JP3115160B2 - 電力変換装置 - Google Patents
電力変換装置Info
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- JP3115160B2 JP3115160B2 JP05182286A JP18228693A JP3115160B2 JP 3115160 B2 JP3115160 B2 JP 3115160B2 JP 05182286 A JP05182286 A JP 05182286A JP 18228693 A JP18228693 A JP 18228693A JP 3115160 B2 JP3115160 B2 JP 3115160B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、直流入力を交流電力
に変換して電動機などの負荷に出力する電力変換装置に
関する。
に変換して電動機などの負荷に出力する電力変換装置に
関する。
【０００２】
【従来の技術】図４は従来一般的に用いられている中性
点クランプ式インバータを有する電力変換装置のＵ相１
相分の主回路１およびインバータ制御回路２を示してい
る。また３相出力インバータの場合、他の２相Ｖ，Ｗ相
も同様の構成を備えることになる。
点クランプ式インバータを有する電力変換装置のＵ相１
相分の主回路１およびインバータ制御回路２を示してい
る。また３相出力インバータの場合、他の２相Ｖ，Ｗ相
も同様の構成を備えることになる。
【０００３】この従来の電力変換装置について説明する
と、主回路１は直流電源Ｖｄに対して、フィルタコンデ
ンサにより直流電圧源Ｖd1，Ｖd2に分圧して入力とし、
インバータ回路部が４つの自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ４と、
各自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ４それぞれに逆並列に接続され
たフリーホイーリングダイオードＤ１〜Ｄ４と、中性点
に接続されたクランプ用ダイオードＤ５，Ｄ６から構成
され、このインバータ回路部の交流出力ＶU が負荷ＬＯ
ＡＤに供給されるようになっている。
と、主回路１は直流電源Ｖｄに対して、フィルタコンデ
ンサにより直流電圧源Ｖd1，Ｖd2に分圧して入力とし、
インバータ回路部が４つの自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ４と、
各自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ４それぞれに逆並列に接続され
たフリーホイーリングダイオードＤ１〜Ｄ４と、中性点
に接続されたクランプ用ダイオードＤ５，Ｄ６から構成
され、このインバータ回路部の交流出力ＶU が負荷ＬＯ
ＡＤに供給されるようになっている。
【０００４】この主回路１のインバータ回路部の出力電
圧ＶU は４つの自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ４をオン、オフさ
せることによって次のように変化する。ただし、全体の
直流電圧をＶd とし、Ｖd1＝Ｖd2＝Ｖd ／２とする。
圧ＶU は４つの自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ４をオン、オフさ
せることによって次のように変化する。ただし、全体の
直流電圧をＶd とし、Ｖd1＝Ｖd2＝Ｖd ／２とする。
【０００５】 Ｓ１とＳ２がオンのとき、ＶU ＝＋Ｖd ／２ Ｓ２とＳ３がオンのとき、ＶU ＝０ Ｓ３とＳ４がオンのとき、ＶU ＝−Ｖd ／２ またインバータ制御部２は、ＰＷＭ変調制御の搬送波周
波数を決定する基準クロックＣＫＰを出力する発振器２
１と、この発振器２１の基準クロックＣＫＰに応じた周
波数のＰＷＭ変調制御の搬送波Ｘ，Ｙを発生する三角波
発生器２２１，２２２を備えている。
波数を決定する基準クロックＣＫＰを出力する発振器２
１と、この発振器２１の基準クロックＣＫＰに応じた周
波数のＰＷＭ変調制御の搬送波Ｘ，Ｙを発生する三角波
発生器２２１，２２２を備えている。
【０００６】上記の発振器２１は図５に示すように、水
晶発振器２１１とこの発振波を分周する分周器２１２か
ら構成されている。そしてこの発振器２１が出力する基
準クロックＣＫＰの周波数はＰＷＭ変調制御の搬送波周
波数に相当するが、この周波数は使用する自己消弧素子
の種類によって異なり、自己消弧素子としてＧＴＯを用
いる場合には３００Hzとする。また三角波発生器２２１
が出力する搬送波Ｘは０〜＋Ｅmax の間で変化する三角
波、三角波発生器２２２が出力する搬送波ＹはＸ波とは
逆相で、−Ｅmax 〜０の間で変化する三角波である。
晶発振器２１１とこの発振波を分周する分周器２１２か
ら構成されている。そしてこの発振器２１が出力する基
準クロックＣＫＰの周波数はＰＷＭ変調制御の搬送波周
波数に相当するが、この周波数は使用する自己消弧素子
の種類によって異なり、自己消弧素子としてＧＴＯを用
いる場合には３００Hzとする。また三角波発生器２２１
が出力する搬送波Ｘは０〜＋Ｅmax の間で変化する三角
波、三角波発生器２２２が出力する搬送波ＹはＸ波とは
逆相で、−Ｅmax 〜０の間で変化する三角波である。
