JPS60237738A - デイジタル信号伝送装置 - Google Patents
デイジタル信号伝送装置Info
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- JPS60237738A JPS60237738A JP59094182A JP9418284A JPS60237738A JP S60237738 A JPS60237738 A JP S60237738A JP 59094182 A JP59094182 A JP 59094182A JP 9418284 A JP9418284 A JP 9418284A JP S60237738 A JPS60237738 A JP S60237738A
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- circuit
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- pcm
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B14/00—Transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B14/02—Transmission systems not characterised by the medium used for transmission characterised by the use of pulse modulation
- H04B14/04—Transmission systems not characterised by the medium used for transmission characterised by the use of pulse modulation using pulse code modulation
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- H—ELECTRICITY
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- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/66—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission for reducing bandwidth of signals; for improving efficiency of transmission
- H04B1/665—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission for reducing bandwidth of signals; for improving efficiency of transmission using psychoacoustic properties of the ear, e.g. masking effect
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
- H04J3/00—Time-division multiplex systems
- H04J3/16—Time-division multiplex systems in which the time allocation to individual channels within a transmission cycle is variable, e.g. to accommodate varying complexity of signals, to vary number of channels transmitted
- H04J3/1605—Fixed allocated frame structures
- H04J3/1611—Synchronous digital hierarchy [SDH] or SONET
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N19/00—Methods or arrangements for coding, decoding, compressing or decompressing digital video signals
- H04N19/90—Methods or arrangements for coding, decoding, compressing or decompressing digital video signals using coding techniques not provided for in groups H04N19/10-H04N19/85, e.g. fractals
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Compression, Expansion, Code Conversion, And Decoders (AREA)
- Transmission Systems Not Characterized By The Medium Used For Transmission (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、PCM信号等のディジタル信号を伝送するデ
ィジタル信号伝送装置に関し、特に、ノイズを低減し得
るようなディジタル信号伝送装置に関する。
ィジタル信号伝送装置に関し、特に、ノイズを低減し得
るようなディジタル信号伝送装置に関する。
近年に8いて、ディジタル技術の進歩に伴ない、オーデ
ィオ信号やビデオ信号等のアナログ信号をサンプリング
して量子化及び符号化処理を行ない。
ィオ信号やビデオ信号等のアナログ信号をサンプリング
して量子化及び符号化処理を行ない。
いわゆるPCM(パルス・コード・モジュレーション)
信号として伝送(記録・再生も含む。)することが多く
なっている。
信号として伝送(記録・再生も含む。)することが多く
なっている。
このように、アナログ信号をPCMディジタル信号に変
換して伝送する際には、一般に、サンプリング周波数を
高くするほど伝送可能なアナログ信号の帯域が広くなり
、量子化ビット数を多くするほどダイナミック・レンジ
が広くなることが知られている。従って、元のアナログ
信号を高忠実度で、すなわち広帯域かつ大ダイナミック
・レンジでディジタル伝送しようとすると、高いサンプ
リング周波数及び多くの量子化ビット数を要し、単位時
間当りに伝送するビット数、いわゆるビット・レートが
高くなる。
換して伝送する際には、一般に、サンプリング周波数を
高くするほど伝送可能なアナログ信号の帯域が広くなり
、量子化ビット数を多くするほどダイナミック・レンジ
が広くなることが知られている。従って、元のアナログ
信号を高忠実度で、すなわち広帯域かつ大ダイナミック
・レンジでディジタル伝送しようとすると、高いサンプ
リング周波数及び多くの量子化ビット数を要し、単位時
間当りに伝送するビット数、いわゆるビット・レートが
高くなる。
しかしながら、伝送媒体(記録媒体も含む。)の特性に
より上記ビット・レートは制限を受け、また、送受信側
(記録・再生側)でのディジタル信号処理速度等によっ
ても上記ビット・レートの制限が生じ、さらに現実問題
として、l)CM信号記録再生装置等の製品を供給する
場合の経済性、コスト・パフォーマンス等を考慮するこ
とにより、なるべく低いビット・レートで高品質の信号
伝送あるいは記録再生を行うことが重要となる。
より上記ビット・レートは制限を受け、また、送受信側
(記録・再生側)でのディジタル信号処理速度等によっ
ても上記ビット・レートの制限が生じ、さらに現実問題
として、l)CM信号記録再生装置等の製品を供給する
場合の経済性、コスト・パフォーマンス等を考慮するこ
とにより、なるべく低いビット・レートで高品質の信号
伝送あるいは記録再生を行うことが重要となる。
ところで、比較的低いビット・レートで大きなダイナミ
ック・レンジの信号を伝送するための技術として、差分
PCM方式や和分PCM方式等が知られているが、これ
らの方式はエラー伝播現象の悪影響を受け易く、またエ
ラー訂正能カをある程度確保しようとすると、冗長度が
増大し、ビット・レート低減効果が有効に得られない。
