JPS60237738A - デイジタル信号伝送装置 - Google Patents
デイジタル信号伝送装置Info
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- JPS60237738A JPS60237738A JP59094182A JP9418284A JPS60237738A JP S60237738 A JPS60237738 A JP S60237738A JP 59094182 A JP59094182 A JP 59094182A JP 9418284 A JP9418284 A JP 9418284A JP S60237738 A JPS60237738 A JP S60237738A
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B14/00—Transmission systems not characterised by the medium used for transmission
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- H04B14/04—Transmission systems not characterised by the medium used for transmission characterised by the use of pulse modulation using pulse code modulation
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- H—ELECTRICITY
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- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/66—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission for reducing bandwidth of signals; for improving efficiency of transmission
- H04B1/665—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission for reducing bandwidth of signals; for improving efficiency of transmission using psychoacoustic properties of the ear, e.g. masking effect
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
- H04J3/00—Time-division multiplex systems
- H04J3/16—Time-division multiplex systems in which the time allocation to individual channels within a transmission cycle is variable, e.g. to accommodate varying complexity of signals, to vary number of channels transmitted
- H04J3/1605—Fixed allocated frame structures
- H04J3/1611—Synchronous digital hierarchy [SDH] or SONET
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
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- H04N19/90—Methods or arrangements for coding, decoding, compressing or decompressing digital video signals using coding techniques not provided for in groups H04N19/10-H04N19/85, e.g. fractals
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Compression, Expansion, Code Conversion, And Decoders (AREA)
- Transmission Systems Not Characterized By The Medium Used For Transmission (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、ＰＣＭ信号等のディジタル信号を伝送するデ
ィジタル信号伝送装置に関し、特に、ノイズを低減し得
るようなディジタル信号伝送装置に関する。
ィジタル信号伝送装置に関し、特に、ノイズを低減し得
るようなディジタル信号伝送装置に関する。
近年に８いて、ディジタル技術の進歩に伴ない、オーデ
ィオ信号やビデオ信号等のアナログ信号をサンプリング
して量子化及び符号化処理を行ない。
ィオ信号やビデオ信号等のアナログ信号をサンプリング
して量子化及び符号化処理を行ない。
いわゆるＰＣＭ（パルス・コード・モジュレーション）
信号として伝送（記録・再生も含む。）することが多く
なっている。
信号として伝送（記録・再生も含む。）することが多く
なっている。
このように、アナログ信号をＰＣＭディジタル信号に変
換して伝送する際には、一般に、サンプリング周波数を
高くするほど伝送可能なアナログ信号の帯域が広くなり
、量子化ビット数を多くするほどダイナミック・レンジ
が広くなることが知られている。従って、元のアナログ
信号を高忠実度で、すなわち広帯域かつ大ダイナミック
・レンジでディジタル伝送しようとすると、高いサンプ
リング周波数及び多くの量子化ビット数を要し、単位時
間当りに伝送するビット数、いわゆるビット・レートが
高くなる。
換して伝送する際には、一般に、サンプリング周波数を
高くするほど伝送可能なアナログ信号の帯域が広くなり
、量子化ビット数を多くするほどダイナミック・レンジ
が広くなることが知られている。従って、元のアナログ
信号を高忠実度で、すなわち広帯域かつ大ダイナミック
・レンジでディジタル伝送しようとすると、高いサンプ
リング周波数及び多くの量子化ビット数を要し、単位時
間当りに伝送するビット数、いわゆるビット・レートが
高くなる。
しかしながら、伝送媒体（記録媒体も含む。）の特性に
より上記ビット・レートは制限を受け、また、送受信側
（記録・再生側）でのディジタル信号処理速度等によっ
ても上記ビット・レートの制限が生じ、さらに現実問題
として、ｌ）ＣＭ信号記録再生装置等の製品を供給する
場合の経済性、コスト・パフォーマンス等を考慮するこ
とにより、なるべく低いビット・レートで高品質の信号
伝送あるいは記録再生を行うことが重要となる。
より上記ビット・レートは制限を受け、また、送受信側
（記録・再生側）でのディジタル信号処理速度等によっ
ても上記ビット・レートの制限が生じ、さらに現実問題
として、ｌ）ＣＭ信号記録再生装置等の製品を供給する
場合の経済性、コスト・パフォーマンス等を考慮するこ
とにより、なるべく低いビット・レートで高品質の信号
伝送あるいは記録再生を行うことが重要となる。
ところで、比較的低いビット・レートで大きなダイナミ
ック・レンジの信号を伝送するための技術として、差分
ＰＣＭ方式や和分ＰＣＭ方式等が知られているが、これ
らの方式はエラー伝播現象の悪影響を受け易く、またエ
ラー訂正能カをある程度確保しようとすると、冗長度が
増大し、ビット・レート低減効果が有効に得られない。
ック・レンジの信号を伝送するための技術として、差分
ＰＣＭ方式や和分ＰＣＭ方式等が知られているが、これ
らの方式はエラー伝播現象の悪影響を受け易く、またエ
ラー訂正能カをある程度確保しようとすると、冗長度が
増大し、ビット・レート低減効果が有効に得られない。
そこで本件発明者等は、先に特願昭５８−９７６８７号
に２いて、上記差分ＰＣＭデータ等の複数ワードを１ブ
ロツクとし、この１ブロツク内に少なくとも１個のサン
プリング波高値データワードを配して伝送するようなブ
ロック完結型のディジタル信号伝送方法を提案している
。このサンプリング波高値データワードの存在によって
、差分ＰＣＭデータあるいは和分ＰＣＭデータ等にエラ
ーが発生しても、ブロック内でエラー伝播が阻止され、
エラー伝播現象を短かい時間に抑え込むことができる。
に２いて、上記差分ＰＣＭデータ等の複数ワードを１ブ
ロツクとし、この１ブロツク内に少なくとも１個のサン
プリング波高値データワードを配して伝送するようなブ
ロック完結型のディジタル信号伝送方法を提案している
。このサンプリング波高値データワードの存在によって
、差分ＰＣＭデータあるいは和分ＰＣＭデータ等にエラ
ーが発生しても、ブロック内でエラー伝播が阻止され、
エラー伝播現象を短かい時間に抑え込むことができる。
また、本件発明者等は、特願昭５８−９７６８８号にお