【０００７】インバータ制御部２はさらに、三角波Ｘ，
Ｙ各々を電圧指令値ｅU と比較する比較器２３１，２３
２と、この比較器２３１，２３２から出力されるゲート
指令ｇ１，ｇ２の信号レベルに応じたゲートパルスを各
自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ４に出力するゲートロジック部２
４１，２４２を備えている。ここで、比較器２３１，２
３２は次の論理でゲート指令ｇ１，ｇ２を出力する。
Ｙ各々を電圧指令値ｅU と比較する比較器２３１，２３
２と、この比較器２３１，２３２から出力されるゲート
指令ｇ１，ｇ２の信号レベルに応じたゲートパルスを各
自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ４に出力するゲートロジック部２
４１，２４２を備えている。ここで、比較器２３１，２
３２は次の論理でゲート指令ｇ１，ｇ２を出力する。
【０００８】 ｅU ＞Ｘのとき、ｇ１＝１ ｅU ≦Ｘのとき、ｇ１＝０ ｅU ＜Ｙのとき、ｇ２＝１ ｅU ≧Ｙのとき、ｇ２＝０ そしてゲートロジック部２４１は、このゲート指令ｇ１
＝１のときに自己消弧素子Ｓ１をオンさせるためのゲー
トパルスＳ１Ｐを出力し、ｇ１＝０のときに自己消弧素
子Ｓ３をオンさせるためのゲートパルスＳ３Ｐを出力す
る。同じように、ゲートロジック部２４２は、ゲート指
令ｇ２＝１のときに自己消弧素子Ｓ４をオンさせるため
のゲートパルスＳ４Ｐを出力し、ｇ２＝０のときに自己
消弧素子Ｓ２をオンさせるためのゲートパルスＳ２Ｐを
出力する。
＝１のときに自己消弧素子Ｓ１をオンさせるためのゲー
トパルスＳ１Ｐを出力し、ｇ１＝０のときに自己消弧素
子Ｓ３をオンさせるためのゲートパルスＳ３Ｐを出力す
る。同じように、ゲートロジック部２４２は、ゲート指
令ｇ２＝１のときに自己消弧素子Ｓ４をオンさせるため
のゲートパルスＳ４Ｐを出力し、ｇ２＝０のときに自己
消弧素子Ｓ２をオンさせるためのゲートパルスＳ２Ｐを
出力する。
【０００９】以上の構成を有する従来の電力変換装置の
動作を図６に示すタイムチャートで説明すると、次のよ
うになる。すなわち、電圧指令値ｅU の振幅ｅi が搬送
波Ｘよりも大きいときには比較器２３１の出力ｇ１＝１
となり、これによってゲートロジック部２４１が自己消
弧素子Ｓ１をオンさせるゲートパルスＳ１Ｐを出力し、
このときには振幅ｅi は搬送波Ｙよりも大きいので比較
器２３２の出力ｇ２＝０となり、これによってゲートロ
ジック部２４２が自己消弧素子Ｓ２をオンさせるゲート
パルスＳ２Ｐを出力し、この結果として、インバータ回
路部の出力電圧ＶU は＋Ｖd ／２となる。
動作を図６に示すタイムチャートで説明すると、次のよ
うになる。すなわち、電圧指令値ｅU の振幅ｅi が搬送
波Ｘよりも大きいときには比較器２３１の出力ｇ１＝１
となり、これによってゲートロジック部２４１が自己消
弧素子Ｓ１をオンさせるゲートパルスＳ１Ｐを出力し、
このときには振幅ｅi は搬送波Ｙよりも大きいので比較
器２３２の出力ｇ２＝０となり、これによってゲートロ
ジック部２４２が自己消弧素子Ｓ２をオンさせるゲート
パルスＳ２Ｐを出力し、この結果として、インバータ回
路部の出力電圧ＶU は＋Ｖd ／２となる。
【００１０】また電圧指令値ｅU の振幅ｅi が搬送波Ｙ
よりも小さいときには比較器２３２の出力ｇ２＝１とな
り、これによってゲートロジック部２４２が自己消弧素
子Ｓ４をオンさせるゲートパルスＳ４Ｐを出力し、この
ときには振幅ｅi は搬送波Ｘよりも小さいので比較器２
３１の出力ｇ１＝０となり、これによってゲートロジッ
ク部２４１が自己消弧素子Ｓ３をオンさせるゲートパル
スＳ３Ｐを出力し、この結果として、インバータ回路部
の出力電圧ＶU は−Ｖd ／２となる。
よりも小さいときには比較器２３２の出力ｇ２＝１とな
り、これによってゲートロジック部２４２が自己消弧素
子Ｓ４をオンさせるゲートパルスＳ４Ｐを出力し、この
ときには振幅ｅi は搬送波Ｘよりも小さいので比較器２
３１の出力ｇ１＝０となり、これによってゲートロジッ
ク部２４１が自己消弧素子Ｓ３をオンさせるゲートパル
スＳ３Ｐを出力し、この結果として、インバータ回路部
の出力電圧ＶU は−Ｖd ／２となる。
【００１１】そしてそれ以外のタイミングには自己消弧
素子Ｓ２，Ｓ３が共にオンし、出力電圧ＶU は０であ
る。したがってこのような中性点クランプ式インバータ
を備えた電力変換装置では、３レベル（＋Ｖd ／２，
０，−Ｖd ／２）の出力電圧ＶU が得られ、高調波成分
の少ない電圧波形となり、電動機負荷の場合にはそれだ
け電流の脈動が小さくなり、トルクリップルも低減でき
る利点がある。またゲート信号ｇ１，ｇ２からも分かる
ように出力周波数の半サイクル期間はスイッチング動作
を休止しており、通常のブリッジインバータと比較する
と、素子のスイッチング損失やスナバー回路損失が減少
する利点がある。
素子Ｓ２，Ｓ３が共にオンし、出力電圧ＶU は０であ
る。したがってこのような中性点クランプ式インバータ
を備えた電力変換装置では、３レベル（＋Ｖd ／２，
０，−Ｖd ／２）の出力電圧ＶU が得られ、高調波成分
の少ない電圧波形となり、電動機負荷の場合にはそれだ
け電流の脈動が小さくなり、トルクリップルも低減でき
る利点がある。またゲート信号ｇ１，ｇ２からも分かる
ように出力周波数の半サイクル期間はスイッチング動作
を休止しており、通常のブリッジインバータと比較する
と、素子のスイッチング損失やスナバー回路損失が減少
する利点がある。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
中性点クランプ式インバータを備えた電力変換装置で
は、電圧指令値の振幅が小さいときに制御が不能となる
問題点があった。図７は、従来の電力変換装置における
電圧指令ｅU の振幅ｅi が非常に小さい場合の動作を示
すタイムチャートであるが、電圧指令値ｅU の振幅ｅi
が非常に小さいとき、ゲート信号ｇ１，ｇ２のパルス幅
は狭くなるが、この幅がインバータ回路部の自己消弧素
子Ｓ１〜Ｓ４の最小オン時間Δｔよりも狭くなった場合
に問題が発生する。
中性点クランプ式インバータを備えた電力変換装置で
は、電圧指令値の振幅が小さいときに制御が不能となる
問題点があった。図７は、従来の電力変換装置における
電圧指令ｅU の振幅ｅi が非常に小さい場合の動作を示
すタイムチャートであるが、電圧指令値ｅU の振幅ｅi
が非常に小さいとき、ゲート信号ｇ１，ｇ２のパルス幅
は狭くなるが、この幅がインバータ回路部の自己消弧素
子Ｓ１〜Ｓ４の最小オン時間Δｔよりも狭くなった場合
に問題が発生する。
【００１３】大容量のインバータでは、自己消弧素子が
ターンオフする際の過電圧を抑制するためのスナバー回
路が必要となるが、このスナバー回路のコンデンサを初
期化するために自己消弧素子をオンさせたとき、一定時
間（すなちわ、最小オン時間Δｔ以上の時間、例えば、
ＧＴＯを自己消弧素子として用いているときには１００
マイクロ秒程度の時間）のオン時間を維持しなければな
らない。
ターンオフする際の過電圧を抑制するためのスナバー回
路が必要となるが、このスナバー回路のコンデンサを初
期化するために自己消弧素子をオンさせたとき、一定時
間（すなちわ、最小オン時間Δｔ以上の時間、例えば、
ＧＴＯを自己消弧素子として用いているときには１００
マイクロ秒程度の時間）のオン時間を維持しなければな
らない。
【００１４】ところが図７のタイムチャートに示すよう
に、入力信号ｅU の振幅ｅi が小さくなり、ゲート信号
ｇ１＝１となる期間、すなわち自己消弧素子Ｓ１がオン
する期間が最小オン時間Δｔよりも短くなる場合、この
最小オン時間を確保するためにゲート信号ｇ１はｇ１′
のように補正される。同様にゲート信号ｇ２もｇ２′の
ように補正され、この結果、出力電圧ＶU は最下段の波
形に示すように実際のゲート信号ｇ１，ｇ２のオン時間
に対応せず、それよりも長い一定時間Δｔの間＋Ｖd ／
２または−Ｖd ／２の電圧を出力することになり、出力
電圧の平均値ＶU は出力信号ｅU の振幅に関係なく正ま
たは負の一定値になってしまう。
に、入力信号ｅU の振幅ｅi が小さくなり、ゲート信号
ｇ１＝１となる期間、すなわち自己消弧素子Ｓ１がオン
する期間が最小オン時間Δｔよりも短くなる場合、この
最小オン時間を確保するためにゲート信号ｇ１はｇ１′
のように補正される。同様にゲート信号ｇ２もｇ２′の
ように補正され、この結果、出力電圧ＶU は最下段の波
形に示すように実際のゲート信号ｇ１，ｇ２のオン時間
に対応せず、それよりも長い一定時間Δｔの間＋Ｖd ／
２または−Ｖd ／２の電圧を出力することになり、出力
電圧の平均値ＶU は出力信号ｅU の振幅に関係なく正ま
たは負の一定値になってしまう。
【００１５】すなわち、従来の中性点クランプ式インバ
ータを備えた電力変換装置では、入力信号のレベルが低
くなった場合には、その入力信号の値に関係なく出力電
圧が一定値になってしまい、負荷電流を制御することが
できなくなる問題点があった。特にこの点は、出力周波
数が低いときには電圧誤差が積算されて負荷電流を増大
させてしまう結果をもたらし、負荷として電動機を駆動
しようとする場合、入力信号の振幅が小さくなる起動時
や停止時に円滑な動作を阻害することになっていた。
ータを備えた電力変換装置では、入力信号のレベルが低
くなった場合には、その入力信号の値に関係なく出力電
圧が一定値になってしまい、負荷電流を制御することが
できなくなる問題点があった。特にこの点は、出力周波
数が低いときには電圧誤差が積算されて負荷電流を増大
させてしまう結果をもたらし、負荷として電動機を駆動
しようとする場合、入力信号の振幅が小さくなる起動時
や停止時に円滑な動作を阻害することになっていた。
【００１６】この発明はこのような従来の問題点に鑑み
てなされたもので、自己消弧素子の最小オン時間を確保
しつつ、電圧指令値の振幅が小さいときに生じていた出
力電圧の制御不能領域を極力狭くすることができる電力
変換装置を提供することを目的とする。
てなされたもので、自己消弧素子の最小オン時間を確保
しつつ、電圧指令値の振幅が小さいときに生じていた出
力電圧の制御不能領域を極力狭くすることができる電力
変換装置を提供することを目的とする。
【００１７】
【課題を解決するための手段】請求項１の発明の電力変
換装置は、直流電源と、この直流電源に並列に接続さ
れ、直流電源を２分圧するフィルタコンデンサと、４つ
の自己消弧素子を直列に接続し、自己消弧素子各々にフ
リーホイーリングダイオードを並列に接続して構成され
