JP4413903B2 - 多値位相変調信号用光受信装置 - Google Patents

Description

本発明は、Ｍ（Ｍ＝２^ｎ：ｎは自然数）個の符号を多重した光差動位相シフトキーイング信号を受信して復号する光受信装置に関し、特に、光受信装置に備えられた干渉計の光学特性と信号光の中心周波数との関係を最良に制御することのできる光受信装置に関するものである。

従来、光伝送システムに用いる伝送方式として、非線形耐力が高いＤＰＳＫ（Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）方式が検討されており、ＤＰＳＫで変調された光信号（以下ＤＰＳＫ信号と呼ぶ）を受信する際には、光干渉計を用いて位相変調を強度変調に変換して直接検波するようにしている。そして、光干渉計としてマッハツェンダ干渉計（ＭＺＩ）を用いてダブルバランスドレシーバで差動受光する方式が主に用いられている。

ところで、ＤＰＳＫ信号を正確に復調するためには、ＭＺＩにおける干渉ピークの波長と送信信号（ＤＰＳＫ信号）の中心波長との関係が一定となるように制御する必要があり、例えば、送信信号において中心波長にドリフトが生じるか又はＭＺＩの環境温度が変動して、両者にずれが生じた際には、速やかにこのずれを検出し、補正制御を行う必要がある。

一方、ＭＺＩの干渉ピークにおける波長を制御するため、アームに備えられたヒータによって加熱を行うようにしたものがあり（特許文献１参照）、また、ＤＰＳＫ信号の中心波長とＭＺＩの干渉ピークとをトラッキングするようにしたものがある（特許文献２参照）。

ここで、図６を参照して、特許文献２に記載された光受信装置について概説する。ここでは、ＤＰＳＫ信号は隣接ビット間の光位相が０又はπであり、図６において、縦軸は各々の場合（つまり、光位相が０又はπの場合）について、差動受光後の信号強度を示し、横軸はＭＺＩに備えられた２つの導波路の位相差を示している。実際には、図示の位相差に１ビット分の遅延時間が加わるが、便宜上以下の説明では省略する。

ΔφＭ＝０の時、図示のように、受光した信号のアイ開口は最良となり、差動受光後の信号強度の絶対値は最大値１となる。従って、信号強度の絶対値が１より減少すると、ΔφＭが最適値からずれたと判定することができるものの、ΔφＭが不足であるか過剰であるかを判定することはできない。このため、特許文献２に記載された光受信装置では、ディザ信号によってΔφＭに微小な増減を与えている。これによって、ΔφＭが不足する領域においては、ΔφＭが僅かに増加すると差動受光後の信号強度の絶対値も僅かに増加し、ΔφＭが僅かに減少すると、信号強度の絶対値が僅かに減少する。

一方、ΔφＭが過剰な領域においては、この関係が逆転し、ΔφＭが僅かに増加すると信号強度の絶対値が僅かに減少し、ΔφＭが僅かに減少すると、信号強度の絶対値が僅かに増加する。従って、ディザ信号の位相と信号強度の絶対値の変化との位相を参照すれば、ΔφＭを増加されるべきか減少させるべきかを判定することができる。そして、この判定結果に応じてＭＺＩの光導波路を加熱するヒータを制御すれば、最良の受信状態に調整することができる。
特開昭６３−５２５３０号公報 国際公開番号ＷＯ２００５／０８８８７６公報

ところが、４値以上の値を多重化する多値差動位相シフトキーイング（ＤＭＰＳＫ）信号に上述の光受信装置を用いると、ＤＭＰＳＫ信号を受信することが困難となってしまう。例えば、Ｍ＝４のＤＱＰＳＫ信号は、Ｉ成分の２値信号とＱ成分の２値信号とが多重化されており、（Ｉ成分，Ｑ成分）＝（１，１），（０，１），（０，０），（１，０）の４種類の信号に対して、０、π／２、π、３π／２の４種類の隣接ビット間の光位相が対応する（Ｉ成分、Ｑ成分と光位相との組み合わせは他の組み合わせでもよい）。ここで、このＤＱＰＳＫ信号における差動受光後の信号強度を図７に示す。

