JPS62163589A - パルス幅変調インバ−タによる誘導電動機の制御装置 - Google Patents
パルス幅変調インバ−タによる誘導電動機の制御装置Info
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- JPS62163589A JPS62163589A JP61003441A JP344186A JPS62163589A JP S62163589 A JPS62163589 A JP S62163589A JP 61003441 A JP61003441 A JP 61003441A JP 344186 A JP344186 A JP 344186A JP S62163589 A JPS62163589 A JP S62163589A
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- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
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- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
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- H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
- H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
- H02M7/53873—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with digital control
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明はパルス幅変調インバータによる誘導電動機の制
御装置に係り、特にインバータ出力電圧の３パルスと１
パルス間のパルス数切換えを改良した制御装置に関する
。
御装置に係り、特にインバータ出力電圧の３パルスと１
パルス間のパルス数切換えを改良した制御装置に関する
。
従来、この種の制御技術としては、特開昭５７−１３２
７７２号公報、特開昭５７−８５５８３号公報および特
公昭６０−２４６７０号公報などが知られている。
７７２号公報、特開昭５７−８５５８３号公報および特
公昭６０−２４６７０号公報などが知られている。
特開昭５７−１３２７７２号公報には、可変電圧・可変
周波数のパルス幅変調インバータにおいて、■３パルス
から１パルスに切換える時にインバータの出力電圧の変
化量が大きいという問題、■この電圧の変化量を小さく
するための３パルスでの位相制御と、この位相制御によ
り生じる１パルスへの切換え時のインバータ出力電圧の
基本波の位相ずれをなくする制御方式が示されている。
周波数のパルス幅変調インバータにおいて、■３パルス
から１パルスに切換える時にインバータの出力電圧の変
化量が大きいという問題、■この電圧の変化量を小さく
するための３パルスでの位相制御と、この位相制御によ
り生じる１パルスへの切換え時のインバータ出力電圧の
基本波の位相ずれをなくする制御方式が示されている。
しかし、この制御方式は、制御が複雑となり、また３パ
ルスでの位相制御時には、その第１１図から分るように
、インバータ出力電圧の基本波の位相も変化するという
問題がある。
ルスでの位相制御時には、その第１１図から分るように
、インバータ出力電圧の基本波の位相も変化するという
問題がある。
また、特開昭５７−８５５８３号公報には、２つの正弦
波と三角波の比較による変調手段が開示されているが、
その第６図から分るように、切換え時にインバータ出力
電圧（第６図（ｆ））の基本波に位相ずれが生じるとい
う問題がある。また、■第６図（ｂ）のθ（第１図のサ
イリスタ１と４に第６図のゲート信号（ｂ）と（Ｑ）が
ない期間）において、ゲート信号（ｂ）がなくなっても
、モータ電流はモータのインダクタンス作用により直ち
に０にならないので、モータ電流はゲート信号（ｃ）が
なくてもサイリスタ４（図示されていないが、通常は逆
並列接続されているダイオード）を通じて環流する。こ
れはサイリスタ４にゲート信号（ｃ）が与えられたこと
になり、インバータ出力電圧は第６図（ｆ）とならない
。すなわち、３パルス時のインバータ出力電圧と同じ大
きさの１パルス時のインバータ出力電圧を前もって算定
することは非常にむずかしいという問題がある。
波と三角波の比較による変調手段が開示されているが、
その第６図から分るように、切換え時にインバータ出力
電圧（第６図（ｆ））の基本波に位相ずれが生じるとい
う問題がある。また、■第６図（ｂ）のθ（第１図のサ
イリスタ１と４に第６図のゲート信号（ｂ）と（Ｑ）が
ない期間）において、ゲート信号（ｂ）がなくなっても
、モータ電流はモータのインダクタンス作用により直ち
に０にならないので、モータ電流はゲート信号（ｃ）が
なくてもサイリスタ４（図示されていないが、通常は逆
並列接続されているダイオード）を通じて環流する。こ
れはサイリスタ４にゲート信号（ｃ）が与えられたこと
になり、インバータ出力電圧は第６図（ｆ）とならない
。すなわち、３パルス時のインバータ出力電圧と同じ大
きさの１パルス時のインバータ出力電圧を前もって算定
することは非常にむずかしいという問題がある。
一方、特公昭６０−２４６７０号公報には電流形インバ
ータで、基本周波数の半サイクル毎に多パルス電流とす
ることが開示されている。この公報第１図の符号１は「
電流制御可能な直流電源」であり。
ータで、基本周波数の半サイクル毎に多パルス電流とす