る１相分を、直流電源と並列に複数組接続した変換部
と、自己消弧素子のうち、直流電源の正極側の２つの自
己消弧素子と、直流電源の負極側の２つの自己消弧素子
との間に接続される負荷と、直流電源の分圧点から変換
部の各相に対して接続されるクランプダイオードとから
成る主回路装置と、負荷に対して供給する電圧指令値を
与える電圧指令手段と、電圧指令値の振幅を検出し、こ
の振幅に応じて搬送波周波数を可変制御する搬送波周波
数制御手段と、電圧指令値と搬送波周波数によりパルス
幅変調を行ない、自己消弧素子各々のゲート制御信号を
出力するパルス幅変調手段から成る主回路制御装置とを
備えたものである。
換装置は、直流電源と、この直流電源に並列に接続さ
れ、直流電源を２分圧するフィルタコンデンサと、４つ
の自己消弧素子を直列に接続し、自己消弧素子各々にフ
リーホイーリングダイオードを並列に接続して構成され
る１相分を、直流電源と並列に複数組接続した変換部
と、自己消弧素子のうち、直流電源の正極側の２つの自
己消弧素子と、直流電源の負極側の２つの自己消弧素子
との間に接続される負荷と、直流電源の分圧点から変換
部の各相に対して接続されるクランプダイオードとから
成る主回路装置と、負荷に対して供給する電圧指令値を
与える電圧指令手段と、電圧指令値の振幅を検出し、こ
の振幅に応じて搬送波周波数を可変制御する搬送波周波
数制御手段と、電圧指令値と搬送波周波数によりパルス
幅変調を行ない、自己消弧素子各々のゲート制御信号を
出力するパルス幅変調手段から成る主回路制御装置とを
備えたものである。
【００１８】請求項２の発明は、請求項１の電力変換装
置において、搬送波周波数制御手段が、電圧指令値の振
幅を検出する振幅検出手段と、振幅検出手段が検出した
電圧指令値の振幅を変数とする関数に基づき、当該電圧
指令値の振幅が所定値以上の場合に一定周波数の搬送波
周波数指令を出力し、電圧指令値の振幅が所定値以下の
場合に当該振幅が小さくなるほど低い周波数の搬送波周
波数指令を出力する周波数指令演算手段と、周波数指令
演算手段の出力する搬送波周波数指令に基づき、ＰＷＭ
変調手段に与える搬送波周波数を可変制御する可変周波
数発生手段から構成されるようにしたものである。
置において、搬送波周波数制御手段が、電圧指令値の振
幅を検出する振幅検出手段と、振幅検出手段が検出した
電圧指令値の振幅を変数とする関数に基づき、当該電圧
指令値の振幅が所定値以上の場合に一定周波数の搬送波
周波数指令を出力し、電圧指令値の振幅が所定値以下の
場合に当該振幅が小さくなるほど低い周波数の搬送波周
波数指令を出力する周波数指令演算手段と、周波数指令
演算手段の出力する搬送波周波数指令に基づき、ＰＷＭ
変調手段に与える搬送波周波数を可変制御する可変周波
数発生手段から構成されるようにしたものである。
【００１９】
【作用】請求項１の発明の電力変換装置では、電圧指令
値の振幅に応じてパルス幅変調手段の搬送波周波数を可
変制御することにより、パルス幅変調手段が出力するゲ
ート制御信号の単位時間当たりのゲートターンオン回数
を変化させ、電圧指令値の振幅が小さくなるほどにゲー
トターンオン回数を少なくする。こうして、電圧指令値
の振幅が小さくなった場合にも主回路装置の出力電圧の
平均値が一定値とならないようにして、主回路装置の出
力電圧の可変制御を可能とする。
値の振幅に応じてパルス幅変調手段の搬送波周波数を可
変制御することにより、パルス幅変調手段が出力するゲ
ート制御信号の単位時間当たりのゲートターンオン回数
を変化させ、電圧指令値の振幅が小さくなるほどにゲー
トターンオン回数を少なくする。こうして、電圧指令値
の振幅が小さくなった場合にも主回路装置の出力電圧の
平均値が一定値とならないようにして、主回路装置の出
力電圧の可変制御を可能とする。
【００２０】請求項２の発明の電力変換装置では、振幅
検出手段によって電圧指令値の振幅を検出し、周波数指
令演算手段によって振幅検出手段の検出した電圧指令値
の振幅を変数とする関数に基づき、電圧指令値の振幅が
所定値以上の場合に一定周波数の搬送波周波数指令を出
力し、電圧指令値の振幅が所定値以下の場合に当該振幅
が小さくなるほど低い周波数の搬送波周波数指令を出力
する。そして可変周波数発生手段によって周波数指令演
算手段の出力する搬送波周波数指令に基づき、ＰＷＭ変
調手段に与える搬送波周波数を可変制御する。こうし
て、パルス幅変調手段が出力するゲート制御信号の単位
時間当たりのゲートターンオン回数を変化させ、電圧指
令値の振幅が小さくなるほどにゲートターンオン回数を
少なくし、電圧指令値の振幅が小さくなった場合にも主
回路装置の出力電圧の平均値が一定値とならないように
して、主回路装置の出力電圧の可変制御を可能とする。
検出手段によって電圧指令値の振幅を検出し、周波数指
令演算手段によって振幅検出手段の検出した電圧指令値
の振幅を変数とする関数に基づき、電圧指令値の振幅が
所定値以上の場合に一定周波数の搬送波周波数指令を出
力し、電圧指令値の振幅が所定値以下の場合に当該振幅
が小さくなるほど低い周波数の搬送波周波数指令を出力
する。そして可変周波数発生手段によって周波数指令演
算手段の出力する搬送波周波数指令に基づき、ＰＷＭ変
調手段に与える搬送波周波数を可変制御する。こうし
て、パルス幅変調手段が出力するゲート制御信号の単位
