JPS62203579A - 二方向モ−タ駆動回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明はモータの制御に関し、特に小形の二方向直流誘
導モータの電子制御装置に関する。

従来の技術 本出願は本出願の優先権主張の基礎をなす対応の米国特
許出願と同日に出願人により出願されたデーピッド　エ
ル・ジャズスウィックとジョンイー・ラヒフの発明によ
る米国特許出願第８３２，２７５号「窓ふきワイパー装
置の速度制御装置」に開示された内容に関係している。

小形の二方向直流誘導モータは広く普及しており、特に
自動車等の様々な用途に使われる。かかる一般的な用途
の−に自動車の窓ないし風防ワイパーを駆動するための
モータがある。かかるモータの制御では比較的耐久性に
富み安価な駆動制御回路を用いてモータを正確にかつ信
頼性をもって制御することが求められる場合が多い。以
下の説明では本発明をワイパーモータへの用途について
説明するが、本発明は仙の負荷を駆動している小形二方
向直流誘導モータについでも適用できる。

自動車の窓に使われる従来のワイパー装置を第１図に示
す。この装置には２速ワイパーモータ１１０と、カム０
１うランスイッチ１１２と、カム動作戻り（パーク）ス
イッチ１１４と、バイポーラトランジスタ及び電子機械
リレーを用いた通常の駆動及び制御電子系１１６と、一
般に１１８で示す多段階高電流ワイパーモードスイッチ
と、ボテンシジメータ　１２０とが含まれる。ポテンシ
ョメータは間欠動作の遅延間隔を調整するのに使われる
。カム動作ランスイッチ１１２にはワイパーモータ　１
１０への電流が流れ、符号１２２で示す−又は複数のワ
イパーが風防面上を掃引動作する。カム動作パークスイ
ッチ１１４は、ワイパーモータ１１０の回転方向を逆転
させるのに使われその結果ワイパー１２２は「下方収納
位置」へ戻される。風防面上におけるワイパー１２２の
前後への掃引動作はワイパー１２２とワイパーモータ１
１０とのリンケージによりなされ、その際モータ１１０
は通常は一方向にのみ回転し、ワイパー１２２を「下方
収納装置」に戻す場合にのみ逆転される。また前後方向
へのワイパー掃引動作の際モータの回転方向が逆転され
るような構成のワイパーリンゲージ及びモータ制御装置
を有するワイパー制御装置も存在する。

より最近になってフロイド他により発明され本出願人に
よって出願された米国特許出願第６６４，８０４号「自
動車アクセサリ−システムの制御回路」に記載のワイパ
ー制御装置が開発された。なおこの米国特許出願はその
後許可された。上記米国特許出願では従来のモータ駆動
回路がやや詳細に説明されている。また上記米国特許出
願は入力スイッチから供給される信号がマイクロコンピ
ュータを使って構成された制御装置と協働して風防ワイ
パーの制御を行なう構成を記載している。マイクロコン
ビ１−夕から出力された制御信号は直列多重化リンク及
びそれぞれの遠隔多重化（ＲＥＭＵＸ）制御装置ないし
スレーブユニットを経て協働するモータ駆動回路へ送ら
れる。

ヴアレンタインに与えられた別の米国特許第４．４５４
，４５４号は「直流モータ用の改良されたＭＯＳＦＥＴ
　　Ｈスイッチ回路」を記載している。この回路はｒＨ
Ｊスイッチないしブリッジ構成に接続された４つのパワ
ーＭＯＳＦＥＴを使用し、この構成により例えば風防ワ
イパーなどを駆動している分数馬力直流モータを二方向
制御する。このモータ回路は二方向制御のため及び／又
はモータ速度制御のためにモータ供給電圧を反転させる
ためにバイポーラトランジスタを使用する回路よりも様
々な点で優れている。事実、パワーＭＯＳＦＥＴをＨブ
リッジ構成にして使うことにより他のスイッチング装置
にまさる利点が得られる。このヴ７レンタインの米国特
許はＨブリッジ構成のパワーＭＯＳＦＥＴを使ってモー
タの回転方向を制御することと速度制御にパルス幅変調
制御信号を使うことを開示している。しかし、この米国
特許ではパワーＭＯＳＦＥＴの制御においてモータの制
動が望ましい場合にモータを制動することができない。

またこの米国特許でモータの一つの端子に共通に接続さ
れているパワーＭＯＳＦＥＴ間の交差導通の可能性を最
小化する対策が十分さなれておらず、またモータの制御
ダイナミックスに関係した回路中の誘導効果及びパワー
ＭＯＳＦＥＴの破壊防止について十分な認識及び対策が
なされていない。

発明が解決しようとする問題点 従って、本発明の主な目的はＨブリッジ構成のパワーＭ
ＯＳＦＥＴを使い制御の効果が最適化されまた駆動回路
の耐破壊特性が最適化された改良されたモータ駆動回路
を提供するにある。

本発明の別の目的は前記の改良されたモータ駆動回路で
あって、二方向制御及び速度調整のためにパルス幅変調
を使ってマイクコンピュータから供給される制御信号に
対して容易に適合できるモータ駆動回路を提供するにあ
る。この目的の中には容易に制動機能を備えることので
きる駆動制御回路を提供することが含まれる。またこの
目的の中には破壊の危険性のあるパワーＭＯＳＦＥＴ間
の交差導通を最小化し、またモータ及びリード線の誘導
的な性質に最適な方法で対処できる駆動制御回路を設け
ることが含まれる。

問題点を解決するための手段 本発明は直流電源に動的に接続された第１及び第２の端
子を有する二方向誘導直流モータにＪ３いて該直流モー
タ端子と直流電源との間に直列に接続される改良された
モータ駆動回路を提供する。

モータ駆動回路はモータ端子を電源に動作的に接続する
際１」ブリッジ構成をなす４つのパワーＭＯＳＦＥＴを
含み、この４つのパワーＭＳＯＦＥＴには第１及び第２
のモータ端子にそれぞれ動作的に接続された第１及び第
２の高電圧側パワーＭＯＳＦＥＴと、第１及び第２のモ
ータ端子にそれぞれ動作的に接続された第１及び第２の
低電圧パワーＭＯＳＦＥＴとが含まれる。駆動回路はざ
らに第１及び第２の入力端子と第１及び第２の中間的ス
イッチング回路とを含む。これらの入力端子には各々２
つの可能な論理状態の一方を有する制御信号が夫々供給
される。第１の中間的スイッチング回路は第１の入力端
子と第１の高電圧側パワーＭＯＳＦＥＴ及び第１の低電
圧側パワーＭＯＳＦＥＴのそれぞれのゲートとの間に動
作的に接続され第１の高電圧側パワーＭＯＳＦＥＴ及び
第１の低電圧側パワーＭＯＳＦＥＴの導通を実質的に相
補的に制御する。第２の中間的スイッチング回路は第２
の入力端子と第２の高電圧パワーＭＯＳＦＥＴ及び第２
の低電圧側パワーＭＯＳＦＥＴのそれぞれのゲートとの
間に動作的に接続され、第２の高電圧側パワーＭＯＳＦ
ＥＴ及び第２の低電圧側パワーＭＯＳＦＥＴの導通を実
質的に相補的に制御する。

第１及び第２の中間的スイッチング回路はそれぞれ第１
及び第２の入力端子とそれぞれの入力端子に対応する側
の高電圧側及び低電圧側パワーＭＯＳＦＥＴ対の一方の
ＭＯＳＦＥＴゲートとの間に直列接続された制御ＭＯＳ
ＦＥＴ対を含む。その際各側６１ＭＯＳＦＥＴ対の一方
はそれぞれの入力端子とそれぞれの高電圧側及び低電圧
側パワーＭＯＳＦＥＴ対の他方のＭＯＳＦＥＴゲートと
の間に接続されている。第１及び第２の中間的スイッヂ
ング回路のそれぞれの制御ＭＯＳＦＥＴは所定の最大し
きい値電圧を有し、またそれぞれのパワーＭＯＳＦＥＴ
は制御ＭＯＳＦＥＴの最大しきい値電圧よりも高い所定
の最小しきい値電圧を有し、これによりそれぞれの高電
圧側及び低電圧側パワーＭＯＳＦＥＴの間の交差導通が
妨げられる。

さらに各々のパワーＭＯＳＦＥＴはそれぞれ固有の入力
容ａを含み、また第１及び第２の中間スイッチング回路
はそれぞれのパワーＭＯＳＦＥＴのゲートに接続された
抵抗器をそれぞれ含みこれらの抵抗器はそれぞれのパワ
ーＭＯＳＦＥＴの入力容量と組合わされてそれぞれのパ
ワーＭ　ＯＳ　Ｆ　ＥＴの対応するターンオフ時定数よ
りも長いターンオン時定数を形成するように選択されて
いる。この結果、それぞれの高電圧例側及び低電圧側パ
ワーＭＯＳＦＥＴの間の交差導通がさらに抑止される。

第１及び第２の入力端子に供給された制御信号は同時に
同じ論理状態をとることもあり、このにうな状態では第
１及び第２の高電圧側パワーＭＯＳＦＥＴ１あるいは第
１及び第２の低電圧側パワーＭＯＳＦＥＴが同時に導通
され、その結果モータの制動作用が得られる。またパル
ス幅変調制御信号を供給される第３の入力端子が設けら
れ、さらにこのパルス幅変調制御信号を第１及び第２の
低電圧側パワーＭＯＳＦＥＴにのみ供給してモータの速
度制御を行なう回路手段が設けられる。通常は第１及び
第２の低電圧側パワーＭＯＳＦＥＴの一方のみが第１及
び第２の入力端子に供給される制御１１信号により導通
され、パルス幅変調制御信号を第１及び第２の低電圧側
パワーＭＯＳＦＥＴに供給する回路が第１及び第２の入
力端子に供給された制御信号により導通されている第１
及び第２の低電圧側パワーＭＯＳＦＥＴの一方のパワー
ＭＯＳＦＥＴの導通を調整するように作用する。

モータの速度制御はモータの誘導的性質を最大限に利用
できるように比較的遅いくりかえし速度を有するパルス
婦女調信号によってなされる。このくりかえし速度は約
５００ヘルツよりも低く、３０〜７５ヘルツの範囲にあ
るのが好ましい。かかる比較的遅いくりかえし速度では
パワーＭＯＳＦＥＴのスイッチング速度を比較的遅くす
ることが可能で、これにより過渡的誘導による有害な効
果が最小化される。パルス幅変調制御信号のデユーティ
−υイクル中の「オフ」部分は少なくとも各パワーＭＯ
ＳＦＥＴ中に内在的に含まれるボディーダイオードが回
復する時間が得られるように十分長くされる。さらに、
所定の振幅よりも大きい過渡電圧が駆動回路に加わるの
を防ぐ過渡電圧保護回路が含まれ、また少なくとも高電
圧側パワーＭＯＳＦＥＴは最小破壊電圧がこの過渡現象
保護振幅の少なくとも２倍になるように選択される。

本発明のモータ駆動回路は他のモータにも使えるが、特
に例えば窓ふきワイパー用モータないし自動車用のモー
タへの使用に適している。

要約すると、本発明は自動車窓ふきワイパー等に使われ
る二方向直流誘導モータの駆動回路を提供する。４つの
パワーＭＯＳＦＥＴがモータ及び電源の間にＨブリッジ
構成をなすように接続される。一対の入力端子に方向制
御論理信号が供給される。それぞれの中間的スイッチン
グ回路が各々の入力端子と同一モータ端子に接続された
高電圧側及び低電圧側パワーＭＯＳＦＥＴとの間に接続
され、これらの２つのパワーＭＯＳＦＥＴを相補的に制
御する。入力端子にはまた制動信号を加えることもでき
る。第３の端子にパルス幅変調制御信号が供給され、こ
のパルス幅変調制御信号は適当な回路を経て低電圧側パ
ワーＭＯＳＦＥＴの適当な−に供給されて速度調整を行
なう。駆動回路部品の値はパワーＭＯＳＦＥＴの間の交
差導通を最小化するようにまたモータ及びリード線の誘
導的性質が許容されるように選択される。

実施例 以下のワイパー制御装置及びその動作の説明において以
下の語は同義であり互換的に使われる：「作用」と「行
程」：「前進／後退」と「前進／戻り」：「内側折返し
位置」と「停止位置」；ｒＦＥＴＪとｒＭＯＳＦＥＴＪ
　：　ｒカム動作ランスイッチ」と「動作カム」；「オ
ン」と「導通」；及び「オフ」と「非導通」である。

第２図は多重化制御装置中にその一部として構成された
本発明によるワイパー制御装置を示す。

多重化制御装置は一般に前記米国特許出願第６６４．８
０４号に詳細に記載された構成と内容とを有する。

要約すると多重化制御装置は中央マイクロコンビ１−タ
１０と、主多重化装置（主ＭＵＸ）１１．！ｌ：、複数
のスレーブ多重化装置（ＲＥＭＵＸ）１２とを含む。中
央マイクロコンピュータ１ｏはＲＯＭ及びＲＡＭによる
メモリ能力を有しデータ及び適当な動作プログラム及び
制御プログラムを記憶する。主ＭＬＪＸ１１１ｔＲＥＭ
ＵＸ１２．！：ｆ７）間でデータをやりとりする。ＲＥ
ＭＵＸｌ　２は入力及び／又は出力インターフェース装
置として作用する。

４線式多重化バス１４により＋５ｖ電圧及び接地電圧が
供給されまたデータライン及びりＬ１ツクラインが提供
される。多重化クロック周波数は例えば２５ｋＨｚであ
る。別々の複数のスイッチ１６゜１７．１８がＲＥＭＵ
Ｘｌ２の−に選択的に入力信号を供給し、ＲＥＭｔＪＸ
１２を介してワイパー装置の様々な機能・動作を指令す
る。すなわら、スイッチ１６は間欠動作クリア及びオフ
を制御し、スイッチ１７は低速度／高速度動作を制御し
、またスイッチ１８は図示してない洗浄モータ及び関連
の洗浄サイクルを制御する。

本発明では−又は複数の、典型的には２つの風防ワイパ
ー２０が風防面１９上を本発明制御装置により制御され
る永久磁石モータ２２により結合リンケージ２４を介し
て駆動される。典型的には入力スイッチ１７がワイパー
モータ２２の動作を開始させる。モータ２２の制御はマ
イクロコンビコータ１０中に記憶されている制御プログ
ラムを介して行なわれ制御信号がＲＥＭＵＸ’１２の−
及びワイパー電力駆動回路２６を介してモータ２２に伝
達される。ワイパー電力駆動回路２６と多重化バス１４
との間のインターフェースとして作用するＲＥＭＵＸＩ
２は論理レベルを有するいくつかの制御信号をその出力
端子から出力する。ＲＥＭＵＸＩ２はまた中央マイクロ
コンピュータ１０からの適当なデータをパルス幅変調（
ＰＷＭ）制御信号に変換して別の出力端子から出力する
。この過程は前記米国特許出願用６６４．８０４号に詳
細に記載されている。またＲＥＭＬＪＸ１２は例えばラ
イン２７上に出力される帰還信号などを入力信号として
供給される。この帰還信号はＲＥＭＵＸＩ２から中央マ
イクロコンピュータ１０へ中継され後で説明するように
使用される。ワイパー駆動回路２６には１２ボルト直流
電源との間に外的な過渡現象に対する保護のための適当
な過渡現象保護回路３０が設けられる。以下説明するワ
イパー動力駆動回路２６の回路要素の一部にはチト−ジ
ボンブ３２が設けられる。従来の設訂のカム動作ランス
イッチ３４がワイパー２０．２０’　のｑＱ位置を示す
信号を出力する。

第２図の風防ワイパー２０．２０’　は共通リンケージ
により結合・駆動される一対のワイパーであるが、本発
明は単一のワイパーにも同様に適用可能である。

単一のワイパーブレードの風防面１９上における行程パ
ターンないし掃引パターンを第３図に示す。通常の掃引
サイクルは前進行程及び戻り行程よりなり、前進行程は
内側折返し点で始まり戻り行程は外側折返し点で始まる
。下方収納位置として示した第３の位置はワイパーを使
用しない場合に見えないように収納するための共通オプ
ションをあられす。

再び第２図を参照するに、電力駆動回路２６はＲＥＭＵ
ＸＩ　２からの＃１制御信号、＃２制御信号及びＰＷＭ
制御信号に応じて１２ボルト電源がらモータ２２への電
力供給を制御する。第２図に示すように、ワイパーモー
タ２２は従来の設計のものでもよく、この場合モータは
一端に設けられた共通（Ｃ）端子とこれから離間して設
けられた低速度（Ｌ）及び高速度（Ｈ）端子とをそれぞ
れ備えたアーマチュアを有し高速度動作及び低速度動作
をする。しかし、本発明では様々なモータ速度を得るの
に一対の端子しか使用する必要がない。