ることが開示されている。この公報第１図の符号１は「
電流制御可能な直流電源」であり。
電動機電流とその基準値を比較し、その偏差で出力電圧
を調整できるコンバータが用いられる。その第４図およ
び第５図は高調波の含有率の比較を行ったもので、パル
スを分割して多パルスとした方が、高調波が小さくなる
ことを述べている。従って、第４図の「特定の」１つの
パルス数が選択され、電流制御はコンバータの出力電圧
で調整される結果、第５図の電流の波高値が変化して、
電流平均値が調整される。ここには、インバータの出力
電圧や周波数制御を行う過程で、半サイクル中に含まれ
る出力電圧パルス数を切換える技術思想はない。しかし
、インバータにより誘導電動機を駆動する際、現実には
、ＧＴＯやトランジスタのスイッチング時間の関係上、
どうしても、パルス数の切換えが必要である。
を調整できるコンバータが用いられる。その第４図およ
び第５図は高調波の含有率の比較を行ったもので、パル
スを分割して多パルスとした方が、高調波が小さくなる
ことを述べている。従って、第４図の「特定の」１つの
パルス数が選択され、電流制御はコンバータの出力電圧
で調整される結果、第５図の電流の波高値が変化して、
電流平均値が調整される。ここには、インバータの出力
電圧や周波数制御を行う過程で、半サイクル中に含まれ
る出力電圧パルス数を切換える技術思想はない。しかし
、インバータにより誘導電動機を駆動する際、現実には
、ＧＴＯやトランジスタのスイッチング時間の関係上、
どうしても、パルス数の切換えが必要である。
本発明の目的は、３パルスと１パルスのパルス数切換え
時に、インバータ出力電圧の変化量が小さく、かつイン
バータ出力電圧の基本波の位相ずれも生じない制御装置
を提供することにある。
時に、インバータ出力電圧の変化量が小さく、かつイン
バータ出力電圧の基本波の位相ずれも生じない制御装置
を提供することにある。
本発明は、インバータ出力電圧の半サイクルに含まれる
パルス数が３パルスであるとき、幅１２０’の中央に位
置する１つのパルスと、幅１２０’の天外側に位置する
２つのパルスとからなる３パルス線間電圧を発生させる
ことを特徴とする。
パルス数が３パルスであるとき、幅１２０’の中央に位
置する１つのパルスと、幅１２０’の天外側に位置する
２つのパルスとからなる３パルス線間電圧を発生させる
ことを特徴とする。
〔作用〕
これにより、両側の２つのパルス幅と、これらのパルス
と中央のパルスとの間の空白部の幅とを適当に調整する
ことにより、３パルスモードでの出力電圧平均値を１パ
ルスモードのそれと一致させることが可能となり、パル
ス数切換時の電圧跳躍と位相のずれをなくすことができ
る。
と中央のパルスとの間の空白部の幅とを適当に調整する
ことにより、３パルスモードでの出力電圧平均値を１パ
ルスモードのそれと一致させることが可能となり、パル
ス数切換時の電圧跳躍と位相のずれをなくすことができ
る。
第１図は本発明の一実施例を示すパルス幅変調インバー
タによる誘導電動機の制御装置の回路構成であって、１
は直流電源、２はサイリスタ等の制御スイッチング素子
ＵＰ−ＷＮからなるパルス幅変調インバータ、３は誘導
電動機、５は搬送波発生手段５１．変調波発生手段５２
．比較手段５３及びパルス数切換え手段５４からなる変
調回路で、この変調回路５の出力により、ゲート信号処
理回路４を介して、所定の順序でインバータ２の制御ス
イッチング素子ＵＰＮＷＮのオン・オフ動作を行う。
タによる誘導電動機の制御装置の回路構成であって、１
は直流電源、２はサイリスタ等の制御スイッチング素子
ＵＰ−ＷＮからなるパルス幅変調インバータ、３は誘導
電動機、５は搬送波発生手段５１．変調波発生手段５２
．比較手段５３及びパルス数切換え手段５４からなる変
調回路で、この変調回路５の出力により、ゲート信号処
理回路４を介して、所定の順序でインバータ２の制御ス
イッチング素子ＵＰＮＷＮのオン・オフ動作を行う。
第１図において、誘導電動機３の回転周波数ｆｎを検出
回路６で検出し、これにすべり周波数ｆ８を、加減算回
路９でカ行時には加算し、回生時には減算する。これが
インバータ２の出力周波数ｆ （＝ｆｎｔｈｆｓ）とな
る。すべり周波数！、は誘導電動機３の電流を検出回路
７で検出した値Ｉ＋とその指令値Ｉｐを比較して、その
偏差により、すべり周波数制御回路８を介して制御する
。
回路６で検出し、これにすべり周波数ｆ８を、加減算回
路９でカ行時には加算し、回生時には減算する。これが
インバータ２の出力周波数ｆ （＝ｆｎｔｈｆｓ）とな
る。すべり周波数！、は誘導電動機３の電流を検出回路
７で検出した値Ｉ＋とその指令値Ｉｐを比較して、その
偏差により、すべり周波数制御回路８を介して制御する
。
一方、変調回路５では、加減算回路９の出力を受けて、
搬送波発生手段５１の中の５１１は通常第２図（Ａ）の
（イ）の三角波を発生し、また変調波発生手段５２の中
の５２１は通常第２図（Ａ）の（ロ）、（ハ）、（ニ）
のＵ、Ｖ、Ｗ相の正弦波を発生し、この正弦波と三角波
を比較手段５３で比較して、第２図（Ｂ）のような制御
スイッチング素子ｕｐ、ｖｐ、ｗｐ用パルスを出力する
（第２図（Ｂ）の反転したものが制御スイッチング素子
ＵＮ、ＶＮ、ＷＮ用パルスとなる）。このときのインバ
ータ２の出力電圧（Ｕ−Ｖ間）波形は第２図（Ｃ）とな
る。そして、インバータ２の出力電圧は、第２図（Ｂ）
の幅θ°つまり第２図（Ａ）の正弦波の波高値を変化さ
せることにより制御し、またインバータ２の出力周波数
ｆの半サイクルに含まれるインバータ２の出力電圧のパ
ルス数（第２図では３パルス）は、第２図（Ａ）の三角
波と正弦波の周波数比つまり三角波の周波数をパルス数
切換え手段５４で切換えることにより制御する。このパ
ルス数はインバータ２の出力周波数ｆに対して、パルス
数切換え手段５４により例えば第３図のように、２７−
１５−９−５−３（第３図（イ））と切換え、またイン
バータ２の出力電圧ＶＭはインバータ２の出力周波数ｆ
に対して、第３図のように連続となるように変調率演算
回路１０で、第２図（Ａ）の正弦波の波高値／三角波の
波高値の比つまり変調率Ｖｃを演算して。
搬送波発生手段５１の中の５１１は通常第２図（Ａ）の
（イ）の三角波を発生し、また変調波発生手段５２の中
の５２１は通常第２図（Ａ）の（ロ）、（ハ）、（ニ）
のＵ、Ｖ、Ｗ相の正弦波を発生し、この正弦波と三角波
を比較手段５３で比較して、第２図（Ｂ）のような制御
スイッチング素子ｕｐ、ｖｐ、ｗｐ用パルスを出力する
（第２図（Ｂ）の反転したものが制御スイッチング素子
ＵＮ、ＶＮ、ＷＮ用パルスとなる）。このときのインバ
ータ２の出力電圧（Ｕ−Ｖ間）波形は第２図（Ｃ）とな
る。そして、インバータ２の出力電圧は、第２図（Ｂ）
の幅θ°つまり第２図（Ａ）の正弦波の波高値を変化さ
せることにより制御し、またインバータ２の出力周波数
ｆの半サイクルに含まれるインバータ２の出力電圧のパ
ルス数（第２図では３パルス）は、第２図（Ａ）の三角
波と正弦波の周波数比つまり三角波の周波数をパルス数
切換え手段５４で切換えることにより制御する。このパ
ルス数はインバータ２の出力周波数ｆに対して、パルス
数切換え手段５４により例えば第３図のように、２７−
１５−９−５−３（第３図（イ））と切換え、またイン
バータ２の出力電圧ＶＭはインバータ２の出力周波数ｆ
に対して、第３図のように連続となるように変調率演算
回路１０で、第２図（Ａ）の正弦波の波高値／三角波の
波高値の比つまり変調率Ｖｃを演算して。
正弦波の波高値を制御する。
ところで、インバータ２の出力電圧■にを、インバータ
２が出力し得る最大電圧まで高めるために、第２図の３
パルス（第３図（イ））から、第２図（Ｂ）の幅θ°が
制御スイッチング素子ＵＰ〜ＷＮに必要な最小消弧期間
θｍｉｎ° に等しくなるインバータ２の出力周波数
のところで、第４図のように１パルスに切換えると、イ
ンバータ２の出力電圧Ｖｓは第４図から容易にわかるよ
うに、第３図の点線の如く急変する（この変化量につい
て後述する）。
２が出力し得る最大電圧まで高めるために、第２図の３
パルス（第３図（イ））から、第２図（Ｂ）の幅θ°が
制御スイッチング素子ＵＰ〜ＷＮに必要な最小消弧期間
θｍｉｎ° に等しくなるインバータ２の出力周波数
のところで、第４図のように１パルスに切換えると、イ
ンバータ２の出力電圧Ｖｓは第４図から容易にわかるよ
うに、第３図の点線の如く急変する（この変化量につい
て後述する）。
そこで、第２図の３パルス（第３図（イ））で、第２図
の幅θ°が制御スイッチング素子ＵＰ〜ＷＮに必要な最
小消弧期間θ１１１゜° に等しくなるインバータ２の
出力周波数のところで、パルス数切換え手段５４により
、搬送波発生手段５１の中の５１１から５１２に、また
変調波発生手段５２の中の５２１から５２２にそれぞれ
切換える。搬送波発生手段５１の中の５１２は通常第５
図の（Ａ）、（ｃ）、（Ｅ）１７）Ｕ、Ｖ、Ｗ相の逆台
形波（上辺幅が１８０°で、下辺幅が６０°）を発生し
、また変調波発生手段５２の中の５２２は通常第５図（
７）（Ａ）、（Ｃ）、（Ｅ） のＵ、Ｖ、Ｗ相の方形波
を発生し、その方形波と逆台形波を比較手段５３で比較
して、第５図の（Ｂ）、（Ｄ）。
の幅θ°が制御スイッチング素子ＵＰ〜ＷＮに必要な最
小消弧期間θ１１１゜° に等しくなるインバータ２の
出力周波数のところで、パルス数切換え手段５４により
、搬送波発生手段５１の中の５１１から５１２に、また
変調波発生手段５２の中の５２１から５２２にそれぞれ
切換える。搬送波発生手段５１の中の５１２は通常第５
図の（Ａ）、（ｃ）、（Ｅ）１７）Ｕ、Ｖ、Ｗ相の逆台
形波（上辺幅が１８０°で、下辺幅が６０°）を発生し
、また変調波発生手段５２の中の５２２は通常第５図（
７）（Ａ）、（Ｃ）、（Ｅ） のＵ、Ｖ、Ｗ相の方形波
を発生し、その方形波と逆台形波を比較手段５３で比較
して、第５図の（Ｂ）、（Ｄ）。
（Ｆ）のような制御スイッチング素子ＵＰ、ＶＰ。
ｗｐ用パルスを出力する（第５図の（Ｂ）、（Ｄ）。
（Ｆ）の反転したものが制御スイッチング素子ＵＮ、Ｖ
Ｎ、ＷＮ用パルスとなる）。その結果、インバータ２の
出力電圧（Ｕ−Ｖ間）゛波形は第５図（Ｇ）のような、
幅１２ｏ°の中央に位置する１つのパルスと、幅１２０
ｍの面外側に位置する２つのパルスとからなる３パルス
となる。そのインバータ２の出力電圧は、インバータ２
の出力周波数ｊに対して、第３図となるように、第５図
（Ｂ）の幅００つまり第５図の（Ａ）、（Ｃ）。
Ｎ、ＷＮ用パルスとなる）。その結果、インバータ２の
出力電圧（Ｕ−Ｖ間）゛波形は第５図（Ｇ）のような、
幅１２ｏ°の中央に位置する１つのパルスと、幅１２０
ｍの面外側に位置する２つのパルスとからなる３パルス
となる。そのインバータ２の出力電圧は、インバータ２
の出力周波数ｊに対して、第３図となるように、第５図
（Ｂ）の幅００つまり第５図の（Ａ）、（Ｃ）。
（Ｅ）の方形波の波高値を、変調率演算回路１゜の出力
Ｖｃで変化させることにより制御する（第３図（ロ））
。
Ｖｃで変化させることにより制御する（第３図（ロ））
。
次に、インバータ２の出力電圧をインバータ２が出力し
得る最大電圧まで高めるために、第５図（Ｂ）の幅θ°
が制御スイッチング素子ＵＰ〜ＷＮに必要な最小消弧期
間θ、１．ｌに等しくなるインバータ２の出力周波数の
ところで、パルス数切換え手段５４により、搬送波発生
手段５１の中の５１２から５１３に切換える。この搬送
波発生手段５１の中の５１３は０を発生し、この０と変
調波発生手段５２の中の５２２が発生する第５図の（Ａ
）、（Ｃ）ｔ’ （Ｅ）の方形波を比較手段５３で比較
して、第６図（Ｂ）のようなパルスを出力する。その結
果、インバータ２の出力電圧（Ｕ−Ｖ間）波形は第６図
（Ｂ）のような、幅１２ｏ°の１パルスとなる。この第
６図のような第５図の３パルスと１パルスの切換えを、
第４図のような第２図の３パルスと１パルスの切換えと
比べると、第６図（Ａ）の３パルスの電圧面積は第６図
（Ｂ）の１パルスの電圧面積と等しいのに対し、第４図
（Ａ）の３パルスの電圧面積は第４図（Ｂ）の１パルス
の電圧面積より小さいため、第６図の３パルスと１パル
スの切換えの方が、インバータ２の出力電圧の変化量は
小さく、かつインバータ２の出力電圧の基本波成分の位
相ずれも生じないことが容易にわかる。
得る最大電圧まで高めるために、第５図（Ｂ）の幅θ°
が制御スイッチング素子ＵＰ〜ＷＮに必要な最小消弧期
間θ、１．ｌに等しくなるインバータ２の出力周波数の
ところで、パルス数切換え手段５４により、搬送波発生
手段５１の中の５１２から５１３に切換える。この搬送
波発生手段５１の中の５１３は０を発生し、この０と変
調波発生手段５２の中の５２２が発生する第５図の（Ａ
）、（Ｃ）ｔ’ （Ｅ）の方形波を比較手段５３で比較
して、第６図（Ｂ）のようなパルスを出力する。その結
果、インバータ２の出力電圧（Ｕ−Ｖ間）波形は第６図
（Ｂ）のような、幅１２ｏ°の１パルスとなる。この第
６図のような第５図の３パルスと１パルスの切換えを、
第４図のような第２図の３パルスと１パルスの切換えと
比べると、第６図（Ａ）の３パルスの電圧面積は第６図
（Ｂ）の１パルスの電圧面積と等しいのに対し、第４図
（Ａ）の３パルスの電圧面積は第４図（Ｂ）の１パルス
の電圧面積より小さいため、第６図の３パルスと１パル
スの切換えの方が、インバータ２の出力電圧の変化量は
小さく、かつインバータ２の出力電圧の基本波成分の位
相ずれも生じないことが容易にわかる。
ここで、第５図の３パルスと１パルスの切換え（第６図
）時のインバータ２の出方電圧の変化量を、第２図の３
パルスと１パルスの切換え（第４図）の場合と比較する
。
）時のインバータ２の出方電圧の変化量を、第２図の３
パルスと１パルスの切換え（第４図）の場合と比較する
。
第５図の３パルス時のインバータ２の出力電圧波形をフ
ーリエ級数に展開すると、その基本波成分の大きさく実
効値）ＶＮＩＩは、 Ｅｓ ＶＮＩＩニー （ｃｏｓ（３０°−Ｉｌｌ＠）−ｃｏｓ
（３０°）＋ｃｏｓ（３０’ ＋０＠））・・・・・・
（１） となり、同様に第２図の３パルス時のインバータ２の出
力電圧波形の基本波成分（実効値）Ｖｏｇは、４Ｅｓ
θ０
θ０・・・・・・（２） となる。ただし、（１）式と（２）式のＥｓは直流電源
１の電圧値である。
ーリエ級数に展開すると、その基本波成分の大きさく実
効値）ＶＮＩＩは、 Ｅｓ ＶＮＩＩニー （ｃｏｓ（３０°−Ｉｌｌ＠）−ｃｏｓ
（３０°）＋ｃｏｓ（３０’ ＋０＠））・・・・・・
（１） となり、同様に第２図の３パルス時のインバータ２の出
力電圧波形の基本波成分（実効値）Ｖｏｇは、４Ｅｓ
θ０
θ０・・・・・・（２） となる。ただし、（１）式と（２）式のＥｓは直流電源
１の電圧値である。
（１）式と（２）式より、幅θ°に対するＶ ｓ ａと
Ｖｃａを、１パルスつまりθ＝Ｏの時の値で正規化し、
それぞれＶ Ｎ ａ ’ とＶ ｏ ｓ ’で表わして
図にすると、第７図のようになる。この第７図かられか
るように１幅θ０が同じでも、第５図の３パルスの方（
ＶＮ８’ ）が第２図の３パルスノ場合（Ｖｏｓ’）よ
りインバータ２の出力電圧が高いので、第２図の３パル
ス（第３図（イ））と第５図の３パルス（第３図（ロ）
）を切換える時、インバータ２の出力電圧Ｖにが第３図
のように連続となるように、幅θ°を変調率演算回路１
０の出力Ｖｃにより制御する。そして、車両用インバー
タを例にして。
Ｖｃａを、１パルスつまりθ＝Ｏの時の値で正規化し、
それぞれＶ Ｎ ａ ’ とＶ ｏ ｓ ’で表わして
図にすると、第７図のようになる。この第７図かられか
るように１幅θ０が同じでも、第５図の３パルスの方（
ＶＮ８’ ）が第２図の３パルスノ場合（Ｖｏｓ’）よ
りインバータ２の出力電圧が高いので、第２図の３パル
ス（第３図（イ））と第５図の３パルス（第３図（ロ）
）を切換える時、インバータ２の出力電圧Ｖにが第３図
のように連続となるように、幅θ°を変調率演算回路１
０の出力Ｖｃにより制御する。そして、車両用インバー
タを例にして。
制御スイッチング素子ＵＰ−ＷＮに必要な最小消弧期間
Ｔ ＩＩ ｌ ｎ を２４０μＳ、１パルスに切換える
時のインバータ２の出力周波数ｆ ＝ ７５ Ｈｚとす
ると、Ｔｌｎ （＝２４０μｓ）に対応する最小消弧期
間θ１１１＋１は。
Ｔ ＩＩ ｌ ｎ を２４０μＳ、１パルスに切換える
時のインバータ２の出力周波数ｆ ＝ ７５ Ｈｚとす
ると、Ｔｌｎ （＝２４０μｓ）に対応する最小消弧期
間θ１１１＋１は。
Ｏａｔ ｎ ＝ ３６０ ｆ Ｔａｘ ｎ ＝ ３６０
Ｘ ７５ Ｘ ２４０ Ｘ １０−６干６ 、５ ’
となるので、第７図（（１）式と（２）式）より、第２
図の３パルスでは１パルスの８８．７％の電圧しか得ら
れないのに対し、第５図の３パルスでは１パルスの９８
．７％の電圧まで高められ、１パルスに切換える時の電
圧変化量が非常に小さいことがわかる。
Ｘ ７５ Ｘ ２４０ Ｘ １０−６干６ 、５ ’
となるので、第７図（（１）式と（２）式）より、第２
図の３パルスでは１パルスの８８．７％の電圧しか得ら
れないのに対し、第５図の３パルスでは１パルスの９８
．７％の電圧まで高められ、１パルスに切換える時の電
圧変化量が非常に小さいことがわかる。
最後に、第２図（Ｂ）と第５図（Ｂ）の３パルス及び第
４図（第６図）の（Ｂ）の１パルスを発生する第１図の
変調回路５の具体的な詳細構成を第８図に示す。なお、
第１図と第８図の同じ番号・符号は同じ機能を有してい
る。ただし、第１図では変調動作を、変調波と搬送波の
交流波形の直接比較で説明したが、第８図の具体例では
、回路を簡単にするため、第９図により以下説明するよ
うに、直流的な搬送波（第９図の（イ）、（へ）。
４図（第６図）の（Ｂ）の１パルスを発生する第１図の
変調回路５の具体的な詳細構成を第８図に示す。なお、
第１図と第８図の同じ番号・符号は同じ機能を有してい
る。ただし、第１図では変調動作を、変調波と搬送波の
交流波形の直接比較で説明したが、第８図の具体例では
、回路を簡単にするため、第９図により以下説明するよ
うに、直流的な搬送波（第９図の（イ）、（へ）。
（ヌ））と直流レベル（第９図のＶｃ）の比較結果（第
９図の（ロ）、（ト）、（ル））を、直流的な変調波（
第９図の（ニ）、（チ）、（オ））で正期間と負期間に
振分ける方式としている。その第８図の動作を第９図に
より説明する。
９図の（ロ）、（ト）、（ル））を、直流的な変調波（
第９図の（ニ）、（チ）、（オ））で正期間と負期間に
振分ける方式としている。その第８図の動作を第９図に
より説明する。
第８図において、インバータ周波数ｆに準拠した周波数
ｆｏ をカウンタ５１４でカウントし、搬送三角波記憶
素子５１１′のＲＯＭ ４ （Ｒｅａｄ ０ｎｌｙＪａ
ｍｏｒｙ）と変調波発生手段５２の方形波記憶素子ＲＯ
ＭＩから、第９図の（イ）と（ニ）のような三角波と方
形波を出力する。第９図（イ）の三角波は変調率演算回
路１０の直流レベル出力ＶＣと比較器５３１で比較され
て、比較器５３１は第９図（ロ）のようなパルスを出力
し、その出力は第９図（ニ）の方形波と共に排他的論理
和５３２に与えられ、排他的論理和５３２は第９図（ホ
）のようなつまり第２図（Ｂ）と同じ３パルスを発生す
る。なお、搬送三角波記憶素子５１１′のＲＯＭ５〜８
は、三角波と正弦波の比較により得られるパルス数（パ
ルス列）、例えば５，９゜１５．２７と同じパルス数が
得られるような三角波を記憶させてあり、そのパルス数
は前述の第３図のように、インバータ周波数ｆに対応じ
て、パルス数切換え手段５４により切換える。即ち、イ
ンバータ２の出力周波数Ｊにより、パルス数を切換える
インバータ２の出力周波数をあらかじめ設定したパルス
数選択器５４１で、１つのパルス数信号を選択し、その
出力により、パルス数切換え器５４２の開閉素子５４２
１〜５４２７の中の１つを動作させ、加算素子５４２８
を介して、搬送波発生手段５１の出力（ＲＯＭ２〜８）
つまりパルス数を切換える。
ｆｏ をカウンタ５１４でカウントし、搬送三角波記憶
素子５１１′のＲＯＭ ４ （Ｒｅａｄ ０ｎｌｙＪａ
ｍｏｒｙ）と変調波発生手段５２の方形波記憶素子ＲＯ
ＭＩから、第９図の（イ）と（ニ）のような三角波と方
形波を出力する。第９図（イ）の三角波は変調率演算回
路１０の直流レベル出力ＶＣと比較器５３１で比較され
て、比較器５３１は第９図（ロ）のようなパルスを出力
し、その出力は第９図（ニ）の方形波と共に排他的論理
和５３２に与えられ、排他的論理和５３２は第９図（ホ
）のようなつまり第２図（Ｂ）と同じ３パルスを発生す
る。なお、搬送三角波記憶素子５１１′のＲＯＭ５〜８
は、三角波と正弦波の比較により得られるパルス数（パ
ルス列）、例えば５，９゜１５．２７と同じパルス数が
得られるような三角波を記憶させてあり、そのパルス数
は前述の第３図のように、インバータ周波数ｆに対応じ
て、パルス数切換え手段５４により切換える。即ち、イ
ンバータ２の出力周波数Ｊにより、パルス数を切換える
インバータ２の出力周波数をあらかじめ設定したパルス
数選択器５４１で、１つのパルス数信号を選択し、その
出力により、パルス数切換え器５４２の開閉素子５４２
１〜５４２７の中の１つを動作させ、加算素子５４２８
を介して、搬送波発生手段５１の出力（ＲＯＭ２〜８）
つまりパルス数を切換える。
次に、パルス数記換え手段５４により、搬送三角波記憶
素子５１１’ （ＲＯＭ４）から通合形波記憶素子５
１２’ （ＲＯＭ３）に切換えると、搬送三角波記憶
素子５１２’ （ＲＯＭ３）から。
素子５１１’ （ＲＯＭ４）から通合形波記憶素子５
１２’ （ＲＯＭ３）に切換えると、搬送三角波記憶
素子５１２’ （ＲＯＭ３）から。
第９図（へ）のような逆台形波（下辺幅１８０°、下辺
幅６０°）を出力する。この第９図（へ）の逆台形波は
変調率演算回路１０の直流レベル出力Ｖｃと比較器５３
１で比較され、比較器５３１は第９図（ト）のようなパ
ルスを出力する。この出力は変調波発生手段５２の方形
波記憶素子ＲＯＭ１の出力である第９図（チ）（第９図
（ニ））のような方形波と共に排他的論理和５３２に与
えられ、排他的論理和５３２は第９図（す）のようなつ
まり第５図（Ｂ）と同じ３パルスを発生する。
幅６０°）を出力する。この第９図（へ）の逆台形波は
変調率演算回路１０の直流レベル出力Ｖｃと比較器５３
１で比較され、比較器５３１は第９図（ト）のようなパ
ルスを出力する。この出力は変調波発生手段５２の方形
波記憶素子ＲＯＭ１の出力である第９図（チ）（第９図
（ニ））のような方形波と共に排他的論理和５３２に与
えられ、排他的論理和５３２は第９図（す）のようなつ
まり第５図（Ｂ）と同じ３パルスを発生する。
さらに、パルス数切換え手段５４により、通合形波記憶
素子５１２’ （ＲＯＭ３）から０記憶素子５１３′
（ＲＯＭ２）に切換えルト、ｏｇ憶素子５１３’
（ＲＯＭ２）から、第９図（ヌ）のような０信号を出力
する。この第９図（ヌ）のＯ信号は変調率演算回路１０
の直流レベル出力Ｖｃと比較器５３１で比較され、比較
器５３１は第９図（ル）のような０信号を出力する。こ
の出力は変調波発生手段５２の方形波記憶素子ＲＯＭ１
の出力である第９図（オ）（第９図の（ニ）、（チ））
のような方形波と共に排他的論理和５３２に与えられ、
排他的論理和５３２は第９図（ワ）のようなつまり第４
図（第６図）の（Ｂ）と同じ１パルスを発生する。
素子５１２’ （ＲＯＭ３）から０記憶素子５１３′
（ＲＯＭ２）に切換えルト、ｏｇ憶素子５１３’
（ＲＯＭ２）から、第９図（ヌ）のような０信号を出力
する。この第９図（ヌ）のＯ信号は変調率演算回路１０
の直流レベル出力Ｖｃと比較器５３１で比較され、比較
器５３１は第９図（ル）のような０信号を出力する。こ
の出力は変調波発生手段５２の方形波記憶素子ＲＯＭ１
の出力である第９図（オ）（第９図の（ニ）、（チ））
のような方形波と共に排他的論理和５３２に与えられ、
排他的論理和５３２は第９図（ワ）のようなつまり第４
図（第６図）の（Ｂ）と同じ１パルスを発生する。
以上の説明は、第２図（第９図（ホ））の３パルスから
第５図（第９図（す））の３パルスを経て１パルス（第
９図（ワ））に切換える場合であったが、第２＠の３パ
ルスを省略して、５パルスから直接第５図の３パルスを
経て１パルスに切換えても良いということはもちろんで
ある。この場合、第２図の３パルスが第５図の３パルス
に置き代わるだけで、部品数はほとんど増加しない。た
だし、５パルスから第５図の３パルスに切換える場合、
第３図かられかるように、第２図の３パルスから第５図
の３パルスに切換える場合より、インバータ２の出力電
圧ＶＭが小さいつまり第５図の幅θ°が大きなる（第７
図参照）ので、インバータ２の出力電流波形が悪く（リ
ップルが大きく）なり、インバータ２の転流能力を増加
させる（インバー２の大形化）要因となるので十分な検
討を要する。
第５図（第９図（す））の３パルスを経て１パルス（第
９図（ワ））に切換える場合であったが、第２＠の３パ
ルスを省略して、５パルスから直接第５図の３パルスを
経て１パルスに切換えても良いということはもちろんで
ある。この場合、第２図の３パルスが第５図の３パルス
に置き代わるだけで、部品数はほとんど増加しない。た
だし、５パルスから第５図の３パルスに切換える場合、
第３図かられかるように、第２図の３パルスから第５図
の３パルスに切換える場合より、インバータ２の出力電
圧ＶＭが小さいつまり第５図の幅θ°が大きなる（第７
図参照）ので、インバータ２の出力電流波形が悪く（リ
ップルが大きく）なり、インバータ２の転流能力を増加
させる（インバー２の大形化）要因となるので十分な検
討を要する。
即ち、第１図及び第８図の実施例のように、第２図（第
９図（ホ））の３パルスから第５図（第９図（す））の
３パルスを経て１パルス（第９図（ワ））に切換える方
式は、第２図の３パルスを省略して、５パルスから直接
第５図の３パルスを経て１パルスに切換える方式より、
インバータ２の出力電流のリップルが大きくならずつま
りインバータ２の転流能力を増加させる（インバー２の
大形化）こともないという効果がある。
９図（ホ））の３パルスから第５図（第９図（す））の
３パルスを経て１パルス（第９図（ワ））に切換える方
式は、第２図の３パルスを省略して、５パルスから直接
第５図の３パルスを経て１パルスに切換える方式より、
インバータ２の出力電流のリップルが大きくならずつま
りインバータ２の転流能力を増加させる（インバー２の
大形化）こともないという効果がある。
さらに、第５図（第９図（へ）〜（す））の３パルスで
は、インバータ２の出力電圧Ｖ Ｗ （Ｖ Ｎ ｓ ’
）は幅θ°に対して、第７図の実線のように非線形と
なるため、搬送波発生手段５１の中の５１２′からは、
第１０図の点線のような第９図（へ）の逆台形波ではな
く、第１０図の実線のような湾曲した逆台形波を発生さ
せれば、変調率演算回路１０の出力Ｖｃの変化に対して
幅θ°の変化が非線形となり、インバータ２の出力電圧
ｖＭが直線的に変化するという効果がある。また、搬送
波発生手段５１の中の５１２′から、第１１図の点線の
ような第９図（へ）の逆台形波でなく、第１１図の実線
のような逆台形波の両側が乎らな波形を発生させて、そ
の平らな幅を、制御スイッチング素子ＵＰ−ＷＮに必要
な最小消弧期間θ、。と等しくすれば、変調率演算回路
１０の出力Ｖｃの増加により、Ｏくθ１ｎで自動的に１
パルスとなるため、搬送波発生手段５１の中の５１３′
を省略できるという効果がある。
は、インバータ２の出力電圧Ｖ Ｗ （Ｖ Ｎ ｓ ’
）は幅θ°に対して、第７図の実線のように非線形と
なるため、搬送波発生手段５１の中の５１２′からは、
第１０図の点線のような第９図（へ）の逆台形波ではな
く、第１０図の実線のような湾曲した逆台形波を発生さ
せれば、変調率演算回路１０の出力Ｖｃの変化に対して
幅θ°の変化が非線形となり、インバータ２の出力電圧
ｖＭが直線的に変化するという効果がある。また、搬送
波発生手段５１の中の５１２′から、第１１図の点線の
ような第９図（へ）の逆台形波でなく、第１１図の実線
のような逆台形波の両側が乎らな波形を発生させて、そ
の平らな幅を、制御スイッチング素子ＵＰ−ＷＮに必要
な最小消弧期間θ、。と等しくすれば、変調率演算回路
１０の出力Ｖｃの増加により、Ｏくθ１ｎで自動的に１
パルスとなるため、搬送波発生手段５１の中の５１３′
を省略できるという効果がある。
以上のパルス数切換えは、インバータ２の出力周波数ｆ
が増加する場合を対象としたが、インバータ２の出力周
波数Ｊが減少する場合のパルス数切換えは逆の制御（第
３図参照）となり、前述の効果が損なわれるものではな
いということはもちろんである。
が増加する場合を対象としたが、インバータ２の出力周
波数Ｊが減少する場合のパルス数切換えは逆の制御（第
３図参照）となり、前述の効果が損なわれるものではな
いということはもちろんである。
本発明によれば、３パルスと１パルス間のパルス数切換
え時において、インバータ出力電圧の変化量が非常に小
さく、かつその基本波成分の位相ずれも生じないので、
■インバータ出力電流のはね上りが非常に小さくなり、
■インバータが転流失敗することもなく（転流能力の軽
減）、■トルク変動も非常に小さく誘導電動機を円滑に
運転できるという効果がある。
え時において、インバータ出力電圧の変化量が非常に小
さく、かつその基本波成分の位相ずれも生じないので、
■インバータ出力電流のはね上りが非常に小さくなり、
■インバータが転流失敗することもなく（転流能力の軽
減）、■トルク変動も非常に小さく誘導電動機を円滑に
運転できるという効果がある。
第１図は本発明の一実施例を示すパルス幅変調インバー
タによる誘導電動機の制御装置の回路構成図、第２図で
第７図は第１図の動作説明図で。 第２図は正弦波と三角波の比較による３パルス波形図、
第３図はインバータ出力周波数に対するパルス数及びイ
ンバータ出力電圧の関係図、第４図は第２図の３パルス
と１パルスの波形関係図、第５図は方形波と逆台形波の
比較による３パルスの波形図、第６図は第５図の３パル
スと１パルスの波形関係図、第７図は第２図と第５図の
３パルスにおけるインバータ出力電圧の特性図、第８図
は変調回路の詳細構成図、第９図〜第１１図は第８図の
動作説明図である。 １・・・直流電源、２・・・インバータ、３・・・誘導
電動機、４・・・ゲート信号処理回路、５・・・−変調
回路、５１・・・搬送波発生手段、５２・・・変調波発
生手段、５３・・・比較手段、５４・・・パルス数切換
え手段。
タによる誘導電動機の制御装置の回路構成図、第２図で
第７図は第１図の動作説明図で。 第２図は正弦波と三角波の比較による３パルス波形図、
第３図はインバータ出力周波数に対するパルス数及びイ
ンバータ出力電圧の関係図、第４図は第２図の３パルス
と１パルスの波形関係図、第５図は方形波と逆台形波の
比較による３パルスの波形図、第６図は第５図の３パル
スと１パルスの波形関係図、第７図は第２図と第５図の
３パルスにおけるインバータ出力電圧の特性図、第８図
は変調回路の詳細構成図、第９図〜第１１図は第８図の
動作説明図である。 １・・・直流電源、２・・・インバータ、３・・・誘導
電動機、４・・・ゲート信号処理回路、５・・・−変調
回路、５１・・・搬送波発生手段、５２・・・変調波発
生手段、５３・・・比較手段、５４・・・パルス数切換
え手段。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、直流電源から給電されるパルス幅変調インバータと
、該インバータによって付勢される誘導電動機と、前記
インバータの出力周波数と出力電圧を制御するとともに
前記インバータ出力周波数の１サイクルに含まれるパル
ス数を３パルスと１パルスとの間に切換える手段を含む
変調手段を備えたものにおいて、前記変調手段は、３パ
ルスの線間電圧として、両端の２パルスを電気角１２０
度期間の外側に位置する電圧波形を作る３パルス発生手
段を備えたパルス幅変調インバータによる誘導電動機の
制御装置。 ２、特許請求の範囲第１項において、前記３パルスの線
間電圧は、幅θ度の第１パルスと、この第１パルスから
幅θ度後に幅（１２０度−２θ度）の第２パルスと、こ
の第２パルスから幅θ度後に幅θ度の第３パルスとから
なるパルス幅変調インバータによる誘導電動機の制御装
置。 ３、特許請求範囲第１項において、前記インバータ出力
周波数が増加する場合は、前記３パルス発生手段より得
られる３パルス以外の３パルスから、前記３パルス発生
手段より得られる３パルスを経て前記１パルスに切換え
るとともに、前記インバータ出力周波数が減少する場合
は、前記１パルスから前記３パルス発生手段より得られ
る３パルスを経て、前記３パルス発生手段より得られる
３パルス以外の３パルスに切換えることを特徴するパル
ス幅変調インバーによる誘導電動機の制御装置。 ４、特許請求範囲第１項において、前記３パルス発生手
段は、前記インバータの出力電圧の指令値により波高値
が変化する変調波を発生する手段と、該変調波発生手段
の出力に対して一対の三角波から成る搬送波を発生する
手段と、該搬送波発生手段と前記変調波発生手段の出力
を比較する手段とを備えたことを特徴とするパルス幅変
調インバータによる誘導電動機の制御装置。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61003441A JPS62163589A (ja) | 1986-01-13 | 1986-01-13 | パルス幅変調インバ−タによる誘導電動機の制御装置 |
| AU67485/87A AU581797B2 (en) | 1986-01-13 | 1987-01-12 | A control apparatus for pulse width modulation inverters |
| US07/003,024 US4723201A (en) | 1986-01-13 | 1987-01-13 | Control apparatus for pulse width modulation inverters |
| CN87100280A CN1008867B (zh) | 1986-01-13 | 1987-01-13 | 脉宽调制变换器的控制装置 |
| EP87100325A EP0229656B1 (en) | 1986-01-13 | 1987-01-13 | A control method for pulse width modulation inverters |
| DE8787100325T DE3779430T2 (de) | 1986-01-13 | 1987-01-13 | Steuerverfahren fuer impulsbreitenmodulationswechselrichter. |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61003441A JPS62163589A (ja) | 1986-01-13 | 1986-01-13 | パルス幅変調インバ−タによる誘導電動機の制御装置 |
Related Child Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3279170A Division JPH0810995B2 (ja) | 1991-10-25 | 1991-10-25 | パルス幅変調インバータの制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62163589A true JPS62163589A (ja) | 1987-07-20 |
| JPH0564036B2 JPH0564036B2 (ja) | 1993-09-13 |
Family
ID=11557435
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61003441A Granted JPS62163589A (ja) | 1986-01-13 | 1986-01-13 | パルス幅変調インバ−タによる誘導電動機の制御装置 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4723201A (ja) |
| EP (1) | EP0229656B1 (ja) |
| JP (1) | JPS62163589A (ja) |
| CN (1) | CN1008867B (ja) |
| AU (1) | AU581797B2 (ja) |
| DE (1) | DE3779430T2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH05130792A (ja) * | 1991-10-25 | 1993-05-25 | Hitachi Ltd | パルス幅変調インバータによる誘導電動機の制御装置 |
Families Citing this family (33)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| US5532569A (en) * | 1987-06-03 | 1996-07-02 | Hitachi, Ltd. | Inverter control apparatus |
| JPH0746918B2 (ja) * | 1987-06-03 | 1995-05-17 | 株式会社日立製作所 | 電力変換装置 |
| AU621868B2 (en) * | 1988-04-18 | 1992-03-26 | Daikin Industries, Ltd. | Pulse width modulation control unit of inverter |
| FI87411C (fi) * | 1989-03-06 | 1992-12-28 | Kone Oy | Foerfarande foer styrning av frekvensomformar- och riktarbryggor samt en foer tillaempning av foerfarandet avsedd modulatorenhet |
| KR930010167B1 (ko) * | 1989-03-31 | 1993-10-15 | 샤프 가부시끼가이샤 | 신호 발생회로 및 이 회로를 이용한 컴프레서 제어장치 |
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| JP2814837B2 (ja) * | 1992-06-04 | 1998-10-27 | 株式会社日立製作所 | 電力変換装置 |
| JP3112589B2 (ja) * | 1993-01-25 | 2000-11-27 | 株式会社東芝 | インバータ制御装置 |
| ZA949795B (en) * | 1993-12-17 | 1995-08-18 | Hitachi Ltd | Electric power conversion equipment. |
| DE4426764C2 (de) * | 1994-07-23 | 1997-06-05 | Licentia Gmbh | Verfahren zur Ansteuerung eines Pulswechselrichters durch Stellbefehle eines Pulsmustergenerators |
| US5786781A (en) * | 1995-08-17 | 1998-07-28 | Fanuc Ltd | Encoder angle data computation method and computation apparatus |
| KR100325407B1 (ko) * | 1999-07-09 | 2002-03-04 | 이종수 | 펄스폭 변조 제어 시스템 |
| DE102004030912B3 (de) * | 2004-06-25 | 2006-01-19 | Sma Technologie Ag | Verfahren zum Umwandeln einer elektrischen Gleichspannung einer Gleichspannungsquelle, insbesondere einer Photovoltaik-Gleichspannungsquelle in eine Wechselspannung |
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