JPH0969435A - インダクタンス負荷駆動ブリッジ回路 - Google Patents
インダクタンス負荷駆動ブリッジ回路Info
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- JPH0969435A JPH0969435A JP7223217A JP22321795A JPH0969435A JP H0969435 A JPH0969435 A JP H0969435A JP 7223217 A JP7223217 A JP 7223217A JP 22321795 A JP22321795 A JP 22321795A JP H0969435 A JPH0969435 A JP H0969435A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】回路構成の複雑化を抑止しつつインダクタンス
負荷に印加する電源電圧の増大が可能なインダクタンス
負荷駆動ブリッジ回路を提供すること。 【解決手段】スイッチングブリッジ１のスイッチＨ２、
Ｌ１をオフすると、コイル５の磁気エネルギに起因する
電圧により生じる電流がスイッチＨ１、Ｌ２と並列のダ
イオードＤを通じて流れ、コンデンサ３を充電する。こ
の時、バッテリ６はダイオード２により充電を禁止され
るので、コンデンサ３にバッテリ電圧ＶBより高い電圧
が充電され、この電圧はコイル５に印加される。すなわ
ち、ダイオード２及びコンデンサ３という簡単な回路構
成の追加でコイル５の大電力駆動が実現する。
負荷に印加する電源電圧の増大が可能なインダクタンス
負荷駆動ブリッジ回路を提供すること。 【解決手段】スイッチングブリッジ１のスイッチＨ２、
Ｌ１をオフすると、コイル５の磁気エネルギに起因する
電圧により生じる電流がスイッチＨ１、Ｌ２と並列のダ
イオードＤを通じて流れ、コンデンサ３を充電する。こ
の時、バッテリ６はダイオード２により充電を禁止され
るので、コンデンサ３にバッテリ電圧ＶBより高い電圧
が充電され、この電圧はコイル５に印加される。すなわ
ち、ダイオード２及びコンデンサ３という簡単な回路構
成の追加でコイル５の大電力駆動が実現する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、インダクタンス負
荷駆動ブリッジ回路に関する。
荷駆動ブリッジ回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】特開平３ー２７５９３５号公報は、ロー
タリーソレノイド駆動型の吸気制御装置において、エン
ジン回転数の上昇に応じてロータリーソレノイドのコイ
ルに印加する電圧を増大する方式を提案している。
タリーソレノイド駆動型の吸気制御装置において、エン
ジン回転数の上昇に応じてロータリーソレノイドのコイ
ルに印加する電圧を増大する方式を提案している。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】ロータリーソレノイド
のコイルのようなインダクタンス負荷への給電電力を増
大して例えばトルクを増大させたりするためには電源電
圧の増大が簡単であるが、例えば車載バッテリなどを電
源電圧とせざるを得ない車両搭載のインダクタンス負荷
などからわかるように、このような電源電圧の増大は通
常は困難である。
のコイルのようなインダクタンス負荷への給電電力を増
大して例えばトルクを増大させたりするためには電源電
圧の増大が簡単であるが、例えば車載バッテリなどを電
源電圧とせざるを得ない車両搭載のインダクタンス負荷
などからわかるように、このような電源電圧の増大は通
常は困難である。
【０００４】電源電圧をスイッチグインバータのような
専用の昇圧回路を用いて昇圧した後、インダクタンス負
荷に印加することも可能であるが、回路構成が複雑化し
てしまうという問題を生じる。本発明は上記問題点に鑑
みなされたものであり、回路構成の複雑化を抑止しつつ
インダクタンス負荷に印加する電源電圧の増大が可能な
インダクタンス負荷駆動ブリッジ回路を提供することを
その目的としている。
専用の昇圧回路を用いて昇圧した後、インダクタンス負
荷に印加することも可能であるが、回路構成が複雑化し
てしまうという問題を生じる。本発明は上記問題点に鑑
みなされたものであり、回路構成の複雑化を抑止しつつ
インダクタンス負荷に印加する電源電圧の増大が可能な
インダクタンス負荷駆動ブリッジ回路を提供することを
その目的としている。
【０００５】また、上記増大された電源電圧をインダク
タンス負荷以外の負荷に印加することもできる。したが
って、本発明の他の目的は回路構成が簡単な昇圧回路を
有するインダクタンス負荷駆動ブリッジ回路を提供する
ことにある。
タンス負荷以外の負荷に印加することもできる。したが
って、本発明の他の目的は回路構成が簡単な昇圧回路を
有するインダクタンス負荷駆動ブリッジ回路を提供する
ことにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段及び発明の効果】本発明の
第１の構成は、ハイサイドスイッチ及びローサイドスイ
ッチを直列接続してそれぞれ構成される複数のインバー
タを並列接続してなるスイッチングブリッジと、前記各
インバータの出力端から双方向通電されるインダクタン
ス負荷と、電源と前記ハイサイドスイッチの高位端との
間に介設されて前記ハイサイドスイッチから前記電源へ