いて、一般ＰＣＭモード（ストレートＰＣＭモード）、
差分ＰＣＭモード及び和分２０Ｍモードのうちのデータ
圧縮率が最も高いモードを上記各ブロック毎に選んで、
この選ばれたモードにて各ブロックのデータを順次伝送
するディジタル信号伝送装置を提案しており、これによ
って谷ブロック毎に最も高い伝送効率を得るようにし、
低いビット・レートで高品質の信号伝送あるいは記録再
生を可能としている。
いて、一般ＰＣＭモード（ストレートＰＣＭモード）、
差分ＰＣＭモード及び和分２０Ｍモードのうちのデータ
圧縮率が最も高いモードを上記各ブロック毎に選んで、
この選ばれたモードにて各ブロックのデータを順次伝送
するディジタル信号伝送装置を提案しており、これによ
って谷ブロック毎に最も高い伝送効率を得るようにし、
低いビット・レートで高品質の信号伝送あるいは記録再
生を可能としている。
さらに、本件発明者等は、特願昭５１１９７６８９号に
おいて、いわゆるマスキング効果を太き−く利用して、
ノイズ・シェイピングにより入力信号の周波数スペクト
ルに依存したノイズ・スペクトルを得るようにして、見
かけ上のノイズ低減を図っている。
おいて、いわゆるマスキング効果を太き−く利用して、
ノイズ・シェイピングにより入力信号の周波数スペクト
ルに依存したノイズ・スペクトルを得るようにして、見
かけ上のノイズ低減を図っている。
ところで、上記特願昭５８−９７６８９号においては、
例えば差分ＰＣＭデータの最大絶対値と一般ＰＣＭ（ス
トレートＰＣＭ）データの最大絶対値とを比較して、こ
れらの値のうちいずれか小さくなる方のモードを選択し
、この選択されたモードに応じてノイズ・シェイピング
処理時のエラー・フィードバック量を切り換えることに
より、ノイズ・スペクトルを制御している。いす、入力
信号を正弦波とするとき、上記差分ＰＣＭモードとスト
レートＰＣＭモードとが切り換わる周波数ｆｒ°は、サ
ンプリング周波数ｆ、のｌ／６（すなわちｆｒ ＝ ｆ
ｓ／６ ）となり、−例としてｆｓ＝３２ｋＨｚとする
と、ｆｒ 中５．３ｋＨｚとなる。すなわち、入力信号
の周波数が略５．３ｋＨｚまでは差分ＰＣＭモードが選
択され、周波数がより高い場合にはストレートＰＣＭモ
ードが選択される。
例えば差分ＰＣＭデータの最大絶対値と一般ＰＣＭ（ス
トレートＰＣＭ）データの最大絶対値とを比較して、こ
れらの値のうちいずれか小さくなる方のモードを選択し
、この選択されたモードに応じてノイズ・シェイピング
処理時のエラー・フィードバック量を切り換えることに
より、ノイズ・スペクトルを制御している。いす、入力
信号を正弦波とするとき、上記差分ＰＣＭモードとスト
レートＰＣＭモードとが切り換わる周波数ｆｒ°は、サ
ンプリング周波数ｆ、のｌ／６（すなわちｆｒ ＝ ｆ
ｓ／６ ）となり、−例としてｆｓ＝３２ｋＨｚとする
と、ｆｒ 中５．３ｋＨｚとなる。すなわち、入力信号
の周波数が略５．３ｋＨｚまでは差分ＰＣＭモードが選
択され、周波数がより高い場合にはストレートＰＣＭモ
ードが選択される。
このような上記特願昭５８−９７６８９号の装置の場合
に、入力信号の周波数が上記ｆｒより若干低周波側の周
波数領域である中域周波数範囲のとき、差分ＰＣＭモー
ドが選択されているわけであるが、低域のノイズが聞こ
え易くなることが確認された。これは、入力信号の周波
数が中域になったとき、低域のノイズをマスキングし難
くなること、および差分ＰＣＭモードのノイズ・エネル
ギが入力信号周波数の上昇に伴って増加してゆくこと等
が原因である。
に、入力信号の周波数が上記ｆｒより若干低周波側の周
波数領域である中域周波数範囲のとき、差分ＰＣＭモー
ドが選択されているわけであるが、低域のノイズが聞こ
え易くなることが確認された。これは、入力信号の周波
数が中域になったとき、低域のノイズをマスキングし難
くなること、および差分ＰＣＭモードのノイズ・エネル
ギが入力信号周波数の上昇に伴って増加してゆくこと等
が原因である。
本発明は、上述の点に鑑み、入力信号周波数が中域のと
きでも低域ノイズを抑えてマスキング効果を有効に働か
せることができ、見かけ上のノイズ低減を可能とするデ
ィジタル信号伝送装置の提供を目的とする。
きでも低域ノイズを抑えてマスキング効果を有効に働か
せることができ、見かけ上のノイズ低減を可能とするデ
ィジタル信号伝送装置の提供を目的とする。
すなわち、本発明のディジクル信号伝送装置の特徴は、
入力信号のサンプリング値に基くデータをディジタル化
して伝送するディジクル信号伝送装置において、上記サ
ンプリング値に基き少くともストレートＰＣＭデータ及
び差分ＰＣＭデータを出力する手段と、このデータ出力
手段からの各モードのデータのうちのそれぞれ最大絶対
値を検出し、これらの各モードの最大絶対値のうちの少
くとも一方に係数を乗算してストレートＰＣＭデータの
最大絶対値の重みを差分ＰＣＭモードの最大絶対値の重
みよりも小さくして比較し、最大絶対値の小さい方のモ
ードを選択する手段と、選択されたモードに応じてノイ
ズ・スペクトルヲ変化させる手段とを備え、上記選択さ
れたモードのＰＣＭデータを上記ノイズ・スペクトルを
変化させる手段を介して伝送することである。
入力信号のサンプリング値に基くデータをディジタル化
して伝送するディジクル信号伝送装置において、上記サ
ンプリング値に基き少くともストレートＰＣＭデータ及
び差分ＰＣＭデータを出力する手段と、このデータ出力
手段からの各モードのデータのうちのそれぞれ最大絶対
値を検出し、これらの各モードの最大絶対値のうちの少
くとも一方に係数を乗算してストレートＰＣＭデータの
最大絶対値の重みを差分ＰＣＭモードの最大絶対値の重
みよりも小さくして比較し、最大絶対値の小さい方のモ
ードを選択する手段と、選択されたモードに応じてノイ
ズ・スペクトルヲ変化させる手段とを備え、上記選択さ
れたモードのＰＣＭデータを上記ノイズ・スペクトルを
変化させる手段を介して伝送することである。
以下、本発明に係るディジタル信号伝送装置の一実施例
として、オーディオ・ビットレート・リダクション・シ
ステムに用いられるエンコーダ及びデコーダについて、
図面を参照しながら説明する。
として、オーディオ・ビットレート・リダクション・シ
ステムに用いられるエンコーダ及びデコーダについて、
図面を参照しながら説明する。
第１ 図Ｇ’！、オーディオ・ビットレート・リダクシ
ョン・システムのエンコーダを示すブロック回路図であ
る。この第１図に２いて、エンコーダの入力端的には、
例えば１４ビツトのディジタルＰＣＭ信号（サンプリン
グ波高値データ信号）が供給されている。この入力端子
１に接続されたプリエンファシス回路２は、特に高域の
信号を強調してＳＮ比を向上するために用いられるもの
であり、例えば５０ｐＳの時定数のものが用いられる。
ョン・システムのエンコーダを示すブロック回路図であ
る。この第１図に２いて、エンコーダの入力端的には、
例えば１４ビツトのディジタルＰＣＭ信号（サンプリン
グ波高値データ信号）が供給されている。この入力端子
１に接続されたプリエンファシス回路２は、特に高域の
信号を強調してＳＮ比を向上するために用いられるもの
であり、例えば５０ｐＳの時定数のものが用いられる。
このプリエンファシス回路２からの例えば１４ビツト出
カニ マルチプレクサ３、ブロック内最大値検出比較回
路４及び差分処理回路５に、それぞれ送られる。ブロッ
ク内最大値検出比較回路４には、上記プリエンファシス
回路２からの１４ビツト・サンプリングデータ信号の他
に、差分処理回路５からの例えば１５ビット差分データ
信号が供給さイｔている。
カニ マルチプレクサ３、ブロック内最大値検出比較回
路４及び差分処理回路５に、それぞれ送られる。ブロッ
ク内最大値検出比較回路４には、上記プリエンファシス
回路２からの１４ビツト・サンプリングデータ信号の他
に、差分処理回路５からの例えば１５ビット差分データ
信号が供給さイｔている。
ここで、入力端子１に供給されるサンプリング波高値の
ＰＣＭデータ（以下ストレートＰＣＭデータという。）
を一定数ｎ個毎にブロック化しており、■ブロック内の
ストレートＰＣＭデータをＸ６ 、 ＸＩ 、 Ｘ２
、・・・、Ｘｎ−１とするとき、差分処理回路５におい
ては、例えば ｄｌ＝Ｘ１ ｋ−ｘ。
ＰＣＭデータ（以下ストレートＰＣＭデータという。）
を一定数ｎ個毎にブロック化しており、■ブロック内の
ストレートＰＣＭデータをＸ６ 、 ＸＩ 、 Ｘ２
、・・・、Ｘｎ−１とするとき、差分処理回路５におい
ては、例えば ｄｌ＝Ｘ１ ｋ−ｘ。
ｄ２ ＝ Ｘ２−ｋ −ｘｌ
ｄｙ、−１＝Ｘｎ−１ｋ ’ ｘｎ−まただしｋは減衰
係数 のｎ−１個の差分ＰＣＭデータｄ１〜ｄｎ−１を得てい
る。なお、ブロック先頭の波高値データｘ（１は、基準
ワード（リファレンス・ワード）Ｗｏ とり、てマルチ
プレクサ３に直接送られている。
係数 のｎ−１個の差分ＰＣＭデータｄ１〜ｄｎ−１を得てい
る。なお、ブロック先頭の波高値データｘ（１は、基準
ワード（リファレンス・ワード）Ｗｏ とり、てマルチ
プレクサ３に直接送られている。
ところで、この差分ＰＣＭデータについて、特願昭５８
−９７６８８号等にも説明したように、データのビット
数を固定したときのダイナミック・レンジは入力信号周
波数に応じて変化する。すなわち、第２図は入力信号を
一定のサンプリング周波数でサンプリングして量子化し
、一定のビット数で上記ストレートＰＣＭデータ及び差
分ＰＣＭデータを得るときのダイナミック・レンジを示
しており、ストレートＰＣＭモード時の特性Ａが入力信
号周波数ｆに依存しないのに対し、差分ＰＣＭモード時
の特性Ｂは入力信号周波数ｆが低いほど大きなダイナミ
ック・レンジが得られることを示している。また、差Ｏ
ＰＣＭＰＣＭデータナミック・レンジとストレートＰＣ
Ｍモードのダイナミック・レンジが等しくなるのは、入
力信号周波数ｆがサンプリング周波数ｆｓの１７６とな
るときであり、この周波数ｆｓ１５のときには、ストレ
ートＰＣＭデータの最大絶対値と差分ＰＣＭデータの最
大絶対値とが等しくなっている。したがって、入力信号
の周波数がｆＳ／６以下のときには差分ＰＣＭモードを
選択し、ｆ’ｓ／６以上のときにはストレートＰＣＭモ
ードを選択することにより、ダイナミック・レンジを大
きくとれ、高い圧縮効率が得られる。なお、第２図の例
では、サンプリング周波数ｆｓ ”３２ｋＨｚとしてい
る。
−９７６８８号等にも説明したように、データのビット
数を固定したときのダイナミック・レンジは入力信号周
波数に応じて変化する。すなわち、第２図は入力信号を
一定のサンプリング周波数でサンプリングして量子化し
、一定のビット数で上記ストレートＰＣＭデータ及び差
分ＰＣＭデータを得るときのダイナミック・レンジを示
しており、ストレートＰＣＭモード時の特性Ａが入力信
号周波数ｆに依存しないのに対し、差分ＰＣＭモード時
の特性Ｂは入力信号周波数ｆが低いほど大きなダイナミ
ック・レンジが得られることを示している。また、差Ｏ
ＰＣＭＰＣＭデータナミック・レンジとストレートＰＣ
Ｍモードのダイナミック・レンジが等しくなるのは、入
力信号周波数ｆがサンプリング周波数ｆｓの１７６とな
るときであり、この周波数ｆｓ１５のときには、ストレ
ートＰＣＭデータの最大絶対値と差分ＰＣＭデータの最
大絶対値とが等しくなっている。したがって、入力信号
の周波数がｆＳ／６以下のときには差分ＰＣＭモードを
選択し、ｆ’ｓ／６以上のときにはストレートＰＣＭモ
ードを選択することにより、ダイナミック・レンジを大
きくとれ、高い圧縮効率が得られる。なお、第２図の例
では、サンプリング周波数ｆｓ ”３２ｋＨｚとしてい
る。
以上のような圧縮効率の高いモードを上記ブロック毎に
選択するために、第１図のブロック内最大値検出比較回
路４が用いられている。すなわち、ブロック内最大値検
出比較回路４において、１ブロツク内の上記ストレー１
−ＰＣＭデータｘ１〜ｘｎ−１の最大絶対値と上記差分
ＰＣＭデータｄｌ’＝ｄｎ−１の最大絶対値とを比較し
て、値の小さい方のモードを選択するわけであるが、本
発明に３いては、各モードの最大絶対値の少くとも一方
に乗算係数を掛けていわゆる重みを異ならせており、ス
トレートＰＣＭモードの最大絶対値に対する重みを差分
ｐＣＭモードの最大絶対値に対する重みよりも小さくし
ている。したがって、従来における差分ＰＣＭモードと
ストレートＰＣＭモードとの切り換え周波数ｆｔより若
干低周波側の中域周波数信号が入力されるときもストレ
ートＰＣＭモードが選択されるようになり、換言すれば
、本発明における差分ＰＣＭモードとストレート２０Ｍ
モードとの切り換え周波数ＪＴは上記従来の周波数ｆｒ
よりも低く（ｆＴ＜ｆＴ）設定されることになる。
選択するために、第１図のブロック内最大値検出比較回
路４が用いられている。すなわち、ブロック内最大値検
出比較回路４において、１ブロツク内の上記ストレー１
−ＰＣＭデータｘ１〜ｘｎ−１の最大絶対値と上記差分
ＰＣＭデータｄｌ’＝ｄｎ−１の最大絶対値とを比較し
て、値の小さい方のモードを選択するわけであるが、本
発明に３いては、各モードの最大絶対値の少くとも一方
に乗算係数を掛けていわゆる重みを異ならせており、ス
トレートＰＣＭモードの最大絶対値に対する重みを差分
ｐＣＭモードの最大絶対値に対する重みよりも小さくし
ている。したがって、従来における差分ＰＣＭモードと
ストレートＰＣＭモードとの切り換え周波数ｆｔより若
干低周波側の中域周波数信号が入力されるときもストレ
ートＰＣＭモードが選択されるようになり、換言すれば
、本発明における差分ＰＣＭモードとストレート２０Ｍ
モードとの切り換え周波数ＪＴは上記従来の周波数ｆｒ
よりも低く（ｆＴ＜ｆＴ）設定されることになる。
次に、モード選択・アダプティブ情報算出回路１１は、
上記選択されたモードの情報及びブロック単位でのアダ
プティブ処理に関する情報を出力する回路であり、モー
ド選択情報はモード切換処理回路１２及びマルチプレク
サ３に、またアダプティブ情報はいわゆる再量子化を行
うアダプティブ処理回路１３及びマルチプレクサ３に、
それぞれ送られる。モード切換処理回路１２は、上記選
択されたモードの１ブロック分の各ワードのデータ、す
なわちストレートＰＣＭモードが選択されたときにはｘ
ｌ−ｘｎ−１（７） ｎ １個のデータ、才た、差分Ｐ
ＣＭモードが選択されたときにはｄ１〜ｄｎ−１のｎ−
１個のデータを、それぞれ出力するものである。このモ
ード切換処理回路１２への入力とじては、ブロック・メ
モリ７１こ記憶される上記差分処理回路５からの差分Ｐ
ＣＭデータの１ブロック分ｄ１〜ｄｎ−１を用いており
、差分２０Ｍモードが選択されたときは入力データをそ
のまま出方し、また、ストレート２０Ｍモードが選択さ
れたときには、上記差分ＰＣＭデータｄ１〜ｄ、、−ｘ
に基いて、ｘｌ＝ ６１ 十ｋ ＋ Ｘｏ ｘ２＝ｄｚ十に＊ｘｔ Ｘ ｎ−１匈ｎ−１＋ｋ ＋Ｘｎ−２ のような演算処理を行うことにより、ストレートＰＣＭ
データＸｉ’−”Ｘ、ｌ−１を出方する。なお、差分Ｐ
ＣＭデータを記憶するブロック・メモリ７の他に、プリ
エンファシス回路２からのストレート２０Ｍデータを記
憶するブロック・メモリを用意シ、コのブロック・メモ
リからのストレートＰＣＭデータとブロック・メモリ７
からの差分ＰＣＭデータとを、選択されたモードに応じ
て切り換えて出方するようにしてもよい。
上記選択されたモードの情報及びブロック単位でのアダ
プティブ処理に関する情報を出力する回路であり、モー
ド選択情報はモード切換処理回路１２及びマルチプレク
サ３に、またアダプティブ情報はいわゆる再量子化を行
うアダプティブ処理回路１３及びマルチプレクサ３に、
それぞれ送られる。モード切換処理回路１２は、上記選
択されたモードの１ブロック分の各ワードのデータ、す
なわちストレートＰＣＭモードが選択されたときにはｘ
ｌ−ｘｎ−１（７） ｎ １個のデータ、才た、差分Ｐ
ＣＭモードが選択されたときにはｄ１〜ｄｎ−１のｎ−
１個のデータを、それぞれ出力するものである。このモ
ード切換処理回路１２への入力とじては、ブロック・メ
モリ７１こ記憶される上記差分処理回路５からの差分Ｐ
ＣＭデータの１ブロック分ｄ１〜ｄｎ−１を用いており
、差分２０Ｍモードが選択されたときは入力データをそ
のまま出方し、また、ストレート２０Ｍモードが選択さ
れたときには、上記差分ＰＣＭデータｄ１〜ｄ、、−ｘ
に基いて、ｘｌ＝ ６１ 十ｋ ＋ Ｘｏ ｘ２＝ｄｚ十に＊ｘｔ Ｘ ｎ−１匈ｎ−１＋ｋ ＋Ｘｎ−２ のような演算処理を行うことにより、ストレートＰＣＭ
データＸｉ’−”Ｘ、ｌ−１を出方する。なお、差分Ｐ
ＣＭデータを記憶するブロック・メモリ７の他に、プリ
エンファシス回路２からのストレート２０Ｍデータを記
憶するブロック・メモリを用意シ、コのブロック・メモ
リからのストレートＰＣＭデータとブロック・メモリ７
からの差分ＰＣＭデータとを、選択されたモードに応じ
て切り換えて出方するようにしてもよい。
次に、ブロック単位アダプティブ処理回路１３は、上記
ブロック内最大絶対値に応じた量子化ステップ幅で、モ
ード切換処理回路１２がらのブロック内ワードデータを
例えば１ワード７ビツトのデータに再量子化し、この再
量子化されたデータをマルチプレクサ３に送っている。
ブロック内最大絶対値に応じた量子化ステップ幅で、モ
ード切換処理回路１２がらのブロック内ワードデータを
例えば１ワード７ビツトのデータに再量子化し、この再
量子化されたデータをマルチプレクサ３に送っている。
このとき再量子化されるデータは、■ブロックにっきｎ
−１ワードのデータＸ１〜Ｘｎ−１あるいはｄｔ”ｄｎ
−１であり、これらのデータが１ワード１４ビツトある
いは１５ビツトであるのに対し、上記再量子化時に例え
ば仮数部７ビツト、指数部３ビツトのブロック・フロー
ティングを用いることにより、効率の高いビット圧縮を
行っている。このブロック・フローティングは、上記ブ
ロック内最大絶対値を正規化するのに対応するビット・
シフト量だけブロック内の全ワードについてシフトし、
このときのシフト量を上記３ビツトの指数値、すなわち
レンジ情報あるいはアダプティブ情報として２進符号表
示し、シフトされた各ワードの上位７ビツトを上記仮数
部として取り出すものである。この他、非直線量子化等
により上記再量子化を行ってもよい。
−１ワードのデータＸ１〜Ｘｎ−１あるいはｄｔ”ｄｎ
−１であり、これらのデータが１ワード１４ビツトある
いは１５ビツトであるのに対し、上記再量子化時に例え
ば仮数部７ビツト、指数部３ビツトのブロック・フロー
ティングを用いることにより、効率の高いビット圧縮を
行っている。このブロック・フローティングは、上記ブ
ロック内最大絶対値を正規化するのに対応するビット・
