JPWO2010035333A1 - 位相変調信号受信装置 - Google Patents

Abstract

受信した光信号の入力パワーをモニタ回路６０でモニタされる電流に基づいて測定し、遅延干渉計５１から出力される位相基準光の遅延量が第１遅延量のときに測定された受信光信号の入力パワーと、第２遅延量のときに測定された光信号の入力パワーとの比に基づいて、位相基準光の遅延量が第２遅延量のときにモニタ回路６０でモニタされる電流値を、遅延量が第１遅延量のときの光信号の入力パワーに応じたものに補正する演算部６３と、遅延量が第１遅延量のときにモニタ回路６０でモニタされた電流値と、演算部６３で補正された遅延量が第２遅延量のときの電流値とを比較して、モニタ回路６０でモニタされる電流が極大又は極小となるように干渉計の位相基準光の遅延量を制御する制御部６５とを具備している。

Description

本発明は、位相変調された光信号を受信する位相変調信号受信装置に関する。

近年、ネットワークの高速化・大容量化のため、情報を電気信号ではなく光ファイバを伝送路とする光信号によって伝達する光ファイバ通信が開発及び実用化されている。このような光ファイバ通信において、さらなる高速化・大容量化を実現するために、光の位相を利用した変調方式での伝送容量の拡大が検討されている。

光の位相を利用した変調方式の一例として、差動位相変調方式（ＤＰＳＫ：Differential Phase Shift Keying）や４相差動位相変調方式（ＤＱＰＳＫ:Differential Quadrature Phase Shift Keying）などが挙げられる。
これらの変調方式によって変調された光信号は光ファイバ等の伝送路によって受信装置に伝送される。受信装置では、遅延干渉計を備えた復調器によって、受信した光信号を復調している（例えば、特許文献１参照）。

図１に一般的な位相変調方式における光受信装置の構成を示す。光受信装置１は、遅延干渉計２と、レシーバ８と、モニタ回路１２と、制御部１３とを具備する。遅延干渉計２は、光カプラ３、５と、ヒータ４とを具備する。レシーバ８は、光電変換素子９、１０とアンプ１１とを具備する。
受信した光信号は、光カプラ３で２分岐され、一方の光信号は光ファイバ６を伝送され、他方の光信号は光ファイバ７を伝送される。光ファイバ６には、ヒータ４が設けられている。ヒータ４は、光ファイバ６の屈折率を調整し、光ファイバ６と光ファイバ７との実効的な光路長差が所望の遅延量となるように制御部１３によって制御される。

光ファイバ６を通った光と光ファイバ７を通った光とを光カプラ５で合波し干渉させる。それによって、光位相変調信号の位相の変化を光強度の変化に変換し、互いの位相が１８０°（π）異なる２つの光強度変換信号が遅延干渉計２の正相、逆相の２つのポートからそれぞれ出力される。

レシーバ８の光電変換素子９、１０は、遅延干渉計２の２つのポートから出力される光強度変換信号をそれぞれに光電変換して電気信号を出力する。アンプ１１は、光電変換素子９、１０の出力する電気信号を増幅して後段の信号処理部（不図示）に出力する。
モニタ回路１２は、電源Ｖｃｃから光電変換素子９、１０に供給される平均電流（平均受光電流）をモニタする。制御部１３は、モニタ回路１２で検出される光電変換素子９、１０の平均電流に基づいてヒータ４に流れる電流を制御する。

特開２００７−２７４２３５号公報

図１に示す制御部１３は、ヒータ４に流す電流を変更しながらモニタ回路１２で検出される光電変換素子９、１０の平均電流が目標値となるように制御している。
しかしながら、遅延干渉計２は、ヒータ４の熱量によって光路長をコントロールしている。ヒータ４は応答時間が非常に遅いため、光ファイバ６、７の光路長差が所望の光路長差となるまでに時間がかかる。このため、ヒータ４の熱量を変更する前と後で、受信する光信号にパワー変動が生じてしまった場合、光電変換素子９、１０の平均電流も変化してしまう。そのため、遅延干渉計２の遅延量の制御精度が低下するという問題が生じる。