ック・レンジの信号を伝送するための技術として、差分
PCM方式や和分PCM方式等が知られているが、これ
らの方式はエラー伝播現象の悪影響を受け易く、またエ
ラー訂正能カをある程度確保しようとすると、冗長度が
増大し、ビット・レート低減効果が有効に得られない。
そこで本件発明者等は、先に特願昭58−97687号
に2いて、上記差分PCMデータ等の複数ワードを1ブ
ロツクとし、この1ブロツク内に少なくとも1個のサン
プリング波高値データワードを配して伝送するようなブ
ロック完結型のディジタル信号伝送方法を提案している
。このサンプリング波高値データワードの存在によって
、差分PCMデータあるいは和分PCMデータ等にエラ
ーが発生しても、ブロック内でエラー伝播が阻止され、
エラー伝播現象を短かい時間に抑え込むことができる。
に2いて、上記差分PCMデータ等の複数ワードを1ブ
ロツクとし、この1ブロツク内に少なくとも1個のサン
プリング波高値データワードを配して伝送するようなブ
ロック完結型のディジタル信号伝送方法を提案している
。このサンプリング波高値データワードの存在によって
、差分PCMデータあるいは和分PCMデータ等にエラ
ーが発生しても、ブロック内でエラー伝播が阻止され、
エラー伝播現象を短かい時間に抑え込むことができる。
また、本件発明者等は、特願昭58−97688号にお
いて、一般PCMモード(ストレートPCMモード)、
差分PCMモード及び和分20Mモードのうちのデータ
圧縮率が最も高いモードを上記各ブロック毎に選んで、
この選ばれたモードにて各ブロックのデータを順次伝送
するディジタル信号伝送装置を提案しており、これによ
って谷ブロック毎に最も高い伝送効率を得るようにし、
低いビット・レートで高品質の信号伝送あるいは記録再
生を可能としている。
いて、一般PCMモード(ストレートPCMモード)、
差分PCMモード及び和分20Mモードのうちのデータ
圧縮率が最も高いモードを上記各ブロック毎に選んで、
この選ばれたモードにて各ブロックのデータを順次伝送
するディジタル信号伝送装置を提案しており、これによ
って谷ブロック毎に最も高い伝送効率を得るようにし、
低いビット・レートで高品質の信号伝送あるいは記録再
生を可能としている。
さらに、本件発明者等は、特願昭51197689号に
おいて、いわゆるマスキング効果を太き−く利用して、
ノイズ・シェイピングにより入力信号の周波数スペクト
ルに依存したノイズ・スペクトルを得るようにして、見
かけ上のノイズ低減を図っている。
おいて、いわゆるマスキング効果を太き−く利用して、
ノイズ・シェイピングにより入力信号の周波数スペクト
ルに依存したノイズ・スペクトルを得るようにして、見
かけ上のノイズ低減を図っている。
ところで、上記特願昭58−97689号においては、
例えば差分PCMデータの最大絶対値と一般PCM(ス
トレートPCM)データの最大絶対値とを比較して、こ
れらの値のうちいずれか小さくなる方のモードを選択し
、この選択されたモードに応じてノイズ・シェイピング
処理時のエラー・フィードバック量を切り換えることに
より、ノイズ・スペクトルを制御している。いす、入力
信号を正弦波とするとき、上記差分PCMモードとスト
レートPCMモードとが切り換わる周波数fr°は、サ
ンプリング周波数f、のl/6(すなわちfr = f
s/6 )となり、−例としてfs=32kHzとする
と、fr 中5.3kHzとなる。すなわち、入力信号
の周波数が略5.3kHzまでは差分PCMモードが選
択され、周波数がより高い場合にはストレートPCMモ
ードが選択される。
例えば差分PCMデータの最大絶対値と一般PCM(ス
トレートPCM)データの最大絶対値とを比較して、こ
れらの値のうちいずれか小さくなる方のモードを選択し
、この選択されたモードに応じてノイズ・シェイピング
処理時のエラー・フィードバック量を切り換えることに
より、ノイズ・スペクトルを制御している。いす、入力
信号を正弦波とするとき、上記差分PCMモードとスト
レートPCMモードとが切り換わる周波数fr°は、サ
ンプリング周波数f、のl/6(すなわちfr = f
s/6 )となり、−例としてfs=32kHzとする
と、fr 中5.3kHzとなる。すなわち、入力信号
の周波数が略5.3kHzまでは差分PCMモードが選
択され、周波数がより高い場合にはストレートPCMモ
ードが選択される。
このような上記特願昭58−97689号の装置の場合
に、入力信号の周波数が上記frより若干低周波側の周
波数領域である中域周波数範囲のとき、差分PCMモー
ドが選択されているわけであるが、低域のノイズが聞こ
え易くなることが確認された。これは、入力信号の周波
数が中域になったとき、低域のノイズをマスキングし難
くなること、および差分PCMモードのノイズ・エネル
ギが入力信号周波数の上昇に伴って増加してゆくこと等
が原因である。
に、入力信号の周波数が上記frより若干低周波側の周
波数領域である中域周波数範囲のとき、差分PCMモー
ドが選択されているわけであるが、低域のノイズが聞こ
え易くなることが確認された。これは、入力信号の周波
数が中域になったとき、低域のノイズをマスキングし難
くなること、および差分PCMモードのノイズ・エネル
ギが入力信号周波数の上昇に伴って増加してゆくこと等
が原因である。
本発明は、上述の点に鑑み、入力信号周波数が中域のと
きでも低域ノイズを抑えてマスキング効果を有効に働か
せることができ、見かけ上のノイズ低減を可能とするデ
ィジタル信号伝送装置の提供を目的とする。
きでも低域ノイズを抑えてマスキング効果を有効に働か
せることができ、見かけ上のノイズ低減を可能とするデ
ィジタル信号伝送装置の提供を目的とする。
すなわち、本発明のディジクル信号伝送装置の特徴は、
入力信号のサンプリング値に基くデータをディジタル化
して伝送するディジクル信号伝送装置において、上記サ
ンプリング値に基き少くともストレートPCMデータ及
び差分PCMデータを出力する手段と、このデータ出力
手段からの各モードのデータのうちのそれぞれ最大絶対
値を検出し、これらの各モードの最大絶対値のうちの少
くとも一方に係数を乗算してストレートPCMデータの
最大絶対値の重みを差分PCMモードの最大絶対値の重
みよりも小さくして比較し、最大絶対値の小さい方のモ
ードを選択する手段と、選択されたモードに応じてノイ
ズ・スペクトルヲ変化させる手段とを備え、上記選択さ
れたモードのPCMデータを上記ノイズ・スペクトルを
変化させる手段を介して伝送することである。
入力信号のサンプリング値に基くデータをディジタル化
して伝送するディジクル信号伝送装置において、上記サ
ンプリング値に基き少くともストレートPCMデータ及
び差分PCMデータを出力する手段と、このデータ出力
手段からの各モードのデータのうちのそれぞれ最大絶対
値を検出し、これらの各モードの最大絶対値のうちの少
くとも一方に係数を乗算してストレートPCMデータの
最大絶対値の重みを差分PCMモードの最大絶対値の重
みよりも小さくして比較し、最大絶対値の小さい方のモ
ードを選択する手段と、選択されたモードに応じてノイ
ズ・スペクトルヲ変化させる手段とを備え、上記選択さ
れたモードのPCMデータを上記ノイズ・スペクトルを
変化させる手段を介して伝送することである。
以下、本発明に係るディジタル信号伝送装置の一実施例
として、オーディオ・ビットレート・リダクション・シ
ステムに用いられるエンコーダ及びデコーダについて、
図面を参照しながら説明する。
として、オーディオ・ビットレート・リダクション・シ
ステムに用いられるエンコーダ及びデコーダについて、
図面を参照しながら説明する。
第1 図G’!、オーディオ・ビットレート・リダクシ
ョン・システムのエンコーダを示すブロック回路図であ
る。この第1図に2いて、エンコーダの入力端的には、
例えば14ビツトのディジタルPCM信号(サンプリン
グ波高値データ信号)が供給されている。この入力端子
1に接続されたプリエンファシス回路2は、特に高域の
信号を強調してSN比を向上するために用いられるもの
であり、例えば50pSの時定数のものが用いられる。
ョン・システムのエンコーダを示すブロック回路図であ
る。この第1図に2いて、エンコーダの入力端的には、
例えば14ビツトのディジタルPCM信号(サンプリン
グ波高値データ信号)が供給されている。この入力端子
1に接続されたプリエンファシス回路2は、特に高域の
信号を強調してSN比を向上するために用いられるもの
