個の巻線を有するリアクト
ルを三相分設けた結合リアクトルを備え、前記N台のう
ち2台の三相電圧形PWMインバータの同一相の出力線
を、各々単一の前記リアクトルにおいて基本波成分の合
成起磁力が互いに相殺するように接続したうえ負荷に接
続すると共に、前記N台の三相電圧形PWMインバータ
のPWM波形を生成するために信号波と比較される搬送
波の位相が、各インバータにおいて互いに2π/N〔r
ad〕ずれていることを特徴とする三相N重電圧形PW
Mインバータ。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2265590A JP2929694B2 (ja) | 1990-10-02 | 1990-10-02 | 三相多重電圧形pwmインバータ |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2265590A JP2929694B2 (ja) | 1990-10-02 | 1990-10-02 | 三相多重電圧形pwmインバータ |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH04145870A true JPH04145870A (ja) | 1992-05-19 |
JP2929694B2 JP2929694B2 (ja) | 1999-08-03 |
Family
ID=17419236
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2265590A Expired - Lifetime JP2929694B2 (ja) | 1990-10-02 | 1990-10-02 | 三相多重電圧形pwmインバータ |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2929694B2 (ja) |
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1990
- 1990-10-02 JP JP2265590A patent/JP2929694B2/ja not_active Expired - Lifetime
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