本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、受信する光信号の入力パワー変動によらず、位相変調された受信光信号を復調する遅延干渉計の遅延量の制御誤差を小さくすることができる位相変調信号受信装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために、本明細書に開示の位相変調信号受信装置は、位相変調された受信光信号に対して遅延させた位相基準光を干渉させ、これらの光信号の位相差に応じた強度変調光信号を出力する干渉計と、前記干渉計から出力される前記位相差に応じた強度変調光信号を電気信号に変換する光電変換素子と、前記光電変換素子に流れる電流の直流成分又は前記光信号の位相変調周波数よりも十分低い周波数成分を検出するモニタ手段と、前記受信光信号の入力パワーを前記モニタ手段でモニタされる電流に基づいて測定する測定手段と、前記位相基準光の遅延量が第１遅延量のときに前記測定手段で測定された受信光信号の入力パワーと、前記位相基準光の遅延量が第２遅延量のときに前記測定手段で測定された前記受信光信号の入力パワーとの比に基づいて、遅延量が前記第２遅延量のときに前記モニタ手段でモニタされる電流値を、遅延量が前記第１遅延量のときの受信光信号の入力パワーに応じたものに補正する補正手段と、遅延量が前記第１遅延量のときに前記モニタ手段でモニタされた電流値と、前記補正手段で補正された、遅延量が前記第２遅延量のときの電流値とを比較して、前記モニタ手段でモニタされる電流が極大又は極小となるように前記干渉計の前記位相基準光の遅延量を制御する制御手段とを具備している。
本明細書に開示の位相変調信号受信装置によれば、受信する光信号の入力パワー変動によらず、位相変調された受信光信号を復調する遅延干渉計の遅延量の制御誤差を小さくすることができる。

本明細書に開示の位相変調信号受信装置は、受信する光信号の入力パワー変動によらず、位相変調された受信光信号を復調する遅延干渉計の遅延量の制御誤差を小さくすることができる。

遅延干渉計とレシーバの構成を示す構成図である。 ＤＰＳＫ伝送系を示す図である。 デモジュレータと位相調整回路の構成を示す図である。 デモジュレータの位相誤差に対する光電変換素子の平均受光電流の計算結果を示す図である。 デモジュレータの遅延時間と平均受光電流との関係を示す図である。 平均受光電流の差と遅延干渉計の出力する光強度変換信号の位相誤差を示す図である。 正相と逆相の平均受光電流をモニタする場合の処理動作を示すフローチャートである。 逆相の平均受光電流をモニタする場合の処理動作を示すフローチャートである。

以下、本発明の好適な実施例について添付図面を参照しながら説明する。

図２は、実施例のＤＳＰＫ伝送系の構成を示す図である。送信部２１は、シリアライザ及びプリコーダ２２と、ドライバ２３と、ＣＷ（Continuous Wave）光源２４と、位相変調器２５と、波長合波器２６とを有する。

シリアライザ及びプリコーダ２２は、パラレルデータをシリアルデータに変換しドライバ２３に出力する。ドライバ２３は、シリアルデータを位相変調器２５に出力する。位相変調器２５は、ＣＷ光源２４から出力される光信号の位相をシリアルデータに基づいてＤＳＰＫ変調を施し、変調した光信号を波長合波器２６に出力する。

波長合波器２６は、複数波長の光信号を合波して光伝送路２７に送出する。光伝送路２７上には、光信号を増幅するアンプ２８、２９等が配置されている。受信部３１は、波長分波器３２と、デモジュレータ３３と、バランスドレシーバ３４と、デシリアライザ３５とを有する。

波長分波器３２は、波長多重されたＤＳＰＫ光信号を波長ごとに分離する。デモジュレータ３３は、ＤＳＰＫ光信号を伝送レートの約１ビット（又は１シンボル）遅延させた信号とＤＳＰＫ光信号を干渉させる。そして、デモジュレータ３３は、ＤＳＰＫ光信号の位相が１ビット前の光信号と同相の場合には、干渉させた光信号を正相側の出力ポートに出力し、両者の位相が反転している場合には、干渉させた光信号を逆相側の出力ポートに出力する。

バランスドレシーバ３４は、例えば、２個の光電変換素子を有し、光電変換素子で変換された電気信号を増幅する。デシリアライザ３５は、バランスドレシーバ３４の出力信号をパラレルデータに変換する。