であり、例えば50pSの時定数のものが用いられる。
このプリエンファシス回路2からの例えば14ビツト出
カニ マルチプレクサ3、ブロック内最大値検出比較回
路4及び差分処理回路5に、それぞれ送られる。ブロッ
ク内最大値検出比較回路4には、上記プリエンファシス
回路2からの14ビツト・サンプリングデータ信号の他
に、差分処理回路5からの例えば15ビット差分データ
信号が供給さイtている。
カニ マルチプレクサ3、ブロック内最大値検出比較回
路4及び差分処理回路5に、それぞれ送られる。ブロッ
ク内最大値検出比較回路4には、上記プリエンファシス
回路2からの14ビツト・サンプリングデータ信号の他
に、差分処理回路5からの例えば15ビット差分データ
信号が供給さイtている。
ここで、入力端子1に供給されるサンプリング波高値の
PCMデータ(以下ストレートPCMデータという。)
を一定数n個毎にブロック化しており、■ブロック内の
ストレートPCMデータをX6 、 XI 、 X2
、・・・、Xn−1とするとき、差分処理回路5におい
ては、例えば dl=X1 k−x。
PCMデータ(以下ストレートPCMデータという。)
を一定数n個毎にブロック化しており、■ブロック内の
ストレートPCMデータをX6 、 XI 、 X2
、・・・、Xn−1とするとき、差分処理回路5におい
ては、例えば dl=X1 k−x。
d2 = X2−k −xl
dy、−1=Xn−1k ’ xn−まただしkは減衰
係数 のn−1個の差分PCMデータd1〜dn−1を得てい
る。なお、ブロック先頭の波高値データx(1は、基準
ワード(リファレンス・ワード)Wo とり、てマルチ
プレクサ3に直接送られている。
係数 のn−1個の差分PCMデータd1〜dn−1を得てい
る。なお、ブロック先頭の波高値データx(1は、基準
ワード(リファレンス・ワード)Wo とり、てマルチ
プレクサ3に直接送られている。
ところで、この差分PCMデータについて、特願昭58
−97688号等にも説明したように、データのビット
数を固定したときのダイナミック・レンジは入力信号周
波数に応じて変化する。すなわち、第2図は入力信号を
一定のサンプリング周波数でサンプリングして量子化し
、一定のビット数で上記ストレートPCMデータ及び差
分PCMデータを得るときのダイナミック・レンジを示
しており、ストレートPCMモード時の特性Aが入力信
号周波数fに依存しないのに対し、差分PCMモード時
の特性Bは入力信号周波数fが低いほど大きなダイナミ
ック・レンジが得られることを示している。また、差O
PCMPCMデータナミック・レンジとストレートPC
Mモードのダイナミック・レンジが等しくなるのは、入
力信号周波数fがサンプリング周波数fsの176とな
るときであり、この周波数fs15のときには、ストレ
ートPCMデータの最大絶対値と差分PCMデータの最
大絶対値とが等しくなっている。したがって、入力信号
の周波数がfS/6以下のときには差分PCMモードを
選択し、f’s/6以上のときにはストレートPCMモ
ードを選択することにより、ダイナミック・レンジを大
きくとれ、高い圧縮効率が得られる。なお、第2図の例
では、サンプリング周波数fs ”32kHzとしてい
る。
−97688号等にも説明したように、データのビット
数を固定したときのダイナミック・レンジは入力信号周
波数に応じて変化する。すなわち、第2図は入力信号を
一定のサンプリング周波数でサンプリングして量子化し
、一定のビット数で上記ストレートPCMデータ及び差
分PCMデータを得るときのダイナミック・レンジを示
しており、ストレートPCMモード時の特性Aが入力信
号周波数fに依存しないのに対し、差分PCMモード時
の特性Bは入力信号周波数fが低いほど大きなダイナミ
ック・レンジが得られることを示している。また、差O
PCMPCMデータナミック・レンジとストレートPC
Mモードのダイナミック・レンジが等しくなるのは、入
力信号周波数fがサンプリング周波数fsの176とな
るときであり、この周波数fs15のときには、ストレ
ートPCMデータの最大絶対値と差分PCMデータの最
大絶対値とが等しくなっている。したがって、入力信号
の周波数がfS/6以下のときには差分PCMモードを
選択し、f’s/6以上のときにはストレートPCMモ
ードを選択することにより、ダイナミック・レンジを大
きくとれ、高い圧縮効率が得られる。なお、第2図の例
では、サンプリング周波数fs ”32kHzとしてい
る。
以上のような圧縮効率の高いモードを上記ブロック毎に
選択するために、第1図のブロック内最大値検出比較回
路4が用いられている。すなわち、ブロック内最大値検
出比較回路4において、1ブロツク内の上記ストレー1
−PCMデータx1〜xn−1の最大絶対値と上記差分
PCMデータdl’=dn−1の最大絶対値とを比較し
て、値の小さい方のモードを選択するわけであるが、本
発明に3いては、各モードの最大絶対値の少くとも一方
に乗算係数を掛けていわゆる重みを異ならせており、ス
トレートPCMモードの最大絶対値に対する重みを差分
pCMモードの最大絶対値に対する重みよりも小さくし
ている。したがって、従来における差分PCMモードと
ストレートPCMモードとの切り換え周波数ftより若
干低周波側の中域周波数信号が入力されるときもストレ
ートPCMモードが選択されるようになり、換言すれば
、本発明における差分PCMモードとストレート20M
モードとの切り換え周波数JTは上記従来の周波数fr
よりも低く(fT<fT)設定されることになる。
選択するために、第1図のブロック内最大値検出比較回
路4が用いられている。すなわち、ブロック内最大値検
出比較回路4において、1ブロツク内の上記ストレー1
−PCMデータx1〜xn−1の最大絶対値と上記差分
PCMデータdl’=dn−1の最大絶対値とを比較し
て、値の小さい方のモードを選択するわけであるが、本
発明に3いては、各モードの最大絶対値の少くとも一方
に乗算係数を掛けていわゆる重みを異ならせており、ス
トレートPCMモードの最大絶対値に対する重みを差分
pCMモードの最大絶対値に対する重みよりも小さくし
ている。したがって、従来における差分PCMモードと
ストレートPCMモードとの切り換え周波数ftより若
干低周波側の中域周波数信号が入力されるときもストレ
ートPCMモードが選択されるようになり、換言すれば
、本発明における差分PCMモードとストレート20M
モードとの切り換え周波数JTは上記従来の周波数fr
よりも低く(fT<fT)設定されることになる。
次に、モード選択・アダプティブ情報算出回路11は、
上記選択されたモードの情報及びブロック単位でのアダ
プティブ処理に関する情報を出力する回路であり、モー
ド選択情報はモード切換処理回路12及びマルチプレク
サ3に、またアダプティブ情報はいわゆる再量子化を行
うアダプティブ処理回路13及びマルチプレクサ3に、
それぞれ送られる。モード切換処理回路12は、上記選
択されたモードの1ブロック分の各ワードのデータ、す
なわちストレートPCMモードが選択されたときにはx
l−xn−1(7) n 1個のデータ、才た、差分P
CMモードが選択されたときにはd1〜dn−1のn−
1個のデータを、それぞれ出力するものである。このモ
ード切換処理回路12への入力とじては、ブロック・メ
モリ71こ記憶される上記差分処理回路5からの差分P
CMデータの1ブロック分d1〜dn−1を用いており
、差分20Mモードが選択されたときは入力データをそ
のまま出方し、また、ストレート20Mモードが選択さ
れたときには、上記差分PCMデータd1〜d、、−x
に基いて、xl= 61 十k + Xo x2=dz十に*xt X n−1匈n−1+k +Xn−2 のような演算処理を行うことにより、ストレートPCM
データXi’−”X、l−1を出方する。なお、差分P
CMデータを記憶するブロック・メモリ7の他に、プリ
エンファシス回路2からのストレート20Mデータを記
憶するブロック・メモリを用意シ、コのブロック・メモ
リからのストレートPCMデータとブロック・メモリ7
からの差分PCMデータとを、選択されたモードに応じ
て切り換えて出方するようにしてもよい。
上記選択されたモードの情報及びブロック単位でのアダ
プティブ処理に関する情報を出力する回路であり、モー
ド選択情報はモード切換処理回路12及びマルチプレク
サ3に、またアダプティブ情報はいわゆる再量子化を行
うアダプティブ処理回路13及びマルチプレクサ3に、
