KR940009213B1 - 양방향성 전동기 구동 회로 - Google Patents

양방향성 전동기 구동 회로 Download PDF

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Abstract

내용 없음.

Description

양방향성 전동기 구동 회로
제1도는 종래 기술에 따른 창문용 와이퍼 제어 시스템의 블록도.
제2도는 멀티플렉스 제어 시스템의 일부분으로 결합되는 본 발명의 와이퍼 제어 시스템에 대한 블록도.
제3도는 본 발명의 제어 시스템에 따라 와이퍼의 여러 동작 위치가 기능적으로 도시된 바람막이 유리의 부분도.
제4도는 제2도의 와이퍼 전력 구동 회로의 상세한 개략도.
제4a도는 제4도의 회로의 등가회로도.
제5a도는 와이퍼가 “비작동시의 정착” 모드와 “운행”모드에 있을때 와이퍼의 타이밍도.
제5b도는 캠식운행 스위치에 의해 제어 시스템에 피드백되는 논리 신호의 파형도.
제5c도는 운행 모드에서의 “전진 방향” 및 “복귀 방향”속도 조절 모드를 도시하는 타이밍도.
제6도는 제어 시스템의 다른 실시예에 따른 전진 방향 및 복귀 방향 속도 조절 모드들의 변형을 도시한 제5c도와 유사한 타이밍도.
제7a도는 본 발명에 따른 주 와이퍼 속도 제어 루틴의 흐름도.
제7b도는 제7a도의 루틴에 의해 호출되는 주요 제어 루틴의 흐름도.
제7c도는 본 발명의 특정 실시예에 따라 제7a도의 루틴에 의해 호출되는 또다른 제어 루틴의 흐름도.
제8도는 휴지 구간을 포함하는 속도 프로필을 도시한 제6도와 유사한 타이밍도.
* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명
12 : Remux(원격 멀티플렉스) 22,22′: 전동기
26 : 와이퍼 전동 구동 회로 32 : 차지 펌프
본 발명은 전동기 제어에 관한 것으로 특히, 소형의 양방향성 직류 유도 전동기용 전자 제어 시스템에 관한 것이다.
상기 소형의 양방향성 직류 유도 전동기용 전자 제어 시스템은 비교적 널리 보급된 것으로, 각종의 기계 및 장비에서 특히 자동 추진 차량에서 그 사용을 찾아볼 수 있다. 상기 사용 용도중 하나는 자동 추진 차량의 창문이나 바람막이 유리에서 와이퍼들을 구동시키는 전동기에 사용되는 것이다. 이러한 전동기들을 제어함에 있어, 비교적 영구적이고 저렴한 구동 제어 회로를 사용해서 전동기를 정확하고 신뢰성 있게 제어하는 것이 요구된다.
비록 본 발명은 그 응용 분야를 와이퍼 전동기에 적용하여 기술할지라도 다른 로드들을 구동하는 소형의 양방향성 직류 유도 전동기들에 그 응용 범위를 확장시킬 수 있다는 것을 이해 할 수 있을 것이다.
자동 추진 차량의 창문에 통상 사용되는 와이퍼 시스템이 제1도에 도시되어 있다. 상기 와이퍼 시스템은 2속도 와이퍼 전동기(110), 캡식 운행 스위치(112), 캡식 장착 스위치(114), 양방향성 트랜지스터와 전자기계식 릴레이들을 채용하고 있는 통상의 구동 및 제어 전자 장치(116), 여러 집단을 이루는 고전류 와이퍼 모드 스위치들(오프-로우-하이 워쉬 스위치들)(118) 및 단속 동작에 대한 지연 간격을 조절하기 위한 전위차계(120)를 포함한다. 캠식 운행 스위치(112)는 와이퍼들(122)이 바람막이 유리를 거치는 동안에 와이퍼 전동기(110)의 전류를 운송한다. 캡식 정착 스위치(114)는 와이퍼 전동기(110)의 회전 방향을 전환해서 와이퍼(122)를 “비작동시의 장착”위치에 있게 한다. 바람막이 유리에서 와이퍼(122)의 전진 및 복귀 방향 스위핑 동작이 와이퍼와 와이퍼 전동기(110)간의 링케이지(linkage)에서 실행되므로, 상기 전동기는 한쪽 방향으로 회전될 뿐만 아니라 와이퍼(122)를 “비작동시의 장착”위치로 이동시킬 수 있도록 그 방향을 전환시킬 수 있다. 와이퍼들과 전동기 제어 장치간의 링케이지가 전진 및 복귀 스위핑 동작에 대해 전동기의 회전 방향을 전환할 수 있는 그러한 와이퍼 시스템도 존재한다.
최근에 개발된 와이퍼 제어 시스템이 아직 허여되지는 않았지만, 플로이드씨등이 1984년 10월 25일자로 “CONTROL CIRCUIT FOR AUTOMOTIVE ACCESSORY SYSTEM”이라는 명칭으로 출원해서 본 발명의 양도인에게 양도한 미합중국, 특허 출원 번호 제664,804호에 개시되어 있다. 상기 출원은 종래 기술의 전동기 구동 회로에 대해 다소 상세히 기재하고 있다. 또한, 상기 출원에 기재된 시스템은 바람막이 유리용 와이퍼들을 제어하기 위해 마이크로컴퓨터식 제어기와 압력 스위치의 신호들을 함께 사용된다. 마이크로컴퓨터에 의해 제공된 제어신호들은 일련의 멀티플렉스 링크와 각각의 원격 멀티플렉서(Remux) 제어기 혹은 관련 유닛을 거쳐 전동기 구동 회로에 전송한다. “직류 모터용 MOSFET “H”스위치 회로”라는 명칭의 Valentine의 미합중국 특허 제4,454,454호에는 “개선된 직류 모터용 MOSFET H 스위치 회로”에 관한 것이 개시되어 있다. 상기 회로는 4개의 전력 MOSFET들을 채용하고, 상기 MOSFET들은 소량 마력의 직류 전동기를 양방향으로 제어할 수 있는 배열인 “H”스위치 즉 브리지로 접속된다. 상기 전동기 구동 회로는 전동기의 양방향 제어 및 속도 제어 혹은 어느 한쪽 제어에 대한 전동기 공급 전압을 역변환시키기 위해 2극 트랜지스터들을 사용하는 동안 여러 잇점을 제공한다. 실제로, H-연결 구조의 전력 MOSFET를 이용하면 다른 타입의 스위칭 장치를 이용하는 것 이상의 잇점을 얻을 수 있다. 상기 특허는 H-연결 구조의 전력 MOSFET들을 사용해서 회전방향을 제어하는 것과 펄스폭 변조 제어 신호들을 사용해서 속도를 조절하는 것에 대해서도 기술하고 있다. 전력 MOSFET들을 제어하는 방식은 필요하다면 전동기를 차단할 기회를 전혀 주지 않는 것이다. 그러나, 전동기의 공통 단자에 접속된 전력 MOSFET들간에서의 상호 통전을 최소로 해야할 필요성이 완전히 고려되지 않았을 뿐만아니라, 전동기의 제어 동력학 및 전력 MOSFET들의 완전도로 인한 회로내의 인덕턴스 효과에 대한 조정이나 인식이 고려되지 않았다.
따라서, 본 발명의 제1목적은 H-연결 구조의 전력 MOSFET들을 채용하여 구동 회로의 제어효용도 및 완전도를 가장 효과적으로 활용하는 개선된 양방향성 유도 직류 전동기용 전동기 구동 회로를 제공하는 것이다.
본 발명의 제2목적은 전술한 바와 같은 개선된 전동기 회로에 제공해서, 마이크로컴퓨터로 부터 수선된 제어 신호들을 양방향 제어시와 펄스폭 변조를 이용한 속도 조절시에 용이하게 적용시키기 위한 것이다. 상기 목적중에는 차단 능력을 쉽게 수용하는 구동 제어 회로를 제공하고자 하는 것도 포함한다. 또한, 전력 MOSFET들간의 잠재적 파괴성의 상호 통전을 최소화하고 전동기의 유도 특성들을 수용해서 가장 효과적으로 활용할 수 있는 전동기 구동 회로를 제공하고자 하는 것도 상기 목적내에 포함된다.
본 발명에 따르면, 본 발명은 양방향성 유도 직류 전동기를 위한 개선된 전동 기구 회로를 제공하며, 상기 전동기는 직류 전력원과 함께 관련 동작하는 제1 및 제2단자를 갖고, 상기 구동 회로는 직류 전력원을 거쳐서 전동기 단자들과는 직렬로 접속되도록 개작된다. 상기 전동기 구동 회로는 상기 전력원을 거쳐 상기 전동기 단자들에 직렬로 접속된다. 또, 이 전동기 구동 회로는 전력원을 거쳐 H-연결 구조로 전동기 단자에 접속된 4개의 전력 MOSFET들을 포함하는데, 이 4개의 전력 MOSFET는 제1 및 제2전동기 단자들에 각기 접속된 제1 및 제2상측 전력 MOSFET들과, 상기 제1 및 제2전동기 단자들에 각기 접속된 제1 및 제2하측 전력 MOSFET들을 포함한다. 상기 구동 회로는 제1 및 제2입력 단자들과 제1 및 제2중간 스위칭 회로들을 추가로 포함한다. 상기 입력 단자들은 두 논리 상태중 한 논리 상태를 갖는 제어 신호를 수신한다. 상기 제1중간 스위칭 회로는 제1입력 단자와 제1상측 전력 및 제1하측 전력 MOSFET의 게이트간에 접속되어, 제1상측 전력 및 제2하측 전력 MOSFET들간의 통전을 상보식으로 제어한다. 상기 제2중간 스위칭 회로는 제2입력 단자와 제2상측 전력 및 제2하측 전력 MOSFET들의 게이트간에 접속되어, 제2상측 전력 및 제2하측 전력 MOSFET들간의 통전을 상보식으로 제어한다.
상기 제1 및 제2중간 스위칭 회로들은 상측 및 하측 전력 MOSFET들중 한 MOSFET의 게이트와 입력 단자간에 접속된 한쌍의 연속 제어 MOSFET들을 각각 포함한다. 또한, 각 쌍중 1개의 제어 MOSFET는 상기 상측 및 하측 전력 MOSFET들중 나머지 MOSFET의 게이트와 입력 단자간에 접속된다. 상기 제1 및 제2중간 스위칭 회로들의 각 제어 MOSFET는 기설정된 최대 임계 전압을 갖고, 각 전력 MOSFET들은 상기 제어 MOSFET들의 최대 임계 전압보다 큰 기설정된 최소 임계 전압을 갖고서 각 상측 및 하측전력 MOSFET들간의 상호 통전을 저지한다. 게다가, 각 전력 MOSFET들은 고유 입력 캐패시턴스를 갖고, 상기 제1 및 제2중간 스위칭 회로들은 각 전력 MOSFET들의 게이트 접속된 각 저항을 갖는데, 상기 저항은 각 입력 캐시턴스와 함께 사용되며, 턴온시상수가 대응 턴오프 시상수보다 길어 각 전력 MOSFET가 상측 및 하측 전력 MOSFET들간의 상호 통전을 더욱 저지하도록 배열되고 기설정된다.
상기 제1 및 제2입력 단자에서 수신된 제어 신호들은 동시에 동일한 논리상태를 갖을 수도 있으며, 이러한 상태가 되면, 제1 및 제2상측 전력 MOSFET들간에 혹은 제1 및 제2하측 전력 MOSFET들 간에서 동시에 통전이 이루어져 전동기의 차단이 초래된다. 또한, 펄스폭 변조 제어 신호를 수신하기 위한 제3입력단자도 제공되고, 전동기의 속도를 제어하기 위해 펄스폭 변조 제어 신호를 제1 및 제2하측 전력 MOSFET들에만 전송하는 회로 수단도 제공된다. 특히, 상기 제1 및 제2하측 전력 MOSFET들중 1개 MOSFET만이 상기 제1 및 제2입력 단자에서 수신된 제어 신호들에 의해 어느 특정 시간에 통전이 이루어지고, 상기 펄스폭 변조 제어 신호를 제1 및 제2하측 전력 MOSFET들에 전송하는 회로는 상기 제1 및 제2하측 MOSFET들중 하나이면서 상기 제1 및 제2입력 단자에서 수신된 제어 신호들에 의해 통전이 이루어지는 1개 MOSFET의 통전을 조절하도록 동작한다.
전동기의 속도 제어는 전동기의 유도 특성을 최적 방식으로 개발하기 위해 비교적 느린 반복율을 갖는 펄스폭 변조 제어 신호를 이용함으로써 이루어진다. 상기 반복율은 약 500Hz보다 작으나 35 내지 75Hz는 범위 내의 반복율이 바람직하다. 이같이 낮은 반복율은 유도성 과도 현상의 역효과를 최소화 하기 위해 전력 MOSFET들에 대한 스위칭 속도를 비교적 느리게 하는 것도 가능하게 한다. 펄스폭 변조 제어 신호의 듀티 사이클의 어떤 “오프”기간은 각 전력 MOSFET의 다이오드들의 회복 시간을 갖기에 충분한 긴 기간이다. 또한, 과도전압이 구동 회로를 통과한 후 기설정된 값보다 커지는 것을 방지하기 위해 과도 전압 방지회로를 내장하고 있다면, 적어도 과도 방지 전압 크기의 2배가 되는 최소 항복 전압을 갖는 상측 전력 MOSFET들이 선택된다. 본 발명의 전동기 구동 회로는 다른 유사한 종류의 전동기에도 그 사용이 적합하지만 특히, 창문에 사용되는 와이퍼 전동기와 같은 자동 추진의 전동기에 그 사용이 적합하다.
와이퍼 제어 시스템과 그 동작 모드에 관한 설명을 기술할때 사용되는 하기의 기술 용어들은 동의어로서 상호 교체하여 사용될 수도 있다. 그 기술 용어들로는 “스위프(sweep)”와 “스트로크(stroke)”, “정방향/역방향”과 “전진방향/복귀방향”, “내부 전환 위치”와, “정착 위치”, “FET”와 “MOSFET”, “캠식 운행 스위치(cammed run switch)”와 “런 캠(run cam)”, “온”과 “통전”, “오프”와 “비통전”등을 들 수 있다.
제2도에는 멀티플렉스 제어 시스템의 일부분으로서 사용되는 본 발명의 와이퍼 제어 시스템이 도시되어 있다. 상기 멀티플렉스 제어 시스템은 통상적인 구조를 갖는 것으로, 본 명세서에서 참조 문헌으로 채택된 전술한 미합중국 특허 출원 제664,804호에 그 구조 및 내용이 상세히 기술되어 있다. 간략하게 설명하자면, 상기 멀티플렉스 제어 시스템은 중앙 마이크로컴퓨터(10), 마스터 Mux인 마스터 멀티플렉스 장치(멀티플렉스 직렬 통신 장치)(11)와 Remux인 다수의 슬레이브형 멀티플렉스 장치(멀티플렉스 직렬 통산 장치)(12)를 포함한다. 상기 중앙 마이크로컴퓨터(10)는 데이타, 적절한 오퍼레이팅 및 제어프로그래밍을 기억할 수 있는 메모리 능력을 가진 ROM과 RAM을 내장한다. 마스터 Mux(11)는 Remux(12)로/로 부터 데이타를 송신/수신한다. 상기 Remux(12)들은 입력 및 출력 인터페이싱 장치 혹은 어느 한쪽의 장치로서 역할한다. 4와이어 멀티플렉스 버스(14)는 5볼트, 접지 전위뿐 아니라, 데이타 라인 및 클록 라인으로 제공된다. 상기 멀티플렉스 클록 주파수는 일예로 25KHz이다. 격리된 몇몇의 스위치들(16, 17 및 18)은 상기 와이퍼 시스템의 각종의 함수 응답을 지령하기 위해 상기 Remux들(12)중 하나에 입력을 선택적으로 제공한다. 스위치(16)는 중간/클리어-오프 제어를 제어하고, 스위치(17)는 로우/하이 동작을 제어하고, 스위치(18)는 워쉬 펌프 전동기와 관련 워쉬 사이클(도시생략)을 제어한다.
본 발명에 따르면, 1개 특히 2개의 바람막이 유리용 와이퍼들(20)이 접속 링케이지(24)를 통한 영구 자석의 전동기(22)에 대한 제어와 본 발명에 따라 구성된 제어 회로의 제어에 의해 바람직이 유리(19)에서 구동된다. 전동기(22)의 제어는 마이크로컴퓨터(10)에 기억된 제어 프로그램을 통해 이루어지고, Remux들(12)과 와이퍼 전력 구동 회로(26)중 하나를 거쳐 전동기(22)에 전송된다. 와이퍼 전력 구동 회로(26)와 멀티플렉스 버스(14) 사이에서 인터페이스로서 사용되는 Remux(12)는 어떤 제어 신호들을 각종 출력에 논리 레벨로서 제공하는 능력을 갖는다. 또한 상기 Remux(12)는 적절한 데이타를 중앙 마이크로컴퓨터(10)에서 다른 출력상의 펄스폭 변조(PWM) 제어 신호로 변환시킬 수 있다(전술한 미합중국 특허 출원 제664,804호에 상세히 기술됨). 또한 상기 Remux(12)는 입력 신호들 이를테면 리드(27)상에 나타난 피드백 신호도 수신할 수 있다. 상기 피드백 신호는 후술되는 방식으로 사용하기 위해 Remux(12)를 통해 중앙 마이크로 컴퓨터(10)에 릴레이된다. 상기 와이퍼 구동 회로(26)에는 과도 현상 방지 회로(30)가 제공되는데, 상기 과도 현상 방지 회로(30)는 외부로 부터 과도 현상을 방지하기 위해 상기 와이퍼 구동 회로(26)와 12볼트의 직류 전원 사이에 위치한다. 와이퍼 전력 구동 회로(26)에는 후술될 차지(charge) 펌프(32)가 제공된다. 종래 디자인의 캠식 운행 스위치(34)는 와이퍼들(20, 20′)의 기준 위치를 지시하는 신호를 제공한다.
공통 링케이지에 의해 접속되고 구동되는 한쌍의 바람막이 유리용 와이퍼들(20, 20′)(제2도에 도시됨)에 관한 설명이 기술되는 동안 단일의 와이퍼에 대해서도 동일한 논리를 적용할 수 있다는 것을 알 수 있을 것이다.
제3도에는 바람막이 유리(19)에 나타나는 단일의 와이퍼 날개에 대한 스트로크 혹은 스위프 패턴이 도시되어 있다. 정상의 와이핑 사이클은 전진 방향 스트로크와 복귀 방향 스트로크로 구성되는데, 전진 방향 스트로크는 내부 전환 위치에서 시작되고 복귀 방향 스트로크는 외부 전환 위치에서 시작된다. 제3위치 즉 비작동시의 정착 위치는 와이퍼를 사용하지 않을때 시야에서 벗어난 곳에 저장하여 두는 공동의 선택 위치이다.
제2도를 참조하면, 와이퍼 전력 구동 회로(26)는 12볼트의 전원에서 전동기(22)까지의 공급 전력을 조절하기 위해 Remux(12)로 부터 출력된 제어 ＃1, 제어 ＃2 및 PWM 제어 신호들과 관련해서 동작한다. 제2도에 도시된 바와같이, 와이퍼 전동기(22)는 종래의 디자인으로 구성될 수도 있으며, 상기 전동기는 일단부의 공통 단자(C), 저속 동작을 위한 로우 단자(L)와 고속 동작을 위한 하이 단자(H)를 가진 전기자를 포함한다. 그러나, 본 발명에 따른 전동기는 다양한 동작 속도를 위해 1쌍의 단자만을 필요로 한다. 따라서, 로우 속도 단자(L)는 본 실시예에서 사용되지 않는 것이므로 점선으로만 도시되었다. 상기 전력 조절 회로(26)는 제어 ＃1 및 제어 ＃2 신호들에 응답해서 전동기(22)의 회전 방향을 결정한다. 도시된 시스템에 있어서, 전동기(22)는 정상의 운행 동작중에는 한쪽 방향으로만 회전하고, 이미 알려진 구조를 가진 링케이지(24)는 전진 방향 및 복귀 방향 스트로크를 갖는 스위프 전환 기능을 제공하도록 동작한다. 필요하다면, 와이퍼들(20, 20′)을 비작동의 정착 위치로 이동시키기 위해 제어 ＃1 및 제어 ＃2 신호를 적절히 제어함으로써 전동기(22)를 전환할 수도 있다. PWM 제어 신호는 전동기의 속도로 조절하는 식으로 와이퍼 전동기(22)에 공급되는 전력을 조절한다. 기술된 실시예에 있어서, PWM 제어 신호는 2상태(논리 1, 논리 0)로 가변할 수 있는 듀티 사이클 제어 신호로서, 대략 50Hz의 반복율을 갖고, 0% 듀티 사이클에서 100% 듀티 사이클까지 32단계로 증분될 수 있다.
제4도에 도시된 회로는 본 발명의 전력 조절 회로(26)를 확대한 것이다. 제4도에서는 바람막이 유리용 와이퍼 전동기를 참조번호 22′로 도시했다. 왜냐하면 전술한 전동기와는 달리 상기 와이퍼 전동기가 제3단자 예컨대 저속단자(L)을 포함하고 있지 않기 때문이다. 또한, 제2도의 전동기(22)의 단자들(C, H)보다 빠른 속도에 적합한 용량을 갖고 있다는 것을 나타내기 위해 다른 두 단자도 참조번호 C와 H′로 표시했다. 이러한 능력은 전동기(22)의 최대 속도 능력을 동일하게 제공해야 할 경우에 필요한 것이며, 또한 본 발명의 속도 조절 특성도 제공한다.
제4도의 전력 조절 회로(26)는 1개 이상의 전력 MOSFET들을 제공하는데, 상기 MOSFET는 전동기와는 직렬로 12볼트 직류원을 거쳐서 접속되어, 전류의 흐름을 조절하여 전력을 전동기에 공급한다. 가장 간단한 상황하에서는 속도 조절을 할 수 있는 PWM 제어 신호에 의해 제어되는 통전주기를 갖는 전동기(22′)와 직렬로 접속된 단일의 전력 MOSFET를 제공하는 것도 가능하다. 그러나 대부분의 실제 바람막이 유리용 와이퍼 시스템은 비작동시의 정착 위치에 도달하는 것을 허용하도록 전동기(22′)의 양방향 제어를 필요로 한다. 그러므로, 전동기에 흐르는 전류를 양방향으로 제어하기 위해서는 4개의 전력 MOSFET들을 소위 “H-연결”구조로 배열하는 것이 바람직하다. 상기 4개의 전력 MOSFET들(40a, 40b, 40c 및 40d)중 일부 MOSFET들(40a, 40b)은 전동기(22′)의 단자(C)에 접속되고, 나머지 MOSFET들(40c, 40d)은 단자(H′)에 접속된다. 상기 전력 MOSFET들(40a∼40d)은 International Rectifier의 Z30′S과 같은 N채널 장치이다. 상기 MOSFET들은 비교적 가격이 저렴하고, 전동기(22′)에 정 전류(stall current)를 전송할 수 있다. 차지 펌프(32)(제2도)는 N-채널의 상측 전력 MOSFET(40a, 40c)뿐만 아니라 Remux(12)내의 다른 유사 장치에도 상기 12볼트 전원 위에서 약 10볼트를 제공한다. 전력 MOSFET들(40a, 40d)의 통전은 전동기(22′)를 통해 한쪽으로 흐르는 전류를 제공함으로써 전동기를 회전시키고, 나머지 전력 MOSFET(40c, 40b)의 통전은 전동기(22′)를 통해 상기와는 반대방향으로 흐르는 전류를 제공함으로써 전동기를 반대방향으로 회전시킨다.
계속해서 제4도에 대해 설명하자면, 두 제어 MOSFET들(42, 44)은 제어 ＃1 신호 입력과 전력 FET(40)의 게이트 사이에서 직렬로 접속되되, 제어 ＃1 신호가 논리 “1”일때 상기 전력 FET가 “온”이 되도록 접속된다. 상기와 유사한 두 제어 FET들(46, 48)은 제어 ＃2 신호 입력과 전력 FET(40c)의 게이트 사이에서 접속되, 제어 ＃2 신호가 논리 “1”일때 상기 전력 FET가 “온”이 되도록 접속된다. 상기와 반대인 경우 제어 ＃1 또는 제어 ＃2 신호 입력이 논리 “0”이면 각 전력 FET는 “오프”된다. 상기 제어 ＃1 또는 제어2신호 입력은 논리 “1”상태에서 상측 전력 FET들(40a 또는 40c)을 온 시킬지라도 그 게이트에 접속된 하측 전력 FET들(40b 혹은 40d)은 오프시킨다. 따라서, 제어 ＃1 입력 혹은 제어 ＃2 입력중 하나가 논리 “1” 상태이고 나머지 입력이 논리 “0” 상태이면, 전동기(22′)에 직렬로 접속된 한쌍의 전력 FET들(40b, 40c)이 온된다. 상기 논리 신호 패턴의 반대 패턴에서는 나머지 한쌍의 전력 FET를 통해 상기와 반대 방향으로 통전된다. 하측 전력 FET들(40b, 40d)중 하나가 온되고 제어 ＃1 또는 제어 ＃2 신호의 적절한 상태에 의해 통전된다 할지라도, 상기 PWM 제어 신호는 제어 MOSFET(50)와 다이오드들(52b, 52d)을 거쳐 각 전력 FET들(40b, 40d)의 게이트까지 전송되어, 상기 PWM 제어 신호의 듀티 사이클에 따라 통전중인 전력 FET를 교대로 온·오프시킨다. 상기 PWM 제어 신호는 전동기의 동일 단자에 접속된 두 전력 FET들의 단락 접속들 방지할 수 있도록 현재 비통전 상태인 하측 전력 FET가 다이오드들(54b, 54d)에 의해 “온”되는 것을 방지한다.
바람직하지 않은 과도 전압을 유도하는 전류 변화가 대폭 증가하는 것을 방지하기 위해 통상적으로 전력 FET들과 전동기(22′)의 통전 상태를 천천히 가변시키는 것이 요구된다. 이제, 전력 공급 라인, 와이퍼 전력 구동 회로(26) 및 와이퍼 전동기(22′)에 대해 기능적으로 등가인 다이아프램이 도시된 제4a도를 참조해서 이하 설명한다. 전지는 공칭 12볼트를 공급한다. 상기 전지의 플러스 단자에서 전력 공급 회로(26)까지의 공급 라인은 저항(R공급)과 인덕턴스(L공급)를 갖는다. 이와 마찬가지로, 전력 구동 회로(26)에서 전지의 마이너스 단자까지 신장된 복귀 리드는 저항(R복귀)과 인덕턴스(L복귀)를 갖는다.
각 전력 MOSFET들(40a∼40d)은 개·폐 상태의 간단한 기계적 스위치로 표시되었으며, 상기와 같은 타입의 전력 MOSFET에 통상 결합되는 역방향 다이오드를 포함한다. 설명의 편의상, 전동기를 통과하는 통전 경로가 상측 전력 FET(40c)와 PWM 제어식 하측 전력 FET(40b)로 이루어진다고 가정한다. 전력 FET들(40a와 40d)은 비통전 상태라고 가정한다. 상기 저항들(R공급와 R복귀)에 걸린 전압은 무시해도 좋다고 가정한다. MOSFET(40b)가 개방될때 즉 비통전 상태일때는 두가지 상황이 발생한다. 첫번째로, 전지의 전류(IF)는 전력 MOSFET의 스위칭 속도에 비례하는 dIF/dt 율로 0이 된다. 비교적 낮은 PWM율은 전력 MOSFET들에 대한 낮은 스위칭율을 허용함으로 dIF/dt는 낮아진다. 상기 PWM 제어 신호의 1주기를 32로 더욱 분할하는 것에 의해 각종의 전력 FET들에 대한 스위칭 시간을 가속시키지 않고서도 필요한 속도 제어를 할 수 있다. 인덕턴스들(L공급, L복귀)에 걸린 전압값은 다음과 같다.
VL공급=-L공급｜dI/dt｜
VL복귀=-L복귀｜dI/dt｜
이로인해 구동 회로(26)의 전압은 [전지 전압+L공급｜dI/dt｜+L복귀｜dI/dt｜]으로 산출된다. 이 전압은 바람직하지 않을 수도 있다. 특히 그 값이 큰 경우에는 더욱 바람직하지 않다. 왜냐하면, 본 구동 회로의 구성부품 뿐만 아니라 결합된 다른 전자 회로의 구성 부품도 파괴할 수 있기 때문이다. 공급 태도와 복귀리드상의 인덕턴스를 제거할 수 있기 때문에 유도성 과도 전압의 최소화가 이루어지도록 전력 MOSFET들의 스위칭 속도를 아주 늦추어야 한다.
두번째로, 와이어 전동(22′)가 유도성 특성을 갖게되고 전류가 전동기에 흐르때 상당량의 에너지를 축적한다. MOSFET(40b)가 개방될때 전력 MOSFET들(40a, 40b)에 대한 전동기의 전압을 증가하게 된다. 왜냐하면
VL전동기=(LH1+L전동기+LH2) dI/dt+Kw
=-(LH1+L전동기+LH2)｜dI/dt｜+Kw
이기 때문이다.
상기 전압은 전력 MOSFET(40a)에 결합된 역방향 다이오드가 순방향으로 통전할때까지 증가된다. 이런 상황이 발생했을때, 전류(IM)는 유도성 에너지가 전동기 부하에서 소산될때까지 전동기(22′)와 전력 MOSFET들(40a, 40c)을 통해 순환하면서 흐른다. 전력 FET(40a)의 다이오드가 통전하는 동안 상기 FET는 전압(V공급)이 전력 FET들(40a, 40b)과 전동기(22′)간의 접점에서의 전압 이상으로 증가하면 2차적 브레이크 다운과 1/2 V정격브레이크 다운의 영향을 받기 쉽다. 전술한 것을 고려하면, 본 회로의 디자인은 전동기의 유도성 에너지가 소산될때까지 하측 전력 FET(40b)가 다시 온되지 않도록 하지만, 2차적 브레이크 다운과 그에 따른 과열현상과 전류의 “호킹(hogging)”현상이 발생할 수도 있다. 또한 전력 FET들의 정격은 전압(V공급)과 전압(V복귀)사이에서 나타날 수 있는 전압의 최소한 2배가 되도록 선택된다. 이같은 사실은 전력 FET(40a)의 다이오드가 통전 상태이고 전압(V공급)이 갑자기 외부의 과도 전압만큼 증가되었을때, 전력 FET의 브레이크 다운이 정격 브레이크 다운의 1/2일 수도 있다. 그러므로, 전력 FET들은 과도 현상에 대해 제공된 어떤 보호값이 2배값에 이른다.
따라서, 생산적인 것과 반대인 유도성 에너지가 상보적 “온/오프” 상태들로 전력 FET들을 스위칭하기 전에 완전히 소산되도록 허락하는 것은 매우 중요한 것이다. 상기 유도성 에너지는 전동기(22′)를 차단시키거나 PWM을 이용한 속도 제어시처럼 유도성 에너지를 생성하거나 이동시키든간에 반드시 소산되어야 한다. 전동기가 각 듀티 사이클의 “오프” 주기동안 차단되는 것 대신 작동하도록 허용되는 경우엔 PWM을 이용한 속도 제어가 훨씬 효과적이다. 전동기(22′)와 구동 회로(26)에서 소산되는 전력은 속도 제어중에 차단하는 것보다는 이동시키는 것에 의해 최소화된다. 왜냐하면 차단 동작은 유도성 에너지 순환을 허용하지 않고 전동기 부품을 이동시키는 운동 에너지를 고갈시키기 때문이다. 그러나, 차단 동작은 단속 동작에서처럼 정확한 위치에서 전동기(22′)를 신속히 중지시켜야 할때 또는 동작을 종료할때 바람직할 수도 있다. 차단 동작은 제어 ＃1 및 제어 ＃2 입력 신호에 동일한 논리값을 공급해서 상측 전력 MOSFET들(40a, 40c) 혹은 하측 전력 MOSFET들(40b, 40d)이 전동기(22′)를 거쳐 잠시 통전함으로써 이루어진다.
상기에서 기술된 이유들중 일부분에 있어서, 비교적 낮은 반복율을 갖는 PWM 제어 신호를 제공하는 것이 바람직하다는 사실을 알 수 있다. PWM은 제어 반복율을 500Hz 이하의 값이며 바람직하게는 다소 높은 반복율 보다 훨씬 더 제어 가능한 30-75Hz의 범위이다. PWM 제어 신호의 반복율이 전술한 범위 이상으로 증가했을때 스위칭 손실이 무시되는 반면 제어 능력이 감소된 경우에는 대략 동일한 효율을 얻을 수 있다. 이러한 효과는 영구 자석의 와이퍼 전동기(22′)의 유도 특성으로 인한 것이다. 전형적으로, 본 발명의 H-연결 비차단 상태(코우스팅) 구조에 사용된 와이퍼 전동기들은 1-2밀리초 범위내에서 유도성 에너지 시상수(time constant)를 갖는다. 각 PWM 제어 신호주기(2-4ms)는 상기 인덕턴스에 대항하는데 전용된다. PWM 제어 신호의 반복율이 50Hz인 경우, 상기 유도성 시상수는 PWM 주기의 약 10%만을 취하게 되고 나머지 90%는 전동기를 제어하는데 사용된다. 한편, 다소 높은 PWM 반복율은 주기에 대해 훨씬 작은 퍼센테이지로 취해지고 그 주기는 인덕턴스에 대항하는데 사용하는 것이 아니고 전동기를 제어하는데 사용된다. 상기 제어 능력의 변화는 선형적인 것이 아니지만 고려할만한 것이다. 일정한 와이퍼 속도와 공급 전압을 유지하면, “온” 듀티 사이클의 58%이면서 50Hz의 반복율을 갖는 PWM 제어 신호는 “온” 듀티 사이클의 82%이면서 500Hz의 반복을 갖는 PWM 제어 신호에 필적될 수 있다. PWM 반복율이 500Hz 이상인 경우에는 전동기 전류(IM)는 PWM 주기의 “오프” 부분에서 실제로 0으로 되진 않지만 유도성 시상수에 대해 톱니 파형을 형성한다. 따라서, 비교적 높은 반복율에서 동작하는 시스템인 경우에는 PWM 듀티사이클 주기의 “오프” 부분에서 전동기에 축적된 운동 에너지를 이용하지 못한다.
전술한 것과는 달리 본 발명에 의해 제거된 비교적 낮은 PWM 반복율에서는 작은 주기 퍼센트를 이용해서 “온” 듀티 사이클에서 소정의 속도를 얻을 수 있다. 이것으로 인해 듀티 사이클의 “온” 부분에 대한 주기 퍼센트를 조절하는 범위가 훨씬 커져서 제어 능력 범위는 넓어진다. 소산되는데 수백 밀리초가 소요되는 전동기(22′)의 운동 에너지는 전동기의 운동을 유지하기 위해 PWM 듀티 사이클의 “오프” 부분에서 이용된다. PWM 주기의 “온” 부분에서 공급 전류와 전동기 전류는 실질적으로 PWM 반복율이 보다 높은 상황에서 흐르는 전류보다 크다.
본 발명의 회로를 채용하여 통상의 “저속” 와이퍼 속도로 동작하는 전형적인 시스템의 운동 에너지 감쇠율은 “코킹(cogging)” 효과가 발생되지 않는 30Hz만큼 낮은 펄스폭 변조율을 허락하는 수백 밀리초이다. 상기 PWM 반복율에서의 동작은 “저속”으로 동작하는 전형적인 시스템과 청각적으로 거의 동일하다.
전동기(22′)의 동일 단자에 접속된 상측 MOSFET와 하측 MOSFET간의 상호 통전이 발생하지 않도록 주의가 필요하다. 상기 두 MOSFET가 서로 통전한다면, 그들간에는 대단히 큰 전류가 흐르게 되어 유도성 과도 전압이 야기하게 된다. 이같은 상황은 주로 제어 ＃1 및 제어 ＃2 신호들에 대한 논리 상태의 스위칭시에 발생한다. 이같은 상호 통전은 제어 FET들(42, 44, 46 및 48)을 적절히 선택함으로써 제거될 수도 있다. 특히, 제어 FET들의 최대 임계 전압이 전력 FET들의 최소 임계 전압보다도 낮으면, 전동기 단자에 접속된 통전중의 전력 FET는 상기와 동일한 단자에 접속된 비통전중의 전력 MOSFET가 “온”되기 전에 오프된다.
예컨대, 제어 ＃2 신호가 논리 0(0V)에서 논리 1(5V)로 변하면, 제어 FET(46)은 “온”되고 제어 FET(48)와 전력 FET(40d)의 게이트 전압은 감소하게 된다. 전력 FET(40d)의 “온”상태 최소 임계 전압이 제어 FET(48)의 “온”상태 최대 임계 전압 이상이기 때문에, 전력 FET(40d)는 제어 FET(48)가 “오프”되기 전에 “오프”된다. 전력 FET(40c)는 제어 FET(48)가 “오프”될때까지 “온”될 수 없다. 따라서, 전력 FET들(40c, 40d)이 “온” 상태로 중복되는 일은 존재하지 않는다. 만약, 제어 ＃2 신호가 논리 0으로 변하면, 제어 FET(46)의 “오프”되고 제어 FET(48)와 전력 FET(40d)의 게이트 전압은 상승한다. 제어 FET(48)의 “온” 상태 최대 임계 전압이 전력 FET(40d)의 온 상태 최소 임계 전압 이하이기 때문에, 제어 FET(48)는 전력 FET(40d)가 “온”되기 전에 “온”된다. 전력 FET(40c)는 제어 FET(48)가 “온”될때 “오프”된다. 따라서 전력 FET들(40d, 40c)의 “온” 상태에서 중복되는 일은 존재하지 않는다.
그밖에 저항들(R3∼R10)은 전력 FET들의 스위칭 속도가 주로 게이트 전압 충전 시간에 대한 함수로서 이루어지기 때문에 전력 MOSFET들(40a∼40d)의 스위칭 시간을 제어한다. 전력 FET(40c)의 “턴-온”시간은 (R4+R6) ＊CIN의 시상수를 갖게 된다(여기서, CIN은 전력 FET(40c)의 입력 캐패시턴스임). 전력 FET(40c)는 “턴-오프” 시상수(R6)＊CIN를 갖게 된다. 따라서, “턴-온”시간이 “턴-온”시간보다 느리므로 이로인해 상호 통전에 대한 안전이 더욱 보장된다. 부분적인 이유로서 전압(V펌프)이 12볼트의 공칭 공급 전압보다 크기 때문에 저항들(R5, R6)의 값은 저항(R9, R10)과는 다르며, 만약 상기 저항값들이 동일하다면 전력 FET들에 대한 충전율은 동일하지 않게 된다.
본 실시예에 있어서, 제어 FET들은 VN1004이고, 저항(R1, R2)은 +12V 단자와 제어 FET들(42, 46)의 드레인간에 각기 접속된 200㏀이고, 저항들(R3, R4)은 전압(V펌프)과 제어 FET들(44, 48)의 드레인간에 각기 접속된 200㏀이고, 저항들(R5, R6)은 제어 FET들(44, 48)의 드레인과 전력 FET들(40a, 40b)의 게이트간에 접속된 51㏀, 저항들(R7, R8)은 +12볼트와 다이오드들(54b, 54d)의 음극간에 접속된 200㏀이고, 저항들(R9, R10)은 다이오드들(54b, 54d)의 음극과 전력 FET들(40b, 40d)의 게이트간에 접속된 22㏀이다.
12V 신호는 리드(60)에 실려 런 캠(34)에 전송된다. 상기 런 캠은 제어 FET(42)를 제어하기 위해 논리 1상태의 신호를 리드(62)를 거쳐 전력 조절 회로(26)에 전송할 수도 있다. 이것은 통상 소프트웨어에 의해 제어 ＃1 입력에 제공된 대응 논리 신호를 보충할 수도 있다. 4.5V의 제너다이오드는 신호 레벨을 적절히 유지한다. 상기 신호는 다이오드(66)를 거쳐 FET(42)에 전송될 수도 있어 원한다면 단속 동작을 허락할 수 있다. 런 캠(34)으로부터의 논리 신호는 리드(27)를 거쳐 Remux(12)에 전송되어, 마이크로컴퓨터(10)에 피드백되는 기준 위치 신호를 제공한다.
와이퍼 시스템이 와이퍼(20)를 비작동시의 정착 위치에 정착시키는 능력을 가졌다면, 적절한 캠 스위치와 피드백 신호가 제공될 수도 있다. 이것은 도면에서 파선으로 도시된 “비작동시의 정착 캠 피드백(Depressed Park Cam Feedback)” 회로(70)이다. 상기 회로는 런 캠(34)에 결합된 회로와 유사하지만, 격리된 캠식 스위치를 통해 비작동시의 정착 위치 신호를 제공한다. 상기 회로(70)는 제어 ＃2 입력된 접속될 뿐만아니라 피드백 신호를 Remux(12)에 제공한다.
이제 제3도와 제5a도 내지 제5c도, 제6도, 제7a도, 제7b도 및 제7c도를 참조해서 와이퍼 전동기 속도 조절 능력에 대해 설명한다. 전동기(22′)의 전기자가 최대 조절 속도를 약 25%만큼 초과하는 전동기 속도를 제공할 수 있다면, 와이퍼(20)에 대해 기설정된 1개 또는 몇몇의 조절 속도들이 본 발명에서 유지될 수도 있다. 표준 와이퍼 전동기(22)가 사용된 제2도의 실시예와 같은 상황에서 고속 단자가 사용되었다고 가정하면, 최대 조절 속도는 상기 전동기의 공칭 고속 속도보다는 작아야 한다. 편의상 상기 시스템의 와이퍼에 대해 조절된 속도는 상기 전동기에 대한 공칭 “저속”속도 이상이지만 공팅의 “고속” 속도보다는 작다. 물론, 이런 제한은 고속 전동기(22′)를 선택하므로써 제거할 수 있다.
본 발명의 기본 프로필에 따르면, 본 발명은 굴곡위치 즉 와이퍼의 전환위치에 근접한 곳에서 가속 제어 혹은 감속 제어를 제공하지 않고서도 사이클마다 일정하게 조절된 단일 방향의 와이퍼 스트로크 속도를 제공할 수 있다. 그러나, 기계 시스템과 날개 부분에서의 응력을 작게 하기 위해 그 전환 위치 영역에서 와이퍼를 점진적으로 감속 및 가속하는 것은 유익한 일이라 믿어진다. 게다가, 본 발명의 회로는 다양한 속도 프로파일들을 쉽게 수용하고, 그중 한 속도 프로필은 1개 스위프의 중간 부분에서의 일정한 속도이고 상기 스위프의 60 내지 80%의 각도 신장을 포함할 수도 있고 상기 스트로우크의 나머지 부분에서 가속/감속을 제공한다.
제5a도에 도시된 타이밍도는 비작동시는 정착(D.P.) 모드와 그 다음 운행 모드에서 와이퍼에 대한 타이밍도이다. 이하 운행 모드에 촛점을 맞추어 운행 모드에서의 동작에 대해 설명한다. 제5b도에 도시된 파형은 캠식 운행 스위치(34)에서 제어 시스템 회로로 피드백되는 논리 신호의 파형이다. 이하, 와이핑 사이클에서 특정의 기준 이벤트를 지시하는 상기 파형의 전환에 대해 집중 설명한다. 특히 논리 1에서 0으로의 천이는 사이클의 내부 전환 위치에서 발생하고, 손쉽고 편리한 기준을 제공한다. 제5c도에 도시된 타이밍도는 조절된 일정 속도가 전진 방향 스트로크 혹은 복귀 방향 스트로크에서 내내 유지되는 전술한 기본 제어 모드의 타이밍도이다. 이러한 속도 조절은 연속적인 사이클들간에서 필요한 어떤 조정에 의해 달성된다.
제6도에는 도시된 타이밍도는 제5c도에 도시된 것과 유사하지만 전환 위치에 근접한 곳에서 전동기와 와이퍼들을 가속시키는 것(A)과 감속시키는 것(D)이 추가로 제공된 점이 다르다. 상기 제6도는 변위(각도)를 중심으로 했다기 보다는 시간 중심으로 도시된 타이밍도이다. 연속 사이클의 간격들이 속도 조절에 의해 유지되고 상기 속도 조절은 PWM 제어 신호의 듀티 사이클의 조절에 의해 필요한 만큼 이루어지는 특정 와이핑 사이클 간격 또는 주기를 결정하는 것은 통상적인 것이다. 만약 요구된 와이프 사이클 간격이 미리 결정되면, PWM 제어 신호에 대한 듀티 사이클이 상기 간격을 충족시키는 전동기 속도 및 와이퍼 속도를 경험적으로 제공할 수 있도록 결정될 수도 있다. 그리고 상기 PWM 제어 신호는 마이크로컴퓨터(10)에 입력되어 가속/감속 프로필링 동작에 의해 후에 조절되는 공칭값이 될 수도 있다. 제6도의 타이밍도에는 가속 및 감속 간격에서의 속도 변화가 실제로 도시되어 있지는 않지만, 와이퍼 시스템의 실행 혹은 다이나믹의 용이함으로 인해 지시된 것과 같이 선형이거나 비선형일 수도 있다는 것이 함축되어 있다.
제7a도에 도시된 흐름도는 속도 제어를 할 수 있는 주루틴이다. 상기 루틴을 실행하기 위한 프로그램은 마이크로컴퓨터(10)에 기억된 것으로 자동차에서 각종의 전자 기능들을 중복제어할때 사용되는 전체 오퍼레이팅 프로그램의 일부분이다. 상기 루틴은 단계(200)에서부터 시작되며, 상기 단계에서 “와이퍼 피드백의 ‘온’ 여부”가 검사된다. 이것은 캠식 운행 스위치(34)의 논리 신호에 응답하는 것으로 논리 상태가 0이면 “아니오”이고 논리 상태가 1이면 “예”가 된다. 논리 상태 1은 논리 상태 0에 선행하기 때문에, 스텝(202)을 통해 “예”를 취하므로써 “피드백 온” 플래그가 세트된다.
그러나, 상기 응답이 “아니오”일때 상기 신호는 0으로 되고, 스텝(204)에서 “피드백 온” 플래그의 세트여부가 결정된다. 만약 응답이 “아니오”이면, 기준 전환 신호가 발생되고, 이 시점 이후로부터 와이핑 사이클에 대한 타임이 시작된다. 다음 스텝(206)에서 “와이프 시간이 피드백 타이머의 값과 동일한지 여부”가 검사된다. 상기 피드백 타이머는 마이크로컴퓨터(10)내에 존재하는 타이머로서, 제1의 시간 사이클에 이어 방금 완료된 와이핑 사이클에 대한 간격을 실제로 나타내는 카운트치를 어큐뮬레이트한다. 스텝(208)에서는 “Δ시간” 얻기 위해 “요구 시간”에서 “와이프 시간”을 감산한다. 상기 Δ시간은 어떤 시간차를 의미한다. 상기 “요구 시간”은 메모리에 기억된 영구적인 값으로, 요구된 평균 속도 또는 사이클 간격을 나타낸다. 예컨대, “요구 시간”은 종래의 “저속”의 와이프 속도와 일치하는 1.4초일 수도 있다. 다양한 선택 가능한 속도를 제공하도록 “요구 시간”이 상기 시스템에 미리 기억될 수도 있다.
“Δ시간”이 일단 결정되면, 스텝(210)에서 “Δ시간”의 절대값이 허용 가능 최대 에러시간보다 작은지에 대한 검사가 이루어진다. 만약 작으면, 루틴은 스텝(214)으로 점프해서 스텝들(216, 218)로 진행한다. 그러나 “Δ시간”이 허용 범위를 초과했다면, 루틴은 스템(212)으로 진행해서 이전의 PWM 듀티 사이클을 “Δ시간/최대에 에러 시간”만큼 변화시킴으로써 PWM제어 신호의 듀티 사이클을 조절한다. 상기 “허용 가능한 최대 에러 시간”값은 PCM의 듀티 사이클이 조절될 수도 있는 최소 증분과 일치하도록 선택된다. 요구된 간격에 대한 어떤 기설정된 공칭 PWM 듀티 사이클이 예컨대 75% 듀티 사이클(이러한 듀티 사이클은 특정 와이퍼 속도 또는 훨씬 정확한 와이퍼 사이클 간격을 나타냄)이라 가정하면, 상기 공칭 값에 대한 듀티 사이클의 조절증분은 특히 비교적 여러 스텝이 이루어지는 경우에 상기 속도 혹은 간격을 이전값의 1/24만큼 시프트 한다.
구 “PWM 율”을 유지하거나 혹은 조절하여 새로운 것을 제공했다면, 루틴은 스텝(214)으로 진행해서 “피드백온” 플래그를 리세트하고, 스텝(216)에서 “피드백 타이머”를 리세트하고, 스텝(218)에서 “피드백 타이머”를 개시시킨다. 상기 스텝들은 신속히 처리되며, 상기 제어 시스템이 요구된 간격을 유지하는 새로운 와이퍼 사이클을 시작하도록 조건을 설정해준다. 개시시에 제1와이퍼 사이클을 기설정된 공정 PWM 듀티 사이클을 사용하게 된다. 또한 제1사이클 혹은 그 후속 사이클은 그 간격이 끝나는 시점에 기준 신호를 발생한다. 그러므로, 그 간격이 끝난후에 상기 간격과 “Δ시간”에 대한 후속 간격들을 계산해낼 수 있다. 실제로는 개시시에 “Δ시간”을 배치하지 않고 제1와이퍼 사이클의 끝부분에서 “와이프 시간”값을 얻을 수 있도록 피드백 타이머를 작동시키는 격리된 1사이클의 개시 루틴을 제공하는 것이 적절할 수도 있다.
다음 스텝은 제7a도의 스텝(300)이다. 스텝(214)에서 “피드백 온”플래그가 일단 리세트되면, 스텝(204)에서 직접 진행되는 스텝이다. 스텝(300)에서, “전진/복귀” 제어 루틴(제7b도)이 호출된다. 상기 루틴이 완료되면 스텝(400)에서, “가속/감속”루틴(제7c도)이 호출된다.
제7b도를 참조해서 이하 설명한다. “전진/복귀”루틴의 초기 스텝(310)에서 “와이퍼 시간”/2보다 큰지 여부에 대한 검사가 이루어진다. 와이퍼 사이클이 시작된 이후 실제 시간에 대한 운행 카운트를 표시하는 “와이퍼 시간”이 재호출된다. 상기 스텝(310)에서의 응답이 “아니오”이면, 루틴은 스텝(312)으로 진행해서 “정방향 스위프 속도”에 대한 “PWM”을 즉, 듀티 사이클을 세트한다. 스텝(314)에서, “전진 방향” 플래그가 세트되고 “복구 방향” 플래그는 리세트된다. 스텝(310)에서 통상 와이퍼 스트로크의 외부 전환 위치에서 발생하는 것처럼, “와이프 시간”이 “요구 시간”/2을 초과하면, 루틴은 스텝(316)에서 진행해서 적절한 “역방향 스위프 속도”에 대한 “PWM”을 세트한다. 스텝(318)에서 “복귀 방향” 플래그가 세트되고 “전진 방향”플래그가 리세트된다. 상기 이벤트에서 전진 방향 및 복귀 방향 스트로크 간격의 특성비가 허용가능한 것이면 스텝(300)과 스텝들(310 내지 318)은 생략될 수 있다. 한편 상기 특성비가 허용되지 않으면 전진 방향 스트로크는 원래 복귀 방향 스트로크 보다 10% 늦지만 상기 두 스크로크는 동일한 속도로 동작하는 것이 바람직하므로 이것은 반드시 보정되어야 한다. 이같은 보정을 하기 위한 대부분의 종래 방법은 원래의 “전진 방향 대 복귀 방향” 비(F.R. 비)를 결정해서 그 값과 “PWM 율”을 곱해서 전진 방향 PWM 율을 얻는다. 반대로 복귀 방향 PWM율을 얻으려면 “PWM 율”을 “복귀 방향 대 전진 방향”비(R.F. 비)와 곱한다.
이제 제7c도를 참조해서 설명한다. 초기 스텝(41)에서 방금 완료된 와이프 사이클에 대해 측정된 “와이프 시간” 간격의 절반이 되는 “하프 와이프” 시간값을 설정한다. 그러므로, 상기 “하프 와이프” 시간값은 와이퍼가 전진 방향 스트로크의 끝부분인 “외부 전환 위치”에 도달하는 것과 일치해야 한다. 그리고 스텝(412)에서, 피드백 타이머가 A(가속) 시간보다 작은지에 대한 검사가 이루어진다. 만약 “시간”이 기설정된 가속 간격 주기이면 전진 방향 스트로크의 개시가 측정된다. 만약 “시간”보다 여전히 작다고 가정하면 루틴은 스텝(414)으로 분기해서 “마지막 전동기가 변한 이후”“A시간”이 경과 되었는지에 대한 검사가 이루어진다. “X시간”이 경과되었으면, 루틴은 스텝(416)으로 진행해서, 제어 튜티 사이클을 이미 기억된 “가속”테이블의 후속값 또는 후속 카운트치로 세트한다. 만약 “X시간”이 경과되지 않으면, 현재의 PWM 제어 듀티 사이클 값이 유지되고, 상기 루틴의 도입부로 복귀된다. 본 실시예에 있어서, “X시간”값은 1개의 PWM 제어 신호의 주기 즉 20밀리초와 일치한다. 스텝은 커지거나 작아질 수도 있고, “X시간” 이후에는 성립되지 않고 “X시간”값은 여러개의 PWM 제어 신호 주기일 수도 있다는 것을 알고 있기는 하지만, 가속 간격 또는 감속 간격에서 PWM 듀티 사이클은 매 20밀리초마다 약 10%(3/32 카운트) 스텝화 되는 것이 기대되어 진다.
다시, 스텝(412)으로 복귀해서 피드백 시간이 “A시간”보다 작은지에 대한 검사가 이루어지고, 만약 크면 스텝(418)에서 피드백 시간이 “하프 와이프-D 시간”보다 작은지에 대한 검사가 이루어진다. 이것은 와이퍼가 외부 전환 위치 앞의 감속 영역에 이미 들어가 있는지를 식별하는 것이다. 만약 와이퍼가 그 스텝간에 감속 영역에 아직 도착하지 않았으면, 즉 스텝(418)에서 응답이 “예”이면, 루틴은 스텝(420)으로 진행한다. 스텝(420)에서, 제어 듀티 사이클이 “PWM 전진율”로 세트되어 전진 방향 스위프의 중간 부분에 대해 결정된 값과 일치한다. 만약 스텝(418)에서 응답이 “아니오”이면, 와이퍼가 감속 영역에 도착한 것을 의미한다. 그리고 루틴은 스텝(422)으로 진행한다. 상기 스텝(422)에서 피드백 타이머 값이 “하프 와이프”보다 작은지에 대한 검사가 이루어진다. 만약 그 응답이 “예”이면 루틴은 스텝(414)과 동일한 스텝인 스템(424)으로 진행한다. 상기 스텝(424)에서 “X시간”이 경과되었다고 판정되면 스텝(426)에서 PWM 제어 듀티 사이클이 가설된 “감속”테이블내의 후속값으로 세트된다. 만약 “X시간”이 경과되지 않았다고 판정되면, 현재의 PWM 제어 듀티 사이클 값이 그대로 유지되고, 상기 루틴의 도입부로 복귀된다.
만약 스텝(422)에서 피드백 시간이 “하프 와이프”보다 작지 않은 것으로 판정되면, 루틴은 스텝(428)으로 진행해서 상기 피드백 시간이 “하프 와이프+A 시간”보다 작은지에 대한 검사를 행한다. 이것은 가속 영역이 외부 전환 위치 다음에 존재하는지를 판별해낸다. 스텝(428)에서의 응답이 “예”이면, 루틴은 스텝(414)으로 점프해서 “가속”루틴을 실행한다. 그러나, 그 응답이 “아니오”이면 루틴은 스탭(430)으로 진행해서 피드백 시간이 “와이프 시간-D 시간”보다 작은지에 대한 검사를 행한다. 만약 스텝(430)에서의 응답이 “예”이면, 와이퍼는 복귀 방향 스트로크의 중간부분에서 작동중이다. 그리고 스텝(432)에서 PWM 제어 듀티 사이클이 “PWM 복귀율”로 세트된다. 만약 스텝(432)에서의 응답이 “아니오”이면, 루틴은 스텝(424)으로 점프해서 “감속”루틴을 실행한다.
가속 및 감속 프로필들을 또는 이들 프로필중 어느 한쪽을 다양하게 할 수 있는 것처럼 중간 스위프 속도를 다양하게 할 수 있다. 실제로, 가속 프로필은 감속 프로필과 동일하지 않아도 되고 전신 방향 스트로크에 대한 가속/감속 프로필도 복귀방향 스트로크에 대한 가속/감속 프로필과 동일하지 않아도 된다. 그러나, PWM 제어 튜디 사이클 값에 대한 적절한 테이블들을 설정할 수 있도록 프로필들은 사전에 식별되어야 하고, 가속/감속 간격들과 중간 스트로크루틴들은 와이프 전체 사이클에 대한 누적 간격을 결정해서 “와이프 시간”을 제어하는 “요구 시간”을 설정하는데 사용될 수 있도록 기설정되어야 한다.
만약 와이퍼 시스템이 “단속”능력을 포함하려면, 연속적인 와이프 사이클들간에 “휴지 구간”을 삽입해서, 요구된 간격에 대해 스위치(16)를 미합중국 특허 출원 제665,804호에 기재된 방식으로 단속함으로써 마이크로컴퓨터에 그러한 지연 간격을 입력시키는 것이 가능해야 한다. 그리고 상기 단속 간격은 이전 사이클의 완료 시점과 피드백 타이머의 개시되지 않은 상태에서 새로운 와이프 사이클이 시작되는 시점간에 놓일 수도 있으며, 상기 피드백 타이머는 단속 타이머가 타임아웃될때까지 와이프 사이클 간격을 측정하는 타이머이다. 상기 와이퍼는 단속 타이머가 타임 아웃되는 동시에 통상 휴지된다. 이 시점에서, 기준 신호 또는 모의 기준 신호가 일반적인 속도 제어용 와이프 사이클의 개시를 알리기 위해 발생될 수도 있다.
종래의 “단속”동작을 변경한 변형 실시예에 있어서, 본 발명의 속도 프로필링 능력을 통해 중간 스트로크시의 속도가 대폭 감소된 속도가 아닌 경우를 제외하고는 와이퍼는 와이퍼들의 계속 동작하는 동안 명백한 단속을 제공할 수 있다. 또다른 방법으로, 내부 및 외부 전환 위치에 인접한 가속 및 감속 간격이 와이퍼의 전체 스위프 각도의 20 내지 30%만은 점유한다 할지라도 상기 가속 및 감속 간격들은 몇초를 점유하는 방식으로 그러한 간격 모든 곳에서 프로필 될 수도 있다. 이러한 간격의 일부분에서, 와이퍼 속도는 동작 가능 PWM 제어 듀티 사이클 범위의 자강자리 부분에서 이루어지는 매우 낮은 저속일 수도 있다. 그러나, 단속중에 와이퍼의 저속 이동에 대한 사이클을 포함하는 전체 사이클 간격이 기설정된 것이면 가속 및 감속 간격의 가장자리 프로필링을 신뢰하는 것에 의해 명백한 단속을 얻을 수 있다. 전체 사이클 간격의 기설정은 정상 운행 속도에 대한 기설정된 기본 간격와 명백한 단속에 대한 작동자의 기설정된 간격을 포함하게 된다.
이제 제6도의 타이밍도와 유사한 타이밍도가 도시된 제8도를 참조해서 설명한다. 제6도의 타이밍도는 가속 및 감속 간격들로 정상의 중간 스트로크 속도 제어만 포함하고 있지만 제8도의 타이밍도는 상기 가속 및 감속 간격들의 바람직한 신장에 의한 명백한 단속 간격도 포함한다. 상기 타이밍도의 기본선이 의미하는 것은 스위프 각도라기 보다는 10초 또는 그 이상 걸리는 전체 와이프 사이클 시간이다. 제8도의 타이밍도에는 제6도에는 도시되지 않는 것이 내포되어 있다. 특히, 타이밍도의 파형의 수직 진폭이 관련 PWM 제어 신호 듀티 사이클들과 와이프 사이클에서의 관련 전동기 속도를 반영할 수 있도록 스케일화 되어 있다. 사이클 중간 스위프 부분에서 일정한 최대 속도가 발생하고 가속 및 감소 간격에서는 단계적으로 속도가 감소된다는 것을 알 수 있다. 또한 각 속도 레벨이 상기 속도에 대한 특정 듀티 사이클에서 PWM 제어 신호 반복을 여러번 포함할 수도 있다. 따라서, 단계들(414, 424)(제7c도)에서의 “X시간”값들이 각각의 PWM제어 신호의 20ms 주기처럼 유지될 수 있을지라도 특정 듀티 사이클 값은 속도 프로필 값에 대한 기설정된 테이블에 따라 새로운 값에 이르기 전에 여러번 반복해서 호출될 수도 있다.
본 발명은 어떤 실시예로 기술되었지만 본 발명의 특허 청구 범위를 벗어나지 않는 한도내에서 본 기술분야에서 숙련된 자에 의해 여러 변경이 가능함을 알 수 있다.

Claims (19)

  1. 전동기(22′)가 직류 전력원에 접속된 제1 및 제2단자를 갖고, 구동 회로(26)가 상기 직류 전력원을 거쳐 상기 전동기 단자와 직렬로 접속되는 양방향성 유도 직류 전동기(22′)용 구동 회로로서, 전력원을 거쳐 H-연결 구조로 상기 제1 및 제2전동기 단자들에 각기 접속된, 제1 및 제2상측 전력 MOSFET(40b, 40c)와, 제1 및 제2하측 전력 MOSFET(40a, 40d)를 포함하는 4개의 전력 MOSFET(40a, 40b, 40c, 40d)와 ; 두 논리 상태중 한 논리 상태를 갖는 제1 및 제2제어 신호들을 각기 수신하기 위한 제1 및 제2입력 단자 수단(＃1, ＃2)과 ; 상기 제1상측 및 제1하측 전력 MOSFET들간의 통전을 상보식으로 제어하기 위해 상기 제1상측(40a) 및 제1하측(40b)전력 MOSFET의 게이트들과 상기 제1입력 단자(＃1)간에 접속된 제1스위칭 수단(42, 44)과 ; 상기 제2상측 제2하측 전력 MOSFET들간의 통전을 상보식으로 제어하기 위해 상기 제2상측(40c) 및 제2하측(40d) 전력 MOSFET의 게이트들과 상기 제2입력 단자(＃2)간에 접속된 제2스위칭 수단(46, 48)을 구비한 양방향성 유도 직류 전동기용 구동회로에 있어서, 상기 제1스위칭 수단(42, 44) 및 상기 제2스위칭 수단(46, 48)은 제어 MOSFET 수단(42, 44, 46, 48)을 구비하고, 상측(40a, 40c) 및 하측(40b, 40d) 전력 MOSFET들간의 상호 통전을 방해하기 위해 상기 제1(42, 44) 및 제2(46, 48) 스위칭 수단의 제어 MOSFET수단(42, 44 ; 46, 48)은 기설정된 최대 임계 전압을 갖고, 상기 전력 MOSFET(40a, 40b, 40c, 40d)는 상기 제어 MOSFET수단(42, 44, 46, 48)의 상기 최대 임계 전압보다 높은 기설정된 최소 임계 전압을 갖는 것을 특징으로 하는 특징으로 하는 양방향성 유도 직류 전동기용 구동회로.
  2. 제1항에 있어서, 상기 제어 MOSFET수단(42, 44, 46, 48)은 1쌍의 제어 MOSFET들을 포함하고, 상기 제1쌍의 제어 MOSFET들(42, 44 ; 46, 48)은 상기 입력 단자(＃1, ＃2)와 상측 및 하측 전력 MOSFET들(40a, 40b, 40c, 40d)중 한 MOSFET의 게이트간에 접속되고, 쌍을 이루는 MOSFET들중 1개의 제어 MOSFET(42 ; 46)는 상기 입력 단자(＃1, ＃2)와 나머지 MOSFET의 게이트간에 접속되는 것을 특징으로 하는 전동기용 구동 회로.
  3. 제2항에 있어서, 상기 전력 MOSFET들(40a, 40b, 40c, 40d)은 각각 고유 입력 캐패시턴스를 포함하고, 상기 제1 및 제2스위칭 수단(42, 44 ; 46, 48)은 전력 MOSFET들의 게이트에 접속된 각 저항 수단(R3-R10)을 포함하고, 상기 저항 수단은 상기 입력 캐패시턴스와 함께 사용되어 각 전력 MOSFET들에 대한 대응 턴오프 시상수 보다 긴 턴온 시상수를 제공하도록 구성되고 기설정되므로써 각각의 상측 및 하측 전력 MOSFET들간의 상호 통전을 더욱 방행하는 것을 특징으로 하는 전동기용 구동 회로.
  4. 제1항 내지 제3항중 어느 한 항에 있어서, 상기 제1 및 제2입력 단자(＃1, ＃2)에서 수신된 상기 두 제어 신호들은 동일 논리 상태를 동시에 갖을 수도 있는데, 상기 논리 상태는 상기 제1 및 제2상측 전력 MOSFET들(40a, 40c)과 상기 제1 및 제2하측 전력 MOSFET들(40b, 40d)의 통전을 동시에 야기시켜 전동기를 차단하도록 작용하는 것을 특징으로 하는 전동기용 구동 회로.
  5. 제1항 내지 제3항중 어느 한 항에 있어서, 펄스폭 변조 제어 신호를 수신하기 위한 제3입력 단자(PWM 제어)와, 전동기의 속도를 제어하기 위해 상기 제3입력 단자로 부터 상기 4개의 MOSFET들중 상기 제1 및 제2하측 전력 FET(40b, 40d)까지만 상기 펄스폭 변조 제어 신호를 전송시키는 회로 수단(52b, 52d)을 추가로 포함하는 것을 특징으로 하는 전동기용 구동 회로.
  6. 제4항에 있어서, 펄스폭 변조 제어 신호를 수신하기 위한 제3입력 단자(PWM 제어)와, 전동기의 속도를 제어하기 위해 상기 제3입력 단자로 부터 상기 4개의 MOSFET들중 상기 제1 및 제2하측 전력 FET(40b, 40d)까지만 상기 펄스폭 변조 제어 신호를 전송시키는 회로 수단(52b, 52d)을 추가로 포함하는 것을 특징으로 하는 전동기용 구동 회로.
  7. 제5항에 있어서, 통상시에는 상기 제1 및 제2하측 전력 MOSFET(40b, 40d)중 하나만이 상기 제1 및 제2입력 단자들(＃1, ＃2)에서 수신된 상기 제어 신호들에 의해 한번에 통전되고, 상기 제1 및 제2 하측전력 MOSFET에 상기 펄스폭 변조 제어 신호들을 전송하기 위한 상기 회로 수단(52b, 52d)은 상기 제1 및 제2입력 단자들의 상기 제어 신호들에 의해 통전되는 상기 제1 및 제2하측 전력 MOSFET(40b, 40d)중 1개의 상기 MOSFET 통전을 추가로 조절하는 것을 특징으로 하는 전동기용 구동 회로.
  8. 제6항에 있어서, 통상시에는 상기 제1 및 제2하측 전력 MOSFET(40b, 40d)중 하나만이 상기 제1 및 제2입력 단자들(＃1, ＃2)에서 수신된 상기 제어 신호들에 의해 한번에 통전되고, 상기 제1 및 제2하측 전력 MOSFET에 상기 펄스폭 변조 제어 신호들을 전송하기 위한 상기 회로 수단(52b, 52d)은 상기 제1 및 제2입력 단자들의 상기 제어 신호들에 의해 통전되는 상기 제1 및 제2하측 전력 MOSFET(40b, 40d)중 1개의 상기 MOSFET통전을 추가로 조절하는 것을 특징으로 하는 전동기용 구동 회로.
  9. 제7항 또는 제8항에 있어서, 상기 펄스폭 변조 제어 신호는 기설정된 반복율을 갖고, 상기 반복율은 500Hz보다 작은 것을 특징으로 하는 전동기용 구동 회로.
  10. 제9항에 있어서, 상기 펄스폭 변조 제어 신호의 상기 반복율은 30 내지 75Hz 범위를 갖는 것을 특징으로 하는 전동기용 구동 회로.
  11. 제1항 내지 제3항중 어느 한 항에 있어서, 상기 전동기(22′)는 창문용 와이퍼 전동기인 것을 특징으로 하는 전동기용 구동 회로.
  12. 제9항에 있어서, 상기 전력 MOSFET(40a, 40b, 40c, 40d)는 다이오드를 포함하고, 상기 펄스폭 변조제어 신호는 상기 반복율에 의해 결정된 주기동안 상기제1 및 제2하측 전력 MOSFET(40b, 40d)중 상기 조절된 1개 MOSFET의 통전을 선택적으로 종료시키고, 통전이 끝난 시간은 상기 전력 MOSFET내의 다이오드가 회복하는데 필요한 최소 간격을 적어도 초과하는 것을 특징으로 하는 전동기용 구동 회로.
  13. 제12항에 있어서, 상기 구동 회로에 대해 기설정된 값보다 큰 과도 전압을 방지하기 위해 전류 전력원과 상기 구동 회로간에 접속된 과도 현상 방지 회로(30)를 제공하고, 각 상측 MOSFET(40a, 40c)은 상기 기설정된 과도 전압 방지 값의 적어도 2배가 되는 최소 항복 전압을 갖는 특징으로 하는 전동기용 구동 회로.
  14. 제4항에 있어서, 상기 전동기(22′)는 창문용 와이퍼 전동기인 것을 특징으로 하는 전동기용 구동 회로.
  15. 제5항에 있어서, 상기 전동기(22′)는 창문용 와이퍼 전동기인 것을 특징으로 하는 전동기용 구동 회로.
  16. 제6항에 있어서, 상기 전동기(22′)는 창문용 와이퍼 전동기인 것을 특징으로 하는 전동기용 구동 회로.
  17. 제7항 또는 제8항에 있어서, 상기 전동기(22′)는 창문용 와이퍼 전동기인 것을 특징으로 하는 전동기용 구동 회로.
  18. 제9항에 있어서, 상기 전동기(22′)는 창문용 와이퍼 전동기인 것을 특징으로 하는 전동기용 구동 회로.
  19. 제10항, 제12항 또는 제13항에 있어서, 상기 전동기(22′)는 창문용 와이퍼 전동기인 것을 특징으로 하는 전동기용 구동 회로.
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