図３は、デモジュレータ３３と位相調整回路５０の構成を示す図である。図３は、図２に示すデモジュレータ３３としてマッハツェンダ型の遅延干渉計５１を用いた場合を示す。

遅延干渉計５１は、光カプラ５２と、２本の光ファイバ５５、５６と、位相調整用ヒータ５４と、光カプラ５３とを有する。
入力するＤＰＳＫ光信号は、光カプラ５２で２分岐され、一方の光信号が光ファイバ５６を伝送され、他方の光信号が光ファイバ５６より長い光路長を有する光ファイバ５５を伝送される。位相調整用ヒータ５４は、光ファイバ５５の屈折率を調整する。この位相調整用ヒータ５４に流れる電流は制御部６５により制御され、光ファイバ５５と光ファイバ５６の実効的な光路長差（実効屈折率×物理的ファイバ長差）が所望の遅延量となるように制御される。

遅延干渉計５１は、相補的な２つの出力ポートを有している。光カプラ５３は、光ファイバ５６から入力するＤＰＳＫ光信号が、１ビット前のＤＰＳＫ光信号と同位相のとき、正相側の出力ポートに干渉させた光信号を強度変調信号として出力する。また、光カプラ５３は、光ファイバ５６から入力するＤＰＳＫ光信号の位相が、１ビット前のＤＰＳＫ光信号と逆位相のときには、逆相側の出力ポートに干渉させた光信号を強度変調信号として出力する。

位相調整回路５０は、バランスドレシーバ３４と、モニタ回路６０と、演算部６３と、記憶部６４と、制御部６５とを具備している。
バランスドレシーバ３４は、２個の光電変換素子５７、５８と、アンプ５９とを有する。光電変換素子５７は、バイアス電源Ｖｃｃからバイアス電流が供給され、正相側の出力ポートから出力される正相の強度変調信号を電気信号に変換する。光電変換素子５８は、バイアス電源Ｖｃｃからバイアス電流が供給され、逆相側の出力ポートから出力される逆相の強度変調信号を電気信号に変換する。

モニタ回路６０は、電源Ｖｃｃ（定電位部）から光電変換素子５７、５８に供給される平均受光電流を検出する回路である。光電変換素子５７に供給される平均受光電流を検出するモニタ回路６０として抵抗Ｒ１と、抵抗Ｒ１で検出した平均受光電流を増幅するアンプ６１とを具備している。また、光電変換素子５８に供給される平均受光電流を検出するモニタ回路６０として抵抗Ｒ２と、抵抗Ｒ２で検出した平均受光電流を増幅するアンプ６２とを具備している。
アンプ６１、６２で検出された平均受光電流は演算部６３に出力される。モニタ回路６０は、図３に示す構成以外に、電流検出回路やカレントトランス等により実現することもできる。

演算部６３は、モニタ回路６０の抵抗Ｒ１で検出される平均受光電流 Ｉｐｄ１と、抵抗Ｒ２で検出される平均受光電流Ｉｐｄ２とを加算する。また、演算部６３は、平均受光電流Ｉｐｄ１から平均受光電流Ｉｐｄ２を減算する。モニタ回路６０で測定された平均受光電流Ｉｐｄ１、Ｉｐｄ２や、演算部６３で演算された加算結果（Ｉｐｄ１＋Ｉｐｄ２）、減算結果（Ｉｐｄ１−Ｉｐｄ２）は演算部６３によって記憶部６４に保存される。

制御部６５は、演算部６３の演算結果に基づいて、モニタ回路６０で検出される光電変換素子５７、５８の平均受光電流Ｉｐｄ１、Ｉｐｄ２が極大又は極小となるように位相調整用ヒータ５４に流れる電流を御する。

図４は、デモジュレータ３３の位相誤差に対する光電変換素子５７（又は５８）の平均電流の計算結果を示す図である。
デモジュレータ３３に入力する位相変調信号（ＤＰＳＫ変調された光信号）の位相誤差と、光電変換素子５７（または５８）の平均受光電流との間に一定の関係があることが分かった。

図４は、情報伝送レートが４３．０１８Ｇｂ／ｓの場合のデモジュレータ３３の位相誤差に対する光電変換素子５７（又は５８）の平均電流の計算結果の例を示している。図４の縦軸は、光電変換素子５７（又は５８）の平均受光電流を、デモジュレータ３３の遅延量が１ビットのときの受光電流の最大振幅値で割った相対値を示し、横軸は位相誤差（ｄｅｇ）を示している。

図４において、三角で示す点を結んだ線ａは、正相の平均受光電流と逆相の平均受光電流の差の相対値（平均受光電流の差という）を示し、四角で示す点を結んだ線ｂは、逆相の平均受光電流の相対値（逆相の平均受光電流という）を示している。また、菱形で示す点を結んだ線ｃは、正相の平均受光電流の相対値（正相の平均受光電流という）を示している。

