JPS60251733A - デイジタル信号伝送装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、ＰＣＭ信号等のディジタル信号孕伝送するデ
ィジタル信号伝送装置に関し、特に、ビットレートを低
減して圧縮効率の高い伝送が可能なディジタル信号伝送
装置に関する。

〔背景技術とその問題点〕

近年（／こおいて、ディジクル技術の進歩に伴ない、オ
ーディオ信号やビデオ信号等のアナログ信号をサンプリ
ングして量子化及び符号化処理を行ない、いわゆるＰＣ
Ｍ（パルス・コード・モジュレーション）信号として伝
送あるいは記録・再生することが多くなっている。

このように、アナログ信号會Ｐ　ＣＭディジタル信号に
変換して伝送する際には、一般に、サンプリング周波数
を高くするほど伝送可能なアナログ信号の帯域が広くな
り、量子化ビット数を多くするほどダイナミックレンジ
が広くなることが知られている。従って、元のアナログ
信号を高忠実度で、すなわち広帯域〃１つ大ダイナミン
ク・レンジを保ってディジタル伝送しようとすると、高
いサンプリング周波数及び多くの量子化ビット数を要し
、単位時間当シに伝送するビット数、いわゆるピント・
レートが島くなる。

したしながら、伝送媒体あるいは記録媒体の特性に工り
上記ピント・レートは制限を受け、また、送受信側ある
いは記録・再生側でのディジタル信号処理速度等によっ
ても上記ビット・レートの制限が生じ、さらに現実問題
として、ＰＣＭ信号記録再生装置等の製品を供給する場
合の経済性、コスト・パフォーマンス等を考慮すること
により、なるべく低いビット・レートで高品質の信号伝
送あるいは記録再生を行うことが重要となる。

ところで、比較的低いビット・レートで大きなダイナミ
ック・レンジの信号を伝送するための技術として、例え
ば差分ＰＣＭ方式のような線型予測を用いたディジタル
信号処理技術が知られている。例えば、本件発明者が先
に提案した特願昭５８−９７６８８号においては、伝送
すべきディジクル信号データの一定数フード毎にブロッ
ク化し、複数個の予測フィルタのうちのいずれ７１１１
個を介して伝送しており、上記予測フィルタとしては、
一般ＰＣＭ（ストレートＰＣＭ）データを出力するもの
、差分ＰＣＭデータを出力するものおよび和分ＰＣＭデ
ータケ出力するものの３種類を備え、入力信号に応じて
データ圧縮効率が最も高くなる予測フィルタあるいはＰ
ＣＭモードを上記グロクク毎に選ぶようにしている。こ
のＰＣＭモードの選択は、■ブロック内のストレートＰ
ＣＭデータの最大絶対値、差分ＰＣＭデータの最大絶対
値お工びオロ分ＰＣＭデータの最大絶対値をそｔぞれ検
出し、これらの３つのグロンク内最大絶対値を互いに比
較して最も小さくなる値が得られるＰＣＭモードを選ぶ
ことにより行っている０ このように、予測フィルタの個数、あるいは選択可能な
ＰＣＭモードの数が３程度の比較的少数の場合には、谷
ＰＣＭモードのデータを計算して、これらのデータを直
接的に比較することにより、最適な予測フィルタあるい
はＰＣＭモードを選択できる。しかしながら、ピント圧
縮効率をさらに高めるために、上記予測フィルタの個数
ケ増加したとき、あるいは上記予測フィルタの予測係数
を多段に切換え可能とし／ことき等においては、選択可
能なモード毎に全てのフィルタ出力データを計算しなけ
ればならなくなり、高速処理や並列処理等が必要となっ
て、ノ・−ドウエアに多大の負担がか刀）ることになる
。

〔発明の目的〕

本発明は、上述の実情に鑑み、予測フィルタの個数（あ
るいは種類数）を多くした場合でも、これらの予測フィ
ルタよりも充分少ない個数の選択用フィルタを用いた簡
単な構成にエリ入力信号に応じて上記多数個の予測フィ
ルタのうちの最適な１個を選択でき、ハードウェア・コ
ストの上昇を防止できるようなディジタル信号伝送装置
の提供を目的とする。