時間当たりのゲートターンオン回数を変化させ、電圧指
令値の振幅が小さくなるほどにゲートターンオン回数を
少なくし、電圧指令値の振幅が小さくなった場合にも主
回路装置の出力電圧の平均値が一定値とならないように
して、主回路装置の出力電圧の可変制御を可能とする。
【００２１】
【実施例】以下、この発明の実施例を図に基づいて詳説
する。図１は請求項１および請求項２の発明の共通する
実施例を示している。この実施例に示す電力変換装置の
主回路部１において、図４に示した従来例のものと同一
の構成要素については同一の符号を付することによって
その説明を省略する。
する。図１は請求項１および請求項２の発明の共通する
実施例を示している。この実施例に示す電力変換装置の
主回路部１において、図４に示した従来例のものと同一
の構成要素については同一の符号を付することによって
その説明を省略する。
【００２２】電力変換装置のインバータ制御部２は、電
圧指令値ｅU の振幅ｅi を検出する振幅検出器２６と、
この振幅検出器２６が検出した振幅ｅi を変数とする関
数に基づき、発振周波数指令値ｆ＊を演算して出力する
関数演算器２７と、この関数演算器２７が出力する発振
周波数指令値ｆ＊に応じてＰＷＭ変調制御の搬送波周波
数を決定する基準クロックＣＫＰを変化させて出力する
可変周波数発振器３０を備えている。
圧指令値ｅU の振幅ｅi を検出する振幅検出器２６と、
この振幅検出器２６が検出した振幅ｅi を変数とする関
数に基づき、発振周波数指令値ｆ＊を演算して出力する
関数演算器２７と、この関数演算器２７が出力する発振
周波数指令値ｆ＊に応じてＰＷＭ変調制御の搬送波周波
数を決定する基準クロックＣＫＰを変化させて出力する
可変周波数発振器３０を備えている。
【００２３】そしてインバータ制御部２は、可変周波数
発振器３０の基準クロックＣＫＰに応じた周波数のＰＷ
Ｍ変調制御のための搬送波Ｘ，Ｙを発生する三角波発生
器２２１，２２２と、三角波Ｘ，Ｙ各々を電圧指令値ｅ
U と比較する比較器２３１，２３２と、この比較器２３
１，２３２から出力されるゲート指令ｇ１，ｇ２の信号
レベルに応じたゲートパルスを各自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ
４に出力するゲートロジック部２４１，２４２を備えて
いる。
発振器３０の基準クロックＣＫＰに応じた周波数のＰＷ
Ｍ変調制御のための搬送波Ｘ，Ｙを発生する三角波発生
器２２１，２２２と、三角波Ｘ，Ｙ各々を電圧指令値ｅ
U と比較する比較器２３１，２３２と、この比較器２３
１，２３２から出力されるゲート指令ｇ１，ｇ２の信号
レベルに応じたゲートパルスを各自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ
４に出力するゲートロジック部２４１，２４２を備えて
いる。
【００２４】三角波発生器２２１が出力する搬送波Ｘは
０〜＋Ｅmax の間で変化する三角波、三角波発生器２２
２が出力する搬送波ＹはＸ波とは逆相で、−Ｅmax 〜０
の間で変化する三角波である。また、比較器２３１，２
３２は次の論理でゲート指令ｇ１，ｇ２を出力する。
０〜＋Ｅmax の間で変化する三角波、三角波発生器２２
２が出力する搬送波ＹはＸ波とは逆相で、−Ｅmax 〜０
の間で変化する三角波である。また、比較器２３１，２
３２は次の論理でゲート指令ｇ１，ｇ２を出力する。
【００２５】 ｅU ＞Ｘのとき、ｇ１＝１ ｅU ≦Ｘのとき、ｇ１＝０ ｅU ＜Ｙのとき、ｇ２＝１ ｅU ≧Ｙのとき、ｇ２＝０ そしてゲートロジック部２４１は、このゲート指令ｇ１
＝１のときに自己消弧素子Ｓ１をオンさせるためのゲー
トパルスＳ１Ｐを出力し、ｇ１＝０のときに自己消弧素
子Ｓ３をオンさせるためのゲートパルスＳ３Ｐを出力す
る。同じように、ゲートロジック部２４２は、ゲート指
令ｇ２＝１のときに自己消弧素子Ｓ４をオンさせるため
のゲートパルスＳ４Ｐを出力し、ｇ２＝０のときに自己
消弧素子Ｓ２をオンさせるためのゲートパルスＳ２Ｐを
出力する。そしてこの自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ４の動作に
より、負荷ＬＯＡＤにかかる出力電圧ＶU は、Ｖｄ１＝
Ｖｄ２＝Ｖｄ／２とすると、（Ｖｄ／２，０，−Ｖｄ／
２）の３レベルの電圧に制御される。
＝１のときに自己消弧素子Ｓ１をオンさせるためのゲー
トパルスＳ１Ｐを出力し、ｇ１＝０のときに自己消弧素
子Ｓ３をオンさせるためのゲートパルスＳ３Ｐを出力す
る。同じように、ゲートロジック部２４２は、ゲート指
令ｇ２＝１のときに自己消弧素子Ｓ４をオンさせるため
のゲートパルスＳ４Ｐを出力し、ｇ２＝０のときに自己
消弧素子Ｓ２をオンさせるためのゲートパルスＳ２Ｐを
出力する。そしてこの自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ４の動作に
より、負荷ＬＯＡＤにかかる出力電圧ＶU は、Ｖｄ１＝
Ｖｄ２＝Ｖｄ／２とすると、（Ｖｄ／２，０，−Ｖｄ／
２）の３レベルの電圧に制御される。
【００２６】次に、上記構成の電力変換装置の動作につ
いて説明する。振幅検出器２６が電圧指令値ｅU の振幅
ｅi を検出すると、関数演算器２７はその振幅ｅi を変
数とし、図２に示す関数に基づき発振周波数指令値ｆ＊
を生成して可変周波数発振器３０に出力する。
いて説明する。振幅検出器２６が電圧指令値ｅU の振幅
ｅi を検出すると、関数演算器２７はその振幅ｅi を変
数とし、図２に示す関数に基づき発振周波数指令値ｆ＊
を生成して可変周波数発振器３０に出力する。
【００２７】この関数は、電圧指令値ｅU の振幅ｅi が
出力電圧の制御不能領域ｅiminよりも十分に大きい場合
には、自己消弧素子の最適発振周波数としてＧＴＯ素子
を例とすると、３００Hz相当の発振周波数指令値ｆ＊を
出力し、電圧指令値ｅU の振幅ｅi がｅimin以下の出力
電圧の制御不能領域の値になれば、その振幅ｅi の低下
に比例して低下する発振周波数指令値ｆ＊を出力するも
のとする。そしてこの変化する発振周波数指令値ｆ＊に
応じて、可変周波数発振器３０は周波数が変化する基準
クロックＣＫＰを出力することになる。
出力電圧の制御不能領域ｅiminよりも十分に大きい場合
には、自己消弧素子の最適発振周波数としてＧＴＯ素子
を例とすると、３００Hz相当の発振周波数指令値ｆ＊を
出力し、電圧指令値ｅU の振幅ｅi がｅimin以下の出力
電圧の制御不能領域の値になれば、その振幅ｅi の低下
に比例して低下する発振周波数指令値ｆ＊を出力するも
のとする。そしてこの変化する発振周波数指令値ｆ＊に
応じて、可変周波数発振器３０は周波数が変化する基準
クロックＣＫＰを出力することになる。
【００２８】そこで、電圧指令値ｅU が制御不能領域よ
りも大きい場合には、可変周波数発振器３０は従来例の
発振器２１と同様の３００Hzの基準クロックＣＫＰを出
力し、三角波発生器２２１，２２２はこの３００Hzの基
準クロックＣＫＰの周波数で、互いに逆位相の三角波
Ｘ，Ｙを出力することになる。したがって、比較器２３
１，２３２は図６に示すゲート信号ｇ１，ｇ２それぞれ
を出力し、従来例と同様に、電圧指令値ｅU の振幅ｅi
が搬送波Ｘよりも大きいときには比較器２３１の出力ｇ
１＝１となり、これによってゲートロジック部２４１が
自己消弧素子Ｓ１をオンさせるゲートパルスＳ１Ｐを出
力し、このときには振幅ｅi は搬送波Ｙよりも大きいの
で比較器２３２の出力ｇ２＝０となり、これによってゲ
ートロジック部２４２が自己消弧素子Ｓ２をオンさせる
ゲートパルスＳ２Ｐを出力し、この結果として、インバ
ータ回路部の出力電圧ＶU は＋Ｖd ／２となる。
りも大きい場合には、可変周波数発振器３０は従来例の
発振器２１と同様の３００Hzの基準クロックＣＫＰを出
力し、三角波発生器２２１，２２２はこの３００Hzの基
準クロックＣＫＰの周波数で、互いに逆位相の三角波
Ｘ，Ｙを出力することになる。したがって、比較器２３
１，２３２は図６に示すゲート信号ｇ１，ｇ２それぞれ
を出力し、従来例と同様に、電圧指令値ｅU の振幅ｅi
が搬送波Ｘよりも大きいときには比較器２３１の出力ｇ
１＝１となり、これによってゲートロジック部２４１が
自己消弧素子Ｓ１をオンさせるゲートパルスＳ１Ｐを出
力し、このときには振幅ｅi は搬送波Ｙよりも大きいの
で比較器２３２の出力ｇ２＝０となり、これによってゲ
ートロジック部２４２が自己消弧素子Ｓ２をオンさせる
ゲートパルスＳ２Ｐを出力し、この結果として、インバ
ータ回路部の出力電圧ＶU は＋Ｖd ／２となる。
【００２９】また電圧指令値ｅU の振幅ｅi が搬送波Ｙ
よりも小さいときには比較器２３２の出力ｇ２＝１とな
り、これによってゲートロジック部２４２が自己消弧素
子Ｓ４をオンさせるゲートパルスＳ４Ｐを出力し、この
ときには振幅ｅi 搬送波はＸよりも小さいので比較器２
３１の出力ｇ１＝０となり、これによってゲートロジッ
ク部２４１が自己消弧素子Ｓ３をオンさせるゲートパル
スＳ３Ｐを出力し、この結果として、インバータ回路部
の出力電圧ＶU は−Ｖd ／２となる。
よりも小さいときには比較器２３２の出力ｇ２＝１とな
り、これによってゲートロジック部２４２が自己消弧素
子Ｓ４をオンさせるゲートパルスＳ４Ｐを出力し、この
ときには振幅ｅi 搬送波はＸよりも小さいので比較器２
３１の出力ｇ１＝０となり、これによってゲートロジッ
ク部２４１が自己消弧素子Ｓ３をオンさせるゲートパル
スＳ３Ｐを出力し、この結果として、インバータ回路部
の出力電圧ＶU は−Ｖd ／２となる。
【００３０】それ以外のタイミングには自己消弧素子Ｓ
２，Ｓ３が共にオンし、出力電圧ＶU は０である。した
がってこの実施例の電力変換装置は、制御不能領域より
も大きい電圧指令値ｅU が入力される場合には、従来例
と同様の動作によって３レベル（＋Ｖd ／２，０，−Ｖ
d ／２）の出力電圧ＶU を出力する。
２，Ｓ３が共にオンし、出力電圧ＶU は０である。した
がってこの実施例の電力変換装置は、制御不能領域より
も大きい電圧指令値ｅU が入力される場合には、従来例
と同様の動作によって３レベル（＋Ｖd ／２，０，−Ｖ
d ／２）の出力電圧ＶU を出力する。
【００３１】電圧指令値ｅU の振幅ｅi がｅimin以下と
なる制御不能領域になれば、次のように動作する。この
場合、電圧指令値ｅU の振幅ｅi の低下に比例して、関
数演算器２７の出力である発振周波数指令値ｆ＊も低下
する。この結果、三角波発生器２２１，２２２の出力で
ある三角波Ｘ，Ｙの周波数が減少し、電圧指令値ｅUの
１周期間に対して三角波の山の数が振幅ｅi の低下に対
して減少して行く。図３はこのような三角波の周波数が
低下した場合のタイムチャートを示しているが、三角波
Ｘ，Ｙの周波数が低下したことによって、電圧指令値ｅ
U の振幅ｅi が正の期間に比較器２３１が出力するゲー
ト信号ｇ１＝１、したがってゲートロジック部２４１が
出力する自己消弧素子Ｓ１をオンするゲートパルスＳ１
Ｐを出力する単位時間当たりの回数が、図７に示す従来
の場合に比べて３回から２回に減少する。
なる制御不能領域になれば、次のように動作する。この
場合、電圧指令値ｅU の振幅ｅi の低下に比例して、関
数演算器２７の出力である発振周波数指令値ｆ＊も低下
する。この結果、三角波発生器２２１，２２２の出力で
ある三角波Ｘ，Ｙの周波数が減少し、電圧指令値ｅUの
１周期間に対して三角波の山の数が振幅ｅi の低下に対
して減少して行く。図３はこのような三角波の周波数が
低下した場合のタイムチャートを示しているが、三角波
Ｘ，Ｙの周波数が低下したことによって、電圧指令値ｅ
U の振幅ｅi が正の期間に比較器２３１が出力するゲー
ト信号ｇ１＝１、したがってゲートロジック部２４１が
出力する自己消弧素子Ｓ１をオンするゲートパルスＳ１
Ｐを出力する単位時間当たりの回数が、図７に示す従来
の場合に比べて３回から２回に減少する。
【００３２】同様に三角波Ｘ，Ｙの周波数が低下したこ
とによって、電圧指令値ｅU の振幅ｅi が負の期間に比
較器２３２が出力するゲート信号ｇ２＝１、したがって
ゲートロジック部２４２が出力する自己消弧素子Ｓ４を
オンするゲートパルスＳ４Ｐを出力する単位時間当たり
の回数も、図７に示す従来の場合に比べて４回から３回
に減少する。
とによって、電圧指令値ｅU の振幅ｅi が負の期間に比
較器２３２が出力するゲート信号ｇ２＝１、したがって
ゲートロジック部２４２が出力する自己消弧素子Ｓ４を
オンするゲートパルスＳ４Ｐを出力する単位時間当たり
の回数も、図７に示す従来の場合に比べて４回から３回
に減少する。
【００３３】これらの場合、ゲート信号ｇ１＝１，ｇ２
＝１となる時間は自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ４の最小オン時
間Δｔよりも短くなる場合がある。その場合でもゲート
信号はｇ１′，ｇ２′に示すように最小オン時間Δｔに
なるが、ゲートオンとなる単位時間当たりの回数が減少
するために、出力電圧ＶU の平均値が電圧指令値ｅUの
振幅ｅi に応じて減少し、より小さい値の振幅まで電圧
指令値に応じて低い電圧の出力を得ることができるよう
になるのである。
＝１となる時間は自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ４の最小オン時
間Δｔよりも短くなる場合がある。その場合でもゲート
信号はｇ１′，ｇ２′に示すように最小オン時間Δｔに
なるが、ゲートオンとなる単位時間当たりの回数が減少
するために、出力電圧ＶU の平均値が電圧指令値ｅUの
振幅ｅi に応じて減少し、より小さい値の振幅まで電圧
指令値に応じて低い電圧の出力を得ることができるよう
になるのである。
【００３４】なお、この発明は上記の実施例に限定され
ず、周波数指令演算手段が用いる関数として、上記のよ
うな一次関数に代えて、二次以上の高次関数を用いるこ
とができる。
ず、周波数指令演算手段が用いる関数として、上記のよ
うな一次関数に代えて、二次以上の高次関数を用いるこ
とができる。
【００３５】
【発明の効果】請求項１の発明によれば、電圧指令値の
振幅に応じてＰＷＭ変調のための搬送波周波数を可変制
御することにより、インバータの自己消弧素子のゲート
制御信号の単位時間当たりのゲートターンオン回数を変
化させ、電圧指令値の振幅が小さくなるほどにゲートタ
ーンオン回数を少なくするようにしているので、電圧指
令値の振幅が非常に小さくなった場合にもインバータ出
力電圧の平均値を電圧指令値の振幅に応じて小さくする
ことができ、インバータ出力電圧の可変制御を従来より
も広い範囲で行なうことができる。
振幅に応じてＰＷＭ変調のための搬送波周波数を可変制
御することにより、インバータの自己消弧素子のゲート
制御信号の単位時間当たりのゲートターンオン回数を変
化させ、電圧指令値の振幅が小さくなるほどにゲートタ
ーンオン回数を少なくするようにしているので、電圧指
令値の振幅が非常に小さくなった場合にもインバータ出
力電圧の平均値を電圧指令値の振幅に応じて小さくする
ことができ、インバータ出力電圧の可変制御を従来より
も広い範囲で行なうことができる。
【００３６】請求項２の発明によれば、電圧指令値の振
幅を検出し、その電圧指令値の振幅を変数とする関数に
基づき、電圧指令値の振幅が所定値以上の場合に一定周
波数の搬送波周波数指令を出力し、電圧指令値の振幅が
所定値以下の場合に当該振幅が小さくなるほど低い周波
数の搬送波周波数指令を出力し、この搬送波周波数指令
に基づいてＰＷＭ変調のための搬送波周波数を可変制御
し、電圧指令値の振幅が小さくなるほどにゲートターン
オン回数を少なくなるようにしているので、電圧指令値
の振幅が小さくなった場合にもインバータ出力電圧の平
均値を電圧指令値の振幅に応じて小さくすることがで
き、インバータ出力電圧の可変制御を従来よりも広い範
囲で行なうことができる。
幅を検出し、その電圧指令値の振幅を変数とする関数に