図４から明らかなように、正相の平均受光電流は、位相誤差が最小（０ｄｅｇ）となるとき極大値となっている。また、逆相の平均受光電流は、位相誤差が最小となるとき極小値となっている。正相と逆相の平均受光電流の差は、位相誤差が最小となるときに極大値となっている。

光電変換素子に流れる平均受光電流の極大又は極小で位相誤差が最小となるのは、以下の理由からである。
正相の場合には、位相誤差が大きくなるにつれて、光電変換素子５７を流れる電流波形の遷移領域における波形が０レベルに近づいていくので、遷移領域の振幅を含む波形全体の平均値は小さくなる。この結果、光電変換素子５７を流れる正相の平均受光電流は、位相誤差が最小のとき極大となる。

逆相の場合には、その出力が正相と相補的な関係にあるため、位相誤差が大きくなるにつれて、光電変換素子５８を流れる電流波形の遷移領域における波形の平均値は大きくなっていく。この結果、逆相においては、位相誤差が最小のとき光電変換素子４２の平均受光電流が極小となる。

従って、正相又は逆相の位相変調信号を受光する光電変換素子５７又は光電変換素子５８に流れる平均受光電流をモニタして、平均受光電流が極大又は極小になるようにデモジュレータ３３の遅延量を制御すれば、位相変調信号の位相誤差を小さくすることができる。

図５は、位相誤差が０ｄｅｇと１５ｄｅｇの場合の正逆相の平均受光電流の差と、遅延時間／Ｔとの関係と、変調信号波形の立ち上がり、立ち下がり時間に対する依存性を示す図である。図５の縦軸は、正相と逆相の受光平均電流の差電流を示し、横軸は１ビットの時間Ｔに対するデモジュレータ３３の遅延時間のパーセントを示している。

図５において、三角で示す点は、ＤＰＳＫ変調された光信号の波形の立ち上がり時間ｔｒと立ち下がり時間ｔｆが、伝送レートの１ビットの時間Ｔと等しい場合の正逆相の平均電流差を示している。

四角で示す点は、変調信号の立ち上がり時間ｔｒと立ち下がり時間ｔｆが、１ビットの時間Ｔの７０％の場合の平均電流差を示している。また、菱形で示す点は、光信号の波形の立ち上がり時間ｔｒと立ち下がり時間ｔｆが、１ビットの時間Ｔの３０％の場合の正逆相の平均電流差を示している。

図５から、ＤＰＳＫ変調された光信号の波形の立ち上がり時間ｔｒと立ち下がり時間ｔｆはなだらかな方が、正相と逆相の平均受光電流の差は大きくなることが分かる。また、デモジュレータ３３の遅延時間を伝送レートの１ビットの時間よりも短くした方が、正相と逆相の平均受光電流の差は大きくなることが分かる。この特性は、正相の平均受光電流、逆相の平均受光電流についても同様のことが言える。

遅延時間と平均受光電流差に相関関係があるのはデモジュレータ３３の遅延時間を小さくすると、位相誤差が小さいときの遷移領域（波形の立ち上がり、立ち下がりの領域）での波形が正相では振幅の最大値に、逆相では０レベルに偏り、位相誤差により生じる平均値の変化が大きくなるように作用するからである。

また、位相変調された光信号の波形の立ち上がりと立ち下がり時間と平均受光電流差に相関関係があるのは、波形の立ち上がり、立ち下がり時間が長くなると、平均値を変動させる成分となる遷移領域の時間が長くなるため、位相誤差により生じる平均値（平均受光電流）の変動が大きくなるからである。

上述したように光電変換素子５７、又は５８に流れる平均受光電流Ｉｐｄ１、Ｉｐｄ２をモニタして、平均受光電流が極大又は極小となるようにデモジュレータ３３の遅延量を制御すれば、位相変調信号の位相誤差を小さくすることができる。又は光電変換素子５７と光電変換素子５８に流れる平均受光電流Ｉｐｄ１、Ｉｐｄ２をモニタして、これらの平均受光電流の差が極大となるように制御すれば、位相変調信号の位相誤差を小さくすることができる。