〔発明の概要〕

すなわち、本発明に係るディジタル信号伝送装置の特徴
は、入力されたディジタルデータ信号を複数の子測フィ
ルタのうちのいずれカラ介して伝送するディジタル信号
伝送装置において、上記予測フづルタの個数エリも少な
い個数の子測フィルタ選択用フィルタに上記入力ディジ
タルデータ信号を供給し、これらの選択用フィルタから
の出力データの比較結果に基く選択信号にエリ上記複数
の子測フィルタの中の最適な１個ケ選択し、この選択さ
れた予測フィルタケ介して上記入力ディジクルデータ信
号を伝送することである０ここで、上記選択信号は、例
えば上記選択用フィルタからの各出力データのそれぞれ
の最大絶対値の比の値に基いて、あるいは各出力データ
のそれぞノｔのエネルギの比の値に基いてイ（する工う
にすればよく、これによって、少数個の選択用ノイルク
孕用いて多数個の予測フィルタのうちの最適な１個を選
択することができる。

〔実施例〕

第１図は本発明に係るディジタル信号伝送装置の一実施
例に用いられるエンコーダを示すブロック回路図である
。

この第１図において、エンコーダの入力端子１には、オ
ーディオ信号やビデオ信号等のアナロダ入力信号を所定
周波数１．でサンプリングし、その波高値を量子化し符
号化して得られｌこ例えばｌワード１４ビツトのＰＣＭ
テーク信号（ストレートＰＣＭデータ信号〕が供給さ肛
ている。この入力ディジクル信号のサンプリング・デー
タは、−定ワード数（例えばｎワード）毎にプロンク化
され、このグロックを単位として適応的な予測フィルタ
処理や圧縮処理等が行われる。

すなわち、先ず入力端子１に供給されたストレートＰＣ
Ｍデータは、グロックメモリ２および差分処理回路３に
それぞれ送られる。グロックメモリ２は、上記ストレー
トＰＣＭデータの１プロンク（ｎワード）を記憶するも
のであシ、このメモリ２から読み出されたデータは、予
測フィルタ４お工び最大絶対値割算回路５にそわぞれ送
られる。

また、差分処理回路３からのデータは、最大絶対値割算
回路５に送られる。

ここで、予測フィルタ４は、予測係数パンクロに記憶さ
れている複数の子測係数が切換選択さ八ることによって
、複数種類の予測フィルタ特性が得られるものであシ、
最も単純なものとしては、第２図に示すような１次差分
フィルタが考えられる。この第２図の１次差分子測フィ
ルタ４において、入力端子２１にはメモリ２７１１らの
ストレートＰＣＭデータが供給されており、このデータ
孕そのま１加算器（現実には減算動作〒行う減算器〕２
２に送るとともに、」−記ストレードＰＣＭデータを遅
延素子２３により１サンプル分たけ遅延させて係数乗算
器２４により予測係数ｋｋ乗算していわゆる１次の予測
値盆前た後、この予測値を加ε二１．器２２に減幻入力
としてイ」１、給している。し／こがって、この加算器
２２〃１ら出力端子２５を介して取り出される予測誤差
出力データｙは、入力端子２１への入力データＸ゛によ
り、 ｙシ　−ｘｚ−ｋＸ、；−。

ただし心はサンプリング・ワード番号 と表せる。係数乗算器２４の予測係数ｋｉｌ′ｉ上記予
測係数パンクロ内に複数個記憶さ九ており、これらの複
数の子測係数のいずれかが選択されて、端子′２６ケ介
して係数乗算器２４に供給される。

このように、複数個、例えばｍ個の予測係数全切換選択
することにエリ、複数種類、例えばｍ種□ 類の予測フィルタ％性が選択でき、これは互いに異なる
特１１ｃｍ有するｍ個の予測フィルタのうちのいずれ＞
ｋ選択することに相当する。この予測フィルタの選択は
、第１図のエンコーダへの入力信号に応じて行われるも
のであり、基本的には、ビット圧縮率の最も高い予測フ
ィルタ孕選択する。

ところで、本件発明者が先に提案し１こ餐願昭５８−９
７６８８号のディジタル信号伝送装置においては、上記
予測係数ｋが１　、０　、−１　の３個の予測フィルタ
のいす汎刀へケ選択しておシ、具体的には、ｋ＝１のと
きを差分ＰＣＭモード、ｋ−０のときを一般ＰＣＭモー
ドすなわちストレートＰＣＭモード、ｋ　＝−１のとき
ケ和分ＰＣＭモードとして、これらの３種類のモードの
うちのいずれかを選択することで等測的に予測フィルタ
の選択２行っている。この先行技術におけるモード選択
は、前述したように、谷モードのグロンク内最大絶対値
ケそれぞれ検出し、これら３つのブロック内最大絶対値
ケ互いに比較して値の最も小さくなるモードを選ぶこと
により行ってい、る。ところが、このように各モード毎
あるいは各予測フィルタ毎にデータ會計算して、それぞ
れのグロック内最大絶対値を検出する方法では、前述し
／こように、選択可能なモード数あるい（は予１ＪＩＩ
Ｉフィルタの個数が増大したときのデータ計算芳（が膨
大なものとなり、ハードウェアに多大の負担を負わすこ
とになって不都合である。

そこで、本発明の実施例においては、最大絶対値割算回
路５ヶ用い、この回路５において、ストレートＰＣＭデ
ータの例えばブロック内最大絶対値と差分処理回路３刀
１らのデータの例えばブロック内最大絶対値と２割算し
、すなわち比をとり、その商あるいは比の値に応じて得
らｔ′Ｌ／ζ選択信号によって、予測係数パンクロに記
憶されている予測係数ケ選択することにより、予測フィ
ルタ４のフィルタ％１４に選択するようにしている。

この場合、複数の互いに異なる特性の予測フィルタを選
択する１こめのフィルタの個数は、ストレー）ＰＣＭデ
ータケ得るためのパスも広義のフィルタと解す九ば、こ
のストレー１−ＰＣＭデータ出力用フィルタと差分処理
回路３との２個である。

そして、これらの２個の選択用フィルタ７）＞らのデー
タに基く情報、例えば上記ブロック同最大絶対値、アル
いはプロンク内の各データケそれぞれ２乗して総和をと
ることにより得られるブロック内エネルギ等の比較結果
、例えば割算して得られた比の値に応じて、３個以上の
予測フィルタのいずれ刀）１個を選択することが可能と
なる。

ところで、上記予測フィルタ選択用の２個のフィルタ７
１へらの各データ、すなわちストレートＰＣＭデータお
よび差分処理回路３によシ処理されたデータに基く情報
として、そルぞｔのグロック内最大絶対値を用いる場合
には、差分処理回路３のフィルタ特性音いわゆるフェイ
ズ・リニアなものとすることが望゛ましい。

イ 例えば第３図は、上記フェイズ・リニアなフィルタ特性
ヲ有する差分処理回路３の一具体例として、入力データ
の２次差分をとるＦＩＲフィルタの構成を示している。

この第３図において、２次差分をとる差分処理回路３の
入力端子３１には、上記エンコーダの入力端子またらの
ストレートＰＣＭデータが供給されている。この回路３
は、２個の遅延素子３２．３３と、３個の係数乗算器３
４．３５．３６と、１個の加算器３７とにより構成され
ており、各遅延素子３２．３３はそれぞれデータを１サ
ンプル分たけ遅延させ、各乗算器３４．３５，３６の乗
算係数はそ扛ぞれｌ　、　−２゜１となっている。した
がって、加算器３７より出力端子３８を介して取り出さ
肛る出力データｙは、入力データをＸとするとき、 Ｖ　Ｌ　＝　ＸＬ　−２ＸＬ−１＋Ｘ、’　−まただし
Ｌはサンプル・ワード番号 となる。なお、Ｌ番目の入力データＸ、に対して、工４
　、ｘ　−はそれぞれ１サンプル前、２ザ−１ｂ　２ ンプル前の入力データを示す。

この２次差分ＦＩＲフィルタのように、いわゆるフェイ
ズ・リニアなフィルタ特（’ｔ’に有する差分処理回路
３を用いる理由について説明すると、例えば１次差分の
ようなフェイズ−リニアでない選択用フィルタを用いる
場合に、フィルタの位相特性のために入力信号の波形の
ピークが移動し、ピークカフロックからはみ出して正し
いブロック内最大絶対値が得られなくなることが生ずる
からであり、これを防止するために差分処理回路３のフ
ィルタ特性ラフエイズ・リニアとすることが望ましいわ
けである。一般的には、第３図の各乗算器３４，３５．
３６の係数ｉ、−２，ｘのような対称係数を有するＦＩ
Ｒフィルタの特性はフェイズ・リニアとなる。

以上のようなフェイズ・リニアなフィルタ特性を有する
差分処理回路３１Ｊ）らのデータのグロック内最大絶対
値りと、上記ストレー）ＰＣＭデータのグロック内最太
絶対値Ｘとに基いて、割算回路５内においては、例えば の割算処理を行なっている。この割算結果である比の値
Ｒと上記予測フィルタ４の予測係数にとの関係は、例え
ば第１表のように設定すればよい。

第１表 この第１表においては、元のアナログ入力信号のヅンプ
リンダ周波数ｆ　３　’Ｋ　３２　ＫＨｚとした例を示
しており、最大絶対値割算回路５において得ら詐た比の
値Ｒに基ぐ選択信号あるいはコントロール信号にエリ、
予ｄｌｌ係数パンクロ内の予測係数ｋが選択され、予測
フィルタ４のフィルタ特（住が決定さ九る。

再び第１図において、このようにフィルタ特性が決定さ
扛た予測フィルタ４たらの出力データは、グロック単位
圧縮回路７′＋ｃ介しマルチプレク″！／−８に送られ
る。ここて、グロック単位圧縮回路７は、上記ブロック
内最大絶対値に応じた量子化ステップ幅で予測フィルタ
４からの１グロック分のデータケ例えば１ワード７ビノ
トのデータに再量子化するものである。具体的には、例
えば１ワード１４ビツトのデータを仮数部７ビ／ト、指
数部３ビツトで浮動小数点（ンローテイング・ポイント
９表示し、指数部の３ピントは上記ｌグロック内の全ワ
ード共通とすることにより、効率の高いピント圧縮が行
える。このようなグロック・フローテインク処理は、上
記ブロック内最大絶対値ケ正規化するのに必要なビット
・シフ）　ｆｉｔだけ当該グロック内の全ワードのデー
タをシフトさせ、このときのシフト量すなわち上記指数
値を２通性号表示してレンジ情報（圧縮情報あるいはア
ダブテイフ゛情報）とするとともに、ソフトされた１ブ
ロツク内の谷ワードの上位７ビノト年それぞ肛の仮数部
データとして取り出すことに、より行える。この他、非
直線量子化等にエリグロック単位のビット圧縮処、ｆｌ
！全行っても工いＯ 壕だ、マルチプレクサ８には、上記ブロック単位で圧縮
された例えぼ１ワード７ビノトのデータの他に、上記指
数値等に相当する例えばｌワード３ビツトのレンジ情報
データや、上記予測係数ノく／り６〃１らのフィルタ特
性選択データ（あるいは予測係数選択データ〕が送られ
ている。こ八らのデータのうち、上記レンジ情報データ
およびフィルタ特性選択データは、１ブロツクにつきそ
汎ぞ、ｆ’ＬＬワードでよく、１ブロツク内の上記サン
プリング・データのワード数を多くす扛ばするほどビッ
ト低減効率の高いデータ伝送が行える。

このようにしてマルチプレクサ８に送られたデータは、
例えばｌブロック毎に所定フォーマントのシリアルデー
タ系列に変換され、出力端子９を介して取り出されて伝
送媒体や記録媒体ケ介して伝送される。