図７においては、ΔφＭ＝π／４及び−π／４の時、アイ開口が最良となるが、上述の光受信装置を用いた際には、信号の振幅が最大となる動作点が最適となって、ΔφＭ＝０又はπ（π／２又は−π／２）の際に隣接ビット間位相差が０とπ（π／２と３π／２）の信号の振幅が最大となり最適動作点となる。しかしながら、ΔφＭ＝π／２又は３π／２（０又はπ）の際の信号強度は０に落ち込んで、アイは正常に開口しない。つまり、従来の光受信装置では、４値以上のＤＱＰＳＫ信号を受信することが難しいという課題がある。

本発明の目的は、ＤＭＰＳＫ信号を常に良好に受信することのできる光受信装置を提供することにある。

上述した課題を解決するために、本発明は、Ｍ値（Ｍ＝２^ｎ、ｎは１以上の整数）の多重化された光差動位相シフトキーイング信号を光干渉計を用いて強度変調信号に変換して受信する光受信装置において、前記強度変調信号のハイレベルまたはロウレベルの絶対値をシンボル周期より長い時間Ｔｍに渡ってモニタし信号レベルの平均値を得る平均レベル検出手段と、該信号レベルの平均値が最大となるように前記光干渉計の光路間の遅延時間差を調整する遅延時間調整手段とを有することを特徴とする。

例えば、前記平均レベル検出手段は、前記強度変調信号のハイレベルのみの絶対値をモニタするか、あるいは前記強度変調信号のロウレベルのみの絶対値をモニタするかを外部からのスイッチ操作により任意に選択可能である。

また例えば、前記遅延時間調整手段は前記光干渉計の干渉ピークの波長を周期Ｔｄのディザ信号でディザリングするディザリング手段と、前記信号レベルの平均値が有する周期Ｔｄの変動成分を選択的に取り出す抽出手段と、前記抽出手段の出力と前記ディザ信号との位相比較をする位相比較手段とを有し、前記位相比較の結果に基づいて前記光干渉計の光路間の遅延時間差を増大または減少させて前記信号レベルの平均値が最大となるように調整する。

また、本発明は、Ｍ値（Ｍ＝２^ｎ、ｎは１以上の整数）の多重化された光差動位相シフトキーイング信号を光干渉計を用いて強度変調信号に変換して受信する光受信装置において、前記強度変調信号のハイレベルまたはロウレベルの絶対値をシンボル周期より長い時間Ｔｍに渡ってモニタし信号レベルの最大値を得る最大レベル検出手段と、前記信号レベルの最大値が最小となるように前記光干渉計の光路間の遅延時間差を調整する遅延時間調整手段とを有することを特徴とする。

例えば、前記最大レベル検出手段は、前記強度変調信号のハイレベルのみの絶対値をモニタするか、あるいは前記強度変調信号のロウレベルのみの絶対値をモニタするかを外部からのスイッチ操作により任意に選択可能である。

また例えば、前記遅延時間調整手段は前記光干渉計の干渉ピークの波長を周期Ｔｄのディザ信号でディザリングするディザリング手段と、前記信号レベルの最大値が有する周期Ｔｄの変動成分を選択的に取り出す抽出手段と、前記抽出手段の出力と前記ディザ信号との位相比較をする位相比較手段とを有し、前記位相比較の結果に基づいて前記光干渉計の光路間の遅延時間差を増大または減少させて前記信号レベルの最大値が最小となるように調整することを特徴とする。

また、本発明は、Ｍ値（Ｍ＝２^ｎ、ｎは１以上の整数）の多重化された光差動位相シフトキーイング信号を光干渉計を用いて強度変調信号に変換して受信する光受信装置において、前記強度変調信号のハイレベルまたはロウレベルの絶対値をシンボル周期より長い時間Ｔｍに渡ってモニタし信号レベルの最小値を得る最小レベル検出手段と、前記信号レベルの最小値が最大となるように前記光干渉計の光路間の遅延時間差を調整する遅延時間調整手段とを有することを特徴とする。

例えば、前記最小レベル検出手段は、前記強度変調信号のハイレベルのみの絶対値をモニタするか、あるいは前記強度変調信号のロウレベルのみの絶対値をモニタするかを外部からのスイッチ操作により任意に選択可能である。

また例えば、前記遅延時間調整手段は前記光干渉計の干渉ピークの波長を周期Ｔｄのディザ信号でディザリングするディザリング手段と、前記信号レベルの最小値が有する周期Ｔｄの変動成分を選択的に取り出す抽出手段と、前記抽出手段の出力と前記ディザ信号との位相比較をする位相比較手段とを有し、前記位相比較の結果に基づいて前記光干渉計の光路間の遅延時間差を増大または減少させて前記信号レベルの最小値が最大となるように調整することを特徴とする。

なお、前記Ｍ個の符号が多重化された光差動位相シフトキーイング信号のシンボル周期をＴｓとした際、前記周期Ｔｄと前記時間ＴｍがＴｓ×Ｍ＜Ｔｍ＜Ｔｄ／２を満たすことが望ましい。

また、本発明では、前記遅延時間調整手段は、前記光干渉計の光導波路を加熱制御して前記光導波路の光路長を変化させるようにしており、この際、前記光路長を前記予め規定された周期で変化させるようにする。例えば、前記ディザリング手段は前記光干渉計の有する少なくとも１つの光導波路を周期Ｔｄで加熱および冷却を繰り返すようにする。

以上のように、本発明では、強度変調信号に応じてその振幅の平均値、最大値、又は最小値を得て、平均値を最大とするか、最大値を最小とするか、又は最小値を最大とするように光干渉計の遅延時間を調整するようにしたので、Ｍ個の符号を多重化した光差動位相シフトキーイング信号を、光干渉計の光学特性と光信号の中心周波数との関係を常に最良の状態に保つことができ、その結果、光差動位相シフトキーイング信号を常に良好に受信することができるという効果がある。

次に図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。図１は本発明の実施の形態による光受信装置１０を示すブロック図であり、図１において説明を簡単にするためＩ成分の復調器のみが示されている。ＤＭＰＳＫ信号が受光光信号として受信され、光カプラ等の分岐手段によって受光光信号は２つに分岐され、Ｉ成分復調器１１及びＱ成分復調器（図示せず）に与えられる。Ｉ成分復調器１１及びＱ成分復調器ともに動作は同一であるので、以下説明ではＩ成分復調器１１ついて説明する。

図１において、Ｉ成分復調器１１は、ＭＺＩ２１、バランス型受光器（ダブルバランスドレシーバ）２２、アイ開口モニタ部２３、統計処理部２４、帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）２５、同期検波部２６、発振器（発振周期＝Ｔｄ）２７、及びコントローラ２８を有しており、図示の例では、ＭＺＩ２１は第１及び第２の光導波路２１ａ及び２１ｂを有している。そして、第１及び第２の導波路２１ａ及び２１ｂにはそれぞれ第１及び第２のヒータ２９ａ及び２９ｂが備えられ、さらに第１の導波路２１ａには遅延素子３０（遅延時間＝τ）が備えられている。

Ｉ成分復調器１１に与えられた受光光信号はＭＺＩ２１において位相変調信号から強度変調信号に変換される。ＭＺＩ２１における遅延差（光路長）の動作点は、図７に示すΔφＭ＝π／４で行われる（つまり、Ｉ成分の検出はΔφＭ＝π／４で行われる）。なお、Ｑ成分の検出は図７に示すΔφＭ＝−π／４で行われる。従って、ΔφＭ＝π／４の動作点においては、Ｉ成分が１（隣接ビット間位相差＝０又は３π／２）の際には信号強度が＋０．７となり、Ｉ成分が０（隣接ビット間位相差＝π／２又はπ）の際には信号強度が−０．７となって、Ｉ成分が検出される。一方、ΔφＭ＝−π／４の動作点では、Ｑ成分が１（隣接ビット間位相差＝０又はπ／２）の際には信号強度が＋０．７となり、Ｑ成分が０（隣接ビット間位相差＝３π／２又はπ）の際には信号強度が−０．７となって、Ｑ成分が検出される。

第１及び第２の光導波路２１ａ及び２１ｂはそれぞれ第１及び第２のヒータ２９ａ及び２９ｂによってその光路長が制御される。図示の例では、第２のヒータ２９ｂには発振器２７から周期Ｔｄの発振信号（ディザ信号）が与えられ、周期Ｔｄで加熱と冷却とが繰り返される。これによって第２の光導波路２１ｂを通過する受光光信号が周期Ｔｄで変調される（つまり、ディザリングされる）。一方、第１のヒータ２９ａにはコントローラ２８から補正信号が与えられて、後述するようにして第１の光導波路２１ａの光路長が補正される。

ＭＺＩ２１から出力された強度変調信号はバランス型受光器（ダブルバランスドレシーバ）２２に与えられ、バランス型受光器２２は強度変調信号を電気信号に光電変換して、電気信号の差分を復調信号として出力する。この復調信号はアイ開口モニタ部２３に与えられる。アイ開口モニタ部２３では復調信号（復調波形）に応じてアイ開口の振幅を測定して、測定結果を振幅測定信号として統計処理部２４に出力する。そして、統計処理部２４では振幅測定信号によってアイ開口の振幅を統計処理する。この統計処理結果は後述するように、アイパターンの振幅の最大値、最小値、又は平均値に比例した電圧信号である。

統計処理部２４の出力（電圧信号）はディザ信号の影響によって周期Ｔｄで変動しているが、統計処理結果が極値をとる場合には、周期Ｔｄの成分が消失し、２×Ｔｄ周期の成分が現れる。この電圧信号はＢＰＦ２５によって周波数１／Ｔｄ成分のみが抽出されて、同期検波部２６に与えられる。そして、同期検波部２６では発振器２７から与えられるディザ信号によってＢＰＦ２５の出力信号を同期検波して、検波信号をコントローラ２８に与える。コントローラ２８は検波信号に基づいて第１の光導波路２１ａにおける遅延時間の補正量及び補正方向を判定して、補正信号を第１のヒータ２９ａに与えて、アイ開口が最大となるように、第１の光導波路２１ａにおける遅延時間を補正する。

ところで、ＤＱＰＳＫ信号をＭＺＩ及びダブルバランスドレシーバで差動受光して、Ｉ成分を復調する際には、前述の図７に示すように、ＭＺＩの遅延時間ΔφＭの最適値は０．２５πであるが、差動受光後のアイパターンは、ハイレベルでは０．７、ロウレベルでは−０．７である。従って、差動受光後のアイパターンの振幅は、０．７×２＝１．４である。

いま、受光光信号の波長変動又はＭＺＩの環境温度の変動に起因して、ΔφＭが０．１５π増加して０．４πになったとすると、差動受光後のアイパターンは、ハイレベルとロウレベルで各々２つスプリットし、ハイレベルでは＋０．９５（Ｐ１）と＋０．３（Ｐ２）、ロウレベルでは−０．９５（Ｐ４）と−０．３（Ｐ３）の４値となる。アイパターンの振幅は、大きい時で０．９５×２＝１．９、小さい時で０．３×２＝０．６となる。アイパターンの振幅が大小いずれの値をとるかは、隣接ビット間の光位相差が０、π／２、π、３π／２のいずれかを取るかによって決定され、アイパターンの振幅はランダムにしかも高速に変動する。

実験によって得られた波形を図２に示す。図２（ａ）及び（ｂ）はそれぞれΔφＭ＝０．２５π及び０．２５π＜ΔφＭ＜０．５πの場合のアイパターンの振幅を示す図であり、図２（ａ）及び（ｂ）において、横軸はビット間の位相差（Δφｂｉｔ）、縦軸は振幅であり、図２（ａ）及び（ｂ）と図７から理解できるように、アイ開口が最良の時は、大きい側の振幅の最大値（隣接ビット間の光位相差が０とπの時の差）が最大となる時である。

続いて、アイパターンの振幅の平均値について考えると、図７から、ΔφＭ＝０．２５πでは、アイパターンの振幅の平均値は０．７×２＝１．４であり、ΔφＭ＝０．４πでは、ハイレベルの平均値は、（０．９５＋０．３）／２＝０．６３であり、ロウレベルでも対称であるから、振幅の平均値は、０．６３×２＝１．２６となる。ここで、振幅の平均値をΔφＭの関数として表した結果を図３に示す。

図３に示すように、振幅の平均値が最大となるΔφＭは０．２５πであり、これはアイ開口が最大となるΔφＭに一致する。上述の説明から、アイ開口を最大とするためには、次のいずれかの条件が必要となる。
（１）アイパターンの振幅の最小値を最大にするようにΔφＭを制御する。
（２）アイパターンの振幅の最大値を最小にするようにΔφＭを制御する。
（３）アイパターンの振幅の平均値を最大にするようにΔφＭを制御する。
なお、（３）の条件はＤＰＳＫでも共通して用いることができる。

アイパターンにおいて、ハイレベル及びロウレベルが各々高い方向にスプリットするか又は低い方向にスプリットするかは、送信信号の符号によって決まるため、送信信号がランダムであれば、いずれの方向にスプリットするかもランダムとなる。従って、最大値、最小値、又は平均値を得るためには、少なくともＭ個のビットをサンプリングする必要がある（正確を期すためには、サンプリングビット数を多くすることが望ましい）。

ところで、ΔφＭが最適値でない場合には、ΔφＭを減少させるべきか又は増加させるべきかを判定する必要がある。例えば、図７に示すように、ΔφＭが過剰でΔφＭ＝０．４πである場合、アイパターンはハイレベルでは＋０．９５（Ｐ１）と＋０．３（Ｐ２）、ロウレベルでは−０．９５（Ｐ４）と−０．３（Ｐ３）の４値となるが、一方、ΔφＭが不足でΔφＭ＝０．１πの場合も、アイパターンはハイレベルでは＋０．９５（Ｐ１）と＋０．３（Ｐ２）、ロウレベルでは−０．９５（Ｐ４）と−０．３（Ｐ３）の４値となる。両者とも最適値ではいことは判定できるものの、ΔφＭが過剰であるのか不足であるのかを判定することができない。そこで、制御の方向を明確にするため、前述のように、ディザリングを併用する。

つまり、ディザ信号の変動とアイパターンの振幅の最小値の変動とが同相であるか逆相であるかは、ΔφＭが不足しているか過剰であるかにそれぞれ対応している。アイパターンの振幅の最大値又は平均値についても同様である。よって、両者の位相比較結果に基づいてΔφＭが不足しているか過剰であるかの判定を行うことができる。

なお、前述のサンプリングに要する時間は、ディザ信号の周期よりも短くする必要があり、両者の位相比較のためには、ディザ信号の周期の多くとも半分でサンプリング及び平均化処理を終了することが望ましい。つまり、ディザ信号の周期をＴｄ、最大値、最小値、又は平均値を得る時間をＴｍ、シンボル周期をＴｓ、多重数をＭとした際、Ｔｓ×Ｍ＜Ｔｍ＜Ｔｄ／２を満たすことが望ましい。

また、アイパターンのモニタリングにおいて、ハイレベルのみの振幅をモニタするか、または、ロウレベルのみの振幅をモニタするかを任意に選択することができるようにしてもよい。すなわち、強度変調信号の振幅の平均値、最大値又は最小値を得る際に、外部からのスイッチを操作することにより、ハイレベル又はロウレベルのいずれをモニタするかを択一的に切り替えるようにしてもよい。次の段落で説明するように、この構成をとることにより、群速度分散によって波形が劣化している場合でも正しく干渉計の制御を行うことが出来る。

次に、伝送路に群速度分散があり、受信した信号が波形劣化を起こしている場合について説明する。このような場合、伝送路上での波形劣化とＭＺＩの持つ非線形性の複合効果により、復調された波形はハイレベルとロウレベルが非対称になる。伝送路の群速度分散が＋７５ｐｓ／ｎｍの場合の復調波形を図８に示す。アイ開口が最大となるようＭＺＩのΔφＭを調整しているが、ロウレベル側はパルスが時間軸方向に拡大し振幅が減少している。ＭＺＩの対称性により、ΔφＭをπ増やした場合もアイ開口は最大となるが、この場合はハイレベル側のパルスが時間軸方向に拡大しピーク値が減少する。このため、群速度分散が０のときと比べ、アイパターンの振幅の変遷は複雑となり、制御信号に誤差を生じる要因となる。

この問題を避けるためには、ハイレベルまたはロウレベルのうち片方のみをモニタすればよい。前述したように、復調波形のハイレベルとロウレベルは各々スプリットするが、ＧＮＤレベルから最も乖離するハイレベルをＨ１、ＧＮＤレベルに最も近いハイレベルをＨ２、ＧＮＤレベルから最も乖離するロウレベルをＬ１、ＧＮＤレベルに最も近いロウレベルをＬ２と定義したとき、下記のいずれかの条件をみたすようＭＺＩを制御すればよい。
（１´）Ｈ２とＧＮＤレベルとの差が最大となるようにΔφＭを制御する。
（２´）Ｈ１とＧＮＤレベルとの差が最小となるようにΔφＭを制御する。
（３´）ハイレベルの平均値とＧＮＤレベルとの差が最大となるようにΔφＭを制御する。
（４´）Ｌ２とＧＮＤレベルとの差が最大となるようにΔφＭを制御する。
（５´）Ｌ１とＧＮＤレベルとの差が最小となるようにΔφＭを制御する。
（６´）ロウレベルの平均値とＧＮＤレベルとの差が最大となるようにΔφＭを制御する。

ところで、上記（１´）〜（６´）の条件のうちの１つを満たすように制御した場合、複数あるアイ開口ポイントのうち幾つかを検出できない可能性がある。例えば、ＤＱＰＳＫ信号の場合、Ｉ成分、Ｑ成分、Ｉ成分の反転、Ｑ成分の反転の４種類のアイ開口ポイントが存在するが、そのうちの２つは検出できない可能性がある。しかし、ＭＺＩの周期性により、検出可能な２つのアイ開口ポイントは、多重化された２種の信号成分が必ず含まれる。

図４はアイ開口モニタ部２３及び統計処理部２４としてサンプリングオシロスコープ３１を用いた例であり、このサンプリングオシロスコープ３１を用いて所定の時間の間、復調信号（復調波形）に応じてアイパターンの振幅の最大値及び最小値を検出する。なお、復調波形がクロック抽出系３２に与えられて、クロック抽出系３２は復調波形からクロック信号を抽出して、サンプリングオシロスコープ３１のトリガ信号として与えることになる。

図５は本発明による光受信装置においてＩ成分復調器の他の例を示すブロック図であり、図５において図１と同一の構成要素については同一の参照番号が付されている。図５に示すＩ成分復調器４０は、リミッタアンプ４１、平滑化回路４２、抵抗４３、及び電源４４を有しており、バランス型受光器２２からの出力信号はリミッタアンプ４１に与えられて、リミッタアンプ４１で増幅された後、復調信号として出力される。

図示のＩ成分復調器４０においては、アイパターンの振幅をリミッタアンプ４１の駆動電流の大きさでモニタしているが、前述したように、ＤＭＰＳＫにおいては、アイパターンのハイレベルとロウレベルとが各々スプリットすると、アイパターンの振幅は２種類存在することになる。大きい振幅を取るか小さい振幅を取るかは信号のシンボルレートと同一の速度でランダムに変化するので、ここでは、図示のように、平滑化回路４２によって高速な変動成分を平滑化して振幅の平均値をＢＰＦ２５を介して同期検波部２６に与える。

なお、ディザ信号による変動をモニタする必要があるため、平滑化回路４２の応答速度はディザ信号の周期Ｔｄよりも十分に速くすることが必要である。

このようにして、この実施の形態では、強度変調信号（復調波形）の振幅の平均値、最大値、又は最小値を得て、平均値を最大とするか、最大値を最小とするか、又は最小値を最大とするようにＭＺＩの遅延時間を調整するようにしたので、Ｍ個の符号を多重化した光差動位相シフトキーイング信号を、ＭＺＩの光学特性と光信号の中心周波数との関係を常に最良の状態に保つことができるという効果がある。

なお、上述の説明から明らかなように、この実施の形態では、アイ開口モニタ部２３、統計処理部２４、及び発振器２７が平均値取得手段、最大値取得手段、又は最小値取得手段として機能し、ＢＰＦ２５、同期検波部２６、コントローラ２８、及びヒータ２９ａ及び２９ｂが遅延時間調整手段として機能することになる。

強度変調信号に応じてその振幅の平均値、最大値、又は最小値を得て、平均値を最大とするか、最大値を最小とするか、又は最小値を最大とするように光干渉計の遅延時間を調整するようにしたから、Ｍ個の符号を多重化した光差動位相シフトキーイング信号を、光干渉計の光学特性と光信号の中心周波数との関係を常に最良の状態に保つことができる結果、光差動位相シフトキーイング信号を受信する光受信装置に適用できる。

本発明の実施の形態による光受信装置で用いられるＩ成分復調器の構成を示すブロック図である。 差動受光後のアイパターンの振幅変化を示す図であり、（ａ）は遅延時間（位相差）ΔφＭ＝０．２５πの場合を示す図、（ｂ）は０．２５π＜ΔφＭ＜０．５πの場合を示す図である。 アイパターンの振幅の平均値を遅延時間ΔφＭの関数として表した結果を示す図である。 本発明の実施の形態による光受信装置で用いられるＩ成分復調器の一例を示すブロック図である。 本発明の実施の形態による光受信装置で用いられるＩ成分復調器の他の例を示すブロック図である。 ＤＰＳＫ信号における信号強度と導波路間の位相差との関係を示す図である。 Ｍ個の符号が多重化された光差動位相シフトキーイング信号における信号強度と導波路間の位相差との関係を示す図である。 伝送路の群速度分散が＋７５ｐｓ／ｎｍの場合の復調波形を示す図である。

符号の説明

１０ 光受信装置 １１、４０ Ｉ成分復調器 ２１ ＭＺＩ ２２ バランス型受光器 ２３ アイ開口モニタ部 ２４ 統計処理部 ２５ 帯域通過フィルタ ２６ 同期検波部 ２７ 発振器 ２８ コントローラ ２１ａ、２１ｂ 光導波路 ２９ａ、２９ｂ ヒータ ３０ 遅延素子 ３１ サンプリングオシロスコープ ３２ クロック抽出系 ４１ リミッタアンプ ４２ 平滑化回路 ４３ 抵抗 ４４ 電源

Claims (12)

1. Ｍ値（Ｍ＝２ｎ、ｎは２以上の整数）の多重化された光差動位相シフトキーイング信号を光干渉計を用いて強度変調信号に変換して受信する光受信装置において、
   前記強度変調信号のハイレベルまたはロウレベルのうちの片方のみの絶対値をシンボル周期より長い時間Ｔｍに渡ってモニタし信号レベルの平均値を得る平均レベル検出手段と、
   該信号レベルの平均値が最大となるように前記光干渉計の光路間の遅延時間差を調整する遅延時間調整手段とを有することを特徴とする多値位相変調信号用光受信装置。
2. 前記平均レベル検出手段は、前記強度変調信号のハイレベルのみの絶対値をモニタするか、あるいは前記強度変調信号のロウレベルのみの絶対値をモニタするかを外部からのスイッチ操作により任意に選択可能であることを特徴とする請求項１に記載の多値位相変調信号用光受信装置。
3. 前記遅延時間調整手段は前記光干渉計の干渉ピークの波長を周期Ｔｄのディザ信号でディザリングするディザリング手段と、前記信号レベルの平均値が有する周期Ｔｄの変動成分を選択的に取り出す抽出手段と、前記抽出手段の出力と前記ディザ信号との位相比較をする位相比較手段とを有し、前記位相比較の結果に基づいて前記光干渉計の光路間の遅延時間差を増大または減少させて前記信号レベルの平均値が最大となるように調整することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の多値位相変調信号用光受信装置。
4. Ｍ値（Ｍ＝２ｎ、ｎは２以上の整数）の多重化された光差動位相シフトキーイング信号を光干渉計を用いて強度変調信号に変換して受信する光受信装置において、
   前記強度変調信号のハイレベルまたはロウレベルのうちの片方のみの絶対値をシンボル周期より長い時間Ｔｍに渡ってモニタし信号レベルの最大値を得る最大レベル検出手段と、
   前記信号レベルの最大値が最小となるように前記光干渉計の光路間の遅延時間差を調整する遅延時間調整手段とを有することを特徴とする多値位相変調信号用光受信装置。
5. 前記最大レベル検出手段は、前記強度変調信号のハイレベルのみの絶対値をモニタするか、あるいは前記強度変調信号のロウレベルのみの絶対値をモニタするかを外部からのスイッチ操作により任意に選択可能であることを特徴とする請求項４に記載の多値位相変調信号用光受信装置。
6. 前記遅延時間調整手段は前記光干渉計の干渉ピークの波長を周期Ｔｄのディザ信号でディザリングするディザリング手段と、前記信号レベルの最大値が有する周期Ｔｄの変動成分を選択的に取り出す抽出手段と、前記抽出手段の出力と前記ディザ信号との位相比較をする位相比較手段とを有し、前記位相比較の結果に基づいて前記光干渉計の光路間の遅延時間差を増大または減少させて前記信号レベルの最大値が最小となるように調整することを特徴とする請求項４又は請求項５に記載の多値位相変調信号用光受信装置。
7. Ｍ値（Ｍ＝２ｎ、ｎは２以上の整数）の多重化された光差動位相シフトキーイング信号を光干渉計を用いて強度変調信号に変換して受信する光受信装置において、
   前記強度変調信号のハイレベルまたはロウレベルのうちの片方のみの絶対値をシンボル周期より長い時間Ｔｍに渡ってモニタし信号レベルの最小値を得る最小レベル検出手段と、
   前記信号レベルの最小値が最大となるように前記光干渉計の光路間の遅延時間差を調整する遅延時間調整手段とを有することを特徴とする多値位相変調信号用光受信装置。
8. 前記最小レベル検出手段は、前記強度変調信号のハイレベルのみの絶対値をモニタするか、あるいは前記強度変調信号のロウレベルのみの絶対値をモニタするかを外部からのスイッチ操作により任意に選択可能であることを特徴とする請求項７に記載の多値位相変調信号用光受信装置。
9. 前記遅延時間調整手段は前記光干渉計の干渉ピークの波長を周期Ｔｄのディザ信号でディザリングするディザリング手段と、前記信号レベルの最小値が有する周期Ｔｄの変動成分を選択的に取り出す抽出手段と、前記抽出手段の出力と前記ディザ信号との位相比較をする位相比較手段とを有し、前記位相比較の結果に基づいて前記光干渉計の光路間の遅延時間差を増大または減少させて前記信号レベルの最小値が最大となるように調整することを特徴とする請求項７又は請求項８に記載の多値位相変調信号用光受信装置。
10. 前記Ｍ個の符号が多重化された光差動位相シフトキーイング信号のシンボル周期をＴｓとした際、前記周期Ｔｄと時間ＴｍがＴｓ×Ｍ＜Ｔｍ＜Ｔｄ／２を満たすことを特徴とする請求項３、６、９のうちいずれかに記載の多値位相変調信号用光受信装置。
11. 前記遅延時間調整手段は、前記光干渉計の光導波路を加熱制御して前記光導波路の光路長を変化させるようにしたことを特徴とする請求項１乃至１０のいずれか１項に記載の多値位相変調信号用光受信装置。
12. 前記ディザリング手段は前記光干渉計の有する少なくとも１つの光導波路を周期Ｔｄで加熱および冷却を繰り返すようにしたことを特徴とする請求項１１記載の多値位相変調信号用光受信装置。

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