基づき、電圧指令値の振幅が所定値以上の場合に一定周
波数の搬送波周波数指令を出力し、電圧指令値の振幅が
所定値以下の場合に当該振幅が小さくなるほど低い周波
数の搬送波周波数指令を出力し、この搬送波周波数指令
に基づいてＰＷＭ変調のための搬送波周波数を可変制御
し、電圧指令値の振幅が小さくなるほどにゲートターン
オン回数を少なくなるようにしているので、電圧指令値
の振幅が小さくなった場合にもインバータ出力電圧の平
均値を電圧指令値の振幅に応じて小さくすることがで
き、インバータ出力電圧の可変制御を従来よりも広い範
囲で行なうことができる。
【図１】請求項１および請求項２の発明の共通する実施
例の回路ブロック図。
例の回路ブロック図。
【図２】上記実施例において関数演算部が用いる関数を
示すグラフ。
示すグラフ。
【図３】上記実施例の動作を示すタイムチャート。
【図４】従来例の回路ブロック図。
【図５】発振器の構成を示すブロック図。
【図６】上記従来例の動作を示すタイムチャート。
【図７】上記従来例の電圧指令値が非常に小さくなった
場合の動作を示すタイムチャート。
場合の動作を示すタイムチャート。
１ 主回路 ２ インバータ制御部 ２２１，２２２ 三角波発生器 ２３１，２３２ 比較器 ２４１，２４２ ゲートロジック部 ２６ 振幅検出器 ２７ 関数演算器 ３０ 可変周波数発振器 Ｓ１〜Ｓ４ 自己消弧素子 Ｄ１〜Ｄ４ フリーホイーリングダイオード Ｄ５，Ｄ６ クランプ用ダイオード ｆ＊ 発振周波数指令値 ＣＫＰ 基準クロック Ｘ，Ｙ 三角波 ｇ１，ｇ２ ゲート信号 Ｓ１Ｐ〜Ｓ４Ｐ ゲートパルス
Claims (2)
- 【請求項１】 直流電源と、この直流電源に並列に接続
され、前記直流電源を２分圧するフィルタコンデンサ
と、４つの自己消弧素子を直列に接続し、前記自己消弧
素子各々にフリーホイーリングダイオードを並列に接続
して構成される１相分を、前記直流電源と並列に複数組
接続した変換部と、前記自己消弧素子のうち、前記直流
電源の正極側の２つの自己消弧素子と、前記直流電源の
負極側の２つの自己消弧素子との間に接続される負荷
と、前記直流電源の分圧点から前記変換部の各相に対し
て接続されるクランプダイオードとから成る主回路装置
と、前記負荷に対して供給する電圧指令値を与える電圧
指令手段と、前記電圧指令値の振幅を検出し、この振幅
に応じて搬送波周波数を可変制御する搬送波周波数制御
手段と、前記電圧指令値と前記搬送波周波数によりパル
ス幅変調を行ない、前記自己消弧素子各々のゲート制御
信号を出力するパルス幅変調手段から成る主回路制御装
置とを備えて成る電力変換装置。 - 【請求項２】 請求項１に記載の電力変換装置におい
て、前記搬送波周波数制御手段は、前記電圧指令値の振
幅を検出する振幅検出手段と、前記振幅検出手段が検出
した電圧指令値の振幅を変数とする関数に基づき、当該
電圧指令値の振幅が所定値以上の場合に一定周波数の搬
送波周波数指令を出力し、前記電圧指令値の振幅が所定
値以下の場合に当該振幅が小さくなるほど低い周波数の
搬送波周波数指令を出力する周波数指令演算手段と、前
記周波数指令演算手段の出力する搬送波周波数指令に基
づき、前記パルス幅変調手段に与える搬送波周波数を可
変制御する可変周波数発生手段から構成されることを特
徴とする電力変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP05182286A JP3115160B2 (ja) | 1993-07-23 | 1993-07-23 | 電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP05182286A JP3115160B2 (ja) | 1993-07-23 | 1993-07-23 | 電力変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0739165A JPH0739165A (ja) | 1995-02-07 |
| JP3115160B2 true JP3115160B2 (ja) | 2000-12-04 |
Family
ID=16115628
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP05182286A Expired - Fee Related JP3115160B2 (ja) | 1993-07-23 | 1993-07-23 | 電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3115160B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP7066538B2 (ja) * | 2018-06-07 | 2022-05-13 | キヤノン株式会社 | 電源装置及び画像形成装置 |
-
1993
- 1993-07-23 JP JP05182286A patent/JP3115160B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0739165A (ja) | 1995-02-07 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |