JPS62230365A - Voltage type pwm inverter controlling device - Google Patents
Voltage type pwm inverter controlling deviceInfo
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は電圧形パルス幅変調（ＰＷＭ）インバータ、
％にその電圧利用率を高めるための制御装置に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Industrial Application Field] The present invention relates to a voltage source pulse width modulation (PWM) inverter;
% concerning a control device for increasing its voltage utilization rate.
交流機、特に誘導電動機を可変速駆動する電圧形インバ
ータの一例として、出願人は以下の如き方式を提案して
いる（特願昭５９−２１４２１８号；以下、単に提案漬
方式とも云う。）。第３図はか〜るインバータを示す構
成図である。As an example of a voltage source inverter for variable speed driving of an alternating current machine, particularly an induction motor, the applicant has proposed the following method (Japanese Patent Application No. 59-214218; hereinafter also simply referred to as the proposed dipping method). FIG. 3 is a block diagram showing such an inverter.
同図において、１は例えばトランジスタＴ１〜Ｔ６をス
イッチング素子とするインバータ主回路、２は誘導電動
機の如き交流機、３は相電圧検出回路、４（４ａ〜４ｃ
）は積分器、５（５ａ〜５ｃ）は絶縁検出器、６（６ａ
〜６ｃ）は磁束調節器、７（７ａ〜７Ｃ）はコンパレー
タ、８（８ａ〜８Ｃ）はペース駆動回路、９はキャリア
発生回路、１０（１０ａ〜１０Ｃ）はディジタル／アナ
ログ（Ｄ／Ａ ）変換器、１１（１１ａ〜１１ｃ）はリ
ードオンリメモリ（ＦＬＯＭ’）、１２は分局器（カウ
ンタ）、１３は電圧／周波数（Ｖ／Ｆ）変換器、１４は
周波数設定器である。In the figure, 1 is an inverter main circuit using transistors T1 to T6 as switching elements, 2 is an AC machine such as an induction motor, 3 is a phase voltage detection circuit, and 4 (4a to 4c)
) is an integrator, 5 (5a to 5c) is an insulation detector, 6 (6a
~6c) is a magnetic flux regulator, 7 (7a~7C) is a comparator, 8 (8a~8C) is a pace drive circuit, 9 is a carrier generation circuit, 10 (10a~10C) is a digital/analog (D/A) conversion 11 (11a to 11c) is a read-only memory (FLOM'), 12 is a branching unit (counter), 13 is a voltage/frequency (V/F) converter, and 14 is a frequency setter.
周波数設定器１４によって設定されたインバータ周波数
ｆに対して、Ｖ／Ｆ変換器１３はＮ倍の発振周波数をも
つパルスを出力する。このパルスはカウンタ１２によっ
てＮ分周され、各１２０°の位相差をもつ正弦波ＦＬＯ
Ｍテーブル１１（１１ａ〜１１Ｃ）からデータを読出し
、Ｄ／Ａ変換器１０（１０ａ〜１０ｃ）を介して周波数
ｆの平衡三相正弦波の磁束指令値φ８ 、φ７ 、φい
となる。The V/F converter 13 outputs a pulse having an oscillation frequency N times higher than the inverter frequency f set by the frequency setter 14. This pulse is frequency-divided by N by the counter 12, and is converted into a sine wave FLO with a phase difference of 120°.
The data is read from the M table 11 (11a to 11C) and sent through the D/A converter 10 (10a to 10c) to become magnetic flux command values φ8, φ7, and φ of a balanced three-phase sine wave of frequency f.
一方、電圧形インバータ１の出力端子から相電圧検出回
路３により各相々電圧を検出し、積分器４（４ａ〜４ｃ
）によって磁束実際値φ１．φ９．φ□が得られる。磁
束調節器６（６ａ〜６ｃ）によって磁束指令値と実際値
が一致するように調節され、その出力である電圧指令ｖ
ｕ、ｖｖ、ｖＷ がキャリア発生回路９からの、例え
ば三角波キャリアと比較器７（７ａ〜７ｃ）で比較され
、その出力パルスはベース駆動回路８（８ａ〜８ｃ）を
通して電圧形インバータ１のスイッチング素子Ｔ１〜Ｔ
６を０Ｎ１０ＦＦさせる。On the other hand, each phase voltage is detected from the output terminal of the voltage source inverter 1 by the phase voltage detection circuit 3, and the integrator 4 (4a to 4c
), the actual magnetic flux value φ1. φ9. φ□ is obtained. The magnetic flux regulator 6 (6a to 6c) adjusts the magnetic flux command value and the actual value to match, and the output voltage command v
u, vv, vW are compared with, for example, a triangular wave carrier from the carrier generation circuit 9 in the comparator 7 (7a to 7c), and the output pulse is sent to the switching element of the voltage source inverter 1 through the base drive circuit 8 (8a to 8c). T1~T
6 to 0N10FF.
ところで、こうした電圧指令である制御信号と三角波キ
ャリアとを比較してＰＷＭ信号を得る方式では、例えば
第４図に示すようなインバータの電圧利用率の向上を図
る方法が知られている。これは、「基本波＋３倍調波」
を各相の電圧指令の制御信号、すなわち基本波の振幅を
ａとすれば、「ａｓｉＩＩθ十−５ｉｎ ３θ」を制御
信号とすることにより、同一基本波をインバータから出
力する際にａｓｉｎθを制御信号とする場合と比較して
、ビーリ、同一ピーク値ではインバータ出力電圧の基本
磁束制御形のＰＷＭ信号信号発生上、磁束調節器は経験
上Ｐ（比例）動作とみなせるので、電圧形インバータが
ほぼ線形であることを考えると、磁束調節器６ａ〜６ｃ
の出力である電圧指令ｖｕ。By the way, in a method of obtaining a PWM signal by comparing a control signal, which is a voltage command, and a triangular wave carrier, a method of improving the voltage utilization rate of an inverter as shown in FIG. 4, for example, is known. This is "fundamental wave + 3rd harmonic"
If a is the control signal for the voltage command of each phase, that is, the amplitude of the fundamental wave is a, then by setting "asiIIθ10-5in 3θ" as the control signal, when outputting the same fundamental wave from the inverter, asinθ is the control signal. Compared to the case where the voltage source inverter is approximately linear, the magnetic flux regulator can be regarded as P (proportional) operation based on experience in the PWM signal generation of the basic magnetic flux control type of the inverter output voltage at the same peak value. Considering that, the magnetic flux regulators 6a to 6c
The voltage command vu is the output of the voltage command vu.
ｖｖ、ｖｗ はほぼ正弦波となる。そこで、かかる方
法を第３図の如き磁束制御形ＰＷＭインバータに適用す
ることが可能であり、従来、第５Ａ図に示すような３倍
調波信号出力回路１５を持つ制御装置（１相分のみを示
す。）が知られている。この回路１５は周波数ｆ、振幅
ａの基本波電圧指令ｖ１″に対して、周波数が３ｆで振
幅がａ’、／６の３倍調波電圧指令ｖ３ を形成する回
路であり、それ以外は第３図に示すものと同じである。vv and vw are approximately sine waves. Therefore, it is possible to apply such a method to a magnetic flux control type PWM inverter as shown in FIG. ) is known. This circuit 15 is a circuit that forms a third harmonic voltage command v3 with a frequency of 3f and an amplitude of a' and /6 with respect to a fundamental wave voltage command v1'' with a frequency f and an amplitude a. This is the same as shown in Figure 3.
第５Ｂ図は回路１５の具体例を示すブロック図である。FIG. 5B is a block diagram showing a specific example of the circuit 15.
同図の１５１は周波数ｆの電圧指令に対・して５Ｎｆの
周波数を持つパルスを発生する、いわゆるＰＬＬ （フ
ェーズロックドループ）回路である。１５２はＮ分周の
カウンタ、１５３は正弦１５４は乗算形Ｄ／Ａ変換器で
ある。また、・１５６ａは全波整流回路、１５６ｂは一
次フィルタであり、両者をカスケードに接続することに
よって、電圧指令の振幅を検出する検出回路１５６を形
成する。また、１５５は減衰器である。Reference numeral 151 in the figure is a so-called PLL (phase locked loop) circuit that generates a pulse having a frequency of 5Nf in response to a voltage command of frequency f. 152 is a N-divided counter, 153 is a sine 154 is a multiplication type D/A converter. Further, 156a is a full-wave rectifier circuit, 156b is a primary filter, and by connecting both in cascade, a detection circuit 156 for detecting the amplitude of the voltage command is formed. Further, 155 is an attenuator.
以下に、簡単にその動作を説明す名。ＰＬＬ回路１５１
には周波数ｆの基本波電圧指令ｖ１ が入力され、周波
数３Ｎｆのパルスを出力する。このパルスはＮ分周カウ
ンタ１５２のクロックとして用いられ、ＲＯＭ１５３か
らは周波数３ｆの正弦波データが出力され、Ｄ／Ａ変換
器１５４を通してアナログ正弦波信号に変換される。一
方、電圧指令の振幅を１５６により検出して乗算形］）
／Ａ変換器１５４から出力される正弦波信号の振幅を制
御する。Ｄ／Ａ変換器１５４の出力は減衰器１５５によ
って所定数分の１、例えば１／６にアッテネートされる
。以上から、３倍調波の電圧指令ｖ３が形成されるので
、とれを基本波電圧指令ｖ１と加算器にて加算すること
により、電圧利用率の高い制御信号とすることが可能と
なる。Below is a name that briefly explains its operation. PLL circuit 151
A fundamental wave voltage command v1 of frequency f is inputted to , and a pulse of frequency 3Nf is outputted. This pulse is used as a clock for the N-divided counter 152, and the ROM 153 outputs sine wave data with a frequency of 3f, which is converted into an analog sine wave signal through the D/A converter 154. On the other hand, the amplitude of the voltage command is detected by 156 and multiplied])
The amplitude of the sine wave signal output from the /A converter 154 is controlled. The output of the D/A converter 154 is attenuated by a predetermined number, for example, 1/6, by an attenuator 155. From the above, since the third harmonic voltage command v3 is formed, by adding the deviation to the fundamental wave voltage command v1 using an adder, it is possible to obtain a control signal with a high voltage utilization rate.
しかしながら、電圧指令は調節器の調節結果として出力
されるので、直接３倍調波との位相関係を制御すること
ができない。このため、第５Ｂ図の如ｌＰＬＬ回路が必
要となり、その結果、構成が複雑でコスト高になると云
う問題がある。However, since the voltage command is output as a result of adjustment by the regulator, it is not possible to directly control the phase relationship with the third harmonic. For this reason, a PLL circuit as shown in FIG. 5B is required, resulting in a problem that the configuration is complicated and the cost is high.
したがって、この発明は比較的簡単な構成で、しかも低
コストの制御装置を提供することを目的とする。Therefore, an object of the present invention is to provide a control device with a relatively simple configuration and low cost.
正弦波の磁束設定信号を３分周して磁束指令値を発生す
る磁束指令形成手段と、この磁束設定信号を所定の角度
だけ移相する移相器と、との移相器の出力信号と磁束調
節器の出力信号の振幅を表わす信号とを乗算する乗算器
と、この乗算結果を係数倍して磁束調節器の出力信号と
加算する加算器とを設け、この加算器出力をキャリア信
号と比較してＰＷＭ信号を得、これにもとづき制御を行
なう。a magnetic flux command forming means that generates a magnetic flux command value by dividing a sinusoidal magnetic flux setting signal by three; and a phase shifter that shifts the phase of this magnetic flux setting signal by a predetermined angle. A multiplier that multiplies the output signal of the magnetic flux regulator by a signal representing the amplitude, and an adder that multiplies the multiplication result by a coefficient and adds it to the output signal of the magnetic flux regulator are provided, and the output of this adder is used as a carrier signal. A PWM signal is obtained by comparison, and control is performed based on this.
一般に、磁束制御形ＰＷＭインバータにおいては、磁束
指令の基本波成分φ１ と電圧指令の基本波成分ｖ１
との位相差は９０°となる。磁束指令は既知なので、
第６図かられかるように、基本波磁束指令φ の３倍調
波φ３に対して、基本波電圧指令ｖ１”の３倍調波ｖｌ
は２７０°だけ進んでいることがわかる。したがって、
基本波磁束指令φ１′″から３倍調波の電圧指令ｖ３
を形成して基本波電圧指令ｖ１ に加算することによ
り、電圧利用率を高めることが可能な電圧指令Ｖ ミＹ
１ ＋ Ｖ５ を得ることができる。Generally, in a magnetic flux controlled PWM inverter, the fundamental wave component φ1 of the magnetic flux command and the fundamental wave component v1 of the voltage command
The phase difference with that is 90°. Since the magnetic flux command is known,
As shown in Fig. 6, for the third harmonic φ3 of the fundamental wave magnetic flux command φ, the third harmonic Vl of the fundamental wave voltage command v1''
It can be seen that it has moved by 270°. therefore,
Voltage command v3 of third harmonic from fundamental wave magnetic flux command φ1′″
By forming and adding it to the fundamental wave voltage command v1, it is possible to increase the voltage utilization rate.
1 + V5 can be obtained.
第１図はこの発明の特徴を最も良く表わす主要図である
。同図において、１９は正弦波を３分周する回路、１６
は正弦波信号の位相を２７０°進めるための移相器、１
７は移相器１６の出力と振幅検出回路１５６の出力を乗
算するための乗算器で、その他はすべて第３図および第
５Ｂ図と同じである。FIG. 1 is a main diagram that best represents the features of this invention. In the figure, 19 is a circuit that divides the frequency of a sine wave by 3, and 16
is a phase shifter for advancing the phase of a sine wave signal by 270 degrees, 1
7 is a multiplier for multiplying the output of the phase shifter 16 and the output of the amplitude detection circuit 156, and everything else is the same as in FIGS. 3 and 5B.
すなわち、３倍調波の磁束指令φ３を分周器１９で３分
周して磁束指令φ −φ、 とすると同時に、φ３は移
相器１６により２７０°だけ位相を進ませる。これによ
り、移相器１６の出力は電圧指令の３倍調波ｖ３ と
同位相と々る。そして、移相器１６の出力を第５Ｂ図と
同じ原理で検出した基本波電圧指令Ｖ、の振幅と乗算し
、さらにこれを係数器１８にてＫ（例えば１／６）倍し
て３倍調波の電圧指令ｖ３ を得、このｖ３ とＶ、
を加算して電圧指令Ｖ とする。That is, the third harmonic magnetic flux command φ3 is divided by three by the frequency divider 19 to obtain the magnetic flux command φ−φ, and at the same time, the phase of φ3 is advanced by 270° by the phase shifter 16. As a result, the output of the phase shifter 16 reaches the same phase as the third harmonic wave v3 of the voltage command. Then, the output of the phase shifter 16 is multiplied by the amplitude of the fundamental wave voltage command V detected using the same principle as in FIG. Obtain the harmonic voltage command v3, and this v3 and V,
is added to obtain the voltage command V.
第２図はこの発明の実施例を示す構成図である。 FIG. 2 is a block diagram showing an embodiment of the present invention.
こ〜では第６図および第５Ｂ図との相違点につき主とし
て説明する。Here, the differences from FIG. 6 and FIG. 5B will be mainly explained.
磁束指令φ −φ１ は第３図と同様、ＲＯＭテーブル
参照方式としている（ＲＯＭ１１ａ参照）。The magnetic flux command φ - φ1 is determined by referring to the ROM table as in FIG. 3 (see ROM 11a).
ただし、このときのＶ／Ｆ変換器２１の発振周波数はイ
ンバータ設定周波数ｆに対して３Ｎ倍であり、これを分
周カウンタ２０１により３分周したのち、カウンタ１２
によりＮ分周して得る。３倍調波電圧指令ｖ３ も同
様に、Ｖ／Ｆ変換器２１の発振周波数をカウンタ１５２
によりＮ分周して、ＲＯＭテーブル参照方式としている
（ＲＯＭ２０２参照）。このＲＯＭ２０２は正弦波テー
ブルをｓｉｎ （θ＋２７０°）とする仁とにより、第
１図の移相器１６と同じ役割を、また乗算形Ｄ／λ変換
器１５４により第１図の乗算器１７と同じ役割をそれぞ
れ果すようにしている。なお、ｖｌ とｖ３ の位相
関係は、分局器をシステムリセットすることにより、正
しく設定することができる。つまり、この実施例では鎖
線の枠内２０が第５Ｂ図の符号１５に対応する。両者を
比較すると、第２図では第５Ｂ図に示すＰＬＬ回路が削
除され、Ｎ分周回路が新たに追加された構成になってい
るが、一般にＮ分周回路の方が構成が簡単で低コストで
あることは明白であるので、この発明の如くすることに
よる効果もまた明白である。However, the oscillation frequency of the V/F converter 21 at this time is 3N times the inverter setting frequency f, and after dividing this by 3 by the frequency division counter 201, the oscillation frequency of the V/F converter 21 is
It is obtained by dividing the frequency by N. Similarly, for the third harmonic voltage command v3, the oscillation frequency of the V/F converter 21 is calculated by the counter 152.
The frequency is divided by N and a ROM table reference method is used (see ROM 202). This ROM 202 has the same role as the phase shifter 16 in FIG. 1 by setting the sine wave table to sin (θ+270°), and has the same role as the multiplier 17 in FIG. We are trying to fulfill our respective roles. Note that the phase relationship between vl and v3 can be set correctly by system resetting the branch unit. That is, in this embodiment, the area 20 within the chain line frame corresponds to the reference numeral 15 in FIG. 5B. Comparing the two, in Figure 2 the PLL circuit shown in Figure 5B has been deleted and an N divider circuit has been newly added, but in general, the N divider circuit is simpler in configuration and has a lower cost. Since the cost is obvious, the effects of the invention are also obvious.
この発明によれば、磁束指令から３倍調波の電圧指令を
作るようにしたので、電圧利用率を高めたＰＷＭ制御装
置を比較的簡単な回路構成で、しかも低コストに提供す
ることができる利点がもたらされる。According to this invention, since the third harmonic voltage command is generated from the magnetic flux command, it is possible to provide a PWM control device with a high voltage utilization rate with a relatively simple circuit configuration and at low cost. benefits are provided.
第１図はこの発明の特徴を最も良く表わす主要図、第２
図はこの発明の実施例を示す構成図、第３図は提案済方
式を示す構成図、第４図は電圧利用率改善方法の一例を
説明するための波形図、第５Ａ図は電圧形ＰＷＭインバ
ータ制御装置（１相分）の従来例を示す構成図、第５Ｂ
図は第５Ａ図の３倍調波信号出力回路の具体例を示す構
成図、第６図は磁束指令の６倍調波と電圧指令の３倍調
波との関係を説明するための波形図である。
符号説明
１・・・・・・インバータ主回路、２・・・・・・交流
機、３・・・・・・相電圧検出回路、４（４ａ〜４ｃ）
・・・・・・積分器、５（５ａ〜５ｃ）・・・・・・絶
縁検出器、６（６ａ〜６Ｃ）・・・・・・磁束調節器、
７（７ａ−＝７ｃ）・・・・・・コンパレータ、８（８
ａ〜８Ｃ）・・・・・・ベース駆動回路、９・・・・・
・キャリア発生回路、１０（１０ａ〜１０ ｃ ）。
１５４−−・・−・Ｄ／Ａ変換器、１１（１１ａ〜１１
ｃ）。
１５３．２０２・・・・・・［’ＬＯＭ、１２，１９，
１５２゜２０１・・・・・・分周器、１３，２１・・・
・・・Ｖ／Ｆ変換器、１４・・・・・・周波数設定器、
１５．２０・・・・・・３倍調波信号出力回路、１６・
・・・・・移相器、１７・・・・・・乗算器、１８．１
５５・・・・・・減衰器、１５６・・・・・・振幅検出
回路、１５６ａ・・・・・・全波整流回路、１５６ｂ・
・・・・・−次フィルタ。
代理人 弁理士 並 木 昭 夫
代理人 弁理士 松 崎 清
ネ ｍ
；ご
冨４ｆｊｌＪ
ｆｆ６ 図Figure 1 is the main diagram that best represents the features of this invention;
Fig. 3 is a block diagram showing an embodiment of the present invention, Fig. 3 is a block diagram showing a proposed method, Fig. 4 is a waveform diagram for explaining an example of a method for improving voltage utilization efficiency, and Fig. 5A is a voltage-type PWM Block diagram showing a conventional example of an inverter control device (for one phase), No. 5B
The figure is a configuration diagram showing a specific example of the third harmonic signal output circuit in Figure 5A, and Figure 6 is a waveform diagram for explaining the relationship between the sixth harmonic of the magnetic flux command and the third harmonic of the voltage command. It is. Description of symbols 1... Inverter main circuit, 2... AC machine, 3... Phase voltage detection circuit, 4 (4a to 4c)
...Integrator, 5 (5a to 5c) ... Insulation detector, 6 (6a to 6C) ... Magnetic flux regulator,
7 (7a-=7c)...Comparator, 8 (8
a~8C)...Base drive circuit, 9...
- Carrier generation circuit, 10 (10a to 10c). 154--...D/A converter, 11 (11a-11
c). 153.202...['LOM, 12,19,
152°201... Frequency divider, 13,21...
... V/F converter, 14... Frequency setter,
15.20...Third harmonic signal output circuit, 16.
... Phase shifter, 17 ... Multiplier, 18.1
55... Attenuator, 156... Amplitude detection circuit, 156a... Full wave rectifier circuit, 156b.
...-order filter. Agent Patent Attorney Akio Namiki Agent Patent Attorney Kiyone Matsuzaki m ;Gotomi4fjlJff6 Figure
Claims (1)
し、該積分器出力とその指令値とを調節器にて比較、調
節し、その結果得られる出力信号とキャリア発生回路か
らのキャリア信号とを比較器にて比較することにより、
ＰＷＭ信号を発生する電圧形ＰＷＭインバータ制御装置
において、正弦波の磁束設定信号を３分周して磁束指令
値を発生する磁束指令発生手段と、該磁束設定信号の位
相を所定角度だけ移相する移相器と、該移相器からの出
力信号と前記調節器の出力信号の振幅を表わす信号とを
乗算する乗算器と、該乗算結果を係数倍してこれに該調
節器の出力信号を加算する加算器とを設け、該加算器出
力を前記キャリア信号と比較してＰＷＭ信号を得ること
を特徴とする電圧形ＰＷＭインバータ制御装置。The output voltage of the voltage-type PWM inverter is integrated by an integrator, the integrator output and its command value are compared and adjusted by a regulator, and the resulting output signal is compared with the carrier signal from the carrier generation circuit. By comparing the
In a voltage type PWM inverter control device that generates a PWM signal, a magnetic flux command generation means generates a magnetic flux command value by dividing a sinusoidal magnetic flux setting signal by three, and shifts the phase of the magnetic flux setting signal by a predetermined angle. a phase shifter; a multiplier that multiplies the output signal from the phase shifter by a signal representing the amplitude of the output signal of the regulator; and a multiplier that multiplies the multiplication result by a coefficient and adds the output signal of the regulator to the multiplication result. 1. A voltage source PWM inverter control device, comprising: an adder for adding, and comparing the output of the adder with the carrier signal to obtain a PWM signal.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61068607A JPS62230365A (en) | 1986-03-28 | 1986-03-28 | Voltage type pwm inverter controlling device |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61068607A JPS62230365A (en) | 1986-03-28 | 1986-03-28 | Voltage type pwm inverter controlling device |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62230365A true JPS62230365A (en) | 1987-10-09 |
Family
ID=13378628
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61068607A Pending JPS62230365A (en) | 1986-03-28 | 1986-03-28 | Voltage type pwm inverter controlling device |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS62230365A (en) |
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