JP2625870B2 - Ｐｗｍインバータ - Google Patents
ＰｗｍインバータInfo
- Publication number
- JP2625870B2 JP2625870B2 JP63105600A JP10560088A JP2625870B2 JP 2625870 B2 JP2625870 B2 JP 2625870B2 JP 63105600 A JP63105600 A JP 63105600A JP 10560088 A JP10560088 A JP 10560088A JP 2625870 B2 JP2625870 B2 JP 2625870B2
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- inverter
- voltage
- pwm
- voltage command
- Prior art date
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- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はアーム短絡防止期間を設定して駆動されるPW
Mインバータにおいて該アーム短絡防止期間の出力電圧
に及ぼす影響を防止する技術に関する。
Mインバータにおいて該アーム短絡防止期間の出力電圧
に及ぼす影響を防止する技術に関する。
交流電動機等の電磁機械の駆動源として用いられる電
力変換器の出力制御方法の１つにパルス幅変調（PWM）
制御方式がある。
力変換器の出力制御方法の１つにパルス幅変調（PWM）
制御方式がある。
このPWM制御方式は、一般に、インバータの出力電圧
を指令する電圧指令信号（変調波）を三角波信号（搬送
波）と比較して、インバータを構成する各スイツチング
素子のスイツチング時間を決定しようとするもので、イ
ンバータの制御回路には、第３図に示すようなPWM信号
作成回路を設ける。同図において、１は単相インバータ
INVの直流電源（電圧Ｅ）、２はインバータINVの主回
路、Tr1、Tr2はスイツチング素子（トランジスタ）、３
は負荷である誘導電動機、４はPWM信号を作成するPWM信
号作成回路、５は主回路２のスイツチング素子Tr1、Tr2
に駆動信号を供給する駆動回路（ドライバ）であり、PW
M信号作成回路４は、基本的に、三角波信号VCPを発生す
る可変振幅三角波発振器６、電圧指令信号Ｖ＊と三角波
信号VCPを第４図に示すように比較してPWM信号Ｐを作成
する比較器７を備えている。voは主回路２の出力電圧
（平均値）、Ｔは三角波信号の周期、t1はPWM信号のパ
ルス幅を示す。
を指令する電圧指令信号（変調波）を三角波信号（搬送
波）と比較して、インバータを構成する各スイツチング
素子のスイツチング時間を決定しようとするもので、イ
ンバータの制御回路には、第３図に示すようなPWM信号
作成回路を設ける。同図において、１は単相インバータ
INVの直流電源（電圧Ｅ）、２はインバータINVの主回
路、Tr1、Tr2はスイツチング素子（トランジスタ）、３
は負荷である誘導電動機、４はPWM信号を作成するPWM信
号作成回路、５は主回路２のスイツチング素子Tr1、Tr2
に駆動信号を供給する駆動回路（ドライバ）であり、PW
M信号作成回路４は、基本的に、三角波信号VCPを発生す
る可変振幅三角波発振器６、電圧指令信号Ｖ＊と三角波
信号VCPを第４図に示すように比較してPWM信号Ｐを作成
する比較器７を備えている。voは主回路２の出力電圧
（平均値）、Ｔは三角波信号の周期、t1はPWM信号のパ
ルス幅を示す。
上記出力電圧voは、 の関係から、 で表され、出力電圧voは直流電源の電圧Ｅの大きさに比
例し、三角波信号VCPの振幅に反比例するので、直流電
圧Ｅが変動すると、出力電圧voが変動することになる。
このため、従来は、第５図に示すように、三角波発振器
６が係数器８を通し直流電圧Ｅを取り込んで三角波信号
VCPを作るようにして、直流電圧Ｅの変動による出力電
圧voの変動防止を図つている。Ｋは電圧の実際値と制御
回路上の信号間のスケーリング係数である。
例し、三角波信号VCPの振幅に反比例するので、直流電
圧Ｅが変動すると、出力電圧voが変動することになる。
このため、従来は、第５図に示すように、三角波発振器
６が係数器８を通し直流電圧Ｅを取り込んで三角波信号
VCPを作るようにして、直流電圧Ｅの変動による出力電
圧voの変動防止を図つている。Ｋは電圧の実際値と制御
回路上の信号間のスケーリング係数である。
ところが、上記主回路２は、出力点と直流電源１の正
極との間（正アーム）、該出力点と直流電源１の負極と
の間（負アーム）に、それぞれ、１もしくは直列する複
数個のスイツチング素子を挿入した回路を有しているの
で、両アームのスイツチング素子が共にONするアーム短
絡を防止するため、アーム短絡防止期間（デツドタイ
ム）tdを設ける。
極との間（正アーム）、該出力点と直流電源１の負極と
の間（負アーム）に、それぞれ、１もしくは直列する複
数個のスイツチング素子を挿入した回路を有しているの
で、両アームのスイツチング素子が共にONするアーム短
絡を防止するため、アーム短絡防止期間（デツドタイ
ム）tdを設ける。
第６図はこのデツドタイムtdを設定するインバータの
制御回路の１例を示したもので、その各部の波形図を第
７図に示してある。第６図において、10a、10bはオンデ
イレイ／オフインスタントタイマ回路、11a、11bは波形
整形回路、12a、12bはドライバであり、ioは負荷３を流
れる電流、vGA、vGBはベース駆動信号である。
制御回路の１例を示したもので、その各部の波形図を第
７図に示してある。第６図において、10a、10bはオンデ
イレイ／オフインスタントタイマ回路、11a、11bは波形
整形回路、12a、12bはドライバであり、ioは負荷３を流
れる電流、vGA、vGBはベース駆動信号である。
この構成では、オンデイレイ／オフインスタントタイ
マ回路10a、10bがあるため、第７図に示すように、ベー
ス駆動信号vGbの立上りは、ベース駆動信号vGaのパルス
の立下りに対して、また、ベース駆動信号vGaの立上り
は、ベース駆動信号vGbのパルスの立下りに対して、常
に、時間tdだけ遅延されるので、トランジスタTR1、TR2
が同時にONすることは避けられる。
マ回路10a、10bがあるため、第７図に示すように、ベー
ス駆動信号vGbの立上りは、ベース駆動信号vGaのパルス
の立下りに対して、また、ベース駆動信号vGaの立上り
は、ベース駆動信号vGbのパルスの立下りに対して、常
に、時間tdだけ遅延されるので、トランジスタTR1、TR2
が同時にONすることは避けられる。
しかしながら、このデツドタイムtdの間は、両トラン
ジスタTR1、TR2が共にOFFし、出力電圧voの管理が行わ
れないので、出力電圧voは電圧指令値Ｖ＊に対して、ず
れ（誤差）Δvoを生じ、負荷電流ioが正の時は、vo＜Ｖ
＊、負の時は、vo＞Ｖ＊となる。即ち、 で表される。、また、 であるから、上記（２）式は、 となり、Δvoは、 このように、デツドタイムtdを設定して駆動するイン
バータINVでは、このデツドタイムtdの影響によつて、
出力値voが指令値Ｖ＊に対して誤差Δvoを生じる。この
ΔvoはＶ＊の大きさに関係ないので、低速時や直流制動
時など、Ｖ＊の値が小さい時は、該ΔvoはＶ＊に対して
相対的に大きな割合となる。
ジスタTR1、TR2が共にOFFし、出力電圧voの管理が行わ
れないので、出力電圧voは電圧指令値Ｖ＊に対して、ず
れ（誤差）Δvoを生じ、負荷電流ioが正の時は、vo＜Ｖ
＊、負の時は、vo＞Ｖ＊となる。即ち、 で表される。、また、 であるから、上記（２）式は、 となり、Δvoは、 このように、デツドタイムtdを設定して駆動するイン
バータINVでは、このデツドタイムtdの影響によつて、
出力値voが指令値Ｖ＊に対して誤差Δvoを生じる。この
ΔvoはＶ＊の大きさに関係ないので、低速時や直流制動
時など、Ｖ＊の値が小さい時は、該ΔvoはＶ＊に対して
相対的に大きな割合となる。
この為、インバータ負荷が、真空ポンプ駆動用誘導電
動機のように、冷却状態が良くない交流電動機であつ
て、比較的長時間、直流制動をかけるようなものである
場合には、負荷の過熱や制御性能の不安定を招くという
問題があつた。
動機のように、冷却状態が良くない交流電動機であつ
て、比較的長時間、直流制動をかけるようなものである
場合には、負荷の過熱や制御性能の不安定を招くという
問題があつた。
本発明はこの問題を解消するためになされたもので、
直流制動時入力電圧が変動しても、上記デツドタイムの
影響を受けることなく、出力電圧を電圧指令値に維持す
ることができるPWMインバータを提供することを目的と
する。
直流制動時入力電圧が変動しても、上記デツドタイムの
影響を受けることなく、出力電圧を電圧指令値に維持す
ることができるPWMインバータを提供することを目的と
する。
本発明は上記目的を達成するため、PWM信号の搬送波
と比較される電圧指令信号の大きさを、アーム短絡防止
期間相当分だけ、インバータ出力電流の正負極性に対応
して増減補正する構成としたものである。
と比較される電圧指令信号の大きさを、アーム短絡防止
期間相当分だけ、インバータ出力電流の正負極性に対応
して増減補正する構成としたものである。
従来のPWM制御では、電圧パルス幅が、負荷電流の極
性に応じて、アーム短絡防止期間分だけ誤差を有してい
たが、本発明では、直流制動時電圧指令値を、アーム短
絡防止期間対応分だけ負荷電流の極性に応じて補正する
ので、電圧指令値と出力電圧平均値とのずれ（誤差）が
無くなる。
性に応じて、アーム短絡防止期間分だけ誤差を有してい
たが、本発明では、直流制動時電圧指令値を、アーム短
絡防止期間対応分だけ負荷電流の極性に応じて補正する
ので、電圧指令値と出力電圧平均値とのずれ（誤差）が
無くなる。
以下、本発明の一実施例を図面を参照して説明する。
第１図において、13は係数器（係数Ｋ）である。14は
電圧指令値補正回路であつて、関数器（関数td/T）15、
加算器16を有している。17は搬送波振幅補正回路であつ
て、係数器（係数K/2）18、乗算器19を有しており、PWM
信号作成回路４に、上記電圧指令値補正回路14と搬送波
振幅補正回路17が付加された点において、従来の構成と
主たる相違を有する。第６図の構成要素と同じものに
は、同一符号を付して示してある。
電圧指令値補正回路であつて、関数器（関数td/T）15、
加算器16を有している。17は搬送波振幅補正回路であつ
て、係数器（係数K/2）18、乗算器19を有しており、PWM
信号作成回路４に、上記電圧指令値補正回路14と搬送波
振幅補正回路17が付加された点において、従来の構成と
主たる相違を有する。第６図の構成要素と同じものに
は、同一符号を付して示してある。
次に、このPWM信号作成回路４内の信号変換動作を第
２図を参照して説明する。第３図は該PWM信号作成回路
４内の信号系を算術的に表現したもので、以下に、該第
２図に基づいて、本実施例の動作を説明する。
２図を参照して説明する。第３図は該PWM信号作成回路
４内の信号系を算術的に表現したもので、以下に、該第
２図に基づいて、本実施例の動作を説明する。
実際の出力電圧目標値をvo ＊とすると、 このように、本実施例では、搬送波VCPの振幅の大き
さを決めるための直流電圧Ｅに、デツドタイム／搬送波
周期比（td/T）相当のゲインを乗じた値を電圧指令値Ｖ
＊に加算しているので、デツドタイムtdの出力電圧voに
及ぼす影響は無くなる。
さを決めるための直流電圧Ｅに、デツドタイム／搬送波
周期比（td/T）相当のゲインを乗じた値を電圧指令値Ｖ
＊に加算しているので、デツドタイムtdの出力電圧voに
及ぼす影響は無くなる。
前記した交流電動機の直流制動時、負荷電流の極性は
出力電圧極性に対して正極性であることにより、該出力
電圧voは電圧指令値Ｖ＊（Ｋ＝１とした場合）に対して
（−）方向へずれる傾向にあり、出力電圧voは主回路直
流電圧に依存するので、直流電圧Ｅによつては、制動電
流に大きな過不足が生じ、制動性能の低下や交流電動機
の過熱等を招く恐れがあつたが、本実施例では、常に、
vo＝Ｖ＊に維持することができるので、該過熱等を防止
することができる。
出力電圧極性に対して正極性であることにより、該出力
電圧voは電圧指令値Ｖ＊（Ｋ＝１とした場合）に対して
（−）方向へずれる傾向にあり、出力電圧voは主回路直
流電圧に依存するので、直流電圧Ｅによつては、制動電
流に大きな過不足が生じ、制動性能の低下や交流電動機
の過熱等を招く恐れがあつたが、本実施例では、常に、
vo＝Ｖ＊に維持することができるので、該過熱等を防止
することができる。
なお、上記実施例では、単相インバータの場合につい
て説明したが、本発明は多相インバータに適用して同様
の効果を得ることができる。
て説明したが、本発明は多相インバータに適用して同様
の効果を得ることができる。
〔発明の効果〕 本発明は以上説明した通り、電圧指令値をアーム短絡
防止期間相当分だけ補正する構成としたことにより、ア
ーム短絡防止期間を設定していても、出力電圧に対する
該アーム短絡防止期間の影響を無くすことができるの
で、従来に比して、制御性能、制御の安定性を向上する
ことができる。
防止期間相当分だけ補正する構成としたことにより、ア
ーム短絡防止期間を設定していても、出力電圧に対する
該アーム短絡防止期間の影響を無くすことができるの
で、従来に比して、制御性能、制御の安定性を向上する
ことができる。
第１図は本発明の実施例を示すブロツク図、第２図は上
記実施例の動作を説明するための信号系を算術的に表現
した図、第３図はPWM信号作成回路の基本的回路図、第
４図はPWM信号を説明するための波形図、第５図はPWM信
号作成回路を有するインバータの基本的構成を示す図、
第６図はアーム短絡期間を設定したインバータの１例を
示す図、第７図は第６図のインバータの各部の波形を示
す図である。 ４……PWM信号作成回路、14……電圧指令値補正回路、1
7……搬送波振幅補正回路。
記実施例の動作を説明するための信号系を算術的に表現
した図、第３図はPWM信号作成回路の基本的回路図、第
４図はPWM信号を説明するための波形図、第５図はPWM信
号作成回路を有するインバータの基本的構成を示す図、
第６図はアーム短絡期間を設定したインバータの１例を
示す図、第７図は第６図のインバータの各部の波形を示
す図である。 ４……PWM信号作成回路、14……電圧指令値補正回路、1
7……搬送波振幅補正回路。
Claims (2)
- 【請求項１】交流電動機を可変速駆動するPWMインバー
タであつて、アーム短絡防止期間を設定してPWM制御さ
れ、PWM信号を作成する回路において電圧指令信号と比
較される搬送波の振幅が、インバータ入力直流電圧の大
きさに応じて変化するインバータにおいて、直流制動を
行う時に、上記電圧指令信号の大きさが、上記アーム短
絡防止期間相当分だけ、インバータ出力電流の正負極性
に対応して増減補正されることを特徴とするPWMインバ
ータ。 - 【請求項２】PWM信号を作成する回路が、電圧指令値補
正回路を有し、上記電圧指令補正回路は、電圧指令値
を、インバータ入力直流電圧値のアーム短絡防止期間／
搬送波周期比相当分だけ加算回路を通して補正すること
を特徴とする請求項１記載のPWMインバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63105600A JP2625870B2 (ja) | 1988-04-28 | 1988-04-28 | Ｐｗｍインバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63105600A JP2625870B2 (ja) | 1988-04-28 | 1988-04-28 | Ｐｗｍインバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01278294A JPH01278294A (ja) | 1989-11-08 |
| JP2625870B2 true JP2625870B2 (ja) | 1997-07-02 |
Family
ID=14411990
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63105600A Expired - Lifetime JP2625870B2 (ja) | 1988-04-28 | 1988-04-28 | Ｐｗｍインバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2625870B2 (ja) |
-
1988
- 1988-04-28 JP JP63105600A patent/JP2625870B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01278294A (ja) | 1989-11-08 |
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