しかしながら、デモジュレータ３３の遅延量を制御するために位相調整用ヒータ５４の熱量によって光路長をコントロールする場合、位相調整用ヒータ５４の応答時間は非常に遅い。従って、光路長を変更するために位相調整用ヒータ５４の熱量を変更する制御を行ってから実際に位相調整用ヒータ５４の熱量が目的の熱量に変更されるまでに時間がかかる。このため、位相調整用ヒータ５４の熱量を変更する前と後で、受信する光信号にパワー変動が生じてしまった場合、光電変換素子５７、５８の平均受光電流Ｉｐｄ１、Ｉｐｄ２が変わってしまい、遅延干渉計５１の遅延量の制御精度が低下するという問題が生じる。

図６を参照しながらより具体的に説明する。
図６の縦軸には、光電変換素子５７と光電変換素子５８との平均受光電流の差（Ｉｐｄ１−Ｉｐｄ２）を示す。横軸には、位相変調信号の位相誤差（ｄｅｇ）を示す。例えば、図６に示す実線Ａは、光信号の入力パワーに変動がない場合の平均受光電流の差（Ｉｐｄ１−Ｉｐｄ２）を示す曲線である。光信号の入力パワーに変動がない場合、位相調整用ヒータ５４の熱量を調整することで、実線Ａ上の平均受光電流の差（Ｉｐｄ１−Ｉｐｄ２）（例えば、実線Ａ上に示す丸印（Ｄ，Ｅ，Ｆ）点）が検出される。
次に、位相調整用ヒータ５４の熱量を調整している間に、光信号の入力パワーが図６に示す実線Ｂや実線Ｃのように変動したとする。光信号の入力パワーは、遅延干渉計５１の正相、逆相の出力と比例関係にある。このため、光信号の入力パワーが変動すると、平均受光電流の差（Ｉｐｄ１−Ｉｐｄ２）も変動する。すると、図６に示す実線Ａ上のＤ点を検出するはずが、光信号の入力パワーの変動により図６に示す実線Ｃ上のＧ点を平均受光電流の差（Ｉｐｄ１−Ｉｐｄ２）として検出してしまう。同様に、図６に示す実線Ａ上のＦ点を検出するはずが、図６に示す実線Ｃ上のＨ点を検出してしまう。この結果、図６に示す点線の軌跡と判断し、極大を極小と誤った判断をしてしまう恐れがある。

そこで、本実施例では、まず、ヒータ電圧がＶ０のときに光電変換素子５７、５８に流れる平均受光電流をそれぞれモニタ回路６０でモニタし、モニタ値の和を演算部６３で計算する。光信号の入力パワーは、遅延干渉計５１の正相、逆相の出力と比例関係にあるため、平均受光電流の和（Ｉｐｄ１＋Ｉｐｄ２）を光信号の入力パワーに比例する量として求める。演算部６３で求めた平均受光電流の和（Ｉｐｄ１＋Ｉｐｄ２）は、記憶部６４に記憶する。
次に、ヒータ電圧をＶ１に変更（スイング）し、ヒータ電圧がＶ１のときに光電変換素子５７、５８に流れる平均受光電流の和（Ｉｐｄ１’＋Ｉｐｄ２’）を演算部６３で求める。そして、ヒータ電圧がＶ１のときの平均受光電流の和と、ヒータ電圧がＶ０のときの平均受光電流の和との比（以下、ΔＰｏｗと呼ぶ）を演算部６３で求める。
ΔＰｏｗ＝（Ｖ１時の平均受光電流の和）／（Ｖ０時の平均受光電流の和）＝（Ｉｐｄ１’＋Ｉｐｄ２’）／（Ｉｐｄ１＋Ｉｐｄ２）・・・（１）
となる。
このΔＰｏｗが、ヒータ電圧Ｖ１とヒータ電圧Ｖ０のときの光信号の入力パワーの比を表すことになる。

次に、演算部６３は、ヒータ電圧がＶ１のときのモニタ電流の値に、ΔＰｏｗの値を掛け算する。これによりヒータ電圧がＶ１のときのモニタ電流の値を、ヒータ電圧がＶ０のときの光信号の入力パワーに応じたものに変換することができる。従って、ヒータ電圧がＶ０のときのモニタ電流値と、ヒータ電圧がＶ１のときのモニタ電流値とを光信号の入力パワーの変動の影響を受けることなく比較することができる。

正相の平均受光電流と逆相の平均受光電流との差が極大となるように制御する制御部６５及び演算部６３の処理動作を図７に示すフローチャートを参照しながら説明する。
まず、制御部６５は、出力電圧Ｖの初期値としてＶ０を設定し（ステップＳ１）、電圧のシフト方向を指定する方向データＤとして増加の方向を指定する「１」を設定する。この例では、制御部６５は、位相調整用ヒータ５４の電流を可変制御するために出力電圧Ｖを可変制御する。