の通電を禁止する逆流禁止手段と、前記高位端から充電
される蓄電手段と、前記スイッチを断続して前記負荷コ
イルの通電を制御する通電制御手段とを備えることを特
徴とするインダクタンス負荷駆動ブリッジ回路である。
第１の構成は、ハイサイドスイッチ及びローサイドスイ
ッチを直列接続してそれぞれ構成される複数のインバー
タを並列接続してなるスイッチングブリッジと、前記各
インバータの出力端から双方向通電されるインダクタン
ス負荷と、電源と前記ハイサイドスイッチの高位端との
間に介設されて前記ハイサイドスイッチから前記電源へ
の通電を禁止する逆流禁止手段と、前記高位端から充電
される蓄電手段と、前記スイッチを断続して前記負荷コ
イルの通電を制御する通電制御手段とを備えることを特
徴とするインダクタンス負荷駆動ブリッジ回路である。
【０００７】本発明によれば、回路構成の複雑化を抑止
しつつインダクタンス負荷に印加する電源電圧の増大が
可能なインダクタンス負荷駆動ブリッジ回路を実現する
ことができ、又は、回路構成が簡単な昇圧回路を有する
インダクタンス負荷駆動ブリッジ回路を実現することが
できる。詳しく説明すれば、インダクタンス負荷に双方
向通電すなわち互いに逆方向へ交互に通電を行うため
に、各インバータの各ハイサイドスイッチ及びローサイ
ドスイッチを断続すると、一方向への通電遮断時にイン
ダクタンス負荷に高い逆起電力が生じ、いままでオフし
ていたスイッチを通じてハイサイドスイッチの高位端に
電流が還流される。
しつつインダクタンス負荷に印加する電源電圧の増大が
可能なインダクタンス負荷駆動ブリッジ回路を実現する
ことができ、又は、回路構成が簡単な昇圧回路を有する
インダクタンス負荷駆動ブリッジ回路を実現することが
できる。詳しく説明すれば、インダクタンス負荷に双方
向通電すなわち互いに逆方向へ交互に通電を行うため
に、各インバータの各ハイサイドスイッチ及びローサイ
ドスイッチを断続すると、一方向への通電遮断時にイン
ダクタンス負荷に高い逆起電力が生じ、いままでオフし
ていたスイッチを通じてハイサイドスイッチの高位端に
電流が還流される。
【０００８】本構成では特に、電源は逆流禁止手段によ
りハイサイドスイッチの高位端からの充電を禁止される
ので、インダクタンス負荷の磁気エネルギに起因する上
記還流電流は蓄電手段に蓄積されることになる。この蓄
電手段に蓄積された高電圧は次の位相期間にインダクタ
ンス負荷に印加され、このインダクタンス負荷への供給
エネルギが増大させることができる。これによりインダ
クタンス負荷の高電圧駆動が可能となる。また、この高
電圧を例えばそれが必要な上記スイッチの制御するため
の通電制御手段などの電源電圧などに利用することがで
きる。
りハイサイドスイッチの高位端からの充電を禁止される
ので、インダクタンス負荷の磁気エネルギに起因する上
記還流電流は蓄電手段に蓄積されることになる。この蓄
電手段に蓄積された高電圧は次の位相期間にインダクタ
ンス負荷に印加され、このインダクタンス負荷への供給
エネルギが増大させることができる。これによりインダ
クタンス負荷の高電圧駆動が可能となる。また、この高
電圧を例えばそれが必要な上記スイッチの制御するため
の通電制御手段などの電源電圧などに利用することがで
きる。
【０００９】本発明の第２の構成は、上記第１の構成に
おいて更に、前記スイッチングブリッジが、１個のコイ
ルからなる前記インダクタンス負荷を駆動する一対のイ
ンバータからなることを特徴としている。本発明の第３
の構成は、上記第１の構成において更に、前記スイッチ
ングブリッジが、交流回転電機からなる前記インダクタ
ンス負荷を駆動する３つのインバータからなることを特
徴としている。
おいて更に、前記スイッチングブリッジが、１個のコイ
ルからなる前記インダクタンス負荷を駆動する一対のイ
ンバータからなることを特徴としている。本発明の第３
の構成は、上記第１の構成において更に、前記スイッチ
ングブリッジが、交流回転電機からなる前記インダクタ
ンス負荷を駆動する３つのインバータからなることを特
徴としている。
【００１０】本発明の第４の構成は、上記第１の構成に
おいて更に、前記ハイサイドスイッチ及びローサイドス
イッチがそれぞれ、互いに並列接続されたトランジスタ
及び還流用のダイオードからなることを特徴としてい
る。本発明の第５の構成は、上記第１の構成において更
に、前記ハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチ
が、寄生ダイオードを有するＭＯＳトランジスタからな
ることを特徴としている。
おいて更に、前記ハイサイドスイッチ及びローサイドス
イッチがそれぞれ、互いに並列接続されたトランジスタ
及び還流用のダイオードからなることを特徴としてい
る。本発明の第５の構成は、上記第１の構成において更
に、前記ハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチ
が、寄生ダイオードを有するＭＯＳトランジスタからな
ることを特徴としている。
【００１１】本発明の第６の構成は、上記第１の構成に
おいて更に、前記逆流禁止手段がダイオードからなるこ
とを特徴としている。本発明の第７の構成は、上記第１
の構成において更に、前記逆流禁止手段は前記電源が前
記ハイサイドスイッチの高位端より高電位の場合にのみ
オンするトランジスタからなる。本構成によれば第６の
構成のダイオードの順方向電位降下を回避して損失を低
減することができる。
おいて更に、前記逆流禁止手段がダイオードからなるこ
とを特徴としている。本発明の第７の構成は、上記第１
の構成において更に、前記逆流禁止手段は前記電源が前
記ハイサイドスイッチの高位端より高電位の場合にのみ
オンするトランジスタからなる。本構成によれば第６の
構成のダイオードの順方向電位降下を回避して損失を低
減することができる。
【００１２】本発明の第８の構成は、上記第１の構成に
おいて更に、前記ハイサイドスイッチの高位端と前記蓄
電手段との間に介設されて前記蓄電手段から前記高位端
への通電を制御する放電制御スイッチを有することを特
徴としている。本構成によれば、所望時に前記インダク
タンス負荷を高電圧駆動することができる。
おいて更に、前記ハイサイドスイッチの高位端と前記蓄
電手段との間に介設されて前記蓄電手段から前記高位端
への通電を制御する放電制御スイッチを有することを特
徴としている。本構成によれば、所望時に前記インダク
タンス負荷を高電圧駆動することができる。
【００１３】
【発明の実施の形態】本発明の好適な態様を以下の実施
例により説明する。
例により説明する。
【００１４】
（実施例１）以下、本発明のインダクタンス負荷駆動ブ
リッジ回路の一実施例を図１を参照して説明する。この
回路は、吸気流量制御弁を駆動するロータリーソレノイ
ドのコイル５を駆動するための回路であって、ＮＭＯＳ
トランジスタからなるＨブリッジ回路（スイッチングブ
リッジ）１と、ダイオード（逆流禁止手段）２と、コン
デンサ（蓄電手段）３と、Ｈブリッジ回路１のハイサイ
ドスイッチＨ１、Ｈ２及びローサイドスイッチＬ１、Ｌ
２のゲート電圧を形成するドライブ回路（通電制御回
路）４と、ダイオード３１及びコンデンサ３２とからな
る。
リッジ回路の一実施例を図１を参照して説明する。この
回路は、吸気流量制御弁を駆動するロータリーソレノイ
ドのコイル５を駆動するための回路であって、ＮＭＯＳ
トランジスタからなるＨブリッジ回路（スイッチングブ
リッジ）１と、ダイオード（逆流禁止手段）２と、コン
デンサ（蓄電手段）３と、Ｈブリッジ回路１のハイサイ
ドスイッチＨ１、Ｈ２及びローサイドスイッチＬ１、Ｌ
２のゲート電圧を形成するドライブ回路（通電制御回
路）４と、ダイオード３１及びコンデンサ３２とからな
る。
【００１５】Ｈブリッジ回路１は、周知のように、ハイ
サイドスイッチＨ１及びローサイドスイッチＬ１を直列
接続してなるインバータと、ハイサイドスイッチＨ２及
びローサイドスイッチＬ２を直列接続してなるインバー
タとを有し、両インバータの出力端間には、インダクタ
ンス負荷であるコイル５が接続されている。ダイオード
２は、ハイサイドスイッチＨ１、Ｈ２の高位端とバッテ
リ（電源）６の高位端との間に介設されてハイサイドス
イッチＨ１、Ｈ２からバッテリ６への逆流を禁止してお
り、その結果、ハイサイドスイッチＨ１、Ｈ２及びコン
デンサ３の電位が、バッテリ６の電位ーダイオード２の
順方向電位降下以上低下しない間は、バッテリ６からＨ
ブリッジ回路１への通電が生じないようになっている。
サイドスイッチＨ１及びローサイドスイッチＬ１を直列
接続してなるインバータと、ハイサイドスイッチＨ２及
びローサイドスイッチＬ２を直列接続してなるインバー
タとを有し、両インバータの出力端間には、インダクタ
ンス負荷であるコイル５が接続されている。ダイオード
２は、ハイサイドスイッチＨ１、Ｈ２の高位端とバッテ
リ（電源）６の高位端との間に介設されてハイサイドス
イッチＨ１、Ｈ２からバッテリ６への逆流を禁止してお
り、その結果、ハイサイドスイッチＨ１、Ｈ２及びコン
デンサ３の電位が、バッテリ６の電位ーダイオード２の
順方向電位降下以上低下しない間は、バッテリ６からＨ
ブリッジ回路１への通電が生じないようになっている。
【００１６】ドライブ回路４はコンデンサ３２を電源と
して駆動されるものであり、指令吸気流量に対応する入
力信号電圧に応じてＨブリッジ回路１に入力する各ゲー
ト電圧Ｖ１〜Ｖ４をＰＷＭ制御するものである。ＰＷＭ
制御制御自体は周知であるので、その説明を省略する。
ダイオード３１は抵抗３４を通じてコンデンサ３２を充
電し、コンデンサ３２の充電電圧はツェナーダイオード
３３により定電圧化されてドライブ回路４に電源電圧と
して給電される。このようにすれば、ドライブ回路４は
高電源電圧をｎＭＯＳトランジスタからなるハイサイド
スイッチＨ１、Ｈ２に印加することができる。
して駆動されるものであり、指令吸気流量に対応する入
力信号電圧に応じてＨブリッジ回路１に入力する各ゲー
ト電圧Ｖ１〜Ｖ４をＰＷＭ制御するものである。ＰＷＭ
制御制御自体は周知であるので、その説明を省略する。
ダイオード３１は抵抗３４を通じてコンデンサ３２を充
電し、コンデンサ３２の充電電圧はツェナーダイオード
３３により定電圧化されてドライブ回路４に電源電圧と
して給電される。このようにすれば、ドライブ回路４は
高電源電圧をｎＭＯＳトランジスタからなるハイサイド
スイッチＨ１、Ｈ２に印加することができる。
【００１７】次にこの回路の動作を図２のタイミングチ
ャートを参照して説明する。ＶＨ１はハイサイドスイッ
チＨ１のゲート電圧であり、ＶＨ２はハイサイドスイッ
チＨ２のゲート電圧であり、ＶＬ１はローサイドスイッ
チＬ１のゲート電圧であり、ＶＬ２はローサイドスイッ
チＬ２のゲート電圧である。最初、スイッチＨ２、Ｌ１
がオンしており、スイッチＨ１、Ｌ２がオフしておく。
時点ｔ１において弁開指令が入力すると、まず、スイッ
チＨ１、Ｌ２をオンし、スイッチＨ２、Ｌ１をオフす
る。スイッチＨ２、Ｌ１をオフすると、コイル５には電
流ーｉを流し続けようとして蓄積された磁気エネルギを
誘起電圧の形で放出し、この誘起電圧による回生電流は
スイッチＨ１、Ｌ２又はそれらと並列接続された還流用
のダイオード（この実施例ではＭＯＳトランジスタの寄
生ダイオードとする）Ｄを通じてハイサイドスイッチＨ
１、Ｈ２の高位端に伝達され、コンデンサ３が充電され
る。この時、ダイオード２はこの回生電流がバッテリ６
に還流するのを阻止する。
ャートを参照して説明する。ＶＨ１はハイサイドスイッ
チＨ１のゲート電圧であり、ＶＨ２はハイサイドスイッ
チＨ２のゲート電圧であり、ＶＬ１はローサイドスイッ
チＬ１のゲート電圧であり、ＶＬ２はローサイドスイッ
チＬ２のゲート電圧である。最初、スイッチＨ２、Ｌ１
がオンしており、スイッチＨ１、Ｌ２がオフしておく。
時点ｔ１において弁開指令が入力すると、まず、スイッ
チＨ１、Ｌ２をオンし、スイッチＨ２、Ｌ１をオフす
る。スイッチＨ２、Ｌ１をオフすると、コイル５には電
流ーｉを流し続けようとして蓄積された磁気エネルギを
誘起電圧の形で放出し、この誘起電圧による回生電流は
スイッチＨ１、Ｌ２又はそれらと並列接続された還流用
のダイオード（この実施例ではＭＯＳトランジスタの寄
生ダイオードとする）Ｄを通じてハイサイドスイッチＨ
１、Ｈ２の高位端に伝達され、コンデンサ３が充電され
る。この時、ダイオード２はこの回生電流がバッテリ６
に還流するのを阻止する。
【００１８】このような動作は、その後、スイッチＨ
１、Ｌ２とスイッチＨ２、Ｌ１とを切り換える度に生
じ、この結果、誘起電圧がバッテリ電圧ＶB ーＯ．７５
Ｖより高い場合、コイル５には大きな電圧が印加され、
その分、電流も増大し、大きな弁起動トルクを得ること
ができ、高速動作が実現する。その後、時刻ｔ２にてス
イッチＨ１を断続し、スイッチＬ２を常時オンし、スイ
ッチＨ２、Ｌ１をオフして所定のデューティ比でＰＷＭ
制御を行い、必要な平均電流をコイル５に通電する。こ
のようにすると、スイッチＨ１のオンデューティに応じ
た弁開度まで弁が回動する。ただし、この場合には、ス
イッチＨ１のオフ時にスイッチＬ２がオンしているの
で、上記回生電流はスイッチＬ２、アース線、スイッチ
Ｌ１と並列のダイオードＤを通じて還流し、ハイサイド
スイッチＨ１、Ｈ２の電源電圧の上昇は生じない。
１、Ｌ２とスイッチＨ２、Ｌ１とを切り換える度に生
じ、この結果、誘起電圧がバッテリ電圧ＶB ーＯ．７５
Ｖより高い場合、コイル５には大きな電圧が印加され、
その分、電流も増大し、大きな弁起動トルクを得ること
ができ、高速動作が実現する。その後、時刻ｔ２にてス
イッチＨ１を断続し、スイッチＬ２を常時オンし、スイ
ッチＨ２、Ｌ１をオフして所定のデューティ比でＰＷＭ
制御を行い、必要な平均電流をコイル５に通電する。こ
のようにすると、スイッチＨ１のオンデューティに応じ
た弁開度まで弁が回動する。ただし、この場合には、ス
イッチＨ１のオフ時にスイッチＬ２がオンしているの
で、上記回生電流はスイッチＬ２、アース線、スイッチ
Ｌ１と並列のダイオードＤを通じて還流し、ハイサイド
スイッチＨ１、Ｈ２の電源電圧の上昇は生じない。
【００１９】また本実施例では、バッテリ６は急変する
回生電流を吸収する必要がなく、このためその充電効率
が低下したり、バッテリ寿命が低下したりすることがな
い。一実験結果を図３に示す。図３において、１００は
本願回路構成による弁全閉状態から所定の弁開度までの
弁開時のレスポンス状態を示し、１０１はダイオード２
及びコンデンサ３を省略し、ドライブ回路４には比較例
としての特別の高電圧回路から電源電圧を給電した場合
の弁全閉状態から所定の弁開度までの弁開時のレスポン
ス状態を示し、１０３は本願回路構成におけるコイル５
の電流を示し、１０４は上記従来構成におけるコイル５
の電流を示し、１０５はコンデンサ３の端子電圧（ハイ
サイドスイッチＨ１、Ｈ２の高位端電圧）を示す。この
実験結果から、本実施例回路（１００）によれば従来回
路に比べて１ｍＳ程度高速化されていることがわかっ
た。
回生電流を吸収する必要がなく、このためその充電効率
が低下したり、バッテリ寿命が低下したりすることがな
い。一実験結果を図３に示す。図３において、１００は
本願回路構成による弁全閉状態から所定の弁開度までの
弁開時のレスポンス状態を示し、１０１はダイオード２
及びコンデンサ３を省略し、ドライブ回路４には比較例
としての特別の高電圧回路から電源電圧を給電した場合
の弁全閉状態から所定の弁開度までの弁開時のレスポン
ス状態を示し、１０３は本願回路構成におけるコイル５
の電流を示し、１０４は上記従来構成におけるコイル５
の電流を示し、１０５はコンデンサ３の端子電圧（ハイ
サイドスイッチＨ１、Ｈ２の高位端電圧）を示す。この
実験結果から、本実施例回路（１００）によれば従来回
路に比べて１ｍＳ程度高速化されていることがわかっ
た。
【００２０】以下、本実施例の回路の変形態様について
説明する。ハイサイドスイッチＨ１、Ｈ２及びローサイ
ドスイッチＬ１、Ｌ２はＭＯＳトランジスタの寄生ダイ
オード以外のダイオードをＭＯＳトランジスタと並列に
接続してもよい。また、ＭＯＳトランジスタをバイポー
ラトランジスタなどの他のトランジスタに置換してもよ
い。
説明する。ハイサイドスイッチＨ１、Ｈ２及びローサイ
ドスイッチＬ１、Ｌ２はＭＯＳトランジスタの寄生ダイ
オード以外のダイオードをＭＯＳトランジスタと並列に
接続してもよい。また、ＭＯＳトランジスタをバイポー
ラトランジスタなどの他のトランジスタに置換してもよ
い。
【００２１】なお、上記した回生電流還流用のダイオー
ドＤをもつ場合には、例えばスイッチＨ２、Ｌ１をオフ
した場合でも他のスイッチＨ１、Ｌ２をオンしなくても
それらと並列接続されるダイオードによりコンデンサ３
の充電は可能である。一方、ハイサイドスイッチＨ１、
Ｈ２及びローサイドスイッチＬ１、Ｌ２と並列に回生電
流還流用のダイオードＤを持たない構成も可能であり、
この場合には、スイッチＨ１、Ｌ２のオフ時にスイッチ
Ｈ２、Ｌ１をオンし、スイッチＨ２、Ｌ１のオフ時にス
イッチＨ１、Ｌ２をオンすればよい。
ドＤをもつ場合には、例えばスイッチＨ２、Ｌ１をオフ
した場合でも他のスイッチＨ１、Ｌ２をオンしなくても
それらと並列接続されるダイオードによりコンデンサ３
の充電は可能である。一方、ハイサイドスイッチＨ１、
Ｈ２及びローサイドスイッチＬ１、Ｌ２と並列に回生電
流還流用のダイオードＤを持たない構成も可能であり、
この場合には、スイッチＨ１、Ｌ２のオフ時にスイッチ
Ｈ２、Ｌ１をオンし、スイッチＨ２、Ｌ１のオフ時にス
イッチＨ１、Ｌ２をオンすればよい。
【００２２】また、上記実施例では、図２に示すよう
に、ローサイドスイッチＬ２は常時オンしておき、ハイ
サイドスイッチＨ１をＰＷＭ制御してコイル５の平均通
電電流を制御したが、その他の各種の作動方法も当然適
用することができる。例えば、弁開時にスイッチＨ１、
Ｌ２の両方をＰＷＭ制御し、弁閉時にスイッチＨ２、Ｌ
１の両方をＰＷＭ制御することができる。この時、弁は
そのディテントトルクにより通電電流０の場合に５０％
開度とすることが好ましい。このＰＷＭ制御方式によれ
ばコイル断線時に弁がそのディテントトルクにより５０
％開度に保持できる利点がある。
に、ローサイドスイッチＬ２は常時オンしておき、ハイ
サイドスイッチＨ１をＰＷＭ制御してコイル５の平均通
電電流を制御したが、その他の各種の作動方法も当然適
用することができる。例えば、弁開時にスイッチＨ１、
Ｌ２の両方をＰＷＭ制御し、弁閉時にスイッチＨ２、Ｌ
１の両方をＰＷＭ制御することができる。この時、弁は
そのディテントトルクにより通電電流０の場合に５０％
開度とすることが好ましい。このＰＷＭ制御方式によれ
ばコイル断線時に弁がそのディテントトルクにより５０
％開度に保持できる利点がある。
【００２３】その他、所定の奇数期間でスイッチＨ２、
Ｌ１のオンとスイッチＨ１、Ｌ２のオフとを実施し、次
の偶数期間でスイッチＨ２、Ｌ１のオフとスイッチＨ
１、Ｌ２のオンとを実施するようにＰＷＭ制御すること
もできる。この場合、奇数期間と偶数期間とが等しけれ
ば実質的にコイル５の通電電流は０となり、この時、弁
はそのディテントトルクにより５０％開度とすることが
好ましい。そして奇数期間が偶数期間より長くなるにつ
れて弁が閉じ、奇数期間が偶数期間より短くなるにつれ
て弁が開くようにすることができる。このＰＷＭ制御方
式によればコイル断線時に弁がそのディテントトルクに
より５０％開度に保持できる利点がある。
Ｌ１のオンとスイッチＨ１、Ｌ２のオフとを実施し、次
の偶数期間でスイッチＨ２、Ｌ１のオフとスイッチＨ
１、Ｌ２のオンとを実施するようにＰＷＭ制御すること
もできる。この場合、奇数期間と偶数期間とが等しけれ
ば実質的にコイル５の通電電流は０となり、この時、弁
はそのディテントトルクにより５０％開度とすることが
好ましい。そして奇数期間が偶数期間より長くなるにつ
れて弁が閉じ、奇数期間が偶数期間より短くなるにつれ
て弁が開くようにすることができる。このＰＷＭ制御方
式によればコイル断線時に弁がそのディテントトルクに
より５０％開度に保持できる利点がある。
【００２４】（実施例２）他の実施例を図４を参照して
説明する。この実施例は、実施例１（図１）において、
ハイサイドスイッチＨ１、Ｈ２の高位端とコンデンサ３
の高位端との間にＭＯＳトランジスタ（放電制御スイッ
チ）７を介設したものである。この実施例ではＭＯＳト
ランジスタ７と並列接続されたダイオード７１はＭＯＳ
トランジスタ７の寄生ダイオードとしている。
説明する。この実施例は、実施例１（図１）において、
ハイサイドスイッチＨ１、Ｈ２の高位端とコンデンサ３
の高位端との間にＭＯＳトランジスタ（放電制御スイッ
チ）７を介設したものである。この実施例ではＭＯＳト
ランジスタ７と並列接続されたダイオード７１はＭＯＳ
トランジスタ７の寄生ダイオードとしている。
【００２５】このようにすれば、スイッチＨ１、Ｌ２の
オフ時、又はスイッチＨ２、Ｌ１のオフ時にハイサイド
スイッチＨ１、Ｈ２の高位端に発生した高電圧により、
充電電流がダイオード７１を通じてコンデンサ３が充電
される。そして、所望の期間にＭＯＳトランジスタ７を
オンするとコンデンサ３からハイサイドスイッチＨ１、
Ｈ２の高位端に放電することができる。すなわち、本実
施例では、所望の大トルクが必要な起動時などに高電圧
駆動を行うことができる。
オフ時、又はスイッチＨ２、Ｌ１のオフ時にハイサイド
スイッチＨ１、Ｈ２の高位端に発生した高電圧により、
充電電流がダイオード７１を通じてコンデンサ３が充電
される。そして、所望の期間にＭＯＳトランジスタ７を
オンするとコンデンサ３からハイサイドスイッチＨ１、
Ｈ２の高位端に放電することができる。すなわち、本実
施例では、所望の大トルクが必要な起動時などに高電圧
駆動を行うことができる。
【００２６】図５にその一動作例のタイミングチャート
を示し、一実験結果を図６に示す。図６において、２０
０は本願回路構成による弁全閉状態から所定の弁開度ま
での弁開時のレスポンス状態を示し、２０１はダイオー
ド２及びコンデンサ３を省略し、ドライブ回路４には比
較例としての特別の高電圧回路から電源電圧を給電した
場合の弁全閉状態から所定の弁開度までの弁開時のレス
ポンス状態を示し、２０３は本願回路構成におけるコイ
ル５の電流を示し、２０４は上記従来構成におけるコイ
ル５の電流を示し、２０５はコンデンサ３の端子電圧
（ハイサイドスイッチＨ１、Ｈ２の高位端電圧）を示
す。この実験結果から、本実施例回路（１００）によれ
ば従来回路に比べて２ｍＳ程度高速化されていることが
わかった。
を示し、一実験結果を図６に示す。図６において、２０
０は本願回路構成による弁全閉状態から所定の弁開度ま
での弁開時のレスポンス状態を示し、２０１はダイオー
ド２及びコンデンサ３を省略し、ドライブ回路４には比
較例としての特別の高電圧回路から電源電圧を給電した
場合の弁全閉状態から所定の弁開度までの弁開時のレス
ポンス状態を示し、２０３は本願回路構成におけるコイ
ル５の電流を示し、２０４は上記従来構成におけるコイ
ル５の電流を示し、２０５はコンデンサ３の端子電圧
（ハイサイドスイッチＨ１、Ｈ２の高位端電圧）を示
す。この実験結果から、本実施例回路（１００）によれ
ば従来回路に比べて２ｍＳ程度高速化されていることが
わかった。
【００２７】（実施例３）他の実施例を図７を参照して
説明する。この実施例は、実施例１（図１参照）におい
て、ダイオード２をコンパレータ２１により駆動される
ＭＯＳトランジスタ２２で置換したものである。２３は
ＭＯＳトランジスタ２２の寄生ダイオードである。
説明する。この実施例は、実施例１（図１参照）におい
て、ダイオード２をコンパレータ２１により駆動される
ＭＯＳトランジスタ２２で置換したものである。２３は
ＭＯＳトランジスタ２２の寄生ダイオードである。
【００２８】この回路の特徴をなす動作を以下に説明す
る。バッテリ電圧ＶB がコンデンサ３の電圧Ｖｃより低
ければ、コンパレータ２１はローレベルとなってＭＯＳ
トランジスタ２２をオフし、バッテリ電圧ＶB の充電を
防止する。一方、バッテリ電圧ＶB がコンデンサ３の電
圧Ｖｃより高ければ、コンパレータ２１はハイレベルと
なってＭＯＳトランジスタ２２をオンし、バッテリ６は
コイル５を駆動する。
る。バッテリ電圧ＶB がコンデンサ３の電圧Ｖｃより低
ければ、コンパレータ２１はローレベルとなってＭＯＳ
トランジスタ２２をオフし、バッテリ電圧ＶB の充電を
防止する。一方、バッテリ電圧ＶB がコンデンサ３の電
圧Ｖｃより高ければ、コンパレータ２１はハイレベルと
なってＭＯＳトランジスタ２２をオンし、バッテリ６は
コイル５を駆動する。
【００２９】このようにすれば、ダイオード２による接
合順バイアス電圧降下を除去することができる。 （実施例４）他の実施例を図８を参照して説明する。こ
の実施例は、図７のロータリーソレノイドのコイルを例
えば電気自動車用の三相交流モータ７に置換し、スイッ
チングブリッジ１を三相インバータ８に置換したもので
ある。
合順バイアス電圧降下を除去することができる。 （実施例４）他の実施例を図８を参照して説明する。こ
の実施例は、図７のロータリーソレノイドのコイルを例
えば電気自動車用の三相交流モータ７に置換し、スイッ
チングブリッジ１を三相インバータ８に置換したもので
ある。
【００３０】三相インバータ８は、ＭＯＳトランジスタ
からなるハイサイドスイッチ８１〜８３及びローサイド
スイッチ８４〜８６からなり、ドライブ回路９からのゲ
ート制御信号電圧により交互に制御され、これにより三
相交流電圧Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃが形成される。通常はハイ
サイドスイッチ８１〜８３が順番にオンされ、ローサイ
ドスイッチ８４〜８６が順番にオンされる。当然、同一
相のハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチは同時
にオンされない。
からなるハイサイドスイッチ８１〜８３及びローサイド
スイッチ８４〜８６からなり、ドライブ回路９からのゲ
ート制御信号電圧により交互に制御され、これにより三
相交流電圧Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃが形成される。通常はハイ
サイドスイッチ８１〜８３が順番にオンされ、ローサイ
ドスイッチ８４〜８６が順番にオンされる。当然、同一
相のハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチは同時
にオンされない。
【００３１】このようにすれば、オンしている例えばハ
イサイドスイッチ８１とローサイドスイッチ８５を例え
ばオフすれば、ハイサイドスイッチ８２とローサイドス
イッチ８４にそれぞれ並列接続されたダイオードを通じ
て高電圧がコンデンサ３に印加される。したがって、実
施例１〜３と同様にコンデンサ３に高電圧をチャージす
ることができ、三相交流モータ７に印加する平均三相交
流電圧Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃを増大することができ、バッテ
リ６の充電負担も軽減される。もちろん、この実施例に
おいて、三相交流モータ７を例えば車両制動時に発電動
作させることもでき、この場合、制動エネルギはコンデ
ンサ３に蓄積される。もちろん、コンデンサ３の充電電
圧が所定のしきい値を超えればＭＯＳトランジスタ２２
をオンしてコンデンサ３の過大電圧蓄電を防止すること
もできる。
イサイドスイッチ８１とローサイドスイッチ８５を例え
ばオフすれば、ハイサイドスイッチ８２とローサイドス
イッチ８４にそれぞれ並列接続されたダイオードを通じ
て高電圧がコンデンサ３に印加される。したがって、実
施例１〜３と同様にコンデンサ３に高電圧をチャージす
ることができ、三相交流モータ７に印加する平均三相交
流電圧Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃを増大することができ、バッテ
リ６の充電負担も軽減される。もちろん、この実施例に
おいて、三相交流モータ７を例えば車両制動時に発電動
作させることもでき、この場合、制動エネルギはコンデ
ンサ３に蓄積される。もちろん、コンデンサ３の充電電
圧が所定のしきい値を超えればＭＯＳトランジスタ２２
をオンしてコンデンサ３の過大電圧蓄電を防止すること
もできる。
【００３２】なお、図７、図８において、コンパレータ
２１、ＭＯＳトランジスタ２２はスイッチングブリッジ
１又は三相インバータ８と集積できることはもちろんで
ある。
２１、ＭＯＳトランジスタ２２はスイッチングブリッジ
１又は三相インバータ８と集積できることはもちろんで
ある。
【図１】実施例１の回路を示す回路図である。
【図２】図１の回路の各部の電位変化を示すタイミング
チャートである。
チャートである。
【図３】図１の回路を用いた実験における各部の電位変
化を示すタイミングチャートである。
化を示すタイミングチャートである。
【図４】実施例２の回路を示す回路図である。
【図５】図４の回路の各部の電位変化を示すタイミング
チャートである。
チャートである。
【図６】図４の回路を用いた実験における各部の電位変
化を示すタイミングチャートである。
化を示すタイミングチャートである。
【図７】実施例３の回路を示す回路図である。
【図８】実施例４の回路を示す回路図である。
Ｈ１、Ｈ２はハイサイドスイッチ、Ｌ１、Ｌ２はローサ
イドスイッチ、１はスイッチングブリッジ、２はダイオ
ード（逆流禁止手段）、３はコンデンサ（蓄電手段）、
４はドライブ回路（通電制御手段）、５はコイル（イン
ダクタンス負荷）。
イドスイッチ、１はスイッチングブリッジ、２はダイオ
ード（逆流禁止手段）、３はコンデンサ（蓄電手段）、
４はドライブ回路（通電制御手段）、５はコイル（イン
ダクタンス負荷）。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０２Ｐ 7/63 ３０２ Ｈ０２Ｐ 7/63 ３０２Ｃ
Claims (8)
- 【請求項１】ハイサイドスイッチ及びローサイドスイッ
チを直列接続してそれぞれ構成される複数のインバータ
を並列接続してなるスイッチングブリッジと、前記各イ
ンバータの出力端から双方向通電されるインダクタンス
負荷と、電源と前記ハイサイドスイッチの高位端との間
に介設されて前記ハイサイドスイッチから前記電源への
通電を禁止する逆流禁止手段と、前記高位端から充電さ
れる蓄電手段と、前記スイッチを断続して前記負荷コイ
ルの通電を制御する通電制御手段とを備えることを特徴
とするインダクタンス負荷駆動ブリッジ回路。 - 【請求項２】前記スイッチングブリッジは、１個のコイ
ルからなる前記インダクタンス負荷を駆動する一対のイ
ンバータからなる請求項１記載のインダクタンス負荷駆
動ブリッジ回路。 - 【請求項３】前記スイッチングブリッジは、交流回転電
機からなる前記インダクタンス負荷を駆動する３つのイ
ンバータからなる請求項１記載のインダクタンス負荷駆
動ブリッジ回路。 - 【請求項４】前記ハイサイドスイッチ及びローサイドス
イッチはそれぞれ、互いに並列接続されたトランジスタ
及び還流用のダイオードからなる請求項１記載のインダ
クタンス負荷駆動ブリッジ回路。 - 【請求項５】前記ハイサイドスイッチ及びローサイドス
イッチは、寄生ダイオードを有するＭＯＳトランジスタ
からなる請求項１記載のインダクタンス負荷駆動ブリッ
ジ回路。 - 【請求項６】前記逆流禁止手段はダイオードからなる請
求項１記載のインダクタンス負荷駆動ブリッジ回路。 - 【請求項７】前記逆流禁止手段は前記電源が前記ハイサ
イドスイッチの高位端より高電位の場合にのみオンする
トランジスタからなる請求項１記載のインダクタンス負
荷駆動ブリッジ回路。 - 【請求項８】前記ハイサイドスイッチの高位端と前記蓄
電手段との間に介設されて前記蓄電手段から前記高位端
への通電を制御する放電制御スイッチを有する請求項１
記載のインダクタンス負荷駆動ブリッジ回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7223217A JPH0969435A (ja) | 1995-08-31 | 1995-08-31 | インダクタンス負荷駆動ブリッジ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7223217A JPH0969435A (ja) | 1995-08-31 | 1995-08-31 | インダクタンス負荷駆動ブリッジ回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0969435A true JPH0969435A (ja) | 1997-03-11 |
Family
ID=16794633
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7223217A Pending JPH0969435A (ja) | 1995-08-31 | 1995-08-31 | インダクタンス負荷駆動ブリッジ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0969435A (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2014128175A (ja) * | 2012-12-27 | 2014-07-07 | Nidec Sankyo Corp | 磁界発生装置および磁気記録媒体処理装置 |
| WO2016189930A1 (ja) * | 2015-05-28 | 2016-12-01 | 新東工業株式会社 | 動特性試験装置及び動特性試験方法 |
| WO2016199491A1 (ja) * | 2015-06-09 | 2016-12-15 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | 負荷駆動装置 |
| GB2557973A (en) * | 2016-12-21 | 2018-07-04 | Conti Temic Microelectronic Gmbh | Solenoid Device |
| JP2019187155A (ja) * | 2018-04-13 | 2019-10-24 | 株式会社豊田自動織機 | 車載ｄｃ−ａｃインバータ |
| JP7204053B1 (ja) * | 2022-02-02 | 2023-01-13 | 三菱電機株式会社 | 搬送システム及び搬送モジュール |
-
1995
- 1995-08-31 JP JP7223217A patent/JPH0969435A/ja active Pending
Cited By (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2014128175A (ja) * | 2012-12-27 | 2014-07-07 | Nidec Sankyo Corp | 磁界発生装置および磁気記録媒体処理装置 |
| CN107873084A (zh) * | 2015-05-28 | 2018-04-03 | 新东工业株式会社 | 动态特性试验装置以及动态特性试验方法 |
| JP2016223833A (ja) * | 2015-05-28 | 2016-12-28 | 新東工業株式会社 | 動特性試験装置及び動特性試験方法 |
| WO2016189930A1 (ja) * | 2015-05-28 | 2016-12-01 | 新東工業株式会社 | 動特性試験装置及び動特性試験方法 |
| WO2016199491A1 (ja) * | 2015-06-09 | 2016-12-15 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | 負荷駆動装置 |
| JP2017005834A (ja) * | 2015-06-09 | 2017-01-05 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | 負荷駆動装置 |
| CN107615640A (zh) * | 2015-06-09 | 2018-01-19 | 日立汽车***株式会社 | 负载驱动装置 |
| EP3309951A4 (en) * | 2015-06-09 | 2019-02-20 | Hitachi Automotive Systems, Ltd. | LAST DRIVE DEVICE |
| US10340833B2 (en) | 2015-06-09 | 2019-07-02 | Hitachi Automotive Systems, Ltd. | Load drive device |
| CN107615640B (zh) * | 2015-06-09 | 2020-03-06 | 日立汽车***株式会社 | 负载驱动装置 |
| GB2557973A (en) * | 2016-12-21 | 2018-07-04 | Conti Temic Microelectronic Gmbh | Solenoid Device |
| JP2019187155A (ja) * | 2018-04-13 | 2019-10-24 | 株式会社豊田自動織機 | 車載ｄｃ−ａｃインバータ |
| JP7204053B1 (ja) * | 2022-02-02 | 2023-01-13 | 三菱電機株式会社 | 搬送システム及び搬送モジュール |
| WO2023148859A1 (ja) * | 2022-02-02 | 2023-08-10 | 三菱電機株式会社 | 搬送システム、搬送モジュール及びインバータユニット |
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