それぞれ送られる。モード切換処理回路12は、上記選
択されたモードの1ブロック分の各ワードのデータ、す
なわちストレートPCMモードが選択されたときにはx
l−xn−1(7) n 1個のデータ、才た、差分P
CMモードが選択されたときにはd1〜dn−1のn−
1個のデータを、それぞれ出力するものである。このモ
ード切換処理回路12への入力とじては、ブロック・メ
モリ71こ記憶される上記差分処理回路5からの差分P
CMデータの1ブロック分d1〜dn−1を用いており
、差分20Mモードが選択されたときは入力データをそ
のまま出方し、また、ストレート20Mモードが選択さ
れたときには、上記差分PCMデータd1〜d、、−x
に基いて、xl= 61 十k + Xo x2=dz十に*xt X n−1匈n−1+k +Xn−2 のような演算処理を行うことにより、ストレートPCM
データXi’−”X、l−1を出方する。なお、差分P
CMデータを記憶するブロック・メモリ7の他に、プリ
エンファシス回路2からのストレート20Mデータを記
憶するブロック・メモリを用意シ、コのブロック・メモ
リからのストレートPCMデータとブロック・メモリ7
からの差分PCMデータとを、選択されたモードに応じ
て切り換えて出方するようにしてもよい。
次に、ブロック単位アダプティブ処理回路13は、上記
ブロック内最大絶対値に応じた量子化ステップ幅で、モ
ード切換処理回路12がらのブロック内ワードデータを
例えば1ワード7ビツトのデータに再量子化し、この再
量子化されたデータをマルチプレクサ3に送っている。
ブロック内最大絶対値に応じた量子化ステップ幅で、モ
ード切換処理回路12がらのブロック内ワードデータを
例えば1ワード7ビツトのデータに再量子化し、この再
量子化されたデータをマルチプレクサ3に送っている。
このとき再量子化されるデータは、■ブロックにっきn
−1ワードのデータX1〜Xn−1あるいはdt”dn
−1であり、これらのデータが1ワード14ビツトある
いは15ビツトであるのに対し、上記再量子化時に例え
ば仮数部7ビツト、指数部3ビツトのブロック・フロー
ティングを用いることにより、効率の高いビット圧縮を
行っている。このブロック・フローティングは、上記ブ
ロック内最大絶対値を正規化するのに対応するビット・
シフト量だけブロック内の全ワードについてシフトし、
このときのシフト量を上記3ビツトの指数値、すなわち
レンジ情報あるいはアダプティブ情報として2進符号表
示し、シフトされた各ワードの上位7ビツトを上記仮数
部として取り出すものである。この他、非直線量子化等
により上記再量子化を行ってもよい。
−1ワードのデータX1〜Xn−1あるいはdt”dn
−1であり、これらのデータが1ワード14ビツトある
いは15ビツトであるのに対し、上記再量子化時に例え
ば仮数部7ビツト、指数部3ビツトのブロック・フロー
ティングを用いることにより、効率の高いビット圧縮を
行っている。このブロック・フローティングは、上記ブ
ロック内最大絶対値を正規化するのに対応するビット・
シフト量だけブロック内の全ワードについてシフトし、
このときのシフト量を上記3ビツトの指数値、すなわち
レンジ情報あるいはアダプティブ情報として2進符号表
示し、シフトされた各ワードの上位7ビツトを上記仮数
部として取り出すものである。この他、非直線量子化等
により上記再量子化を行ってもよい。
このようなブロック単位アダプティブ処理は、ブロック
単位での準瞬時圧縮処理とも称される。
単位での準瞬時圧縮処理とも称される。
次に、マルチプレクサ3は、プリエンファシス回路2よ
り直接供給された上記リファレンス・ワードWOと、モ
ード選択・アダプティブ情報算出回路11からのモード
選択情報ワードM及びアダブチイブ情報(あるいはレン
ジ情報)ワードRと、ブロック単位アダプティブ処理回
路13からの上記仮数部として取り出された7ビツトの
ワードとを、lブロック毎にまとめてシリアルデータに
変換し、出力端子9を介して伝送する。
り直接供給された上記リファレンス・ワードWOと、モ
ード選択・アダプティブ情報算出回路11からのモード
選択情報ワードM及びアダブチイブ情報(あるいはレン
ジ情報)ワードRと、ブロック単位アダプティブ処理回
路13からの上記仮数部として取り出された7ビツトの
ワードとを、lブロック毎にまとめてシリアルデータに
変換し、出力端子9を介して伝送する。
次に、マルチプレクサ3に供給されるデータの1ブロツ
ク分の内容を説明するために、ブロック長n = 9の
ときの1ブロツクの符号構成例を第3図に示す。この第
3図において、ブロック内の先頭ワードWoは上記リフ
ァレンス・ワードでアリ、14ビツトのストレートPC
MデータX(、をそのまま用いている。このワードWo
より後方の8個のワードWl−Wsは上記再量子化され
たlワード7ビノトの仮数部データであり、これらのワ
ードWi ”Waに共通に1個の上記指数部ワード(レ
ンジ情報ワードあるいはアダプティブ情報ワード)Rが
用いられる。このワードRは例えば3ビツトであり、上
記ブロック内最大絶対値を正規化するためのビット・シ
フト量を指示するものである。
ク分の内容を説明するために、ブロック長n = 9の
ときの1ブロツクの符号構成例を第3図に示す。この第
3図において、ブロック内の先頭ワードWoは上記リフ
ァレンス・ワードでアリ、14ビツトのストレートPC
MデータX(、をそのまま用いている。このワードWo
より後方の8個のワードWl−Wsは上記再量子化され
たlワード7ビノトの仮数部データであり、これらのワ
ードWi ”Waに共通に1個の上記指数部ワード(レ
ンジ情報ワードあるいはアダプティブ情報ワード)Rが
用いられる。このワードRは例えば3ビツトであり、上
記ブロック内最大絶対値を正規化するためのビット・シ
フト量を指示するものである。
さ−9に、1ブロツク内には上記モード選択情報ワード
Mが設けられており、本実施例のように差分PCMモー
ドとストレートPCMモードとの2種類のモードのいず
れかを選択する場合には、モード選択情報ワードMは1
ビツトでよい。以上をまとめると、1ブロツク単位で伝
送されるサンプル数は9ワードであるのに対し、総ビッ
ト数は74ビツトでよく、平均ワード長は略・8.2ビ
ツトとなる。すなわち、平均ワード長が略8.2ビツト
でワード長14ビット相当のPCMデータを伝送できる
ことになる。
Mが設けられており、本実施例のように差分PCMモー
ドとストレートPCMモードとの2種類のモードのいず
れかを選択する場合には、モード選択情報ワードMは1
ビツトでよい。以上をまとめると、1ブロツク単位で伝
送されるサンプル数は9ワードであるのに対し、総ビッ
ト数は74ビツトでよく、平均ワード長は略・8.2ビ
ツトとなる。すなわち、平均ワード長が略8.2ビツト
でワード長14ビット相当のPCMデータを伝送できる
ことになる。
ところで第1図において、上記アダプティブ処理回路1
3に関連して、ノイズ・シェイピング処理のためのエラ
ー・フィードバンク回路14が設けられている。このエ
ラー・フィードバンク回路14は、アダプティブ処理回
路13の入力と出力との間で生じたエラー分(誤差分)
を、減算動作を行う加算器15により取り出し、このエ
ラー分を遅延回路16により例えば1サンプリング周期
だけ遅延した後、フィードバック量調整回路17により
所定量だけ減衰させ、アダプティブ処理回路13の入力
側に設けられた減算動作を行う加算器18に送って帰還
(フィードバック)をかけている。このようなエラー・
フィードバックにより、再量子化ノイズのスペクトル・
パターンを変化させることができる。
3に関連して、ノイズ・シェイピング処理のためのエラ
ー・フィードバンク回路14が設けられている。このエ
ラー・フィードバンク回路14は、アダプティブ処理回
路13の入力と出力との間で生じたエラー分(誤差分)
を、減算動作を行う加算器15により取り出し、このエ
ラー分を遅延回路16により例えば1サンプリング周期
だけ遅延した後、フィードバック量調整回路17により
所定量だけ減衰させ、アダプティブ処理回路13の入力
側に設けられた減算動作を行う加算器18に送って帰還
(フィードバック)をかけている。このようなエラー・
フィードバックにより、再量子化ノイズのスペクトル・
パターンを変化させることができる。
ここで、アダプティブ処理回路13がら加算器15に送
られる信号をEl 、加算器15からのエラー信号をE
2とするとき、特願昭58−97689号においても示