次に、演算部６３で出力電圧Ｖ＝Ｖ０のときの正相と逆相の平均受光電流をモニタするモニタ回路６０のモニタ値Ｍ０（Ｉｐｄ１，Ｉｐｄ２）を読み込む（ステップＳ２）。
次に、演算部６３は、出力電圧Ｖ０にＤ×ｄＶを加算して出力電圧Ｖ１を求め、制御部６５は求めた出力電圧Ｖ１を位相調整用ヒータ５４に供給する（ステップＳ３）。ステップＳ３の処理は、出力電圧Ｖの現在の値に正又は負の一定値ｄＶを加算して出力電圧を増加又は減少させる処理である。

次に、演算部６３は、増加又は減少させた出力電圧Ｖ１における正相と逆相の平均受光電流Ｍ１（Ｉｐｄ１’，Ｉｐｄ２’）をモニタ回路６０から読み込む（ステップＳ４）。次に、演算部６３は、出力電圧Ｖ＝Ｖ０のときの正相と逆相の平均受光電流の和（Ｉｐｄ１＋Ｉｐｄ２）と、出力電圧Ｖ＝Ｖ１のときの正相と逆相の平均受光電流の和（Ｉｐｄ１’＋Ｉｐｄ２’）との比ΔＰｏｗを求める。
ΔＰｏｗ＝（Ｖ１時のときの平均受光電流）／（Ｖ０時のときの平均受光電流）＝（Ｉｐｄ１’＋Ｉｐｄ２’）／（Ｉｐｄ１＋Ｉｐｄ２）・・・（１）
となる。
次に、演算部６３は、算出したΔＰｏｗの値に出力電圧Ｖ＝Ｖ１のときの正相と逆相の平均受光電流の差（Ｉｐｄ１’−Ｉｐｄ２’）を求めて積算する。そして、演算部６３は、積算した値ΔＰｏｗ（Ｉｐｄ１’−Ｉｐｄ２’）と、前回の正相と逆相の平均受光電流の差（Ｉｐｄ１−Ｉｐｄ２）を比較する（ステップＳ５）。（Ｉｐｄ１−Ｉｐｄ２）＞ΔＰｏｗ（Ｉｐｄ１’−Ｉｐｄ２’）であれば（ステップＳ５／ＮＯ）、制御部６５は、極大値を過ぎたものと判定する。そこで、電圧シフト方向を示す方向データＤを「−Ｄ」に変更し、ヒータ電圧をＶ０に戻す（ステップＳ６）。これにより、それまで出力電圧を増加する方向（デモジュレータ３３の遅延量を大きくする方向）に制御されていた場合には、出力電圧を減少する方向に制御方向が切り替えられる。また、それまで出力電圧が減少する方向に制御されていた場合には、出力電圧を増加する方向に制御が切り替えられる。また、演算部６３は、出力電圧Ｖ１のときのモニタ値Ｍ１（Ｉｐｄ１’とＩｐｄ２’）を次回のモニタ時の前回値として使用するため、Ｍ０として記憶部６４に保存する（ステップＳ６）。

また、（Ｉｐｄ１−Ｉｐｄ２）＜ΔＰｏｗ（Ｉｐｄ１’−Ｉｐｄ２’）であれば（ステップＳ５／ＹＥＳ）、制御部６５は、極大値を過ぎていないと判定する。そこで、電圧シフト方向を示す方向データＤを「Ｄ」のままとし、ヒータ電圧をＶ１に制御する（ステップＳ７）。また、演算部６３は、出力電圧Ｖ１のときのモニタ値Ｍ１（Ｉｐｄ１’とＩｐｄ２’）を次回のモニタ時の前回値として使用するため、Ｍ０として記憶部６４に保存する（ステップＳ７）。

上述した処理によれば、受信する光信号の入力パワーが変動しても、正相と逆相との平均受光電流の差が極大値の近傍となるようにデモジュレータ３３の遅延量を制御することができる。このため、位相変調信号を復調する遅延干渉計の遅延量の制御誤差を小さくできる。
なお、上述した処理は、正相の平均受光電流が極大となるように遅延量を制御する場合にも適用できる。