従って低速度端子（Ｌ）は本実施例では使用する必要が
なく、このため第２図では点線で示しである。電力調整
回路２６は＃１制御信号及び＃２制御信号に応じてモー
タ２２の回転方向を決定する。

図示の装置ではモータ２２は通常の運転動作の際は一方
向にのみ回転し、従って痛引折返し機能をＩＩ７ワイパ
ーの面接方向への往復動作を得るには公知の構造のリン
ケージ２４が使われる。モータ２２はワイパー２０．２
０’　を下方停止位置へ動かしたい場合に＃１制御信号
及び＃２制御信号を適当に制御することにより反転され
る。またＰＷＭ　ｆｉｌｌ　１２１１信号はワイパーモ
ータ２２への電力供給を制御してモータの速度を調整す
る。図示した実施例ではＰＷＭ制御信号は二値（論１！
！１直１．Ｏ〉可変デユーティ−Ｅナイクル制御信号で
あり約５０１１７のくりかえし速度を有しデューティー
ザイクルＯ％からデユーティ−サイクル１００％の間で
３２段階で増減される。

第４図は本発明による電力調整回路２６を詳細に示す。

第４図の風防ワイパーモータは第３の端子、すなわち低
速度端子しを含まず、このことを明示するため符号２２
′で示しである。またモータ２２′の２つの端子はモー
タ２２′が第２図のＣ及びＨ端子を備えたモータよりも
大ぎな速度能力を有していることを示すためＣ′及び］
（′で示しである。モータ２２′のこの能力はモータ２
２′が本発明の速度制御特性だけでなくモータ２２の最
大速度能力と同等な速度能力をも要求される場合に必要
になる。

第４図の電力調整回路２６はモータ２２′に直列に接続
されまた１２ポル１−直流電源の両端を結んで接続され
て電流を制御しモータへの電力を制御する−又は複数の
パワーＭＯＳＦＥＴを含む。

最も簡単な構成では単一のパワーＭＯＳＦＥＴがモータ
２２′に直列に接続されその導通周期が速度制御ＰＷＭ
ｉｔ１１１１ＩＩ信号により制御される。一方、もつと
実際的な風防ワイパー装置ではワイパーを下方収納位置
へ戻せるようにモータ２２′の二方向制ｔｌＤ装置が必
要とされる。従って４つのパワーＭＯＳＦＥＴをいわゆ
る「Ｈブリッジ」形に構成しモータに流れる電流を二方
向的に制御するのが好ましい。この４つのパワーＭＯＳ
ＦＥＴを４０ａ。

４０ｂ、４０ｃ及び４０ｄで示すがＭＯＳＦＥＴ４０ａ
及び４０ｂはモータ２２′のＣ端子に接続されＭＯＳＦ
ＥＴ４０ｃ及び４０ｄ１．ｔＨ’端子に接続される。パ
ワーＭＯＳＦＥＴ４０ａ　〜４０ｄはインターナショナ
ルレフディファイア−社のＺ３０系素子などのＮチャン
ネル素子である。これらは比較的安価でありモータ２２
′′の停動電流を流すことが可能である。第２図に示し
たヂャージボンプ３２は高電圧側のＮヂャンネルパヮー
ＭＯＳＦＥＴ４０ａ及び４０ｃ及びＲＥＭＵＸＩ　２中
の伯の同様な装置へ＋１２ボルト電源よりも約１０ボル
ト高いポンプ電圧■ポンプを供給する。

パワーＭＯＳＦＥＴ４０ａ及び４０ｄの導通によりモー
タ２２′を通るーの方向への電流路が形成されモータが
−の方向へ回転される。またパワーＭＯＳＦＥＴ４０ｃ
及び４０ｂの導通により逆方向の電流路が形成されモー
タが逆方向へ回転される。

さらに、第４図に示すように２つの制御ＭＯＳＦＥＴ４
２及び４４が＃１制御信号入ツノとパワーＦＥＴ４０ａ
のゲートとの間に直列に動作的に接続され＃１制御信号
の論理値が１の場合にこのパワーＦＥＴ４０ａをオンに
する。また＃２制御信号の入力とパワーＦ　Ｅ　’Ｔ　
４０　ｃとの間には２つの同様な制御ＦＥＴ４６及び４
８が直列に動作的に接続され、＃２制御信号の論理値が
１の場合にこのパワーＦＥＴ４０ｃをオンにする。逆に
、＃１制御信号あるいは＃２制御信号が論理ＧｉＯにな
るとそれぞれのパワーＦＥＴは「オフ」になる。入力さ
れる＃１制御信号あるいは＃２制御信号の論理値が１で
ある場合それぞれの高電圧側パワーＦＥＴ４０ａあるい
は４０ｃがオンになるばかりでなくこれらの制御信号は
協働する低電圧側パワーＦＥＴ４０ｂあるいは４０ｄに
もそれぞれ動作的に接続されているためこれらを対応し
てオフにする作用も果す。従って＃１制御信号あるいは
＃２制御信号の一方の論理値が１であり他方の論理値が
Ｏである場合モータ２２′に直列に接続されている一対
のパワーＦＥＴ、例えば４０ｂと４０ｃとがオンにされ
る。この論理信号パターンが逆転されると伯のパワーＦ
ＥＴ対を介した逆方向の導通が生じる。＃１制御信号あ
るいは＃２制御信号の状態により低電圧側パワーＦＥＴ
４０ｂ、４０ｄの一方がオンになっている状態でもそれ
ぞれのパワーＦＥＴ４０ｂ及び４０ｄのゲートには別の
制ｔｔｌ１ＭＯＳＦＥＴ５０及びダイオード５２ｂ及び
５２ｄを介してＰＷＭ制御信号が供給されており、導通
しているパワーＦＥＴがＰ　Ｗ　Ｍ　１ＩＩＩ　ＩＩＩ
信号のデユーティ−サイクルに対応して交互にオン／オ
フされている。また非導通状態にある低電圧側パワーＦ
ＥＴがＰ　Ｗ　Ｍ　ｉ、ＩＪ　ＩＩＩ信号によってオン
にされるのを防ぐためダイオード５４ｂ及び５４ｄが挿
入され、これらのダイオードはモータの同一端子に接続
された２つのパワーＦＥＴを結ぶ短絡を防止する。

一般に望ましくない電圧の過渡的変化を誘起する大きな
電流変化率が生じるのを抑止ないし阻止するためパワー
ＦＥＴ及びモータ２２′の導通状態はゆっくりと変化す
るのが望ましい。第４Ａ図は電力供給ライン、ワイパー
電力駆動回路２６、及びワイパーモータ２２′と機能的
な等価な回路図を示す。バッテリーＢＡＴＴが定格１２
ボルトの電圧を供給する。バッテリーの正端子から電力
駆動回路２６への供給ラインには集中抵抗Ｒ供給と集中
インダクタンス’供給とが含まれる。同様に、雷ノＪ駆
動回路２６からバッテリーの負端子へ到る帰線ラインに
は集中抵抗Ｒ１，，１線と集中インダクタンスし帰線と
が含まれる。パワーＭＯＳＦＥＴ４０ａへ４０６の各々
は単純な機械スイッチの開閉で表現され、通常この形の
パワーＭＯＳＦＥＴに付随するリバースボディーダイオ
ードを含む。

説明の都合上モータを通る導通路は導通している高電圧
側パワーＦＥＴ４０ｃとＰＷＭ制御されている低電圧側
パワーＦＥＴ４０ｂを介して形成されているものとする
。従ってパワーＦＥＴ４０ａ及び４０ｄは非導通である
と仮定する。ざらにＲ［及びＲｓ線における電圧降下は
無視する。ＭＯＳＦＥＴ４０ｂが開成ないし非導通にな
ると２つの事象が生じる。その−はバッテリーからの電
流ＩＦがパワーＭＯＳＦＥＴのスイッチング速度に比例
したｄｌＦ／ｄＴの速度でゼロに近づくことである。Ｐ
ＷＭの速度が比較的低いとパワーＭＯＳＦＥＴのスイッ
チング速度ら低くすることが可能で、従って（ｊｌｐ／
ｄＴの値も低くできる。

ざらにＰＷＭ制御信号の１周１１を３２の部分に細分割
することにより様々なパワーＦ　Ｅ　Ｔのスイッチング
時間を速めることなく必要な速瓜制御を得ることが可能
になる。インダクタンスＬ供１９及びし帰線の両端には
次の電圧が現われる：ＶＬ　　　　”−Ｌ　　　　ｌｄ
ｌ／ｄｔｌ供給　　　供給 ＶＬ　　　　＝−Ｌ　　　　ｌｄｌ／ｄｔｌ帰線　　　
帰線 これにより駆動回路２６に加わる電圧は〔バッテリー電
圧十Ｌ　　　ｌｄｌ／ｄｔｌ＋１−帰線供給 ｌ　ｄ　ｒ／ｄ　ｔ　ｌ　）となる。しかしこの電圧は
特に大きくなる場合好ましくない。これは本駆動回路の
部品及び他のｌ！１随する電子回路の部品が破壊されて
しまうためである。供給ライン及び帰線ラインのインダ
クタンスを除くことは不可能であるためパワーＭＯＳＦ
ＥＴのスイッチング速度を一１分に下げて誘導電圧によ
る過渡効果を最小化することが望ましい。

その二はワイパーモータ２２′もまた誘導性であるため
電流が流れる際相当のエネルギーを蓄えることである。

そこでＭＯＳＦＥＴ４０ｂが開かれるとモータからパワ
ーＭＯＳＦＥＴ４０ａ及び４０ｂに加わる電圧は次式に
従ってＴＲする。

ＶＬモモ−−（Ｌハーネスビ１Ｌモータ１−Ｌ７、−ネ
ス２）ｄｌ／ｄｔ＋ にω−（ＬＨＩ　　＋ＬＭ＋Ｌｌ−１２）ｌｄｌ／ｄｔ
ｌ＋にω この電圧はパワーＭＯＳＦＥＴ４０ａに附随するリバー
スボディーダイオードが順方向に導通を始めるまで上昇
し続ける。導通が生じると電流ＩＭは誘導エネルギーが
モータ負荷として散逸してしまうまで図示した如くモー
タ２２′及びパワーＭＯＳＦＥＴ４０ａ及び４０Ｇを通
って循環して流れる。パワーＦＥＴ４０ａのボディーダ
イオードが導通している場合ＦＥＴ４０ａは■（ｌｔ給
の値がパワーＦＥＴ４０ａ、４０ｂ及ヒモータ２２′の
接続点の電位を超えてＴＲすると二次破壊及び１／２■
定格での破壊を被ることがある。上記のことを考慮して
本発明回路の設計はモータの誘導エネルギーが散逸して
しまうまで低電圧側パワーＦＥＴ４０ｂがオンに戻るこ
とがないようになっており、二次破壊及びこれにより生
じる加熱及び電流の「ホギング」が回避される。さらに
パワーＦＥＴの定格はＶ供給とＶ帰線の間に生じる電圧
の少なくとも２倍に選択されている。これはパワーＦＥ
Ｔ４０ａのボディーダイオードが導通している際に■供
給電圧値が例えば外的な過渡現象によって急増したよう
な場合パワーＦＥＴの破壊が定格破壊の１／２で生じる
事実を考慮しているためである。従ってパワーＦＥＴの
定格は過渡現象に対する保護のため定格の２倍に選択さ
れる。このように、パワーＦＥＴが相補的なオン／オフ
状態にスイッチングされるに先立ち誘導エネルギーが発
電エネルギーとは対照的に完全に散逸できるのが用型で
ある。この誘導性エネルギーはモータ２２′が制動され
る場合でもあるいはＰＷＭによる速度制御を受けている
場合でもあるいは発電あるいは惰力走行している場合で
も散逸させてしまわなければならない。ＰＷＭを使った
速度制御は各デユーティ−サイクルのオフ部分において
モータが制動を受けるかわりに発電を行なうことかで・
きればより効率的になる。またモータ２２′及び駆動回
路２６の両者において散逸するエネルギーは速度制御の
際制動をかけるよりも惰力走行さぼることにより最小化
できる。これは制動によっては誘導エネルギーの循環が
不可能であり、また制動の結果運動しているモータ要素
の運動エネルギーが涸渇してしまうからである。しかし
、制動は例えば間欠動作を行なう場合あるいは運動を終
了さぼる場合にモータ２２′を正確な位置で迅速に停止
さけるのが望ましい場合に必要で従ってかかる場合に備
えて設けられる。制動作用は同じ論理値の＃１制御信号
入力及び＃２制御信号入力を加えて高電圧側のパワーＭ
ＯＳＦＥＴ４０ａ及び４０ｃあるいは低電圧側のパワー
ＭＯＳＦＥＴ４０ｂ及び４０ｄを導通させモータ２２′
の両端を短絡させることにより得られる。

以上説明した理由により、くりかえし速度の比較的遅い
Ｐ　Ｗ　Ｍ　ＩＩＩ　ｍ　＠号を形成するのが望ましい
ことが見出された。約５００ＨＺより低く好ましくは３
０〜７５Ｈｚの範囲にあるくりかえし速度を有するＰＷ
Ｍ制御信号の方がそれより著しく高いくりかえし速度の
ＰＷＭ制御信号よりはるかに制御が容易である。ＰＷＭ
制御信号のくりかえし速度が上記の好ましい範囲を超え
るとスイッチング損失を無視すれば効率は同じままであ
るが制御の容易さは低下する。これは永久磁石モータ２
２′の誘導的な性質に起因する。典型的には本発明で使
用するＨブリッジ非制動く惰性運動）Ｉ成のワイパーモ
ータは１〜２ミリ秒の範囲の誘導エネルギ一時定数を有
する。各ＰＷＭ制御信号周期のうちの２〜４ミリ秒間は
このインダクタンスに対処ないし対抗するのに専用され
る。くりかえし速度が５０ヘルツのＰＷＭ制御信号では
この誘導時定数はＰＷＭ周期の約１０パーセントにしか
ならず、従って残りの９０％の周期がモータの制御に使
える。一方ＰＷＭ＜つかえし速度が実質的により高い場
合はその周期のうちインダクタンスに対抗するためでは
なくモータの制御に使用できる部分の割合は減少する。

この制御容易性の変化は相当に非線形である。一定の掃
引速度と一定の供給電圧を維持する場合くりかえし速度
が５０ヘルツで「オン」状態のデユーティ−サイクルが
５８％のＰＷＭ制御信号はくりかえし速度が５００ヘル
ツで「オン」状態のデユーティ−サイクルが８２％のＰ
ＷＭ制御信号に対応する。ＰＷＭ＜つかえし速度が５０
０ヘルツを超えるとモータ電流Ｉ閂は「オフ」部分でも
実際にゼロまで下ることがなく誘導時定数を有する鋸歯
波形が形成される。このように、比較的速いくりかえし
速度で動作されている装置ではモータに蓄えられた運動
エネルギーはＰＷＭデユーティ−サイクル周期の「オフ
」部分では使用されない。換言すれば、本発明で好まし
い比較的低いＰＷＭ＜りかえし速度では所定の速度を「
オン」デユーティ−サイクル１４間の割合が小さいＰＷ
Ｍ信号を用いて得ることができる。その結果、デユーテ
ィ−サイクルの「オン１部分の１１１１間ないし割合を
調整する自由度が増大し、従って制御可能範囲が増大す
る。モータ２２′の運動エネルギーは散逸するのに何面
ミリ秒もかかりＰＷＭデユーティ−サイクルの「オフ」
部分においてモータの運動を維持するのに使える。ＰＷ
Ｍ周１ｊの「オン」部分の間に供給される電流及びモー
タ電流は実質的により高いＰＷＭ＜りかえし速度の場合
よりも大きくなる。本発明の回路を使用した通常の「低
」ワイパー速度で動作している典型的な装置の運ＩＪＪ
エネルギー散逸率は数百ミリ秒で、従って３０ヘルツの
如き低パルス幅変調速度のＰＷＭ信号でも実質的な「不
連続」効果を生じることなく使用することができる。こ
のＰＷＭ＜りかえし速度での動作は音響学的にも従来の
装置の「低」速度での動作と略同じであることがわかる
。

モータ２２′の同じ端子に接続されている高電圧側及び
低電圧側ＭＯＳＦＥＴ間の交差導通を防ぐためには注意
が必要である。両者が同時に導通すると非常に大きな電
流がこれらのＭＯＳＦＥＴを通って流れその結果誘導的
なライン電圧の過渡的変化を引起す。この問題は主とし
て＃１制御信号及び＃２制御信号の論理状態のスイッチ
ングにＩＩＩ連して生じる。制御ＦＥＴ４２．４４．４
６及び４８を正しく選択すればかかる交差導通は除去で
きる。特に制＠ＦＥＴの最大しきいＩｃ　電圧がパワー
ＦＥＴの最小しきい値電圧よりも低い場合、モータ端子
に接続されている導通状態のパワーＦＥＴは同じモータ
端子に接続されている。非導通のパワーＦＥＴが「オン
］になるよりも前に「オフ」になる。

例えば＃２制御信号が論理値０（０ボルト）から論理値
１　（５Ｖ）の変位したと仮定する。すると制ｔ！１Ｆ
ＥＴ４６がオンになり制御ＦＥＴ４８のゲート電圧及び
パワーＦ　Ｅ　Ｔ　４０　ｄのゲート電圧が減少する。

パワーＦＥＴ４０ｄの最小１°オンｊしきい値は制御Ｘ
ｌＦＥＴ４８の最大「オン］しぎい値より大きいためパ
ワーＦＥＴ４０ｄは制御ＦＥＴ４’８が「オフ」になる
にりも先に「オフ」になる。パワーＦＴ４０Ｇは制御Ｆ
ＥＴ４８がしオフ」になるまで「オン」になれない。こ
のように、パワーＦＥＴ４０ｃ及び４０ｄの「オン」状
態が重なることはない。＃　２１＋＋ｌ　（ｌ信号が次
いで論１甲匝０に変化したと仮定する。すると制ｔｉｎ
　Ｆ　Ｅ、　Ｔ　４６がオフになり制ｔｌｌＦＥＴ４８
及びパワーＦＥＴ４０ｄのゲート電圧が上置する。制御
ＥＦＥＴ４８の最大「オン」しきい値はパワーＦＥＴ４
０ｄの最小「オンコしきい値よりも低いため制御ＦＥＴ
４８はパワーＦＥＴ４０ｄが「オン］になるよりも前に
オンになる。パワーＦＥＴ４０ｃは制御１１　Ｆ　Ｅ　
Ｔ４Ｂが「オン」になると「オフ」になる。従ってパワ
ーＦＥＴ４０ｄと４０ＣのＦオン］状態が重なることは
ない。

また、抵抗器Ｒ３〜Ｒ＋ｏがパワーＭ　ＯＳ　Ｆ　Ｅ　
−Ｔ’４０８〜４０ｄのスイッチング時間を制御する。

これはこれらのＦＥＴのスイッチング速度が基本的には
グー１〜電圧充電時間の関数だからである。

パワーＦＥＴ４０ｃの「ターンオン４時間は時定数（Ｒ
４＋Ｒｓ　）＊Ｃ＋　Ｎを有する。ただし、ここでＣＩ
ＮはパワーＦＥＴ４０ｃの入力容量である。パワーＦＥ
Ｔ４０ｃは「ターンオフ４時定数（Ｒ６）＊ＣＩＮを有
する。従って、「ターンオフ」時間は「ターンオフ」時
間よりも遅く、これにより交差導通が確実に防止される
。抵抗器Ｒ５及びＲ６は抵抗器Ｒ９及びＲ１０の抵抗値
とは変えられている。これは部分的には■ポンプの電圧
値が通常の１２ボルト電圧源の供給電圧より大きいこと
に起因する。これらの抵抗値が同じだとパワーＦＥＴの
充電速度が不平等になる。

本実施例では制御ＦＥＴはＶＮ１００４であり、抵抗器
Ｒ１及びＲ２は＋１２Ｖ電源と制御ＦＥＴ４２及び４６
のそれぞれのドレインとを接続する２００キロオーム抵
抗器であり、抵抗器Ｒ３及びＲ，＋ハＶ　　　　と制御
ＦＥＴ４４及び４８のそれポンプ ぞれのドレインとを接続する２００キロオーム抵抗器で
あり；抵抗器Ｒ５及びＲ６はそれぞれ制ｔｌｌＦＥＴ４
４及び７１８のドレインとパワーＦＥＴ４０ａ及び４０
ｂのゲートとを接続する５１ギロオーム抵抗器であり：
抵抗器Ｒ７及びＲ８は＋１２Ｖ電源とダイオード５４ｂ
及び５４ｄのそれぞれのアノードとを接続する２００キ
ロオーム抵抗器であり：抵抗器Ｒ９及びＲＩＧはそれぞ
れダイオード５４ｂ及σ５４ｄのアノードとパワーＦＥ
Ｔ４０ｂ及び４０ｄのゲートを接続する２２キ［１オー
ｌ＼抵抗器である。

ランカム３４には１２ボルト信号がライン６０を介して
供給される。ランカム３４はリード線６２を介して論理
値１の信号を回路２６に供給し第１の制御ＦＥＴ４２を
制御する。これにより装置ソフトウェアより＃１制御信
号人力に供給される対応した論理信号に対して信号の追
加がなされるのが典型的である。４．５ボルトツ１ナー
ダイオードが適当な信号レベルを維持する。この信号は
必要に応じてダイオード６６を介してＦＥＴ４２へ供給
され間欠動作を生じる。またランカム３４からの論理信
号はリード線２７を介してＲＥ　Ｍ　ＵＸ１２へ供給さ
れ、ＲＥＭＵＸ１２は基準位置信号を出力し、この基準
位置信号はマイクロコンピュータ１０に帰還される。

ワイパー装置がワイパー２０の「下方収納」機能を有し
ている場合は適当なカムスイッヂ信号及び帰還信号が出
力される。これを一般に破線ブロック７０の「下方収納
カム帰還コブロックで示す。

この回路７０は運転カム３４と協働する回路と類似して
いるが、「下方収納位置」信号を別のカムスイッチを介
して公知の方法で出力する点が相異している。回路７０
は＃２制御入力に接続されており、またＲＥＭＵＸ１２
に帰還信号をも出力する。

以下第３図及び第５Ａ〜５０図、第６図、第７゜７Ａ及
び７Ｂ図を参照しながら本発明のワイパーモータ速度制
御機能について説明する。モータ２２′のアーマチュア
が最大調整速度を約２５％超過したモータ速度信号を出
力できるならば本発明によりワイパー２０の動作を所定
の制御されたー又は複数の速度プロファイルが維持され
るように制御することができる。標準的なワイパーモー
タ２２を使いまたその高速度端子を使用している第２図
の実施例では最大制御速度はモータの高い方の定格速度
よりも低くなければならない。便宜上、本ワイパー制御
装置におけるワイパーの制御速度はモータ２２の「低い
方」の定格速度よりもある程度は大きいが「高い方」の
定格速度よりは低い速度に対応するものとする。この限
定はもちろんより高速度のモータ２２′を選択すれば回
避できる。

本発明の基本的プロファイルとして連続的にくりかえさ
れる掃引サイクルを通じてワイパー行程速度が一定に制
御されまたワイパーの折返しないし反転位置近傍におい
て加速や減速制御のなされない単一のプロファイルを得
ることも可能である。

しかし、ワイパーは機械系及びブレードに加わるひずみ
を減らすため折返し位置近傍で徐々に減速や加速される
のが有利であると考えられる。本発明回路は様々な速度
プロファイルを容易に提供することができ、その−の例
では角度にして帰引合程の６０〜８０％を占める中央部
分を実質的に一定速度で掃引し残りの掃引行程部分では
加速／減速を行なう速度プロファイルが可能である。

第５Ａ図はワイパーが初めの［下方収納Ｊ（Ｄ・Ｐ）モ
ードから次の運転モードへ移る際のタイミング図を示す
。以下の説明では運転モードにおける動作を主に説明す
る。第５Ｂ図は制御装置回路へ帰還されるカム動作ラン
スイッチ３４の出力論理信号の波形を示す。ここでも本
発明の目的に関連して主として説明を掃引サイクル中の
特別な基準車Φを示す波形の変化について行なう。特に
論理値１から論理値０への変化が掃引サイクルの内側折
返し点で生じ、これが好都合な基準車♀となる。第５Ｃ
図は前記基本制御モードのタイミング図を示すが、この
場合実質的に一定に調整されたワイパー速度が前進行程
及び後退行程の間中維持される。かかる調整は一連のサ
イクルとサイクルの間で必要に応じてなされる。

第６図は第５Ｃ図と似ているがモータ及びワイパーの加
速（Ａ）と減速（Ｄ）が折返し点の近傍でなされる構成
になっている。この図は時１？！Ｉ軸に対して描かれて
おり変位（角度）軸に対して描かれているのではないこ
とに注意が必要である。通常、以降の掃引サイクル期間
中保持したい特定の掃引サイクル周期の指定ないし特定
は速度を調整することによってなされ、この速度調整は
ＰＷＭ制御信号の必要に応じたデユーティ−サイクルの
調整により得られる。所望の掃引サイクル周期があらか
じめ指定された場合これに対応するＰＷＭ信号のデユー
ティ−サイクルモータ及びワイパー速度がその周期に合
致するようにに１綽であるいは経験的に求められる。次
いでこのＰ　Ｗ　Ｍ　ＩＩＩ　ｍ信号は定格値としてマ
イクロコンピュータ１０中にロードされ、後稈動作ブロ
フ？イル及び／又は加速／減速プロファイルにより調整
される。第６図のタイミング図は加速及び減速期間中の
実際の速度変化まではあられしていないがこの速度変化
はワイパー装置の実際の構成上の容易さ及び／又は力学
的な事情により直線的であっても非直線的であってもよ
い。

第７図は速度制御を行なうための主ルーチンのフローチ
ャートを示す。このルーチンを実行するためのプログラ
ムはマイクロコンピュータ１０中に自動車の様々な電気
的ｍ能の多重化制御に関する全体的な制御プログラムの
一部として記憶される。プログラムはこのルーチンに質
問［ワイパー帰還オン？」を行なうステップ２００にお
いて入る。

この質問はカム動作運転スイッチ３４からの論理信号に
関係しておりその論理値がＯならば「ノー」であり論理
値が１ならば「イエス」である。論理値１は論理値Ｏに
先行するため「イエス」はステップ２０２により「帰還
路オン」フラグをセットする作用をなり。一方、論理値
がＯで質問に対する回答が「ノー」である場合ステップ
２０４で「帰還オン」フラグがセットされているか否か
が判定される。「帰還オン」フラグがセットされている
場合「ノー」は基準変化信号の発生をあられしその時点
より掃引サイクルの時間測定を開始させる。

次のステップ２０６で「掃引時間＝帰還時間埴」が実行
される。帰還タイマーはマイクロコンピュータ１０中に
構成され、最初に時間測定されるサイクルに続いて丁度
完了したばかりのつぎの作用サイクルの実際の期間をあ
られすカウント数が蓄積されている。次いでステップ２
０８で実際の「掃引時間」が記憶されている「８望時間
」から算術的に減算され「５時間」が求められる。この
「５時間」差は大きさ及び符号をあられず。「希望時間
」はメモリ中に記憶されている通常は永久的な値であり
、望ましい平均速度ないしサイクル周期をあられす。例
えば「希望時間」は従来の「低」ワイパー速度に対応す
る１、４秒であってもよい。明らかに、他の「希望時間
」を装置中にあらかじめ記憶させることも、あるいは様
々な選択可能４に速度を提供することも可能である。

「５時間」が求まるとステップ２１０で「５時間」の絶
対値がいくつかの最大許容時間誤差より小ざいか否かが
判定され、ルーチンは次いでステップ２１４、　２１６
及び２１８にジャンプする。一方、「５時間」が許容限
界を超過するとルーチンはステップ２１２へ進み、ＰＷ
Ｍ制御信号のデューティーザイクルを先のＰＷＭデュー
ティーリ゛イクルを「Δ時間」／「最大時間誤差」であ
られされる岳だけ変化させることにより調整する。「最
大許容時間誤差」埴はＰＣＭのデユーティ−サイクルを
調整する際使われる最小増減単位に対応するように選択
される。さらに、例えば７５％デューティーリ′イクル
についての値２／Ｉ／３２などのように所定の定格デユ
ーティ−サイクル値を仮定すると、またデューティーナ
イクルが特定のワイパー速度、より正確にはワイパー作
用周期をあられしていると仮定すると、定格値前後での
デユーティ−サイクルの各増減単位は特にステップ数が
比較的少ない場合速度ないし周期を先の値の約１／２４
だけ変化させる。

ルーチンは以前のｒＰＷＭ速度」を保持したままあるい
はそれを調整して新たなＰＷＭ速度を形成した後ステッ
プ２１４へ移り「帰還オン」フラグをリセツ１〜する；
次いでステップ２１６で「帰還タイマー」がリセットさ
れる二またさらにステップ２１８で「帰還タイマー」が
始動される。これらのステップは速いシーケンスで生じ
、新たなワイパーサイクルの開始の際望ましい期間を１
ｑるべく制御装置を調整する。最初のワイパーサイクル
は始動する際所定のあらかじめ記憶されているＰＷＭデ
ユーティ−サイクルを使用する。また、この最初のサイ
クルの際あるいは次の勺イクルの開始時に最初の基準信
号が得られ、これに基いて期間が測定される。−の１１
間が経過した後、その期間及び以降の期間について「５
時間」の評価が可能になる。実際には始動時には「５時
間」を求めないが帰還タイマーを始動さ往て最初の掃引
ザイクルの終りに「掃引時間」値を得る別の１サイクル
始動にルーチンを設けるのが適当である。

第７図の次のステップはステップ３００である。

このステップ３００はステップ２１４で「帰還オン」フ
ラグがリセットされている場合ステップ２０４から直接
に到達される。ステップ３００は第７Ａ図に示ず「前進
／戻り」制御ルーチンをコールする。

このルーチンが完了すると動作はステップ４００に移り
第７Ｂ図に示す「加速／減速」ルーチンがコールされる
。

第７Ａ図の「前進／戻り」ルーチンは［ワイパ一時間」
が「−８望値」／２より大であるか否かを最初のステッ
プ３１０で判定する。この「ワイパ一時間」は掃引サイ
クルが始まって以降の実際の時間のランニングカウント
数をあられず。最初のこの判定結果は「ノー」でありル
ーチンはステップ３１２に移って適当な「前進」掃引速
度に対応するｒＰＷＭ速度」すなわらデューティーリイ
クルが決定される。ステップ３１４は「館進」フラグを
セットし「戻り」フラグをリセットする。ステップ３１
０でワイパー行程の外側折返し点で通常生ずるように「
釦用時間」が「希望時間」の１／２を超過していること
が判定されたならばルーチンはステップ３１６に移り適
当な折返し掃引速度に対応したｒＰＷＭ速度］すなわち
デユーティ−サイクルを設定する。ステップ３１８は「
戻り」フラグを設定し「前進」フラグをリセットする。

自然な状態の前進及び戻り行程の期間の比率がＶ［容し
得るものである場合はステップ３００及びステップ３１
０〜３１８は省略してもよい。しかし、例え・ば前進行
程が戻り後程よりも１０％遅くしかもワイパーが前進及
び戻り行程で同一速度で動作するのが望ましく従ってこ
の自然の比率が許容できないものである場合は補正を行
なわなければならない。かかる補正を行なう最も便利な
方法は自然な状態の「前進対戻り」比を求めこれとｒＰ
ＷＭ速度」を乗じて前進ＰＷＭ速度の値を得ることであ
る。逆にｒＰＷＭ速度」を逆数にして乗じることにより
あるいは「戻り対前進」比により戻りＰＷＭ速度の値が
１７られる。

第７Ｂ図を参照するに、「加速／減速」ルーチンの最初
のステップ４１０は「半掃引」として示す時間値を決定
する。この「半掃引」は丁咲完了したばかりの掃引サイ
クルについて測定された「（１ｉ引時間」の半分をあら
れす。従って、「半揺引」の時間値はワイパーが前進行
程の終りに「外側折返し点」に達する時間と一致しなけ
ればならない。

そこでステップ４１２で「帰還タイマーはΔ（加速）時
間より小か」が判定される。この［Ａ時間、１は前進行
程の開始点から測定された所定の加速期間の長さである
。帰還タイマーがまだ「Ａ時間」より小である場合、ル
ーチンはステップ４１４へ分岐し「Ｒ後のモータ変化以
降Ｊ　　ｒＸ時間」が経過しているか否かが判定される
。「Ｘ時間」が経過してしまっている場合ルーチンはス
テップ４１６へ移りＰＷＭ制御デユーティ−サイクルを
１加速表」中にあらかじめ記憶されているつぎの値ない
し力ラン１−数に設定する。一方「Ｘ時間」が経過して
いない場合は現在のＰ　Ｗ　Ｍ　ＩＩＩ御デユーティ−
サイクル値がｍ持され、ルーチンの始めへの復帰が実行
される。本実施例では「Ｘ時間」の値は１ＰＷＭ　１ｔ
ｉＩＩ　ａｌｌ信号周期ないし２０ミリ秒に対応する。

加速ないし減速期間中、ＰＷＭデユーティ−サイクルは
２０ミリ秒毎に約１０％（すなわち３２力ウント分の３
カウント）ずつ段階的に変化される。

ただし、その際の誤差の大きさはもつとも大きくても小
さくてもよく、またいくつかの「Ｘ時間」期間が経過し
た後は段階的変化は生じず、及び／又は「Ｘ時間」の値
は複数のＰ　Ｗ　Ｍ　ｌｊ制御信号周期に対応してもよ
いことを理解すべきである。

ステップ４１２で帰還時間が「Ａ時間」よりも最甲長く
ない場合ステップ４１８でその時間が「半掃引−Ｄ時間
」より小であるか否かが判定される。

これによりワイパーが外側折返し点の手前でＭ連載に入
ったか否か、が判定される。ワイパーが未だ減速域に時
間的に達していない場合は応答が「イエス」になりルー
チンはステップ４２０へ進みＰＷＭデューティーザイク
ルがｒＰＷＭ前進速度」に設定される。このｒＰＷＭｉ
ｙｉ進速度」は航速掃引行程の主要中央部分に対して定
められたワイパー速度値に対応する。この過程はステッ
プ４１８の応答が「ノー」になって減速域に入ったこと
が示されるまでくりかえされる。ステップ４２２で帰還
タイマの値が「半掃引」より小であるか否かの判定がな
され、その結果が「イエス」であればルーチンはステッ
プ４２４へ進む。このステップ４２４はステップ４１４
と同じである。「Ｘ時間」が経過してしまっている場合
ステップ４２ＧはＰ　Ｗ　Ｍ　ｔｉｌｌ　Ｉデユーティ
−サイクルを所定の１°減速」表中の後続（＋６に設定
する。「Ｘ時間」がまだ経過していない場合は現在のＰ
ＷＭ制御デユーティ−サイクル値が維持され、ルーチン
の開始点へ復帰がなされる。

ステップ４２２において帰還時間が［半掃引］よりも小
さくないと判定された場合はルーチンはステップ４２８
へ進み時間が「単掃引＋Ａ時間」より小であるか否かが
判定される。これによりワイパーの状態が外側折返し点
に引続く加速期間になっているか否かが判定される。結
果が「イエス」であればルーチンはステップ４１４に移
り「加速」ルーチンが実行される。一方結果が１ノー」
であればルーチンはステップ４３０に進み帰還時間が掃
引時間−り時間より小であるか否かが判定される。

結果が「イエス」であればワイパーは後退行程の主要中
央部分で動作していることを意味し、ステップ４３２で
Ｐ　Ｗ　Ｍ　ＩＩＩ　ｔｍデューテイーザサイルがｒＰ
ＷＭ薗進速度」に設定される。一方結果が１ノー」であ
ればワイパー動性が戻り行程の終了に先、立ち減速域に
入っていることを意味し、ルーチンはステップ４２４ヘ
ジヤンプしＣ「減速ルーチン」を実行する。

様々な「中央作用速度」が可能であり同様に様々な加速
及び／又は減速プロファイルが可能である。実際加速プ
ロファイルは減速プロファイルと対称的である必要はな
く、また１）な方の加速／減速プロファイルが戻りの加
速／減速プロファイルと同一である必要もない。唯一必
要なのはプロファイルがあらかじめ十分に確立されてい
てＰＷＭ制御デユーティ−サイクル値の適当な表を確立
できること、加速／減速及び中間行程ルーチンの期間が
１掃引Ｖイクルに対する累算期間を決定する目的であら
かじめ定められていることである。この１棉引サイクル
は「掃引」時間がこれと合致するように制御される「：
８望時間」を確立するために使われる。

ワイパー装置に一連の掃引サイクルと掃引サイクルとの
間にｆｉｔ留ないし見かけ上の滞留が存在する間欠動作
機能を含ませる場合には前記°米国特許出願第６６４，
８０４号に記載の如くスイッチ４１６を所望の期間「ｎ
留」させることによりかかる遅延期間を選択してマイク
ロコンピュータに入力することができる。この滞留期間
は次いで先の掃引サイクルの終了と新たな掃引サイクル
の開始との間に滞留タイマーの時間が尽きるまで掃引サ
イクル期間を測定する帰還タイマを始動させることなく
加えられる。ワイパーは滞留タイマーロ間が尽きた状態
では通常定位置に静止している。この時点で基準信号な
いし擬似基準信号が発生され先に説明した一般的な速度
制御目的の掃引サイクルの開始が指示される。

従来の「間欠」動作の変形例として、本発明の速度ブ０
ファイル能力を用いて−又は？Ｉ数のワイパーが引続き
動きつづけてはいるがその速度が中央部掃引行程におけ
る速度より著しく減じられていて見かけ上ｎ留を生じる
ようにすることが可能である。換言すれば、内側及び外
側折返し点近傍の加速及び減速期間がワイパーの全掃引
角のゼいビい２０〜３０％にしかならない場合でもこれ
らの期間が数秒間を占めるようなプロファイルを使用す
ることができる。これらの期間の間ワイパー速度は極め
て遅くなり、Ｐ　Ｗ　Ｍ　ｉｌ制御デユーティ−サイク
ルにはその動作限界近くになっている。しかし、全サイ
クル期間がこのような滞留動作中の低速ワイパー運動を
も含むようにあらかじめ選択されているならば加速及び
減速ブ［１フアイルをこのように極端に設定することに
より見かけ上の滞留を得ることが可能である。このよう
な全サイクル１！１１間の選択には典型的な揚台通常の
運転速度動作に関するあらかじめ記憶されたｌ１１４θ
と見かけよの滞留動作に関する操作者により決定される
期間とが含まれる。

第８図のタイミング図は加速及び減速期間及び通常の中
央部掃引速度制御期間が含まれている点で第６図のタイ
ミング図と似ている。しかし、第８図はさらに加速及び
減速期間を著しく延長することによる見かけの滞留期間
の形成をも示している。図のＭ線は掃引の角度ではなく
時間をあられしており、１昂引サイクルに１０秒以上か
かることがあることに注意が必要である。第８図はまた
第６図にも含まれてはいたが図示されていなかった別の
細かい特徴をも含む。特に、このタイミング図の波形の
垂直方向の娠幅は相対的なＰＷＭ制御信号のデユーティ
−サイクルを反映しており、従って１撞引ナイクルに含
まれる相対的なモータ速度をあられしている。最大かつ
一定の速度は掃引サイクルの中央桶川部分で得られ、ま
た速度は加速及び減速期間では段階的に低下するのがわ
かる。また、各速度レベルは典型的にその速度に相当す
るデューテイーサイクルでのＰＷＭ制御（、を号の多数
のくりかえしを含む。従って、第７Ｂ図中のステップ４
１４及び４２４に示した「Ｘ時間」値は各ＰＷＭ制御信
号の２０ミリ秒期間として保持されるが、特定のデユー
ティ−サイクル値は速度プロファイル値の所定の表に従
って新たな値に段階的に移行する前に何回もくりかえし
コールされる。

以上、本発明を詳細な実施例に従って説明したが、本発
明の思想及び範囲内でその詳細について様々な変形が可
能である。

以上の本発明実施例に基き新規であり特許として請求す
る点を特許請求の範囲に記載した。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の技術による窓ふきワイパー制御装置の−
のブロック系統図、第２図は多重化制御装置中にその一
部として組込まれた本発明によるワイパー制御装置のブ
ロック系統図、第３図は本発明による制御装置に関連し
た様々な特殊な動作位置を示す、車輌内側から窓を見た
様子を示す図、第４図は第２図のワイパー電力駆動回路
の詳細な回路図、第４Ａ図は第４図と機能上等価な回路
図、第５Δ図はワイパーが「下方収納」モードにある場
合と運転モードにある場合を示すタイミング図、第５Ｂ
図はカム動作運転スイッチによって制御装置に帰還され
る論理信号の対応する波形図、第５Ｃ図は運転モード中
の「前方」及び「戻り」速度調整モードをあられす対応
したタイミング図、第６図は第５Ｃ図と似ているが本発
明制御装置の他の実施例による前進及び戻り速度調整モ
ードの変形例を示す図、第７図は本発明による主ワイパ
ー速度制御ルーチンを示す一般的フローチャート、第７
Ａ図は第７図のルーチンでコールされる主向御ルーチン
の一般的なフロートチャート、第７Ｂ図は第７図ルーチ
ンでコールされる別の制御ルーチンを示す本発明の特別
な実施例による一般的フローチャート、第８図は第６図
と同様な、ただし見かけ上の滞留を含む速度プロファイ
ルを丞すタイミング図である。 １０・・・］ンビュータ、１１・・・ＭＵＸ、１２・・
・ＲＥＭＬＪＸ、１４・・・バス、１６〜１８・・・入
力スイッチ、１９・・・風防面、２０．２０’　・・・
ワイパー、２２．２２’　・・・ワイパーモータ、２４
・・・リンケージ、２６・・・駆動回路、２７．６２・
・・リード線、３０・・・保護回路、３２・・・チャー
ジポンプ、３４・・・カム動作ランスイッチ、４０ａ〜
４０ｄ・・・パワーＭＯＳＦＥＴ、４２．４４．４６．
４８．５０・・・制御ＭＯＳＦＥＴ、５２ｂ、５２ｄ、
５４ｂ。 ５４ｄ、６６・・・ダイオード、６０・・・ライン、７
０・・・回路、２００〜４３２・・・ステップ。 特許出願人　ユナイテッド　テクノロジーズオートモー
ティブ ＦＩＧ、／ ｔ、ｂ＋、１＋、５　　　　　　　　リ１−　　　　　
＼　　　　　　％ Ｌ−一−→５工三Ｄ ＦＩＧ、　７Ａ ＦＩＧ、　７８　　　巳ｌ］−！ ｄＤ

Claims (13)

【特許請求の範囲】
1. （１）直流電源に動作的に接続された第１及び第２の端
   子を有する誘導直流モータにおいて該モータ端子と直流
   電源との間に直列に接続されるように適合された改良さ
   れた二方向モータ駆動回路であつて： 該第１及び第２のモータ端子にそれぞれ動作的に接続さ
   れた第１及び第２の高電圧側パワーＭＯＳＦＥＴと該第
   １及び第２のモータ端子にそれぞれ動作的に接続された
   第１及び第２の低電圧側パワーＭＯＳＦＥＴとよりなる
   、電源両極間において該モータ端子にＨブリッジ構成を
   なして接続される４つのパワーＭＯＳＦＥＴと各々２つ
   の論理状態の一を有する第１及び第２の制御信号をそれ
   ぞれ供給される第１及び第２の入力端子手段と； 該第１の入力端子と該第１の高電圧側パワーＭＯＳＦＥ
   Ｔ及び該第１の低電圧側パワーＭＯＳＦＥＴの各ゲート
   との間に動作的に接続されて該第１の高電圧パワーＭＯ
   ＳＦＥＴ及び第１の低電圧側パワーＭＯＳＦＥＴの導通
   を実質的に相補的に制御する第１のスイッチング手段と
   ；該第２の入力端子と該第２の高電圧側パワーＭＯＳＦ
   ＥＴ及び該第２の低電圧側パワーＭＯＳＦＥＴの各ゲー
   トとの間に動作的に接続されて該第２の高電圧側パワー
   ＭＯＳＦＥＴ及び該第２の低電圧側パワーＭＯＳＦＥＴ
   の導通を実質的に相補的に制御する第２のスイッチング
   手段とを備えたことを特徴とするモータ駆動回路。
2. （２）該第１のスイッチング手段及び該第２のスイッチ
   ング手段はいずれもそれぞれの制御ＭＯＳＦＥＴ手段を
   含むことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載のモー
   タ駆動回路。
3. （３）該制御ＭＯＳＦＥＴ手段の各々はそれぞれの該入
   力端子とそれぞれの該高電圧側及び低電圧側パワーＭＯ
   ＳＦＥＴのうちの一方のＭＯＳＦＥＴのゲートとの間に
   直列に接続された制御ＭＯＳＦＥＴ対を含み、該制御Ｍ
   ＯＳＦＥＴ対の一方のＭＯＳＦＥＴはそれぞれの入力端
   子とそれぞれの該高電圧側及び低電圧側パワーＭＯＳＦ
   ＥＴのうちの他方のＭＯＳＦＥＴのゲートとの間に接続
   されることを特徴とする特許請求の範囲第２項記載のモ
   ータ駆動回路。
4. （４）該第１及び第２のスイッチング手段のそれぞれの
   制御ＭＯＳＦＥＴ手段は所定の最大しきい値電圧を有し
   、またそれぞれの該パワーＭＯＳＦＥＴは該制御ＭＯＳ
   ＦＥＴ手段の該最大しきい値電圧よりも高い所定の最小
   しきい値電圧を有し、これによりそれぞれの高電圧側及
   び低電圧側パワーＭＯＳＦＥＴ間での交差導通が抑止さ
   れることを特徴とする特許請求の範囲第２項記載のモー
   タ駆動回路。
5. （５）該パワーＭＯＳＦＥＴは各々それぞれに固有な入
   力容量を有し、該第１及び第２のスイッチング手段はそ
   れぞれの該パワーＭＯＳＦＥＴのゲートに動作的に接続
   された抵抗手段をそれぞれ含み、該抵抗手段は該それぞ
   れの入力容量と組合わされる際それぞれのパワーＭＯＳ
   ＦＥＴのターンオフ時定数よりも長いターンオフ時定数
   を与えるように選択され、これによりそれぞれの高電圧
   側及び低電圧側ＭＯＳＦＥＴ間での交差導通がさらに抑
   止されることを特徴とする特許請求の範囲第４項記載の
   モータ駆動回路。
6. （６）該第１及び第２の入力端子に供給される該制御信
   号は同時に同じ論理状態を有することができ、該論理状
   態は該第１及び第２の高電圧側パワーＭＯＳＦＥＴ又は
   該第１及び第２の低電圧側パワーＭＯＳＦＥＴの同時導
   通を生じ、モータが制動されることを特徴とする特許請
   求の範囲第１項記載のモータ駆動回路。
7. （７）パルス幅変調制御信号を供給される第３の入力端
   子手段と、該パルス幅変調制御信号を該第３の入力端子
   から該４つのパワーＭＯＳＦＥＴのうちの該第１及び第
   ２の低電圧側パワーＭＯＳＦＥＴの各々に供給してモー
   タの速度を制御する回路手段とを含むことを特徴とする
   特許請求の範囲第１項記載のモータ駆動回路。
8. （８）通常は一時に該第１及び第２の低電圧側パワーＭ
   ＯＳＦＥＴのうち一方のみが該第１及び第２の入力端子
   に供給される該制御信号により導通され、該パルス幅変
   調制御信号を該第１及び第２の低電圧側パワーＭＯＳＦ
   ＥＴに供給する該回路手段は該第１及び第２の低電圧側
   パワーＭＯＳＦＥＴのうち該第１及び第２の入力端子に
   供給された該制御信号により導通されている方のパワー
   ＭＯＳＦＥＴの導通のみをさらに調整することを特徴と
   する特許請求の範囲第７項記載のモータ駆動回路。
9. （９）該パルス幅変調制御信号は所定のくりかえし速度
   を有し、該くりかえし速度は約５００ヘルツよりも低い
   ことを特徴とする特許請求の範囲第８項記載のモータ駆
   動回路。
10. （１０）該パルス幅変調制御信号は３０〜７５ヘルツの
    範囲にあることを特徴とする特許請求の範囲第９項記載
    のモータ駆動回路。
11. （１１）該モータは窓ふきワイパー用モータであること
    を特徴とする特許請求の範囲第９項記載のモータ駆動回
    路。
12. （１２）該パワーＭＯＳＦＥＴの各々はボディーダイオ
    ードを含み、該パルス幅変調制御信号は該第１及び第２
    の低電圧側パワーＭＯＳＦＥＴのうち該制御されている
    方のＭＯＳＦＥＴの導通をくりかえし速度により規定さ
    れる周期部分について選択的に中断し、その際該中断の
    長さは該パワーＭＯＳＦＥＴボディーダイオードが回復
    するに要する最小時間を少なくとも上まわるように選ば
    れることを特徴とする特許請求の範囲第９項記載のモー
    タ駆動回路。
13. （１３）直流電源と該駆動回路との間には該駆動回路に
    供給される過渡電圧が所定の振幅を超えるのを防止する
    過渡現象保護回路が動作的に接続され、また少なくとも
    該高電圧側パワーＭＯＳＦＥＴは該所定の過渡電圧保護
    振幅の少なくとも２倍の最小破壊電圧を有することを特
    徴とする特許請求の範囲第１２項記載のモータ駆動回路
    。