したように、 となる。この式中のKは、フィードバック量調整回路1
7の減衰係数であり、fs はサンプリング周波数であ
る。この式中のKを変化させたときの周波数応答は第4
図のようになり、Kが1に近づくほどノイズ・スペクト
ルが高域側に集中するようなノイズ・シェイピング作用
が得られる。本実施例に2いては、ストレー1−PCM
モード選択時のエラー・フィードバック係数Kを1とし
、差分PCMモード瀧榔荘n)下馬−・1・−[3・J
”6数を0.25としている。この選択モードに応じ
たエラー・フィードバック係数にの切り換えは、例えば
第5図に示すように、K=1の係数乗算器17sと、K
=0.25(7)係数乗算器17Dとを・上記モード選
択情報に応じて切換制御される切換スイッチ17Mによ
り選択する構成のフィードバック量調整回路17を用い
て実現できる。この他、フィードバンク量調整回路17
内に可変係数乗算器を設けて、その係数を直接制御する
ように構成してもよい。なお、この第5図の例において
は、上記ブ07り単位アダプティブ処理回路13を、シ
フタ(ビット・シフト回路)13aと再量子化器13b
とで構成しており、これらのシフタ13aと再量子化器
13bとの間に上記加算器18を挿入接続している。
られる信号をEl 、加算器15からのエラー信号をE
2とするとき、特願昭58−97689号においても示
したように、 となる。この式中のKは、フィードバック量調整回路1
7の減衰係数であり、fs はサンプリング周波数であ
る。この式中のKを変化させたときの周波数応答は第4
図のようになり、Kが1に近づくほどノイズ・スペクト
ルが高域側に集中するようなノイズ・シェイピング作用
が得られる。本実施例に2いては、ストレー1−PCM
モード選択時のエラー・フィードバック係数Kを1とし
、差分PCMモード瀧榔荘n)下馬−・1・−[3・J
”6数を0.25としている。この選択モードに応じ
たエラー・フィードバック係数にの切り換えは、例えば
第5図に示すように、K=1の係数乗算器17sと、K
=0.25(7)係数乗算器17Dとを・上記モード選
択情報に応じて切換制御される切換スイッチ17Mによ
り選択する構成のフィードバック量調整回路17を用い
て実現できる。この他、フィードバンク量調整回路17
内に可変係数乗算器を設けて、その係数を直接制御する
ように構成してもよい。なお、この第5図の例において
は、上記ブ07り単位アダプティブ処理回路13を、シ
フタ(ビット・シフト回路)13aと再量子化器13b
とで構成しており、これらのシフタ13aと再量子化器
13bとの間に上記加算器18を挿入接続している。
以上のように、選択されたモードに応じてノイズ・スペ
クトルを変化させるのは、いわゆるマスキング効果を考
慮してのことである。すなわち、第6図A、Bは純音に
ょる純音のマスキング効果春性ル示オゲ巧77太ハ ニ
徊刀勘匈N・A・−目・−聴限の移動をdB値で、横軸
に第2音の周波数をHzで示している。そして、第6図
Aは第1音が400H2,第6図Bは第1音が2400
H2の場合をそれぞれ示し、特性曲線近傍の数値(dB
値)は第1音の感覚レベルを示している。これらの第6
図A、Bから明らかなように、第1音の周波数と第2音
の周波数が近いとき、大きなマスキング効果が得られて
いる。
クトルを変化させるのは、いわゆるマスキング効果を考
慮してのことである。すなわち、第6図A、Bは純音に
ょる純音のマスキング効果春性ル示オゲ巧77太ハ ニ
徊刀勘匈N・A・−目・−聴限の移動をdB値で、横軸
に第2音の周波数をHzで示している。そして、第6図
Aは第1音が400H2,第6図Bは第1音が2400
H2の場合をそれぞれ示し、特性曲線近傍の数値(dB
値)は第1音の感覚レベルを示している。これらの第6
図A、Bから明らかなように、第1音の周波数と第2音
の周波数が近いとき、大きなマスキング効果が得られて
いる。
従って、入力信号スペクトルの主要部にノイズのスペク
トルの主要部が一致するように例えばノイズ・シェイピ
ング処理を行なうことにより、大きなマスキング効果が
得られ、聴感上のSN比が改善される。具体的には、高
域周波数信号の入力時に選択されるストレートPCMモ
ードでは、上記エラーフィードバック量を大きくしてノ
イズ・スペクトルが高域側で大きくなるようにしている
。
トルの主要部が一致するように例えばノイズ・シェイピ
ング処理を行なうことにより、大きなマスキング効果が
得られ、聴感上のSN比が改善される。具体的には、高
域周波数信号の入力時に選択されるストレートPCMモ
ードでは、上記エラーフィードバック量を大きくしてノ
イズ・スペクトルが高域側で大きくなるようにしている
。
また、中低域信号入力時に選択される差分PCMモード
においては、上記エラー・フィードバック量を小さく抑
えてノイズ・シェイピングによる周波数特性を略平坦な
ものとし、差分PCMによるダイナミック・レンジの周
波数特性(第2図の曲線B)との総合特性としては低域
側のノイズが大きくなるようにして、マスキング効果の
利用を図っている。この差分PCMモード時に、若干(
K=0.25)のフィードバックを行っているのは、エ
ラーフィードバックによってノイズ・スペクトルが連続
化し、聴感上聞きやすいものとなるためである。
においては、上記エラー・フィードバック量を小さく抑
えてノイズ・シェイピングによる周波数特性を略平坦な
ものとし、差分PCMによるダイナミック・レンジの周
波数特性(第2図の曲線B)との総合特性としては低域
側のノイズが大きくなるようにして、マスキング効果の
利用を図っている。この差分PCMモード時に、若干(
K=0.25)のフィードバックを行っているのは、エ
ラーフィードバックによってノイズ・スペクトルが連続
化し、聴感上聞きやすいものとなるためである。
しかしながら、前述したように、差分PCMとストレー
トPCMのダイナミック・レンジが等しくなる従来のモ
ード切換周波数fT C=fS /6)より若干低周波
側の中域信号入力時に差分PCMモードが選択されてい
ると、低域のノイズが聞こえやすくなるという欠点があ
る。これは、第6図のマスキング効果の特性曲線が高域
側と低域側とで非対称に表わされていることからも明ら
かなように、入力信号周波数より低域側のノイズはマス
キングされ難く、高域側のノイズの方がマスキングされ
易いという性質力千あり、中域信号入力時に差分PCM
モードが選択されると低域側ノイズが有効にマスキング
されなくなるからである。また、差分PCMモードにお
けるノイズ・エネルギが入力信号周波数の上昇に伴って
増加してゆくことも一つの原因である。
トPCMのダイナミック・レンジが等しくなる従来のモ
ード切換周波数fT C=fS /6)より若干低周波
側の中域信号入力時に差分PCMモードが選択されてい
ると、低域のノイズが聞こえやすくなるという欠点があ
る。これは、第6図のマスキング効果の特性曲線が高域
側と低域側とで非対称に表わされていることからも明ら
かなように、入力信号周波数より低域側のノイズはマス
キングされ難く、高域側のノイズの方がマスキングされ
易いという性質力千あり、中域信号入力時に差分PCM
モードが選択されると低域側ノイズが有効にマスキング
されなくなるからである。また、差分PCMモードにお
けるノイズ・エネルギが入力信号周波数の上昇に伴って
増加してゆくことも一つの原因である。
このような点を考慮して、本発明においては、前述した
ように、各モードにおける上記ブロック内の最大絶対値
の少なくとも一方に係数を乗算し、ストレートPCMデ
ータの最大贈対値に対する重みよりも差分PCMデータ
の最大絶対値に対する重みの方が大きくなるようにして
おり、これらの重み付けされた各モードの最大絶対値を
比較して小さい方のモードを選択している。この場合に
は、上記周波数frより若干低めの中域周波数の信号が
入力されてもストレートPCMモードが選択され、現実
のモード切換周波数fT′は上記周波数fTよりも低く
(fT’<fT)なる。したがって、中域周波数信号入
力時にはストレー)PCMモードの特性による低域ノイ
ズ低減効果が得られる。なお、ストレートPCMモード
においては、ノイズが高域側に偏るわけであるが、第6
図Bの特性曲線からも明らかなように、高域側により大
きなマスキング効果が得られるから、聴感上何ら問題は
生じない。
ように、各モードにおける上記ブロック内の最大絶対値
の少なくとも一方に係数を乗算し、ストレートPCMデ
ータの最大贈対値に対する重みよりも差分PCMデータ
の最大絶対値に対する重みの方が大きくなるようにして
おり、これらの重み付けされた各モードの最大絶対値を
比較して小さい方のモードを選択している。この場合に
は、上記周波数frより若干低めの中域周波数の信号が
入力されてもストレートPCMモードが選択され、現実
のモード切換周波数fT′は上記周波数fTよりも低く
(fT’<fT)なる。したがって、中域周波数信号入
力時にはストレー)PCMモードの特性による低域ノイ
ズ低減効果が得られる。なお、ストレートPCMモード
においては、ノイズが高域側に偏るわけであるが、第6
図Bの特性曲線からも明らかなように、高域側により大
きなマスキング効果が得られるから、聴感上何ら問題は
生じない。
ところで、上記重み付けされた各モードの最大絶対値を
比較する際に、差分PCMモードの最大絶対値をそのま
ま用いる場合(乗算係数が1の場合)には、ストレート
PCMモードの最大絶対値に対する乗算係数を1より小
さな正の数とすればよい。具体的には、例えばサンプリ
ング周波数fs=32kHz、差分PCMモードの上記
エラー・フィードバック係数に=0.25、ストレート
PCMモードの上記エラー・フィードバック係数に=1
の条件のとき、ストレートPCMモードのブロック内最
大絶対値に対する乗算係数(重み)を0.75とするの
が適当である。このような重み付は比較を行うための具
体的構成としては、上記第1図のブロック内最大値検出
比較回路4内部に、例えば第7図に示すような係数乗算
器41を設け、ストレートPCMモードのブロック内最
大絶対値に対して上記係数0.75を乗算して比較回路
42に送り、差分PCMモードのブロック内最大絶対値
と比較すればよい。この第7図の係数乗算器41は、入
力データを2ビツトだけシフトするシフタ43からの出
力を加算器44に送って元の入力データから減算する構
成としており、シフタ43により入力データが1/4(
=0.25 )倍されるから。
比較する際に、差分PCMモードの最大絶対値をそのま
ま用いる場合(乗算係数が1の場合)には、ストレート
PCMモードの最大絶対値に対する乗算係数を1より小
さな正の数とすればよい。具体的には、例えばサンプリ
ング周波数fs=32kHz、差分PCMモードの上記
エラー・フィードバック係数に=0.25、ストレート
PCMモードの上記エラー・フィードバック係数に=1
の条件のとき、ストレートPCMモードのブロック内最
大絶対値に対する乗算係数(重み)を0.75とするの
が適当である。このような重み付は比較を行うための具
体的構成としては、上記第1図のブロック内最大値検出
比較回路4内部に、例えば第7図に示すような係数乗算
器41を設け、ストレートPCMモードのブロック内最
大絶対値に対して上記係数0.75を乗算して比較回路
42に送り、差分PCMモードのブロック内最大絶対値
と比較すればよい。この第7図の係数乗算器41は、入
力データを2ビツトだけシフトするシフタ43からの出
力を加算器44に送って元の入力データから減算する構
成としており、シフタ43により入力データが1/4(
=0.25 )倍されるから。
加算器44からは入力データを0.75 (=1−0゜
25)倍したデータが得られる。
25)倍したデータが得られる。
なお、ストレートPCMモードの最大絶対値をそのまま
(乗算係数を1として)用いる場合には、差分PCMモ
ードの最大絶対値に対して1より大きな係数(例えば4
/3)を乗算して比較すればよG)。
(乗算係数を1として)用いる場合には、差分PCMモ
ードの最大絶対値に対して1より大きな係数(例えば4
/3)を乗算して比較すればよG)。
次に、第1図のマルチプレクサ3の端子9より出力され
伝送(記録・再生も含む)されたディジタル信号は、例
えば第8図に示すような構成のデコーダにより、元のサ
ンプリング波高値信号に復元される。
伝送(記録・再生も含む)されたディジタル信号は、例
えば第8図に示すような構成のデコーダにより、元のサ
ンプリング波高値信号に復元される。
この第8図において、上記伝送されたディジタル信号は
、入力端子21を介しマルチプレクサ22に供給される
。このマルチプレクサ22は、例えば上記伝送ディジタ
ル信号中のブロック同期信号やワード同期信号等に基い
て、前述した第3図の各ワードWo 、 W+ −W、
−1、M 、 Rを互いに分離し、アダプティブ処理さ
れたいずれかのモードのデータ・ワードWl−Wn−1
をアダプティブ処理回路23に送る。この処理回路23
はマルチプレクサ22からのアダプティブ情報(レンジ
情報)ワード凡の内容に基づき、アダプティブ復元動作
を行なう。例えば7ビツトのワードWl−Wn−1のM
SB(符号を示すビット)を前記mビットク符号拡張し
てm +7ビツトとし、さらにLSBに続けて3−mビ
ットの無効ビットを付加して、全体として15ビツトの
2の補数表示データに変換する。この15ビツトデータ
は、モード選択ワードMが指示するモードのデータであ
り、ストレートPCMモードが選択されているときには
前記データXI−’Xn−□、差分PCMモード時には
前記データdi−dn−1となっている。このようなア
ダプティブ処理回路23からのデータは、モード切換処
理回路24に送られ、上記モード選択ワードMの内容に
応じた処理が行なわれて、前述した波高値データXl”
”’Xn−1となってマルチプレクサ25に送られる。
、入力端子21を介しマルチプレクサ22に供給される
。このマルチプレクサ22は、例えば上記伝送ディジタ
ル信号中のブロック同期信号やワード同期信号等に基い
て、前述した第3図の各ワードWo 、 W+ −W、
−1、M 、 Rを互いに分離し、アダプティブ処理さ
れたいずれかのモードのデータ・ワードWl−Wn−1
をアダプティブ処理回路23に送る。この処理回路23
はマルチプレクサ22からのアダプティブ情報(レンジ
情報)ワード凡の内容に基づき、アダプティブ復元動作
を行なう。例えば7ビツトのワードWl−Wn−1のM
SB(符号を示すビット)を前記mビットク符号拡張し
てm +7ビツトとし、さらにLSBに続けて3−mビ
ットの無効ビットを付加して、全体として15ビツトの
2の補数表示データに変換する。この15ビツトデータ
は、モード選択ワードMが指示するモードのデータであ
り、ストレートPCMモードが選択されているときには
前記データXI−’Xn−□、差分PCMモード時には
前記データdi−dn−1となっている。このようなア
ダプティブ処理回路23からのデータは、モード切換処
理回路24に送られ、上記モード選択ワードMの内容に
応じた処理が行なわれて、前述した波高値データXl”
”’Xn−1となってマルチプレクサ25に送られる。
このモード切換処理回路24における動作としては、入
力データが一般PCMデータXi〜Xn−1のときには
その才ま出力し、入力データが差分PCMデータd1〜
dn−1のときには和分動作によりデータx1〜xn−
1に変換する。この和分動作時には、瞬時波高値データ
Wo (= xo)も使用される。
力データが一般PCMデータXi〜Xn−1のときには
その才ま出力し、入力データが差分PCMデータd1〜
dn−1のときには和分動作によりデータx1〜xn−
1に変換する。この和分動作時には、瞬時波高値データ
Wo (= xo)も使用される。
次に、マルチプレクサ25は、入力段のマルチプレクサ
22からの瞬時波高値データWo (xo )及びモー
ド切換処理回路24からの波高値データXl’=Xn−
1を、例えばサンプリング周期で順次1ワードずつ出力
し、1ブロツク周期でnワードのデータxO〜Xn−1
を順次出力する。マルチプレクサ25からの出力は、前
記プリエンファシス回路2と逆の特性を有するディエン
ファシス回路26を介して、出力端子27より取り出さ
れる。
22からの瞬時波高値データWo (xo )及びモー
ド切換処理回路24からの波高値データXl’=Xn−
1を、例えばサンプリング周期で順次1ワードずつ出力
し、1ブロツク周期でnワードのデータxO〜Xn−1
を順次出力する。マルチプレクサ25からの出力は、前
記プリエンファシス回路2と逆の特性を有するディエン
ファシス回路26を介して、出力端子27より取り出さ
れる。
以上説明した本発明の実施例によれば、中域周波数信号
の入力時に、従来において差分PCMモードが選択され
ることにより低域ノイズが耳障りとなる点を改善するた
めに、ストレートPCMモードを選択し、ノイズを高域
側に偏らせるようなノイズシェイピングを行っている。
の入力時に、従来において差分PCMモードが選択され
ることにより低域ノイズが耳障りとなる点を改善するた
めに、ストレートPCMモードを選択し、ノイズを高域
側に偏らせるようなノイズシェイピングを行っている。
したがって、このストレートPCMモードにおいて、マ
スキング効果が入力信号のより高域側にきき易いこと及
びノイズ・エネルギが差分PCMモードに比べて低減さ
れることを利用して、聴感上のノイズを大幅に低減し、
音質の向上を図ることができる。
スキング効果が入力信号のより高域側にきき易いこと及
びノイズ・エネルギが差分PCMモードに比べて低減さ
れることを利用して、聴感上のノイズを大幅に低減し、
音質の向上を図ることができる。
この他、本発明の実施例によれば、伝送すべきデータの
複数ワードをブロック化したことにより、差分PCMモ
ードに2けるエラー伝播を短時間で終息させることがで
き、また前記差分、和分処理時の減衰定数kを大きくと
れ、大きなアダプティブ動作を行なえるため、ダイナミ
ックレンジの広いアダプティブ差分PCMディジタル信
号の伝送が可能となる。さらに、アダプティブ情報を1
ブロツクにつき1ワードの割合で伝送すればよいため、
各PCMデータのワード毎にアダプティブ情報を送る場
合に比べて少ないビットレートで済み、しかも冗長度を
極端に増加させることなくエラー訂正能力を大幅に高め
ることが可能となる。
複数ワードをブロック化したことにより、差分PCMモ
ードに2けるエラー伝播を短時間で終息させることがで
き、また前記差分、和分処理時の減衰定数kを大きくと
れ、大きなアダプティブ動作を行なえるため、ダイナミ
ックレンジの広いアダプティブ差分PCMディジタル信
号の伝送が可能となる。さらに、アダプティブ情報を1
ブロツクにつき1ワードの割合で伝送すればよいため、
各PCMデータのワード毎にアダプティブ情報を送る場
合に比べて少ないビットレートで済み、しかも冗長度を
極端に増加させることなくエラー訂正能力を大幅に高め
ることが可能となる。
さらに、本発明の実施例によれば、ストレートPCMモ
ード、差分PCMモード等の種々の伝送モードにおける
上記ブロック内のワードの最大値を比較することにより
、より大きな圧縮を行なえるモードを選択して、この選
択されたモードのデータを1ブロック単位で伝送してい
るため、エラー伝播、瞬時SN比の劣化、歪率の増大等
の悪影響を最も低減し、かつ高い伝送効果のディジタル
信号伝送が可能となる。
ード、差分PCMモード等の種々の伝送モードにおける
上記ブロック内のワードの最大値を比較することにより
、より大きな圧縮を行なえるモードを選択して、この選
択されたモードのデータを1ブロック単位で伝送してい
るため、エラー伝播、瞬時SN比の劣化、歪率の増大等
の悪影響を最も低減し、かつ高い伝送効果のディジタル
信号伝送が可能となる。
なお、本発明は上記実施例のみに隅木されるものではな
く、例えば、上記ストレートP(:’Mモード、差分P
CMモード以外に和分PCMモードをも選択可能として
もよい。この場合には、第1図の構成に和分処理回路6
を付加し、この和分処理回路6において、プリエンファ
シス回路2からの上記1ブロック分のサンプリング波高
値データx。
く、例えば、上記ストレートP(:’Mモード、差分P
CMモード以外に和分PCMモードをも選択可能として
もよい。この場合には、第1図の構成に和分処理回路6
を付加し、この和分処理回路6において、プリエンファ
シス回路2からの上記1ブロック分のサンプリング波高
値データx。
〜Xn1に基き、
al =Xt十に、x。
a 2 : X2 十k 帝X1
an−1== Xn−1十k ” xn−2のようなn
−1ワードの和分PCMデータal−an−1を得、こ
れらの和分PCMデータal−anlの最大絶対値を他
のモードブロック内最大絶対値と比較して、最も小さく
なるモードを選択すればよい。この比較の際の各モード
の最大絶対値に対する重みについては、ストレートP
C,Mモードと和分PCMモードの重みを等しくシ、差
分PCMモードの重みを大きくすればよい。和分PCM
モード時の入力周波数に応じたダイナミックレンジは、
第2図の特性的@Cのように高域側はど大きくなるから
、ストレートPCMモード時のダイナミックレンジと等
しくなる周波数fs / 3において、ストレートPC
Mモードと和分PCMモードとが切り換わる。また、第
8図のデコーダに3いては、和分PCMデータatxa
n−1及びリファレンス・ワードWOのデータXOを差
分処理することにより元のデータX1xXn−1を復元
できる。
−1ワードの和分PCMデータal−an−1を得、こ
れらの和分PCMデータal−anlの最大絶対値を他
のモードブロック内最大絶対値と比較して、最も小さく
なるモードを選択すればよい。この比較の際の各モード
の最大絶対値に対する重みについては、ストレートP
C,Mモードと和分PCMモードの重みを等しくシ、差
分PCMモードの重みを大きくすればよい。和分PCM
モード時の入力周波数に応じたダイナミックレンジは、
第2図の特性的@Cのように高域側はど大きくなるから
、ストレートPCMモード時のダイナミックレンジと等
しくなる周波数fs / 3において、ストレートPC
Mモードと和分PCMモードとが切り換わる。また、第
8図のデコーダに3いては、和分PCMデータatxa
n−1及びリファレンス・ワードWOのデータXOを差
分処理することにより元のデータX1xXn−1を復元
できる。
〔発明の効果〕
本発明に係るディジタル信号伝送装置によれば、中域信
号入力時の低域ノイズを抑えてマスキング効果を有効に
利用できるとともに、ノイズ・エネルギの低減が行え、
見かけ上のSN比改善が図れる。
号入力時の低域ノイズを抑えてマスキング効果を有効に
利用できるとともに、ノイズ・エネルギの低減が行え、
見かけ上のSN比改善が図れる。
第1図は本発明の一実施例に用いられるエンコーダを示
すブロック回路図、第2図は各PCMモードにおけるダ
イナミック・レンジの周波数特性を示すグラフ、第3図
は1つの伝送ブロックの符号構成例を示す図、第4図は
エラー・フィードバックによるノイズ・シェイピング特
性を示すグラフ、第5図はエラー・フィードバック回路
の具体例を示すブロック回路図、第6図A、Bは純音に
よる純音のマスキング効果を示すグラフ、第7図はブロ
ック内最大値検出比較回路内部の構成例を示すブロック
回路図、第8図は第1図のエンコーダに対して逆の操作
を行うデコーダの一例を示すブロック回路図である。 3.22,25・・・・・・マルチプレクサ4・・・・
・・・・・ブロック内最大値検出比較回路5・・・・・
・・・・差分処理回路 11・・・・・・モード選択・アダプティブ情報算出回
路12・・・・・・モード切換処理回路 13・・・・・・アダプティブ処理回路14・・・・・
・エラー・フィードバンク回路41・・・・・・係数乗
算器 42・・・・・・比較回路 特許出願人 ソニー株式会社 代理人 弁理士 小 池 晃 同 1) 村 榮 − m シ皮 数 − 第5図 第6図A 第2者ノWA3皮& (H2) 第6図B 第2音の用燻杖(H=]
すブロック回路図、第2図は各PCMモードにおけるダ
イナミック・レンジの周波数特性を示すグラフ、第3図
は1つの伝送ブロックの符号構成例を示す図、第4図は
エラー・フィードバックによるノイズ・シェイピング特
性を示すグラフ、第5図はエラー・フィードバック回路
の具体例を示すブロック回路図、第6図A、Bは純音に
よる純音のマスキング効果を示すグラフ、第7図はブロ
ック内最大値検出比較回路内部の構成例を示すブロック
回路図、第8図は第1図のエンコーダに対して逆の操作
を行うデコーダの一例を示すブロック回路図である。 3.22,25・・・・・・マルチプレクサ4・・・・
・・・・・ブロック内最大値検出比較回路5・・・・・
・・・・差分処理回路 11・・・・・・モード選択・アダプティブ情報算出回
路12・・・・・・モード切換処理回路 13・・・・・・アダプティブ処理回路14・・・・・
・エラー・フィードバンク回路41・・・・・・係数乗
算器 42・・・・・・比較回路 特許出願人 ソニー株式会社 代理人 弁理士 小 池 晃 同 1) 村 榮 − m シ皮 数 − 第5図 第6図A 第2者ノWA3皮& (H2) 第6図B 第2音の用燻杖(H=]
Claims (1)
- 入力信号のサンプリング値に基くデータをディジタル化
して伝送するディジタル信号伝送装置において、上記サ
ンプリング値に基き少くともストレートPCMデータ及
び差分PCMデータを出力する手段と、このデータ出力
手段からの各モードのデータのうちのそれぞれ最大絶対
値を検出し、これらの各モードの最大絶対値のうちの少
くとも一方に係数を乗算してストレートPCMモードの
最大絶対値の重みを差分PCMモードの最大絶対値の重
みよりも小さくして比較し、最大絶対値の小さい方のモ
ードを選択する手段と、選択されたモードに応じてノイ
ズ・スペクトルを変化させる手段とを備え、上記選択さ
れたモードのPCMデータを上記ノイズ・スペクトルを
変化させる手段を介して伝送することを特徴とするディ
ジタル信号伝送装置。
Priority Applications (7)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP59094182A JPS60237738A (ja) | 1984-05-11 | 1984-05-11 | デイジタル信号伝送装置 |
AU43541/85A AU576367B2 (en) | 1984-05-11 | 1985-05-11 | Apparatus for transmitting digital signals |
PCT/JP1985/000266 WO1985005517A1 (en) | 1984-05-11 | 1985-05-11 | Apparatus for transmitting digital signals |
US06/823,494 US4685115A (en) | 1984-05-11 | 1985-05-11 | Apparatus for transmitting digital signals |
EP19850902167 EP0182915B1 (en) | 1984-05-11 | 1985-05-11 | Apparatus for transmitting digital signals |
DE8585902167T DE3579295D1 (de) | 1984-05-11 | 1985-05-11 | Vorrichtung zur uebertragung digitaler signale. |
KR1019860700013A KR930003281B1 (ko) | 1984-05-11 | 1985-05-11 | 디지탈 신호 전송장치 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP59094182A JPS60237738A (ja) | 1984-05-11 | 1984-05-11 | デイジタル信号伝送装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS60237738A true JPS60237738A (ja) | 1985-11-26 |
JPH0566775B2 JPH0566775B2 (ja) | 1993-09-22 |
Family
ID=14103177
Family Applications (1)
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---|---|---|---|
JP59094182A Granted JPS60237738A (ja) | 1984-05-11 | 1984-05-11 | デイジタル信号伝送装置 |
Country Status (7)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4685115A (ja) |
EP (1) | EP0182915B1 (ja) |
JP (1) | JPS60237738A (ja) |
KR (1) | KR930003281B1 (ja) |
AU (1) | AU576367B2 (ja) |
DE (1) | DE3579295D1 (ja) |
WO (1) | WO1985005517A1 (ja) |
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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AU579441B2 (en) * | 1985-01-16 | 1988-11-24 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Video encoding apparatus |
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GB2365284A (en) * | 2000-07-25 | 2002-02-13 | Sony Uk Ltd | Data compression system which selects compressed output from one of two different compression schemes |
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EP1322118B1 (en) * | 2001-11-27 | 2012-11-14 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Method and apparatus for encoding and decoding key data |
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KR101412660B1 (ko) * | 2012-11-26 | 2014-06-27 | 한국과학기술연구원 | 리튬 이차 전지용 포장 재료 |
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JPS5271154A (en) * | 1975-12-10 | 1977-06-14 | Yokogawa Hokushin Electric Corp | Memory unit for a long range data |
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-
1984
- 1984-05-11 JP JP59094182A patent/JPS60237738A/ja active Granted
-
1985
- 1985-05-11 EP EP19850902167 patent/EP0182915B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1985-05-11 KR KR1019860700013A patent/KR930003281B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1985-05-11 US US06/823,494 patent/US4685115A/en not_active Expired - Lifetime
- 1985-05-11 WO PCT/JP1985/000266 patent/WO1985005517A1/ja active IP Right Grant
- 1985-05-11 AU AU43541/85A patent/AU576367B2/en not_active Expired
- 1985-05-11 DE DE8585902167T patent/DE3579295D1/de not_active Expired - Lifetime
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EP0182915A1 (en) | 1986-06-04 |
US4685115A (en) | 1987-08-04 |
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WO1985005517A1 (en) | 1985-12-05 |
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KR860700193A (ko) | 1986-03-31 |
JPH0566775B2 (ja) | 1993-09-22 |
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