図８は、逆相の平均受光電流をモニタする場合の演算部６３及び制御部６５の処理動作を示すフローチャートである。

演算部６３は、出力電圧の初期値としてＶ０を設定し、電圧シフトの方向を指定する方向データＤとして電圧の増加を指示する値「１」を設定する。制御部６５は、位相調整用ヒータ５４に供給する電流を制御するために出力電圧を可変させている（ステップＳ１１）。

次に、演算部６３は、正相と逆相の平均受光電流をモニタするモニタ回路６０の出力電圧Ｖ＝Ｖ０のときのモニタ値Ｍ０（Ｉｐｄ１，Ｉｐｄ２）を読み込む（ステップＳ１２）。
次に、演算部６３は、電圧ＶにＤ×ｄＶを加算して出力電圧Ｖ１を求め、制御部６５は求めた出力電圧Ｖ１を位相調整用ヒータ５４に供給する（ステップＳ１３）。ステップＳ１３の処理は、現在の出力電圧Ｖ０に、一定値ｄＶに方向データＤを乗算した値を加算して出力電圧を増加または減少させるための処理である。

次に、更新した出力電圧Ｖ１におけるモニタ値Ｍ１（Ｉｐｄ１’，Ｉｐｄ２’）をモニタ回路６０から読み込む（ステップＳ１４）。次に、演算部６３は、出力電圧Ｖ＝Ｖ０のときの正相と逆相の平均受光電流の和（Ｉｐｄ１＋Ｉｐｄ２）と、出力電圧Ｖ＝Ｖ１のときの正相と逆相の平均受光電流の和（Ｉｐｄ１’＋Ｉｐｄ２’）との比ΔＰｏｗを求める。ΔＰｏｗは上述した式（１）で求められる。
次に、演算部６３は、算出したΔＰｏｗの値に出力電圧Ｖ＝Ｖ１のときの逆相平均受光電流Ｉｐｄ２’積算する。そして、演算部６３は、積算した値（ΔＰｏｗ×Ｉｐｄ２’）と、前回の逆相の平均受光電流Ｉｐｄ２とを比較する（ステップＳ１５）。Ｉｐｄ２＜（ΔＰｏｗ×Ｉｐｄ２’）であれば（ステップＳ１５／ＮＯ）、制御部６５は、極小値を過ぎたものと判定する。そこで、電圧シフト方向を示す方向データＤを「−Ｄ」に変更し、ヒータ電圧をＶ０に戻す（ステップＳ１６）。これにより、それまで出力電圧を増加する方向（デモジュレータ３３の遅延量を大きくする方向）に制御されていた場合には、出力電圧を減少する方向に制御方向が切り替えられる。また、それまで出力電圧が減少する方向に制御されていた場合には、出力電圧を増加する方向に制御が切り替えられる。また、演算部６３は、出力電圧Ｖ１のときのモニタ値Ｍ１（Ｉｐｄ１’とＩｐｄ２’）を次回のモニタ時の前回値として使用するため、Ｍ０として記憶部６４に保存する。

また、Ｉｐｄ２＞（ΔＰｏｗ×Ｉｐｄ２’）であれば（ステップＳ１５／ＹＥＳ）、制御部６５は、極小値を過ぎていないと判定する。そこで、電圧シフト方向を示す方向データＤを「Ｄ」のままとし、ヒータ電圧をＶ１に制御する（ステップＳ１７）。また、演算部６３は、出力電圧Ｖ１のときのモニタ値Ｍ１（Ｉｐｄ１’とＩｐｄ２’）を次回のモニタ時の前回値として使用するため、Ｍ０として記憶部６４に保存する（ステップＳ１７）。

上述した処理によれば、受信する光信号の入力パワーが変動しても逆相の平均受光電流が極小になるようにデモジュレータ３３の遅延量を制御することができ、位相変調された光信号を復調する遅延干渉計の遅延量の制御誤差を小さくできる。

上述した実施例は本発明の好適な実施の例である。但し、これに限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において種々変形実施可能である。
例えば、遅延干渉計５１の遅延量を制御する信号に低周波ｆ０の信号を重畳し、平均受光電流の周波数ｆ０又は２ｆ０の周波数成分が極大又は極小となるように遅延量を制御してもよい。
また、例えば、図７や図８に示す処理フローで、出力電圧Ｖ０から出力電圧Ｖ１を求めるときに使用したＤ×ｄＶのｄＶの値は、一定値でなくてもよい。

Claims (5)

1. 位相変調された受信光信号に対して遅延させた位相基準光を干渉させ、これらの光信号の位相差に応じた強度変調光信号を出力する干渉計と、
   前記干渉計から出力される前記位相差に応じた強度変調光信号を電気信号に変換する光電変換素子と、
   前記光電変換素子に流れる電流の直流成分又は前記光信号の位相変調周波数よりも十分低い周波数成分を検出するモニタ手段と、
   前記受信光信号の入力パワーを前記モニタ手段でモニタされる電流に基づいて測定する測定手段と、
   前記位相基準光の遅延量が第１遅延量のときに前記測定手段で測定された受信光信号の入力パワーと、前記位相基準光の遅延量が第２遅延量のときに前記測定手段で測定された前記受信光信号の入力パワーとの比に基づいて、遅延量が前記第２遅延量のときに前記モニタ手段でモニタされる電流値を、遅延量が前記第１遅延量のときの受信光信号の入力パワーに応じたものに補正する補正手段と、
   遅延量が前記第１遅延量のときに前記モニタ手段でモニタされた電流値と、遅延量が前記第２遅延量のときに前記モニタ手段でモニタされた電流値の補正値とを比較して、前記モニタ手段でモニタされる電流が極大又は極小となるように前記干渉計の前記位相基準光の遅延量を制御する制御手段と、
   を有することを特徴とする位相変調信号受信装置。
2. 前記光電変換素子は、前記干渉計から出力される正相の強度変調光信号を受光し、
   前記モニタ手段は、前記光電変換素子の正相の平均受光電流をモニタし、
   前記制御手段は、遅延量が前記第１遅延量のときに前記モニタ手段でモニタされた平均受光電流値と、遅延量が前記第２遅延量に前記モニタ手段でモニタされた平均受光電流値の補正値とを比較して、前記モニタ手段でモニタされる平均受光電流が極大となるように前記干渉計の前記位相基準光の遅延量を制御することを特徴とする請求項１記載の位相変調信号受信装置。
3. 前記光電変換素子は、前記干渉計から出力される逆相の強度変調光信号を受光し、
   前記モニタ手段は、前記光電変換素子の逆相の平均受光電流をモニタし、
   前記制御手段は、遅延量が前記第１遅延量のときに前記モニタ手段でモニタされた平均受光電流値と、遅延量が前記第２遅延量のときに前記モニタ手段でモニタされた平均受光電流値の補正値とを比較して、前記モニタ手段でモニタされる平均受光電流が極小となるように前記干渉計の前記位相基準光の遅延量を制御することを特徴とする請求項１記載の位相変調信号受信装置。
4. 前記光電変換素子は、前記干渉計から出力される正相の強度変調光信号を受光する第１の光電変換素子と、逆相の強度変調光信号を受光する第２の光電変換素子とを有し、
   前記モニタ手段は、前記第１の光電変換素子の平均受光電流をモニタする第１のモニタ手段と、前記第２の光電変換素子の平均受光電流をモニタする第２のモニタ手段とを有し、
   前記制御手段は、遅延量が前記第１遅延量のときに前記第１のモニタ手段でモニタされた正相の平均受光電流値と遅延量が前記第１遅延量のときに前記第２のモニタ手段でモニタされた逆相の平均受光電流値との差分と、遅延量が前記第２遅延量のときに前記第１のモニタ手段でモニタされた正相の平均受光電流値の補正値と遅延量が前記第２遅延量のときに前記第２のモニタ手段でモニタされた逆相の平均受光電流値の補正値との差分とを比較して、前記第１のモニタ手段でモニタされる正相の平均受光電流値と前記第２のモニタ手段でモニタされる逆相の平均受光電流値との差分が極大となるように前記干渉計の前記位相基準光の遅延量を制御することを特徴とする請求項１記載の位相変調信号受信装置。
5. 前記光電変換素子は、前記干渉計から出力される正相の強度変調光信号を受光する第１の光電変換素子と、逆相の強度変調光信号を受光する第２の光電変換素子とを有し、
   前記モニタ手段は、前記第１の光電変換素子の平均受光電流をモニタする第１のモニタ手段と、前記第２の光電変換素子の平均受光電流をモニタする第２のモニタ手段とを有し、
   前記測定手段は、前記第１のモニタ手段でモニタされる電流値と前記第２のモニタ手段でモニタされる電流値との和を前記受信光信号の入力パワーとして測定することを特徴とする請求項１記載の位相変調信号受信装置。

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