なお、現実的には、１ブロツクにつき１ワードの基準と
なるサンプリング・データ（これケリファレンス・ワー
ドという。）を設けることか好捷しく、このリファレン
ス・ワードには、元の１４ビツトのストレートＰＧＭデ
ータが用いられる。

以上のような構成のエンコーダにおいて、予測フィルタ
４の予測係数ｋに対する周波数特性の変化は、第４図の
ようになる。この第４図は、上ａＵ２サンプリング周波
数ｆｓｋ３２ＫＨｚとし、超低域（例えばＩＨｚ）にお
ける各特性のレスポンスがＯｄＢとなるような正規化ケ
行って、予測係数ｋに対する周波数特性の変化を明瞭に
表わしている。

次に、第１図のエンコーダの出力端子９より出力された
伝送されたディジタル信号は、例えば第５図に示すよう
な構成のデコーダにより元のストレートＰＣＭデータ１
言号に復元される。

この第５図において、上記伝送さｔ′Ｌだディジタル信
号は、入力端子５１をブｒしてマルチプレクサ５２に供
給さ八、このマルチプレクサ５２において上記１グロツ
ク内の各種データに分離される。

マルテプレク＋ｊ５２刀１ら得られる上記ブロック単位
で圧縮され１ζ例えばｌワード７ビノトの各データは、
グロック単位伸張回路５３に送ら九でおり、この伸張回
路５３はマルチプレクサ５またらの情報データに応じて
エンコーダの上記グロック単位圧縮回路７とは逆の処理
γ行う。このグロック単位伸張回路５３からは、第１図
のエンコーダの上記予測フィルタ４から得ら詐だデータ
と同様なデータが出力され、この出力データは例えば−
次和らの上記フィルタ特性選択データ（あるいは予測係
数選析データ）が供給されており、この選択デて、元の
ストレー）ＰＣＭデータが復元され、出力端子５６を介
して取り出される。

この工うな第５図のデコーダにおける逆子側フィルタ５
５の周波数ｑ！Ｊ、性は、選択された予測係数に応じて
第４図とは対称的に（ＯｄＢ　ｋ中心としてレスポンス
のｄＢ値が反転するように）表われるＯ ところで、これらのエンコーダおよびデコーダを用いて
ディジタル信号伝送する場合のＳＮ比について考慮する
と、人力信号周波数ｆ１ｎが低減のときにはエンコーダ
側の高域ゲインケ増太し、大きな高域増強特性ケもたせ
て伝送し、デコーダ側で高域を大きく減衰させることが
望ましく、これは、予測フィルタ４の予測係数ｋ　’ｔ
ｒ大きくすることに相当する。また、入力信号周波数１
１ｎが中域のときには、エンコーダ側での高域増強量を
小さクシ、入力信号周波数ハ。が高域となるときには、
高域がやや減衰気味の％ｎとすることがＳＮ比改善の観
点からＴ１れる。これは、入力信号周波数ｆｉｎ　が中
域から高域となるに応じて、予測フィルタ４の予測係数
ｋを正の値で小さくしてゆき、さらに０刀為ら負の値と
することに相当する。このような入力信号周波数ｆｉｎ
に応じた予測係数にの選択は、前述した第１表からも明
ら刀）なように、最大絶対値割算回路５における比の値
Ｒが大きくなるに従って大きなｋを選ぶことにエリ、実
現できるものである。

ところで、上記の実施例においては、予測フィルタを選
択（あるいは予測フィルタ４のフィルタ特性を選択）す
るためのフィルタとして、例えば２次差分をとるフェイ
ズ・リニアのフィルタ特性を有する差分処理回路３と、
広義のフィルタとしてのストレートＰＣＭデーク入力を
その丑ま出力するフラクト・パス的なフィルタとの２個
の選択用フィルタを用いており、これらの予測フィルタ
選択用のフィルタから出力されたストレートＰＣＭデー
タや差分処理されたデータのそ九ぞれのグロンク内最大
絶対値をめ、これらの比をとって、その比の値Ｒに応じ
て予測フィルタ４の予測係数ｋｋ選定しているが、この
他、上記谷選択用フィルタからのデータのそれぞ°れの
ブロック内エネルギ、すなわち各データ値の２乗の総和
値をめ、これらの比をとるようにしてもよい。この場合
に、ストレー）ＰＣＭデータのプロンク内エネルギｔＥ
ｘ、差分処理されたデータのブロック内エネルギ’ｔＥ
Ｄとし、これらの比の値ＲＥｋの式によりめるとき、予
測フィルタ４の予測係数にとしては、比の値Ｒｚが大き
くなるほどより大きいｋを与えるような予測係数パンク
ロのマツピングを行えばよい。このようなブロック内エ
ネルギの比に基いて予測フィルタを選択するときの選択
用差分処理回路としては、上述した実施例の差分処理回
路３のようなフェイズ・リニアなフィルタ特ｉｔ持つ必
要はなく、例えば最も簡単な１次差分をとるフィルタで
充分である。

！！、た、上記予測フィルタ選択用のフィルタを３個以
上用いることも可能であシ、具体例としては、入力信号
をいくつ７１）の帯域に分割する帯域通過フィルタを上
記選択用のフィルタとして用い、これらの帯域通過フィ
ルタからの出力データのブロック内エネルギを互いに比
較して各帯域のエネルギの分布や最大エネルギを与える
帯域等に応じて、上記選択用フィルタの個数よりも多い
個数の予測フィルタのうちのいずれ刀）ケ選択すればよ
い。

さらに、上記予測フィルタ４としては１次差分をとるよ
うなフィルタを用いているが、この他、２次差分以上の
高次差分をとるフィルタを用いてもよく、この場合には
、１種類のフィルタ特性に対して複数個？１ｉ−１組と
する予測係数が必要となり、複数のフィルタ特性に対応
する複数組の予測係数のうちのいずれか１組ケ選択する
ことにより前述のような予測フィルタの選択が行われる
。また、グロック単位圧縮回路７における再量子化の際
に、本件発明者が特願昭５８−９７６８９号において開
示したエラー・フィードバンクによるノイズ・シェイピ
ング処理を行い、上記予測フィルタの選択に応じてノイ
ズ・スペクトルを変化させてもよいことは勿論である。

この他、本発明の要旨を逸脱しない範囲において種々の
変更可能である。

〔発明の効果〕

本発明に係るディジクル信号伝送装置によ肛ば、予測フ
ィルタの種類数よりも少ない選択用のフィルタを用い１
こ極めて簡単な本１４成により、入カイｇ号に応じた最
適の予測ノ、イルタを選択でき、圧縮効率の向上および
ＳＮ比の改善が容易に実現できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例に用いられるエノコーダケ示
すプロンク回路図、第２［ン］は第１図中の予測フィル
タの具体例ケ示す回路図、第３図は第１図中の差分処理
回路の具体例を示す回路図、第４図は第１図のエンコー
ダの予測フィルタの離数特性を示すグラフ、第５図は」
二記実施例に用いられるデコーダを示すグロック回路図
である。 １・・・入力端子 ３・・・差分処理回路 ４０慟予測フィルタ ５・・・　最大絶対値割算回路 ６・・・　予測係数バンク ７・・・　グロンク単位圧縮回路 ８−・・　マルチプレクサ ９・・・　出力端子 特許出願人　ンニー株式会社 代理人　弁理士　小　池　見 回　１）　杓　榮　−

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 入力されたディジタルデータ信号ケ複数の子測フィルタ
   のうちのいずれｚ＞ｋ介して伝送するディジタル信号伝
   送装置において、上記予測フィルタの個数エリも少ない
   個数の選択用フィルタに上記入力ディジタルデータ信号
   を供給し、これらの選択用フィルタからの出力データの
   比較結果に基ぐ選択信号によシ上記複数の子測フィルタ
   の中の最適な１個を選択し、この選択さｆｌｊ予測フィ
   ルタを介して上記入力ディジタルデータ信号を伝送する
   こと′に％徴とするディジタル信号伝送装置。