シフト量だけブロック内の全ワードについてシフトし、
このときのシフト量を上記３ビツトの指数値、すなわち
レンジ情報あるいはアダプティブ情報として２進符号表
示し、シフトされた各ワードの上位７ビツトを上記仮数
部として取り出すものである。この他、非直線量子化等
により上記再量子化を行ってもよい。
このようなブロック単位アダプティブ処理は、ブロック
単位での準瞬時圧縮処理とも称される。
単位での準瞬時圧縮処理とも称される。
次に、マルチプレクサ３は、プリエンファシス回路２よ
り直接供給された上記リファレンス・ワードＷＯと、モ
ード選択・アダプティブ情報算出回路１１からのモード
選択情報ワードＭ及びアダブチイブ情報（あるいはレン
ジ情報）ワードＲと、ブロック単位アダプティブ処理回
路１３からの上記仮数部として取り出された７ビツトの
ワードとを、ｌブロック毎にまとめてシリアルデータに
変換し、出力端子９を介して伝送する。
り直接供給された上記リファレンス・ワードＷＯと、モ
ード選択・アダプティブ情報算出回路１１からのモード
選択情報ワードＭ及びアダブチイブ情報（あるいはレン
ジ情報）ワードＲと、ブロック単位アダプティブ処理回
路１３からの上記仮数部として取り出された７ビツトの
ワードとを、ｌブロック毎にまとめてシリアルデータに
変換し、出力端子９を介して伝送する。
次に、マルチプレクサ３に供給されるデータの１ブロツ
ク分の内容を説明するために、ブロック長ｎ ＝ ９の
ときの１ブロツクの符号構成例を第３図に示す。この第
３図において、ブロック内の先頭ワードＷｏは上記リフ
ァレンス・ワードでアリ、１４ビツトのストレートＰＣ
ＭデータＸ（、をそのまま用いている。このワードＷｏ
より後方の８個のワードＷｌ−Ｗｓは上記再量子化され
たｌワード７ビノトの仮数部データであり、これらのワ
ードＷｉ ”Ｗａに共通に１個の上記指数部ワード（レ
ンジ情報ワードあるいはアダプティブ情報ワード）Ｒが
用いられる。このワードＲは例えば３ビツトであり、上
記ブロック内最大絶対値を正規化するためのビット・シ
フト量を指示するものである。
ク分の内容を説明するために、ブロック長ｎ ＝ ９の
ときの１ブロツクの符号構成例を第３図に示す。この第
３図において、ブロック内の先頭ワードＷｏは上記リフ
ァレンス・ワードでアリ、１４ビツトのストレートＰＣ
ＭデータＸ（、をそのまま用いている。このワードＷｏ
より後方の８個のワードＷｌ−Ｗｓは上記再量子化され
たｌワード７ビノトの仮数部データであり、これらのワ
ードＷｉ ”Ｗａに共通に１個の上記指数部ワード（レ
ンジ情報ワードあるいはアダプティブ情報ワード）Ｒが
用いられる。このワードＲは例えば３ビツトであり、上
記ブロック内最大絶対値を正規化するためのビット・シ
フト量を指示するものである。
さ−９に、１ブロツク内には上記モード選択情報ワード
Ｍが設けられており、本実施例のように差分ＰＣＭモー
ドとストレートＰＣＭモードとの２種類のモードのいず
れかを選択する場合には、モード選択情報ワードＭは１
ビツトでよい。以上をまとめると、１ブロツク単位で伝
送されるサンプル数は９ワードであるのに対し、総ビッ
ト数は７４ビツトでよく、平均ワード長は略・８．２ビ
ツトとなる。すなわち、平均ワード長が略８．２ビツト
でワード長１４ビット相当のＰＣＭデータを伝送できる
ことになる。
Ｍが設けられており、本実施例のように差分ＰＣＭモー
ドとストレートＰＣＭモードとの２種類のモードのいず
れかを選択する場合には、モード選択情報ワードＭは１
ビツトでよい。以上をまとめると、１ブロツク単位で伝
送されるサンプル数は９ワードであるのに対し、総ビッ
ト数は７４ビツトでよく、平均ワード長は略・８．２ビ
ツトとなる。すなわち、平均ワード長が略８．２ビツト
でワード長１４ビット相当のＰＣＭデータを伝送できる
ことになる。
ところで第１図において、上記アダプティブ処理回路１
３に関連して、ノイズ・シェイピング処理のためのエラ
ー・フィードバンク回路１４が設けられている。このエ
ラー・フィードバンク回路１４は、アダプティブ処理回
路１３の入力と出力との間で生じたエラー分（誤差分）
を、減算動作を行う加算器１５により取り出し、このエ
ラー分を遅延回路１６により例えば１サンプリング周期
だけ遅延した後、フィードバック量調整回路１７により
所定量だけ減衰させ、アダプティブ処理回路１３の入力
側に設けられた減算動作を行う加算器１８に送って帰還
（フィードバック）をかけている。このようなエラー・
フィードバックにより、再量子化ノイズのスペクトル・
パターンを変化させることができる。
３に関連して、ノイズ・シェイピング処理のためのエラ
ー・フィードバンク回路１４が設けられている。このエ
ラー・フィードバンク回路１４は、アダプティブ処理回
路１３の入力と出力との間で生じたエラー分（誤差分）
を、減算動作を行う加算器１５により取り出し、このエ
ラー分を遅延回路１６により例えば１サンプリング周期
だけ遅延した後、フィードバック量調整回路１７により
所定量だけ減衰させ、アダプティブ処理回路１３の入力
側に設けられた減算動作を行う加算器１８に送って帰還
（フィードバック）をかけている。このようなエラー・
フィードバックにより、再量子化ノイズのスペクトル・
パターンを変化させることができる。
ここで、アダプティブ処理回路１３がら加算器１５に送
られる信号をＥｌ 、加算器１５からのエラー信号をＥ
２とするとき、特願昭５８−９７６８９号においても示
したように、 となる。この式中のＫは、フィードバック量調整回路１
７の減衰係数であり、ｆｓ はサンプリング周波数であ
る。この式中のＫを変化させたときの周波数応答は第４
図のようになり、Ｋが１に近づくほどノイズ・スペクト
ルが高域側に集中するようなノイズ・シェイピング作用
が得られる。本実施例に２いては、ストレー１−ＰＣＭ
モード選択時のエラー・フィードバック係数Ｋを１とし
、差分ＰＣＭモード瀧榔荘ｎ）下馬−・１・−［３・Ｊ
”６数を０．２５としている。この選択モードに応じ
たエラー・フィードバック係数にの切り換えは、例えば
第５図に示すように、Ｋ＝１の係数乗算器１７ｓと、Ｋ
＝０．２５（７）係数乗算器１７Ｄとを・上記モード選
択情報に応じて切換制御される切換スイッチ１７Ｍによ
り選択する構成のフィードバック量調整回路１７を用い
て実現できる。この他、フィードバンク量調整回路１７
内に可変係数乗算器を設けて、その係数を直接制御する
ように構成してもよい。なお、この第５図の例において
は、上記ブ０７り単位アダプティブ処理回路１３を、シ
フタ（ビット・シフト回路）１３ａと再量子化器１３ｂ
とで構成しており、これらのシフタ１３ａと再量子化器
１３ｂとの間に上記加算器１８を挿入接続している。
られる信号をＥｌ 、加算器１５からのエラー信号をＥ
２とするとき、特願昭５８−９７６８９号においても示
したように、 となる。この式中のＫは、フィードバック量調整回路１
７の減衰係数であり、ｆｓ はサンプリング周波数であ
る。この式中のＫを変化させたときの周波数応答は第４
図のようになり、Ｋが１に近づくほどノイズ・スペクト
ルが高域側に集中するようなノイズ・シェイピング作用
が得られる。本実施例に２いては、ストレー１−ＰＣＭ
モード選択時のエラー・フィードバック係数Ｋを１とし
、差分ＰＣＭモード瀧榔荘ｎ）下馬−・１・−［３・Ｊ
”６数を０．２５としている。この選択モードに応じ
たエラー・フィードバック係数にの切り換えは、例えば
第５図に示すように、Ｋ＝１の係数乗算器１７ｓと、Ｋ
＝０．２５（７）係数乗算器１７Ｄとを・上記モード選
択情報に応じて切換制御される切換スイッチ１７Ｍによ
り選択する構成のフィードバック量調整回路１７を用い
て実現できる。この他、フィードバンク量調整回路１７
内に可変係数乗算器を設けて、その係数を直接制御する
ように構成してもよい。なお、この第５図の例において
は、上記ブ０７り単位アダプティブ処理回路１３を、シ
フタ（ビット・シフト回路）１３ａと再量子化器１３ｂ
とで構成しており、これらのシフタ１３ａと再量子化器
１３ｂとの間に上記加算器１８を挿入接続している。
以上のように、選択されたモードに応じてノイズ・スペ
クトルを変化させるのは、いわゆるマスキング効果を考
慮してのことである。すなわち、第６図Ａ、Ｂは純音に
ょる純音のマスキング効果春性ル示オゲ巧７７太ハ ニ
徊刀勘匈Ｎ・Ａ・−目・−聴限の移動をｄＢ値で、横軸
に第２音の周波数をＨｚで示している。そして、第６図
Ａは第１音が４００Ｈ２，第６図Ｂは第１音が２４００
Ｈ２の場合をそれぞれ示し、特性曲線近傍の数値（ｄＢ
値）は第１音の感覚レベルを示している。これらの第６
図Ａ、Ｂから明らかなように、第１音の周波数と第２音
の周波数が近いとき、大きなマスキング効果が得られて
いる。
クトルを変化させるのは、いわゆるマスキング効果を考
慮してのことである。すなわち、第６図Ａ、Ｂは純音に
ょる純音のマスキング効果春性ル示オゲ巧７７太ハ ニ
徊刀勘匈Ｎ・Ａ・−目・−聴限の移動をｄＢ値で、横軸
に第２音の周波数をＨｚで示している。そして、第６図
Ａは第１音が４００Ｈ２，第６図Ｂは第１音が２４００
Ｈ２の場合をそれぞれ示し、特性曲線近傍の数値（ｄＢ
値）は第１音の感覚レベルを示している。これらの第６
図Ａ、Ｂから明らかなように、第１音の周波数と第２音
の周波数が近いとき、大きなマスキング効果が得られて
いる。
従って、入力信号スペクトルの主要部にノイズのスペク
トルの主要部が一致するように例えばノイズ・シェイピ
ング処理を行なうことにより、大きなマスキング効果が
得られ、聴感上のＳＮ比が改善される。具体的には、高
域周波数信号の入力時に選択されるストレートＰＣＭモ
ードでは、上記エラーフィードバック量を大きくしてノ
イズ・スペクトルが高域側で大きくなるようにしている
。
トルの主要部が一致するように例えばノイズ・シェイピ
ング処理を行なうことにより、大きなマスキング効果が
得られ、聴感上のＳＮ比が改善される。具体的には、高
域周波数信号の入力時に選択されるストレートＰＣＭモ
ードでは、上記エラーフィードバック量を大きくしてノ
イズ・スペクトルが高域側で大きくなるようにしている
。
また、中低域信号入力時に選択される差分ＰＣＭモード
においては、上記エラー・フィードバック量を小さく抑
えてノイズ・シェイピングによる周波数特性を略平坦な
ものとし、差分ＰＣＭによるダイナミック・レンジの周
波数特性（第２図の曲線Ｂ）との総合特性としては低域
側のノイズが大きくなるようにして、マスキング効果の
利用を図っている。この差分ＰＣＭモード時に、若干（
Ｋ＝０．２５）のフィードバックを行っているのは、エ
ラーフィードバックによってノイズ・スペクトルが連続
化し、聴感上聞きやすいものとなるためである。
においては、上記エラー・フィードバック量を小さく抑
えてノイズ・シェイピングによる周波数特性を略平坦な
ものとし、差分ＰＣＭによるダイナミック・レンジの周
波数特性（第２図の曲線Ｂ）との総合特性としては低域
側のノイズが大きくなるようにして、マスキング効果の
利用を図っている。この差分ＰＣＭモード時に、若干（
Ｋ＝０．２５）のフィードバックを行っているのは、エ
ラーフィードバックによってノイズ・スペクトルが連続
化し、聴感上聞きやすいものとなるためである。
しかしながら、前述したように、差分ＰＣＭとストレー
トＰＣＭのダイナミック・レンジが等しくなる従来のモ
ード切換周波数ｆＴ Ｃ＝ｆＳ ／６）より若干低周波
側の中域信号入力時に差分ＰＣＭモードが選択されてい
ると、低域のノイズが聞こえやすくなるという欠点があ
る。これは、第６図のマスキング効果の特性曲線が高域
側と低域側とで非対称に表わされていることからも明ら
かなように、入力信号周波数より低域側のノイズはマス
キングされ難く、高域側のノイズの方がマスキングされ
易いという性質力千あり、中域信号入力時に差分ＰＣＭ
モードが選択されると低域側ノイズが有効にマスキング
されなくなるからである。また、差分ＰＣＭモードにお
けるノイズ・エネルギが入力信号周波数の上昇に伴って
増加してゆくことも一つの原因である。
トＰＣＭのダイナミック・レンジが等しくなる従来のモ
ード切換周波数ｆＴ Ｃ＝ｆＳ ／６）より若干低周波
側の中域信号入力時に差分ＰＣＭモードが選択されてい
ると、低域のノイズが聞こえやすくなるという欠点があ
る。これは、第６図のマスキング効果の特性曲線が高域
側と低域側とで非対称に表わされていることからも明ら
かなように、入力信号周波数より低域側のノイズはマス
キングされ難く、高域側のノイズの方がマスキングされ
易いという性質力千あり、中域信号入力時に差分ＰＣＭ
モードが選択されると低域側ノイズが有効にマスキング
されなくなるからである。また、差分ＰＣＭモードにお
けるノイズ・エネルギが入力信号周波数の上昇に伴って
増加してゆくことも一つの原因である。
このような点を考慮して、本発明においては、前述した
ように、各モードにおける上記ブロック内の最大絶対値
の少なくとも一方に係数を乗算し、ストレートＰＣＭデ
ータの最大贈対値に対する重みよりも差分ＰＣＭデータ
の最大絶対値に対する重みの方が大きくなるようにして
おり、これらの重み付けされた各モードの最大絶対値を
比較して小さい方のモードを選択している。この場合に
は、上記周波数ｆｒより若干低めの中域周波数の信号が
入力されてもストレートＰＣＭモードが選択され、現実
のモード切換周波数ｆＴ′は上記周波数ｆＴよりも低く
（ｆＴ’＜ｆＴ）なる。したがって、中域周波数信号入
力時にはストレー）ＰＣＭモードの特性による低域ノイ
ズ低減効果が得られる。なお、ストレートＰＣＭモード
においては、ノイズが高域側に偏るわけであるが、第６
図Ｂの特性曲線からも明らかなように、高域側により大
きなマスキング効果が得られるから、聴感上何ら問題は
生じない。
ように、各モードにおける上記ブロック内の最大絶対値
の少なくとも一方に係数を乗算し、ストレートＰＣＭデ
ータの最大贈対値に対する重みよりも差分ＰＣＭデータ
の最大絶対値に対する重みの方が大きくなるようにして
おり、これらの重み付けされた各モードの最大絶対値を
比較して小さい方のモードを選択している。この場合に
は、上記周波数ｆｒより若干低めの中域周波数の信号が
入力されてもストレートＰＣＭモードが選択され、現実
のモード切換周波数ｆＴ′は上記周波数ｆＴよりも低く
（ｆＴ’＜ｆＴ）なる。したがって、中域周波数信号入
力時にはストレー）ＰＣＭモードの特性による低域ノイ
ズ低減効果が得られる。なお、ストレートＰＣＭモード
においては、ノイズが高域側に偏るわけであるが、第６
図Ｂの特性曲線からも明らかなように、高域側により大
きなマスキング効果が得られるから、聴感上何ら問題は
生じない。
ところで、上記重み付けされた各モードの最大絶対値を
比較する際に、差分ＰＣＭモードの最大絶対値をそのま
ま用いる場合（乗算係数が１の場合）には、ストレート
ＰＣＭモードの最大絶対値に対する乗算係数を１より小
さな正の数とすればよい。具体的には、例えばサンプリ
ング周波数ｆｓ＝３２ｋＨｚ、差分ＰＣＭモードの上記
エラー・フィードバック係数に＝０．２５、ストレート
ＰＣＭモードの上記エラー・フィードバック係数に＝１
の条件のとき、ストレートＰＣＭモードのブロック内最
大絶対値に対する乗算係数（重み）を０．７５とするの
が適当である。このような重み付は比較を行うための具
体的構成としては、上記第１図のブロック内最大値検出
比較回路４内部に、例えば第７図に示すような係数乗算
器４１を設け、ストレートＰＣＭモードのブロック内最
大絶対値に対して上記係数０．７５を乗算して比較回路
４２に送り、差分ＰＣＭモードのブロック内最大絶対値
と比較すればよい。この第７図の係数乗算器４１は、入
力データを２ビツトだけシフトするシフタ４３からの出
力を加算器４４に送って元の入力データから減算する構
成としており、シフタ４３により入力データが１／４（
＝０．２５ ）倍されるから。
比較する際に、差分ＰＣＭモードの最大絶対値をそのま
ま用いる場合（乗算係数が１の場合）には、ストレート
ＰＣＭモードの最大絶対値に対する乗算係数を１より小
さな正の数とすればよい。具体的には、例えばサンプリ
ング周波数ｆｓ＝３２ｋＨｚ、差分ＰＣＭモードの上記
エラー・フィードバック係数に＝０．２５、ストレート
ＰＣＭモードの上記エラー・フィードバック係数に＝１
の条件のとき、ストレートＰＣＭモードのブロック内最
大絶対値に対する乗算係数（重み）を０．７５とするの
が適当である。このような重み付は比較を行うための具
体的構成としては、上記第１図のブロック内最大値検出
比較回路４内部に、例えば第７図に示すような係数乗算
器４１を設け、ストレートＰＣＭモードのブロック内最
大絶対値に対して上記係数０．７５を乗算して比較回路
４２に送り、差分ＰＣＭモードのブロック内最大絶対値
と比較すればよい。この第７図の係数乗算器４１は、入
力データを２ビツトだけシフトするシフタ４３からの出
力を加算器４４に送って元の入力データから減算する構
成としており、シフタ４３により入力データが１／４（
＝０．２５ ）倍されるから。
加算器４４からは入力データを０．７５ （＝１−０゜
２５）倍したデータが得られる。
２５）倍したデータが得られる。
なお、ストレートＰＣＭモードの最大絶対値をそのまま
（乗算係数を１として）用いる場合には、差分ＰＣＭモ
ードの最大絶対値に対して１より大きな係数（例えば４
／３）を乗算して比較すればよＧ）。
（乗算係数を１として）用いる場合には、差分ＰＣＭモ
ードの最大絶対値に対して１より大きな係数（例えば４
／３）を乗算して比較すればよＧ）。
次に、第１図のマルチプレクサ３の端子９より出力され
伝送（記録・再生も含む）されたディジタル信号は、例
えば第８図に示すような構成のデコーダにより、元のサ
ンプリング波高値信号に復元される。
伝送（記録・再生も含む）されたディジタル信号は、例
えば第８図に示すような構成のデコーダにより、元のサ
ンプリング波高値信号に復元される。
この第８図において、上記伝送されたディジタル信号は
、入力端子２１を介しマルチプレクサ２２に供給される
。このマルチプレクサ２２は、例えば上記伝送ディジタ
ル信号中のブロック同期信号やワード同期信号等に基い
て、前述した第３図の各ワードＷｏ 、 Ｗ＋ −Ｗ、
−１、Ｍ 、 Ｒを互いに分離し、アダプティブ処理さ
れたいずれかのモードのデータ・ワードＷｌ−Ｗｎ−１
をアダプティブ処理回路２３に送る。この処理回路２３
はマルチプレクサ２２からのアダプティブ情報（レンジ
情報）ワード凡の内容に基づき、アダプティブ復元動作
を行なう。例えば７ビツトのワードＷｌ−Ｗｎ−１のＭ
ＳＢ（符号を示すビット）を前記ｍビットク符号拡張し
てｍ ＋７ビツトとし、さらにＬＳＢに続けて３−ｍビ
ットの無効ビットを付加して、全体として１５ビツトの
２の補数表示データに変換する。この１５ビツトデータ
は、モード選択ワードＭが指示するモードのデータであ
り、ストレートＰＣＭモードが選択されているときには
前記データＸＩ−’Ｘｎ−□、差分ＰＣＭモード時には
前記データｄｉ−ｄｎ−１となっている。このようなア
ダプティブ処理回路２３からのデータは、モード切換処
理回路２４に送られ、上記モード選択ワードＭの内容に
応じた処理が行なわれて、前述した波高値データＸｌ”
”’Ｘｎ−１となってマルチプレクサ２５に送られる。
、入力端子２１を介しマルチプレクサ２２に供給される
。このマルチプレクサ２２は、例えば上記伝送ディジタ
ル信号中のブロック同期信号やワード同期信号等に基い
て、前述した第３図の各ワードＷｏ 、 Ｗ＋ −Ｗ、
−１、Ｍ 、 Ｒを互いに分離し、アダプティブ処理さ
れたいずれかのモードのデータ・ワードＷｌ−Ｗｎ−１
をアダプティブ処理回路２３に送る。この処理回路２３
はマルチプレクサ２２からのアダプティブ情報（レンジ
情報）ワード凡の内容に基づき、アダプティブ復元動作
を行なう。例えば７ビツトのワードＷｌ−Ｗｎ−１のＭ
ＳＢ（符号を示すビット）を前記ｍビットク符号拡張し
てｍ ＋７ビツトとし、さらにＬＳＢに続けて３−ｍビ
ットの無効ビットを付加して、全体として１５ビツトの
２の補数表示データに変換する。この１５ビツトデータ
は、モード選択ワードＭが指示するモードのデータであ
り、ストレートＰＣＭモードが選択されているときには
前記データＸＩ−’Ｘｎ−□、差分ＰＣＭモード時には
前記データｄｉ−ｄｎ−１となっている。このようなア
ダプティブ処理回路２３からのデータは、モード切換処
理回路２４に送られ、上記モード選択ワードＭの内容に
応じた処理が行なわれて、前述した波高値データＸｌ”
”’Ｘｎ−１となってマルチプレクサ２５に送られる。
このモード切換処理回路２４における動作としては、入
力データが一般ＰＣＭデータＸｉ〜Ｘｎ−１のときには
その才ま出力し、入力データが差分ＰＣＭデータｄ１〜
ｄｎ−１のときには和分動作によりデータｘ１〜ｘｎ−
１に変換する。この和分動作時には、瞬時波高値データ
Ｗｏ （＝ ｘｏ）も使用される。
力データが一般ＰＣＭデータＸｉ〜Ｘｎ−１のときには
その才ま出力し、入力データが差分ＰＣＭデータｄ１〜
ｄｎ−１のときには和分動作によりデータｘ１〜ｘｎ−
１に変換する。この和分動作時には、瞬時波高値データ
Ｗｏ （＝ ｘｏ）も使用される。
次に、マルチプレクサ２５は、入力段のマルチプレクサ
２２からの瞬時波高値データＷｏ （ｘｏ ）及びモー
ド切換処理回路２４からの波高値データＸｌ’＝Ｘｎ−
１を、例えばサンプリング周期で順次１ワードずつ出力
し、１ブロツク周期でｎワードのデータｘＯ〜Ｘｎ−１
を順次出力する。マルチプレクサ２５からの出力は、前
記プリエンファシス回路２と逆の特性を有するディエン
ファシス回路２６を介して、出力端子２７より取り出さ
れる。
２２からの瞬時波高値データＷｏ （ｘｏ ）及びモー
ド切換処理回路２４からの波高値データＸｌ’＝Ｘｎ−
１を、例えばサンプリング周期で順次１ワードずつ出力
し、１ブロツク周期でｎワードのデータｘＯ〜Ｘｎ−１
を順次出力する。マルチプレクサ２５からの出力は、前
記プリエンファシス回路２と逆の特性を有するディエン
ファシス回路２６を介して、出力端子２７より取り出さ
れる。
以上説明した本発明の実施例によれば、中域周波数信号
の入力時に、従来において差分ＰＣＭモードが選択され
ることにより低域ノイズが耳障りとなる点を改善するた
めに、ストレートＰＣＭモードを選択し、ノイズを高域
側に偏らせるようなノイズシェイピングを行っている。
の入力時に、従来において差分ＰＣＭモードが選択され
ることにより低域ノイズが耳障りとなる点を改善するた
めに、ストレートＰＣＭモードを選択し、ノイズを高域
側に偏らせるようなノイズシェイピングを行っている。
したがって、このストレートＰＣＭモードにおいて、マ
スキング効果が入力信号のより高域側にきき易いこと及
びノイズ・エネルギが差分ＰＣＭモードに比べて低減さ
れることを利用して、聴感上のノイズを大幅に低減し、
音質の向上を図ることができる。
スキング効果が入力信号のより高域側にきき易いこと及
びノイズ・エネルギが差分ＰＣＭモードに比べて低減さ
れることを利用して、聴感上のノイズを大幅に低減し、
音質の向上を図ることができる。
この他、本発明の実施例によれば、伝送すべきデータの
複数ワードをブロック化したことにより、差分ＰＣＭモ
ードに２けるエラー伝播を短時間で終息させることがで
き、また前記差分、和分処理時の減衰定数ｋを大きくと
れ、大きなアダプティブ動作を行なえるため、ダイナミ
ックレンジの広いアダプティブ差分ＰＣＭディジタル信
号の伝送が可能となる。さらに、アダプティブ情報を１
ブロツクにつき１ワードの割合で伝送すればよいため、
各ＰＣＭデータのワード毎にアダプティブ情報を送る場
合に比べて少ないビットレートで済み、しかも冗長度を
極端に増加させることなくエラー訂正能力を大幅に高め
ることが可能となる。
複数ワードをブロック化したことにより、差分ＰＣＭモ
ードに２けるエラー伝播を短時間で終息させることがで
き、また前記差分、和分処理時の減衰定数ｋを大きくと
れ、大きなアダプティブ動作を行なえるため、ダイナミ
ックレンジの広いアダプティブ差分ＰＣＭディジタル信
号の伝送が可能となる。さらに、アダプティブ情報を１
ブロツクにつき１ワードの割合で伝送すればよいため、
各ＰＣＭデータのワード毎にアダプティブ情報を送る場
合に比べて少ないビットレートで済み、しかも冗長度を
極端に増加させることなくエラー訂正能力を大幅に高め
ることが可能となる。
さらに、本発明の実施例によれば、ストレートＰＣＭモ
ード、差分ＰＣＭモード等の種々の伝送モードにおける
上記ブロック内のワードの最大値を比較することにより
、より大きな圧縮を行なえるモードを選択して、この選
択されたモードのデータを１ブロック単位で伝送してい
るため、エラー伝播、瞬時ＳＮ比の劣化、歪率の増大等
の悪影響を最も低減し、かつ高い伝送効果のディジタル
信号伝送が可能となる。
ード、差分ＰＣＭモード等の種々の伝送モードにおける
上記ブロック内のワードの最大値を比較することにより
、より大きな圧縮を行なえるモードを選択して、この選
択されたモードのデータを１ブロック単位で伝送してい
るため、エラー伝播、瞬時ＳＮ比の劣化、歪率の増大等
の悪影響を最も低減し、かつ高い伝送効果のディジタル
信号伝送が可能となる。
なお、本発明は上記実施例のみに隅木されるものではな
く、例えば、上記ストレートＰ（：’Ｍモード、差分Ｐ
ＣＭモード以外に和分ＰＣＭモードをも選択可能として
もよい。この場合には、第１図の構成に和分処理回路６
を付加し、この和分処理回路６において、プリエンファ
シス回路２からの上記１ブロック分のサンプリング波高
値データｘ。
く、例えば、上記ストレートＰ（：’Ｍモード、差分Ｐ
ＣＭモード以外に和分ＰＣＭモードをも選択可能として
もよい。この場合には、第１図の構成に和分処理回路６
を付加し、この和分処理回路６において、プリエンファ
シス回路２からの上記１ブロック分のサンプリング波高
値データｘ。
〜Ｘｎ１に基き、
ａｌ ＝Ｘｔ十に、ｘ。
ａ ２ ： Ｘ２ 十ｋ 帝Ｘ１
ａｎ−１＝＝ Ｘｎ−１十ｋ ” ｘｎ−２のようなｎ
−１ワードの和分ＰＣＭデータａｌ−ａｎ−１を得、こ
れらの和分ＰＣＭデータａｌ−ａｎｌの最大絶対値を他
のモードブロック内最大絶対値と比較して、最も小さく
なるモードを選択すればよい。この比較の際の各モード
の最大絶対値に対する重みについては、ストレートＰ
Ｃ，Ｍモードと和分ＰＣＭモードの重みを等しくシ、差
分ＰＣＭモードの重みを大きくすればよい。和分ＰＣＭ
モード時の入力周波数に応じたダイナミックレンジは、
第２図の特性的＠Ｃのように高域側はど大きくなるから
、ストレートＰＣＭモード時のダイナミックレンジと等
しくなる周波数ｆｓ ／ ３において、ストレートＰＣ
Ｍモードと和分ＰＣＭモードとが切り換わる。また、第
８図のデコーダに３いては、和分ＰＣＭデータａｔｘａ
ｎ−１及びリファレンス・ワードＷＯのデータＸＯを差
分処理することにより元のデータＸ１ｘＸｎ−１を復元
できる。
−１ワードの和分ＰＣＭデータａｌ−ａｎ−１を得、こ
れらの和分ＰＣＭデータａｌ−ａｎｌの最大絶対値を他
のモードブロック内最大絶対値と比較して、最も小さく
なるモードを選択すればよい。この比較の際の各モード
の最大絶対値に対する重みについては、ストレートＰ
Ｃ，Ｍモードと和分ＰＣＭモードの重みを等しくシ、差
分ＰＣＭモードの重みを大きくすればよい。和分ＰＣＭ
モード時の入力周波数に応じたダイナミックレンジは、
第２図の特性的＠Ｃのように高域側はど大きくなるから
、ストレートＰＣＭモード時のダイナミックレンジと等
しくなる周波数ｆｓ ／ ３において、ストレートＰＣ
Ｍモードと和分ＰＣＭモードとが切り換わる。また、第
８図のデコーダに３いては、和分ＰＣＭデータａｔｘａ
ｎ−１及びリファレンス・ワードＷＯのデータＸＯを差
分処理することにより元のデータＸ１ｘＸｎ−１を復元
できる。
〔発明の効果〕
本発明に係るディジタル信号伝送装置によれば、中域信
号入力時の低域ノイズを抑えてマスキング効果を有効に
利用できるとともに、ノイズ・エネルギの低減が行え、
見かけ上のＳＮ比改善が図れる。
号入力時の低域ノイズを抑えてマスキング効果を有効に
利用できるとともに、ノイズ・エネルギの低減が行え、
見かけ上のＳＮ比改善が図れる。
第１図は本発明の一実施例に用いられるエンコーダを示
すブロック回路図、第２図は各ＰＣＭモードにおけるダ
イナミック・レンジの周波数特性を示すグラフ、第３図
は１つの伝送ブロックの符号構成例を示す図、第４図は
エラー・フィードバックによるノイズ・シェイピング特
性を示すグラフ、第５図はエラー・フィードバック回路
の具体例を示すブロック回路図、第６図Ａ、Ｂは純音に
よる純音のマスキング効果を示すグラフ、第７図はブロ
ック内最大値検出比較回路内部の構成例を示すブロック
回路図、第８図は第１図のエンコーダに対して逆の操作
を行うデコーダの一例を示すブロック回路図である。 ３．２２，２５・・・・・・マルチプレクサ４・・・・
・・・・・ブロック内最大値検出比較回路５・・・・・
・・・・差分処理回路 １１・・・・・・モード選択・アダプティブ情報算出回
路１２・・・・・・モード切換処理回路 １３・・・・・・アダプティブ処理回路１４・・・・・
・エラー・フィードバンク回路４１・・・・・・係数乗
算器 ４２・・・・・・比較回路 特許出願人 ソニー株式会社 代理人 弁理士 小 池 晃 同 １） 村 榮 − ｍ シ皮 数 − 第５図 第６図Ａ 第２者ノＷＡ３皮＆ （Ｈ２） 第６図Ｂ 第２音の用燻杖（Ｈ＝］
すブロック回路図、第２図は各ＰＣＭモードにおけるダ
イナミック・レンジの周波数特性を示すグラフ、第３図
は１つの伝送ブロックの符号構成例を示す図、第４図は
エラー・フィードバックによるノイズ・シェイピング特
性を示すグラフ、第５図はエラー・フィードバック回路
の具体例を示すブロック回路図、第６図Ａ、Ｂは純音に
よる純音のマスキング効果を示すグラフ、第７図はブロ
ック内最大値検出比較回路内部の構成例を示すブロック
回路図、第８図は第１図のエンコーダに対して逆の操作
を行うデコーダの一例を示すブロック回路図である。 ３．２２，２５・・・・・・マルチプレクサ４・・・・
・・・・・ブロック内最大値検出比較回路５・・・・・
・・・・差分処理回路 １１・・・・・・モード選択・アダプティブ情報算出回
路１２・・・・・・モード切換処理回路 １３・・・・・・アダプティブ処理回路１４・・・・・
・エラー・フィードバンク回路４１・・・・・・係数乗
算器 ４２・・・・・・比較回路 特許出願人 ソニー株式会社 代理人 弁理士 小 池 晃 同 １） 村 榮 − ｍ シ皮 数 − 第５図 第６図Ａ 第２者ノＷＡ３皮＆ （Ｈ２） 第６図Ｂ 第２音の用燻杖（Ｈ＝］
Claims (1)
- 入力信号のサンプリング値に基くデータをディジタル化
して伝送するディジタル信号伝送装置において、上記サ
ンプリング値に基き少くともストレートＰＣＭデータ及
び差分ＰＣＭデータを出力する手段と、このデータ出力
手段からの各モードのデータのうちのそれぞれ最大絶対
値を検出し、これらの各モードの最大絶対値のうちの少
くとも一方に係数を乗算してストレートＰＣＭモードの
最大絶対値の重みを差分ＰＣＭモードの最大絶対値の重
みよりも小さくして比較し、最大絶対値の小さい方のモ
ードを選択する手段と、選択されたモードに応じてノイ
ズ・スペクトルを変化させる手段とを備え、上記選択さ
れたモードのＰＣＭデータを上記ノイズ・スペクトルを
変化させる手段を介して伝送することを特徴とするディ
ジタル信号伝送装置。
Priority Applications (7)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59094182A JPS60237738A (ja) | 1984-05-11 | 1984-05-11 | デイジタル信号伝送装置 |
| AU43541/85A AU576367B2 (en) | 1984-05-11 | 1985-05-11 | Apparatus for transmitting digital signals |
| PCT/JP1985/000266 WO1985005517A1 (en) | 1984-05-11 | 1985-05-11 | Apparatus for transmitting digital signals |
| US06/823,494 US4685115A (en) | 1984-05-11 | 1985-05-11 | Apparatus for transmitting digital signals |
| EP19850902167 EP0182915B1 (en) | 1984-05-11 | 1985-05-11 | Apparatus for transmitting digital signals |
| DE8585902167T DE3579295D1 (de) | 1984-05-11 | 1985-05-11 | Vorrichtung zur uebertragung digitaler signale. |
| KR1019860700013A KR930003281B1 (ko) | 1984-05-11 | 1985-05-11 | 디지탈 신호 전송장치 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59094182A JPS60237738A (ja) | 1984-05-11 | 1984-05-11 | デイジタル信号伝送装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60237738A true JPS60237738A (ja) | 1985-11-26 |
| JPH0566775B2 JPH0566775B2 (ja) | 1993-09-22 |
Family
ID=14103177
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59094182A Granted JPS60237738A (ja) | 1984-05-11 | 1984-05-11 | デイジタル信号伝送装置 |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4685115A (ja) |
| EP (1) | EP0182915B1 (ja) |
| JP (1) | JPS60237738A (ja) |
| KR (1) | KR930003281B1 (ja) |
| AU (1) | AU576367B2 (ja) |
| DE (1) | DE3579295D1 (ja) |
| WO (1) | WO1985005517A1 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6281137A (ja) * | 1985-10-03 | 1987-04-14 | Sansui Electric Co | Ｐｃｍ伝送方式及びその装置 |
| WO1992017942A1 (fr) * | 1991-03-29 | 1992-10-15 | Sony Corporation | Procede de codage de signaux numeriques |
Families Citing this family (22)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60251733A (ja) * | 1984-05-28 | 1985-12-12 | Sony Corp | デイジタル信号伝送装置 |
| US4797902A (en) * | 1984-12-29 | 1989-01-10 | Sony Corporation | Digital signal transmission device |
| AU579441B2 (en) * | 1985-01-16 | 1988-11-24 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Video encoding apparatus |
| JPS62262533A (ja) * | 1986-04-30 | 1987-11-14 | ジ−メンス・アクチエンゲゼルシヤフト | Ｄｐｃｍ値伝送方法 |
| CA1261069A (en) * | 1986-12-08 | 1989-09-26 | Mohamed S. Sabri | Two-channel coding of digital signals |
| US4862168A (en) * | 1987-03-19 | 1989-08-29 | Beard Terry D | Audio digital/analog encoding and decoding |
| US4907248A (en) * | 1987-09-22 | 1990-03-06 | Zenith Electronics Corporation | Error correction for digital signal transmission |
| EP0331405B1 (en) * | 1988-02-29 | 1996-11-27 | Sony Corporation | Method and apparatus for processing a digital signal |
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| USRE37864E1 (en) | 1990-07-13 | 2002-10-01 | Sony Corporation | Quantizing error reducer for audio signal |
| JPH04150522A (ja) * | 1990-10-15 | 1992-05-25 | Sony Corp | ディジタル信号処理装置 |
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| JP3356516B2 (ja) * | 1993-12-28 | 2002-12-16 | シャープ株式会社 | 動画像符号化装置 |
| JP3580444B2 (ja) * | 1995-06-14 | 2004-10-20 | ソニー株式会社 | 信号伝送方法および装置、並びに信号再生方法 |
| RU2144264C1 (ru) | 1998-11-05 | 2000-01-10 | ЯН Давид Евгеньевич | Способ беспроводной передачи и приема кодовой информации на расстоянии (варианты) и портативное устройство для беспроводной передачи кодовой информации на расстоянии |
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| GB2365284A (en) * | 2000-07-25 | 2002-02-13 | Sony Uk Ltd | Data compression system which selects compressed output from one of two different compression schemes |
| US7336713B2 (en) * | 2001-11-27 | 2008-02-26 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Method and apparatus for encoding and decoding data |
| EP1322118B1 (en) * | 2001-11-27 | 2012-11-14 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Method and apparatus for encoding and decoding key data |
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| US7809204B2 (en) * | 2002-10-18 | 2010-10-05 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Method and apparatus for encoding and decoding key value data of coordinate interpolator |
| KR101412660B1 (ko) * | 2012-11-26 | 2014-06-27 | 한국과학기술연구원 | 리튬 이차 전지용 포장 재료 |
Family Cites Families (14)
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| JPS5336730B2 (ja) * | 1973-04-13 | 1978-10-04 | ||
| JPS5271154A (en) * | 1975-12-10 | 1977-06-14 | Yokogawa Hokushin Electric Corp | Memory unit for a long range data |
| US4141034A (en) * | 1977-08-19 | 1979-02-20 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Digital encoding of color video signals |
| DE3107602A1 (de) * | 1981-02-27 | 1982-09-16 | Polygram Gmbh, 2000 Hamburg | Verfahren zur codierung von analogsignalen |
| JPS58162142A (ja) * | 1982-03-19 | 1983-09-26 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | デイジタル信号伝送方式 |
| US4491953A (en) * | 1982-09-09 | 1985-01-01 | At&T Bell Laboratories | Dual mode coding |
| JPS5957539A (ja) * | 1982-09-27 | 1984-04-03 | Sony Corp | 適応的符号化装置 |
| DE3237578C2 (de) * | 1982-10-09 | 1984-11-29 | Standard Elektrik Lorenz Ag, 7000 Stuttgart | Digitales Nachrichtenübertragungssystem, insbesondere Farbfernsehübertragungssystem |
| DE3462572D1 (en) * | 1983-04-20 | 1987-04-09 | Nippon Telegraph & Telephone | Interframe coding method and apparatus therefor |
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| JPS59223032A (ja) * | 1983-06-01 | 1984-12-14 | Sony Corp | ディジタル信号伝送装置 |
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| JPS60251733A (ja) * | 1984-05-28 | 1985-12-12 | Sony Corp | デイジタル信号伝送装置 |
-
1984
- 1984-05-11 JP JP59094182A patent/JPS60237738A/ja active Granted
-
1985
- 1985-05-11 EP EP19850902167 patent/EP0182915B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1985-05-11 KR KR1019860700013A patent/KR930003281B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1985-05-11 US US06/823,494 patent/US4685115A/en not_active Expired - Lifetime
- 1985-05-11 WO PCT/JP1985/000266 patent/WO1985005517A1/ja active IP Right Grant
- 1985-05-11 AU AU43541/85A patent/AU576367B2/en not_active Expired
- 1985-05-11 DE DE8585902167T patent/DE3579295D1/de not_active Expired - Lifetime
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0182915A1 (en) | 1986-06-04 |
| US4685115A (en) | 1987-08-04 |
| AU4354185A (en) | 1985-12-13 |
| WO1985005517A1 (en) | 1985-12-05 |
| DE3579295D1 (de) | 1990-09-27 |
| EP0182915A4 (en) | 1988-10-27 |
| EP0182915B1 (en) | 1990-08-22 |
| KR860700193A (ko) | 1986-03-31 |
| JPH0566775B2 (ja) | 1993-09-22 |
| AU576367B2 (en) | 1988-08-25 |
| KR930003281B1 (ko) | 1993-04-24 |
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| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |