JPS62230365A - 電圧形ｐｗｍインバ−タ制御装置 - Google Patents
電圧形ｐｗｍインバ−タ制御装置Info
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- JPS62230365A JPS62230365A JP61068607A JP6860786A JPS62230365A JP S62230365 A JPS62230365 A JP S62230365A JP 61068607 A JP61068607 A JP 61068607A JP 6860786 A JP6860786 A JP 6860786A JP S62230365 A JPS62230365 A JP S62230365A
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 11
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 6
- 238000000034 method Methods 0.000 description 6
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- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 230000006698 induction Effects 0.000 description 2
- 238000009413 insulation Methods 0.000 description 2
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 description 1
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- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は電圧形パルス幅変調（ＰＷＭ）インバータ、
％にその電圧利用率を高めるための制御装置に関する。
％にその電圧利用率を高めるための制御装置に関する。
交流機、特に誘導電動機を可変速駆動する電圧形インバ
ータの一例として、出願人は以下の如き方式を提案して
いる（特願昭５９−２１４２１８号；以下、単に提案漬
方式とも云う。）。第３図はか〜るインバータを示す構
成図である。
ータの一例として、出願人は以下の如き方式を提案して
いる（特願昭５９−２１４２１８号；以下、単に提案漬
方式とも云う。）。第３図はか〜るインバータを示す構
成図である。
同図において、１は例えばトランジスタＴ１〜Ｔ６をス
イッチング素子とするインバータ主回路、２は誘導電動
機の如き交流機、３は相電圧検出回路、４（４ａ〜４ｃ
）は積分器、５（５ａ〜５ｃ）は絶縁検出器、６（６ａ
〜６ｃ）は磁束調節器、７（７ａ〜７Ｃ）はコンパレー
タ、８（８ａ〜８Ｃ）はペース駆動回路、９はキャリア
発生回路、１０（１０ａ〜１０Ｃ）はディジタル／アナ
ログ（Ｄ／Ａ ）変換器、１１（１１ａ〜１１ｃ）はリ
ードオンリメモリ（ＦＬＯＭ’）、１２は分局器（カウ
ンタ）、１３は電圧／周波数（Ｖ／Ｆ）変換器、１４は
周波数設定器である。
イッチング素子とするインバータ主回路、２は誘導電動
機の如き交流機、３は相電圧検出回路、４（４ａ〜４ｃ
）は積分器、５（５ａ〜５ｃ）は絶縁検出器、６（６ａ
〜６ｃ）は磁束調節器、７（７ａ〜７Ｃ）はコンパレー
タ、８（８ａ〜８Ｃ）はペース駆動回路、９はキャリア
発生回路、１０（１０ａ〜１０Ｃ）はディジタル／アナ
ログ（Ｄ／Ａ ）変換器、１１（１１ａ〜１１ｃ）はリ
ードオンリメモリ（ＦＬＯＭ’）、１２は分局器（カウ
ンタ）、１３は電圧／周波数（Ｖ／Ｆ）変換器、１４は
周波数設定器である。
周波数設定器１４によって設定されたインバータ周波数
ｆに対して、Ｖ／Ｆ変換器１３はＮ倍の発振周波数をも
つパルスを出力する。このパルスはカウンタ１２によっ
てＮ分周され、各１２０°の位相差をもつ正弦波ＦＬＯ
Ｍテーブル１１（１１ａ〜１１Ｃ）からデータを読出し
、Ｄ／Ａ変換器１０（１０ａ〜１０ｃ）を介して周波数
ｆの平衡三相正弦波の磁束指令値φ８ 、φ７ 、φい
となる。
ｆに対して、Ｖ／Ｆ変換器１３はＮ倍の発振周波数をも
つパルスを出力する。このパルスはカウンタ１２によっ
てＮ分周され、各１２０°の位相差をもつ正弦波ＦＬＯ
Ｍテーブル１１（１１ａ〜１１Ｃ）からデータを読出し
、Ｄ／Ａ変換器１０（１０ａ〜１０ｃ）を介して周波数
ｆの平衡三相正弦波の磁束指令値φ８ 、φ７ 、φい
となる。
一方、電圧形インバータ１の出力端子から相電圧検出回
路３により各相々電圧を検出し、積分器４（４ａ〜４ｃ
）によって磁束実際値φ１．φ９．φ□が得られる。磁
束調節器６（６ａ〜６ｃ）によって磁束指令値と実際値
が一致するように調節され、その出力である電圧指令ｖ
ｕ、ｖｖ、ｖＷ がキャリア発生回路９からの、例え
ば三角波キャリアと比較器７（７ａ〜７ｃ）で比較され
、その出力パルスはベース駆動回路８（８ａ〜８ｃ）を
通して電圧形インバータ１のスイッチング素子Ｔ１〜Ｔ
６を０Ｎ１０ＦＦさせる。
路３により各相々電圧を検出し、積分器４（４ａ〜４ｃ
）によって磁束実際値φ１．φ９．φ□が得られる。磁
束調節器６（６ａ〜６ｃ）によって磁束指令値と実際値
が一致するように調節され、その出力である電圧指令ｖ
ｕ、ｖｖ、ｖＷ がキャリア発生回路９からの、例え
ば三角波キャリアと比較器７（７ａ〜７ｃ）で比較され
、その出力パルスはベース駆動回路８（８ａ〜８ｃ）を
通して電圧形インバータ１のスイッチング素子Ｔ１〜Ｔ
６を０Ｎ１０ＦＦさせる。
ところで、こうした電圧指令である制御信号と三角波キ
ャリアとを比較してＰＷＭ信号を得る方式では、例えば
第４図に示すようなインバータの電圧利用率の向上を図
る方法が知られている。これは、「基本波＋３倍調波」
を各相の電圧指令の制御信号、すなわち基本波の振幅を
ａとすれば、「ａｓｉＩＩθ十−５ｉｎ ３θ」を制御
信号とすることにより、同一基本波をインバータから出
力する際にａｓｉｎθを制御信号とする場合と比較して
、ビーリ、同一ピーク値ではインバータ出力電圧の基本
磁束制御形のＰＷＭ信号信号発生上、磁束調節器は経験
上Ｐ（比例）動作とみなせるので、電圧形インバータが
ほぼ線形であることを考えると、磁束調節器６ａ〜６ｃ
の出力である電圧指令ｖｕ。
ャリアとを比較してＰＷＭ信号を得る方式では、例えば
第４図に示すようなインバータの電圧利用率の向上を図
る方法が知られている。これは、「基本波＋３倍調波」
を各相の電圧指令の制御信号、すなわち基本波の振幅を
ａとすれば、「ａｓｉＩＩθ十−５ｉｎ ３θ」を制御
信号とすることにより、同一基本波をインバータから出
力する際にａｓｉｎθを制御信号とする場合と比較して
、ビーリ、同一ピーク値ではインバータ出力電圧の基本
磁束制御形のＰＷＭ信号信号発生上、磁束調節器は経験
上Ｐ（比例）動作とみなせるので、電圧形インバータが
ほぼ線形であることを考えると、磁束調節器６ａ〜６ｃ
の出力である電圧指令ｖｕ。
ｖｖ、ｖｗ はほぼ正弦波となる。そこで、かかる方
法を第３図の如き磁束制御形ＰＷＭインバータに適用す
ることが可能であり、従来、第５Ａ図に示すような３倍
調波信号出力回路１５を持つ制御装置（１相分のみを示
す。）が知られている。この回路１５は周波数ｆ、振幅
ａの基本波電圧指令ｖ１″に対して、周波数が３ｆで振
幅がａ’、／６の３倍調波電圧指令ｖ３ を形成する回
路であり、それ以外は第３図に示すものと同じである。
法を第３図の如き磁束制御形ＰＷＭインバータに適用す
ることが可能であり、従来、第５Ａ図に示すような３倍
調波信号出力回路１５を持つ制御装置（１相分のみを示
す。）が知られている。この回路１５は周波数ｆ、振幅
ａの基本波電圧指令ｖ１″に対して、周波数が３ｆで振
幅がａ’、／６の３倍調波電圧指令ｖ３ を形成する回
路であり、それ以外は第３図に示すものと同じである。
第５Ｂ図は回路１５の具体例を示すブロック図である。
同図の１５１は周波数ｆの電圧指令に対・して５Ｎｆの
周波数を持つパルスを発生する、いわゆるＰＬＬ （フ
ェーズロックドループ）回路である。１５２はＮ分周の
カウンタ、１５３は正弦１５４は乗算形Ｄ／Ａ変換器で
ある。また、・１５６ａは全波整流回路、１５６ｂは一
次フィルタであり、両者をカスケードに接続することに
よって、電圧指令の振幅を検出する検出回路１５６を形
成する。また、１５５は減衰器である。
周波数を持つパルスを発生する、いわゆるＰＬＬ （フ
ェーズロックドループ）回路である。１５２はＮ分周の
カウンタ、１５３は正弦１５４は乗算形Ｄ／Ａ変換器で
ある。また、・１５６ａは全波整流回路、１５６ｂは一
次フィルタであり、両者をカスケードに接続することに
よって、電圧指令の振幅を検出する検出回路１５６を形
成する。また、１５５は減衰器である。
以下に、簡単にその動作を説明す名。ＰＬＬ回路１５１
には周波数ｆの基本波電圧指令ｖ１ が入力され、周波
数３Ｎｆのパルスを出力する。このパルスはＮ分周カウ
ンタ１５２のクロックとして用いられ、ＲＯＭ１５３か
らは周波数３ｆの正弦波データが出力され、Ｄ／Ａ変換
器１５４を通してアナログ正弦波信号に変換される。一
方、電圧指令の振幅を１５６により検出して乗算形］）
／Ａ変換器１５４から出力される正弦波信号の振幅を制
御する。Ｄ／Ａ変換器１５４の出力は減衰器１５５によ
って所定数分の１、例えば１／６にアッテネートされる
。以上から、３倍調波の電圧指令ｖ３が形成されるので
、とれを基本波電圧指令ｖ１と加算器にて加算すること
により、電圧利用率の高い制御信号とすることが可能と
なる。
には周波数ｆの基本波電圧指令ｖ１ が入力され、周波
数３Ｎｆのパルスを出力する。このパルスはＮ分周カウ
ンタ１５２のクロックとして用いられ、ＲＯＭ１５３か
らは周波数３ｆの正弦波データが出力され、Ｄ／Ａ変換
器１５４を通してアナログ正弦波信号に変換される。一
方、電圧指令の振幅を１５６により検出して乗算形］）
／Ａ変換器１５４から出力される正弦波信号の振幅を制
御する。Ｄ／Ａ変換器１５４の出力は減衰器１５５によ
って所定数分の１、例えば１／６にアッテネートされる
。以上から、３倍調波の電圧指令ｖ３が形成されるので
、とれを基本波電圧指令ｖ１と加算器にて加算すること
により、電圧利用率の高い制御信号とすることが可能と
なる。
しかしながら、電圧指令は調節器の調節結果として出力
されるので、直接３倍調波との位相関係を制御すること
ができない。このため、第５Ｂ図の如ｌＰＬＬ回路が必
要となり、その結果、構成が複雑でコスト高になると云
う問題がある。
されるので、直接３倍調波との位相関係を制御すること
ができない。このため、第５Ｂ図の如ｌＰＬＬ回路が必
要となり、その結果、構成が複雑でコスト高になると云
う問題がある。
したがって、この発明は比較的簡単な構成で、しかも低
コストの制御装置を提供することを目的とする。
コストの制御装置を提供することを目的とする。
正弦波の磁束設定信号を３分周して磁束指令値を発生す
る磁束指令形成手段と、この磁束設定信号を所定の角度
だけ移相する移相器と、との移相器の出力信号と磁束調
節器の出力信号の振幅を表わす信号とを乗算する乗算器
と、この乗算結果を係数倍して磁束調節器の出力信号と
加算する加算器とを設け、この加算器出力をキャリア信
号と比較してＰＷＭ信号を得、これにもとづき制御を行
なう。
る磁束指令形成手段と、この磁束設定信号を所定の角度
だけ移相する移相器と、との移相器の出力信号と磁束調
節器の出力信号の振幅を表わす信号とを乗算する乗算器
と、この乗算結果を係数倍して磁束調節器の出力信号と
加算する加算器とを設け、この加算器出力をキャリア信
号と比較してＰＷＭ信号を得、これにもとづき制御を行
なう。
一般に、磁束制御形ＰＷＭインバータにおいては、磁束
指令の基本波成分φ１ と電圧指令の基本波成分ｖ１
との位相差は９０°となる。磁束指令は既知なので、
第６図かられかるように、基本波磁束指令φ の３倍調
波φ３に対して、基本波電圧指令ｖ１”の３倍調波ｖｌ
は２７０°だけ進んでいることがわかる。したがって、
基本波磁束指令φ１′″から３倍調波の電圧指令ｖ３
を形成して基本波電圧指令ｖ１ に加算することによ
り、電圧利用率を高めることが可能な電圧指令Ｖ ミＹ
１ ＋ Ｖ５ を得ることができる。
指令の基本波成分φ１ と電圧指令の基本波成分ｖ１
との位相差は９０°となる。磁束指令は既知なので、
第６図かられかるように、基本波磁束指令φ の３倍調
波φ３に対して、基本波電圧指令ｖ１”の３倍調波ｖｌ
は２７０°だけ進んでいることがわかる。したがって、
基本波磁束指令φ１′″から３倍調波の電圧指令ｖ３
を形成して基本波電圧指令ｖ１ に加算することによ
り、電圧利用率を高めることが可能な電圧指令Ｖ ミＹ
１ ＋ Ｖ５ を得ることができる。
第１図はこの発明の特徴を最も良く表わす主要図である
。同図において、１９は正弦波を３分周する回路、１６
は正弦波信号の位相を２７０°進めるための移相器、１
７は移相器１６の出力と振幅検出回路１５６の出力を乗
算するための乗算器で、その他はすべて第３図および第
５Ｂ図と同じである。
。同図において、１９は正弦波を３分周する回路、１６
は正弦波信号の位相を２７０°進めるための移相器、１
７は移相器１６の出力と振幅検出回路１５６の出力を乗
算するための乗算器で、その他はすべて第３図および第
５Ｂ図と同じである。
すなわち、３倍調波の磁束指令φ３を分周器１９で３分
周して磁束指令φ −φ、 とすると同時に、φ３は移
相器１６により２７０°だけ位相を進ませる。これによ
り、移相器１６の出力は電圧指令の３倍調波ｖ３ と
同位相と々る。そして、移相器１６の出力を第５Ｂ図と
同じ原理で検出した基本波電圧指令Ｖ、の振幅と乗算し
、さらにこれを係数器１８にてＫ（例えば１／６）倍し
て３倍調波の電圧指令ｖ３ を得、このｖ３ とＶ、
を加算して電圧指令Ｖ とする。
周して磁束指令φ −φ、 とすると同時に、φ３は移
相器１６により２７０°だけ位相を進ませる。これによ
り、移相器１６の出力は電圧指令の３倍調波ｖ３ と
同位相と々る。そして、移相器１６の出力を第５Ｂ図と
同じ原理で検出した基本波電圧指令Ｖ、の振幅と乗算し
、さらにこれを係数器１８にてＫ（例えば１／６）倍し
て３倍調波の電圧指令ｖ３ を得、このｖ３ とＶ、
を加算して電圧指令Ｖ とする。
第２図はこの発明の実施例を示す構成図である。
こ〜では第６図および第５Ｂ図との相違点につき主とし
て説明する。
て説明する。
磁束指令φ −φ１ は第３図と同様、ＲＯＭテーブル
参照方式としている（ＲＯＭ１１ａ参照）。
参照方式としている（ＲＯＭ１１ａ参照）。
ただし、このときのＶ／Ｆ変換器２１の発振周波数はイ
ンバータ設定周波数ｆに対して３Ｎ倍であり、これを分
周カウンタ２０１により３分周したのち、カウンタ１２
によりＮ分周して得る。３倍調波電圧指令ｖ３ も同
様に、Ｖ／Ｆ変換器２１の発振周波数をカウンタ１５２
によりＮ分周して、ＲＯＭテーブル参照方式としている
（ＲＯＭ２０２参照）。このＲＯＭ２０２は正弦波テー
ブルをｓｉｎ （θ＋２７０°）とする仁とにより、第
１図の移相器１６と同じ役割を、また乗算形Ｄ／λ変換
器１５４により第１図の乗算器１７と同じ役割をそれぞ
れ果すようにしている。なお、ｖｌ とｖ３ の位相
関係は、分局器をシステムリセットすることにより、正
しく設定することができる。つまり、この実施例では鎖
線の枠内２０が第５Ｂ図の符号１５に対応する。両者を
比較すると、第２図では第５Ｂ図に示すＰＬＬ回路が削
除され、Ｎ分周回路が新たに追加された構成になってい
るが、一般にＮ分周回路の方が構成が簡単で低コストで
あることは明白であるので、この発明の如くすることに
よる効果もまた明白である。
ンバータ設定周波数ｆに対して３Ｎ倍であり、これを分
周カウンタ２０１により３分周したのち、カウンタ１２
によりＮ分周して得る。３倍調波電圧指令ｖ３ も同
様に、Ｖ／Ｆ変換器２１の発振周波数をカウンタ１５２
によりＮ分周して、ＲＯＭテーブル参照方式としている
（ＲＯＭ２０２参照）。このＲＯＭ２０２は正弦波テー
ブルをｓｉｎ （θ＋２７０°）とする仁とにより、第
１図の移相器１６と同じ役割を、また乗算形Ｄ／λ変換
器１５４により第１図の乗算器１７と同じ役割をそれぞ
れ果すようにしている。なお、ｖｌ とｖ３ の位相
関係は、分局器をシステムリセットすることにより、正
しく設定することができる。つまり、この実施例では鎖
線の枠内２０が第５Ｂ図の符号１５に対応する。両者を
比較すると、第２図では第５Ｂ図に示すＰＬＬ回路が削
除され、Ｎ分周回路が新たに追加された構成になってい
るが、一般にＮ分周回路の方が構成が簡単で低コストで
あることは明白であるので、この発明の如くすることに
よる効果もまた明白である。
この発明によれば、磁束指令から３倍調波の電圧指令を
作るようにしたので、電圧利用率を高めたＰＷＭ制御装
置を比較的簡単な回路構成で、しかも低コストに提供す
ることができる利点がもたらされる。
作るようにしたので、電圧利用率を高めたＰＷＭ制御装
置を比較的簡単な回路構成で、しかも低コストに提供す
ることができる利点がもたらされる。
第１図はこの発明の特徴を最も良く表わす主要図、第２
図はこの発明の実施例を示す構成図、第３図は提案済方
式を示す構成図、第４図は電圧利用率改善方法の一例を
説明するための波形図、第５Ａ図は電圧形ＰＷＭインバ
ータ制御装置（１相分）の従来例を示す構成図、第５Ｂ
図は第５Ａ図の３倍調波信号出力回路の具体例を示す構
成図、第６図は磁束指令の６倍調波と電圧指令の３倍調
波との関係を説明するための波形図である。 符号説明 １・・・・・・インバータ主回路、２・・・・・・交流
機、３・・・・・・相電圧検出回路、４（４ａ〜４ｃ）
・・・・・・積分器、５（５ａ〜５ｃ）・・・・・・絶
縁検出器、６（６ａ〜６Ｃ）・・・・・・磁束調節器、
７（７ａ−＝７ｃ）・・・・・・コンパレータ、８（８
ａ〜８Ｃ）・・・・・・ベース駆動回路、９・・・・・
・キャリア発生回路、１０（１０ａ〜１０ ｃ ）。 １５４−−・・−・Ｄ／Ａ変換器、１１（１１ａ〜１１
ｃ）。 １５３．２０２・・・・・・［’ＬＯＭ、１２，１９，
１５２゜２０１・・・・・・分周器、１３，２１・・・
・・・Ｖ／Ｆ変換器、１４・・・・・・周波数設定器、
１５．２０・・・・・・３倍調波信号出力回路、１６・
・・・・・移相器、１７・・・・・・乗算器、１８．１
５５・・・・・・減衰器、１５６・・・・・・振幅検出
回路、１５６ａ・・・・・・全波整流回路、１５６ｂ・
・・・・・−次フィルタ。 代理人 弁理士 並 木 昭 夫 代理人 弁理士 松 崎 清 ネ ｍ ；ご 冨４ｆｊｌＪ ｆｆ６ 図
図はこの発明の実施例を示す構成図、第３図は提案済方
式を示す構成図、第４図は電圧利用率改善方法の一例を
説明するための波形図、第５Ａ図は電圧形ＰＷＭインバ
ータ制御装置（１相分）の従来例を示す構成図、第５Ｂ
図は第５Ａ図の３倍調波信号出力回路の具体例を示す構
成図、第６図は磁束指令の６倍調波と電圧指令の３倍調
波との関係を説明するための波形図である。 符号説明 １・・・・・・インバータ主回路、２・・・・・・交流
機、３・・・・・・相電圧検出回路、４（４ａ〜４ｃ）
・・・・・・積分器、５（５ａ〜５ｃ）・・・・・・絶
縁検出器、６（６ａ〜６Ｃ）・・・・・・磁束調節器、
７（７ａ−＝７ｃ）・・・・・・コンパレータ、８（８
ａ〜８Ｃ）・・・・・・ベース駆動回路、９・・・・・
・キャリア発生回路、１０（１０ａ〜１０ ｃ ）。 １５４−−・・−・Ｄ／Ａ変換器、１１（１１ａ〜１１
ｃ）。 １５３．２０２・・・・・・［’ＬＯＭ、１２，１９，
１５２゜２０１・・・・・・分周器、１３，２１・・・
・・・Ｖ／Ｆ変換器、１４・・・・・・周波数設定器、
１５．２０・・・・・・３倍調波信号出力回路、１６・
・・・・・移相器、１７・・・・・・乗算器、１８．１
５５・・・・・・減衰器、１５６・・・・・・振幅検出
回路、１５６ａ・・・・・・全波整流回路、１５６ｂ・
・・・・・−次フィルタ。 代理人 弁理士 並 木 昭 夫 代理人 弁理士 松 崎 清 ネ ｍ ；ご 冨４ｆｊｌＪ ｆｆ６ 図
Claims (1)
- 電圧形ＰＷＭインバータの出力電圧を積分器により積分
し、該積分器出力とその指令値とを調節器にて比較、調
節し、その結果得られる出力信号とキャリア発生回路か
らのキャリア信号とを比較器にて比較することにより、
ＰＷＭ信号を発生する電圧形ＰＷＭインバータ制御装置
において、正弦波の磁束設定信号を３分周して磁束指令
値を発生する磁束指令発生手段と、該磁束設定信号の位
相を所定角度だけ移相する移相器と、該移相器からの出
力信号と前記調節器の出力信号の振幅を表わす信号とを
乗算する乗算器と、該乗算結果を係数倍してこれに該調
節器の出力信号を加算する加算器とを設け、該加算器出
力を前記キャリア信号と比較してＰＷＭ信号を得ること
を特徴とする電圧形ＰＷＭインバータ制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61068607A JPS62230365A (ja) | 1986-03-28 | 1986-03-28 | 電圧形ｐｗｍインバ−タ制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61068607A JPS62230365A (ja) | 1986-03-28 | 1986-03-28 | 電圧形ｐｗｍインバ−タ制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62230365A true JPS62230365A (ja) | 1987-10-09 |
Family
ID=13378628
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61068607A Pending JPS62230365A (ja) | 1986-03-28 | 1986-03-28 | 電圧形ｐｗｍインバ−タ制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS62230365A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006230079A (ja) * | 2005-02-16 | 2006-08-31 | Denso Corp | インバータ制御方式 |
| WO2015036835A3 (en) * | 2013-09-11 | 2015-06-11 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Electric motor control apparatus and electric motor control method |
-
1986
- 1986-03-28 JP JP61068607A patent/JPS62230365A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006230079A (ja) * | 2005-02-16 | 2006-08-31 | Denso Corp | インバータ制御方式 |
| WO2015036835A3 (en) * | 2013-09-11 | 2015-06-11 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Electric motor control apparatus and electric motor control method |
| CN105556830A (zh) * | 2013-09-11 | 2016-05-04 | 丰田自动车株式会社 | 电动机控制设备及电动机控制方法 |
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